JP2986905B2 - 充電発電機の制御装置 - Google Patents

充電発電機の制御装置

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Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は車載の充電発電機に内蔵された、充電発電機
の制御装置に関する。
〔従来の技術〕
従来の装置は、特開昭62−171419号記載のように、外
部制御装置のインピーダンスを検出して信号線の外れ及
び断線を検知し、異常時には補助電圧検出に切換えると
いうフエイルセイフ機構を有していた。
〔発明が解決しようとする課題〕
上記従来技術では、外部制御信号線のインピーダンス
を検出することによつて検知できる。信号線の外れや断
線等以外の故障については配慮されていないので、信号
線のアース面や電源線への短絡、アース面の電位変動、
外部制御装置の作動不良によるデユーテイー制御信号の
異常(‘H'または‘L'レベルへの固定)等の故障発生時
には、充電発電機の制御が正常に行われず、発電不良や
過大電圧の発電といつた不具合が発生する可能性がある
という問題があつた。ここで、上記アース面の電位変動
について補足する。車両等で車体をアース面として使用
するシステムでは、アース面に流れる回路電流によつて
アース面の電位が変動する。特に第9図に示すように、
ブラケツトとエンジンとをボルトで締め付けることによ
つて、アース端子がアース面へ結合される充電発電機に
おいては、発電機自体が出力する回路電流によつて、ブ
ラケツト(アース端子)の電位が変動する。従つて、外
部制御信号によつて出力電流の制御を行つている時に、
充電発電機のアース結合抵抗がボルトのゆるみ等で大き
くなつた場合には、正帰環または負帰環が掛かり、充電
発電機の出力制御が不安定になつたり、発散または減衰
したりという可能性がある。
本発明の目的は上記のような外部制御信号入力の不具
合による充電発電機の誤作動を防止することにある。
〔課題を解決するための手段〕
上記目的を達成するために外部制御信号が所定の時間
変化を有しない信号である場合には、外部制御信号に応
じた界磁電流の制御を行わないようにする手段を設けた
ものである。
〔作用〕
外部制御信号に応じた制御を行わないようにする手段
は、外部制御信号の故障を時間変化によつて検知するよ
うに作動するため、信号線のアース面や電源線への短
絡、アース電位の変動による信号線の故障等による外部
制御の誤作動を防止することができる。
〔実施例〕
以下、本発明の一実施例を第1図により説明する。第
1図は充電発電機1の内部結線及び入出力結線を表すシ
ステム結線図である。第1図中の充電発電機1は機関に
よりベルトを介して駆動され、バツテリ2や他の電気負
荷(図示せず)に電力を供給する。5は充電発電機1の
外部制御装置であり、機関の制御装置等に組込まれる。
4はイグニシヨン・キースイツチである。充電発電機1
の内部には、電機子巻線11,三相全波整流器12,界磁巻線
13、及び電圧調整装置14があり、外部制御信号入力端子
(C端子)に所定の外部制御信号が入力されない場合に
は、界磁電流制御装置14によつて界磁巻線13に流れる界
磁電流を、IG端子に入力される電圧(バツテリ2の電
圧)に応じて制御し、出力端子B(正側)、E(負側)
から所定電圧の直流電力を出力する。では、界磁電流制
御装置14について更に詳しく説明する。界磁電流制御装
置14は、フライホイールダイオード141,出力スイツチ
(ここではIGBT)142,トランスフアーゲート143,144、
電圧制御回路145,電源回路150及び本発明の特徴となる
外部制御信号判定回路146によつて構成されている。次
に界磁電流制御装置14の作動を説明する。まずイグニシ
ヨン・キー・スイツチ4が閉じられると、電源回路150
が作動し、界磁電流制御装置14の内部電源が起動する。
これにより、電圧調整回路14の内部の各回路、素子が作
動可能となる。(尚、電源回路150はツエナーダイオー
ド,抵抗,トランジスタ等により構成され、IG端子の電
圧を入力として、一定に制御された電圧(例えば8V)を
出力する回路である。電源回路150が作動して、外部制
御信号入力端子(C端子)に所定の周波数をもつ信号が
入力されていない時には、外部制御信号判定回路146の
出力線148は‘H'レベルになり、トランスフアーゲート1
43がオンして、144はオフする。従つて、界磁電流をオ
ン/オフする出力スイツチ142は、電圧制御回路145の出
力(147)に応じてオン/オフする。電圧制御回路145は
第2図に示す様にコンパレータ145e、抵抗145a,b,c、及
びツエナーダイオード145dで構成される。以上の構成に
より、電圧制御回路145はIG端子の電圧を抵抗145a,bで
分圧した値と、ツエナーダイオード145dで得られる電圧
値をコンパレータ145eで比較して、IG端子の電圧が所定
値より大きい場合は、出力147に‘L'レベルを、逆に、
所定値より小さい場合は、‘H'レベルを出力する。例え
ば、抵抗145aと145bの分圧比を1/2、ツエナーダイオー
ド145dのツエナー電圧を7.2Vとすると、IG端子の電圧が
14.4Vより大きい時出力147は‘L'レベル、14.4Vより小
さい時は‘H'レベルになる。つまり出力スイツチ142
は、出力線147が‘H'レベルの時オンして、界磁電流を
増やし、逆に、‘L'レベルの時はオフして界磁電流を減
らす様作動するので、IG端子の電圧は一定値14.4Vに制
御されることになる。
次に、C端子に外部から所定の周波数の制御信号が入
力された時の作動について説明する。C端子に所定の周
波数をもつ信号が入力されると、外部制御信号判定回路
146の出力148は‘L'レベルになり、トランスフアーゲー
ト143がオフし、144がオンする。従つて、出力スイツチ
142は、C端子の入力信号に応じてオン/オフする。つ
まり、C端子に所定の周波数をもつ外部制御信号が入力
されると、界磁電流制御装置14は、充電発電機1の出力
電圧(ここではIG端子電圧)を一定に制御する機能を停
止して、その外部制御信号に応じて、界磁電流をオン/
オフするスイツチとして機能する。次に、外部制御信号
判定回路146の内部回路の構成例を、第3図と第4図の
2通り説明する。第3図は、外部制御信号判定回路146
の内部結線を示す。146aは周波数/電圧変換器(F/V変
換器)であり、例えば1シヨツトマルチバイブレータと
平滑回路等で構成されていて、入力信号の周波数に応じ
た電圧を出力する。146dはコンパレータであり、146bは
抵抗、146cはツエナーダイオードである。また、151は
電源回路150の出力へ接続される。このような構成で、
外部制御信号判定回路146は、C端子信号の周波数が所
定の値より高い時には、出力148を‘L'レベルに、ま
た、所定の値より低い時には、‘H'レベルにする。例え
ば、F/V変換器の出力電圧をC端子(入力)信号の周波
数が100Hzの時に3Vとなる様にして、また、ツエナーダ
イオード146cのツエナー電圧を3Vにした場合、出力148
は、C端子信号の周波数が100Hzより高い時‘L'レベル
に、100Hzより低い時‘H'レベルになる。では、次に外
部制御信号判定回路146の他の内部回路例について第4
図により説明する。第4図は外部制御信号判定回路146
の内部結線を表す回路図であり、146aは第3図の146aと
同様のF/V変換器、146e,146h,146iは抵抗、146fはツエ
ナーダイオード、146j,146kはコンパレータ、そして、1
46lはORゲートである。第4図に示す、外部制御信号判
定回路146では、F/V変換器146aの出力電圧の比較をコン
パレータ2個(146j,146k)とORゲート146lを用いたウ
インドコンパレータによつて行つている為、その出力線
148は、C端子信号の周波数がある所定範囲内(例えば1
00Hz〜200Hz)の時‘L'レベルになり、所定範囲外(100
Hz以下、または200Hz以上)の時‘L'レベルになる。
本実施例では、充電発電機1の界磁電流制御装置14
に、外部制御信号判定回路146を設けることにより、所
定の周波数を持つ外部制御信号(C端子信号)のみを正
常な信号と判定し、その場合は外部制御信号に応じて界
磁電流を制御するがそれ以外の信号では、界磁電流の制
御を、外部制御信号に係わらず、界磁電流制御装置14の
内部にある電圧制御回路145で行うようにした為、外部
制御信号に故障(信号線の断線、電源ラインまたは、ア
ースへの短絡等)が発生した場合や、電気負荷のオン/
オフ等によつてアース面に流れる回路電流が変化してア
ース電位の変動が生じた場合発電電圧の異常な上昇や発
電の停止等の不具合が起こることがなく、所定の電圧の
発電を継続することができる。また、特に、外部制御信
号判定回路146を第4図に示すような回路で構成して、
外部制御信号の有効範囲の上下限を設定した場合におい
ては、発電電圧のリツプル等の比較的高い周波数成分を
持つノイズによる誤作動も合わせて回避することが可能
になる。尚、本実施例では、外部制御信号の判定を周波
数の高さにより行つているが、信号の周期を検出して判
定する方法にすることも可能である。この場合、第3図
及び第4図に示したF/V変換器146aを周期−電圧変換器
に変更すればよい。
次に本発明の他の実施例を第5図及び第6図により説
明する。第5図は、第1図における界磁電流制御装置14
の他の内部回路例を表す、結線図である。第5図の界磁
電流制御装置14は第5図の端子B,F,IG,C及びEを、第1
図の同記号の端子と接続して、第1図の界磁電流制御装
置14と置き換えることが出来る。第5図中、141は第1
図と同様のフライホイールダイオード、142aは第1図の
142と同じ働きをするパワースイツチである。(ここで
はバイポーラトランジスタ)、149aはANDゲート、149k,
149lはORゲート、149lはコンパレータ、149c,149dはア
ナログスイツチ、149s,149u,149qはインバータゲート、
149m,149n,149o,149pはDタイプフリツプフロツプ(DF
F)、149fはツエナーダイオード、149rはコンデンサ、1
49vは定電流源、そして、149i,149j,149e,149g,149h,14
9sは抵抗である。また、コンパレータ149b、アナログス
イツチ149c,149dや各ゲート、及びDFFの電源ラインは正
側がIG端子、負側がE端子にそれぞれ接続してある(図
示せず)。
以上の構成要素から成る、第5図の界磁電流制御装置
14の作動を以下説明する。界磁電流制御装置14では界磁
電流の制御を出力スイツチ142aをオンまたはオフするこ
とによつて行うが出力スイツチ142aはANDゲート149aの
出力によつて駆動される。そして、ANDゲート149aの出
力は、コンパレータ149bとORゲート149kの出力によつて
決定される。このコンパレータ149bの出力は後述するよ
うにIG端子の電圧と、電圧制御の基準電圧に応じて決定
され、一方のORゲート149kの出力はC端子の入力に応じ
て決定される。つまり、電圧制御を行う、コンパレータ
149bの出力と、C端子に入力される外部制御信号に応じ
て出力値が決定されるORゲート149kの出力との論理積に
よりパワースイツチ142aが駆動される。このコンパレー
タ149bの反転入力にはIG端子の電圧を抵抗149i及び149j
で分圧した値が入力され、また、非反転入力には、C端
子にデユーテイー信号が入力されていない時は、後述す
るようにORゲート149lの出力が‘H'レベルになるので、
アナログスイツチ149dがオン、149cがオフしてツエナー
ダイオード149fのツエナー電圧を抵抗149g,149hで分圧
した値が入力され、また、C端子にデユーテイー信号が
入力されている時は、ORゲート149lの出力が‘L'レベル
になるので、アナログスイツチ149cがオン、149dがオフ
してツエナーダイオード149fのツエナー電圧が入力され
る。尚、ここではデユーテイー信号とは、‘H'/‘L'レ
ベルを周期的に繰返す信号を意味するものとしている。
従つて、例えば抵抗149iと149jの分圧比を1/2、抵抗149
jと149hの分圧比R149h/(R149h+R149g)を7/8、そし
て、ツエナーダイオード149fのツエナー電圧を8Vとする
と、C端子にデユーテイー信号が入力されていない場
合、コンパレータ149bの非反転入力電圧は7Vとなるの
で、IG端子電圧が14Vより大きい時は、コンパレータ149
hの出力が‘L'レベル、14Vより小さい時は‘H'レベルに
なる。また、同条件で、C端子にデユーテイー信号が入
力されている場合は、IG端子が16Vより大きい時にコン
パレータ149hの出力が‘L'レベル、16Vより小さい時は
‘H'レベルになる。つまり、コンパレータ149bは、C端
子にデユーテイー信号が入力されない時は、IG端子を14
V一定にする様に出力レベルを変化させ、また、C端子
にデユーテイー信号が入力されている時には、IG端子を
16V一定になる様に出力レベルを変化させ、つまりC端
子信号により非反転入力に入力される電圧基準値を切替
えて、電圧制御信号を出力する様作動する。一方、ORゲ
ート149kは、C端子入力信号に応じて出力レベルが決定
されるが、C端子にデユーテイー信号が入力されていな
い時は、後述するようにORゲート149lが‘H'レベルにな
るので、ORゲート149kは‘H'レベルになり、C端子にデ
ユーテイー信号が入力されている時には、ORゲート149l
が‘L'レベルになるので、ORゲート149kはC端子入力信
号をそのまま出力する。次に、ORゲート149lの出力を決
定するC端子入力信号とそれに応じた各部(第5図の一
点鎖線で囲んだ回路)の作動について説明する。C端子
入力信号の時間変化は、DFF(149m,149n,149o,149p)に
よつて検出されるが、それらのDFFのクロツクパルス入
力(CP)には全て共通のクロツクパルスが供給される。
そのクロツクパルスはインバータゲート149t,149u、抵
抗149s及びコンデンサ149rから成る発振回路で発生す
る。この構成で、C端子が‘H'レベル一定の場合は、イ
ンバータゲート149qの出力が‘L'レベルであるため、ま
ずDFF149nの出力Qは、クロツクパルスが‘H'レベルに
なつた時‘H'レベルに、次にクロツクパルスが‘L'レベ
ルになつた時DFF149mの出力Qが‘H'レベルになり、同
時にORゲート149lは‘H'レベルになる。ここで、DFF149
n,149pはクロツクパルスが‘H'レベルの時、DFF149m,14
9oはクロツクパルスが‘L'レベルの時出力Qが変化する
フリツプフロツプである。また、C端子が‘L'レベル一
定の時は、インバータゲート149qの出力が‘H'レベルで
あるため、DFF149p及び149oの出力Qが、クロツクパル
スに応じて‘H'レベルに変化し、DFF149oの出力Qが
‘H'レベルになるとORゲート149lの出力が‘H'レベルに
なる。また、C端子がオープン状態の場合は、定電流源
149vによりC端子は‘L'レベルに維持されるので、上述
のC端子が‘L'レベル一定の時と同様、ORゲート149lの
出力は‘H'レベルになる。次に、C端子にクロツクパル
スの半周期より短い周期を持つデユーテイー信号が入力
された場合には、C端子が‘H'レベルの時、DFF149o,14
9pのリセツト入力(R)が‘H'レベルになり、両方のDF
Fの出力Qが‘L'レベルにリセツトされ、また、‘L'レ
ベルの時、インバータゲート149qが‘H'レベルになるの
で、DFF149m,149nのリセツト入力(R)が‘H'レベルに
なり両方のDFFの出力が‘L'レベルにリセツトされるの
で、C端子が‘H'レベルの状態かDFF149n,149mによつ
て、ORゲート149lの入力に‘H'レベルとして伝えられ
ず、また、‘L'レベルの状態がDFF149P,149oによつてOR
ゲート149lの他方の入力に‘H'レベルとして伝えられる
こともないので、ORゲート149lの出力は‘L'レベルの維
持されることになる。第5図に示す界磁電流制御装置14
は以上のように作動するので、第1図に示す充電発電機
1としての出力特性は第6図に表すようになる。第6図
は、横軸に充電発電機1の出力電流、縦軸に出力電圧を
取り、充電発電機1の負荷特性を表した特性図である。
第6図中aは第5図のC端子にデユーテイー信号が入力
されない場合、すなわち、界磁電流の制御を第5図の界
磁電流制御装置14の内部の電圧制御回路単独で行つた時
の負荷特性を示している。尚、C端子にデユーテイー信
号が入力されない時は、電圧基準値は14Vに設定されて
いる。第6図中b及びcは、C端子にテユーテイー信号
が入力されている時の負荷特性を示している。特性bは
C端子信号のデユーテイーがほぼ100%(例えば99%)
の時(デユーテイー=‘H'レベルの時間/デユーテイー
信号の1周期)であり、特性cはデユーテイーが50%の
時の特性を表している。尚、C端子にデユーテイー信号
が入力されている時は電圧制御の基準値は16Vに設定さ
れている。特性b及びcが示す様に、C端子にデユーテ
イー信号が入力されている時には、制御電圧基準値が16
Vに切替えられ、さらにデユーテイーに応じて最大出力
電流が制限(例えば出力電圧14Vの時の最大出力電流
は、デユーテイーが100%に近い時は約80A、デユーテイ
ーが50%の時は約40A)されている。充電発電機1の負
荷特性がa,b及びcで表される場合、例えば、第6図中
dで示されている特性をもつ負荷が充電発電機1の出力
に接続された時には特性aでは、点t(出力電圧=14
V)、特性bでは点s(出力電圧=16V)、特性cでは点
u(出力電圧=12.7V)でそれぞれ出力電圧及び出力電
流が決まる。このようにC端子にデユーテイー信号を入
力することにより界磁電流の外部制御を行うと充電発電
機1の出力電圧を零(例えばデユーテイー=1%の時)
から16Vまで連続的に可変することが可能である。
本実施例においては、界磁電流制御装置14の外部制御
信号入力端子(C端子)の入力信号の入力値の継続状態
を検出して、電圧制御回路の基準電圧を切換えるので、
信号線の電源ラインまたはアースへの短絡,断線等の故
障が発生した場合でも充電発電機1の出力電圧を外部制
御信号線の故障による影響を受けずに安定に制御するこ
とができる。
次に、本発明の他の実施例を第7図、及び第8図によ
り説明する。第7図は、界磁電流制御装置14の内部回路
を表し、第8図は、第7図に示した界磁電流制御装置14
の内部回路の作動波形を表している。第7図に示す界磁
電流制御装置14は、第1図の界磁電流制御装置14に置き
換えて作動する。第7図中、141はフライホイールダイ
オード、142aは出力スイツチ、14aはANDゲート、14bは
コンパレータ、14gはインバータゲート、14dはツエナー
ダイオード、14c,14e,1fは抵抗であり、14hは抵抗14h1
とコンデンサ14h2から成るハイパスフイルターである。
以上の構成要素から成る界磁電流制御装置14は、外部制
御信号入力端子(C端子)にデユーテイー信号が入力さ
れない時は、電圧制御回路によりIG端子の電圧を所定値
に調節する様に、出力スイツチ142aをオン/オフして界
磁電流を制御し、C端子に所定の周波数以上(ハイパス
フイルターのカツトオフ周波数より充分高い周波数)の
デユーテイー信号が入力された時は、出力スイツチ142a
を、電圧制御回路と外部制御信号に応じた値との論理積
によつてオン/オフ制御する。第7図では、電圧制御回
路はコンパレータ14b、抵抗14e、14f,14c、ツエナーダ
イオード14dで構成されている。第8図はコンパレータ1
4b、C端子入力信号、インバータゲート14g入力及び出
力、ANDゲート14aの作動を示すタイミングチヤートであ
る。第8図に示す様に、本実施例においては、C端子入
力信号がデユーテイー信号で、且つ‘H'レベルの時は、
ANDゲート14aの出力を‘L'レベルにし(出力スイツチを
オフし)、‘L'レベルの時は、ANDゲート14aの出力には
影響を与えない。またC端子入力信号が所定の周波数を
もつデユーテイー信号でない場合は、C端子入力信号
は、‘H'レベルであつても、ANDゲート14aの出力に影響
を与えなくなる(第8図の時間t1以降)。つまり、C端
子入力信号が所定の周波数以上のデユーテイー信号であ
つて、‘H'レベルの割合が大きくなると、充電発電機の
界磁電流が減少し、出力電圧が低くなる。一方、C端子
入力信号が、‘H'または‘L'レベルに固定されるか、端
子がオープン状態の時には、IG端子電圧が所定値になる
様に界磁電流の制御が行われる。以上のように第7図の
界磁電流制御装置14が作動するので、C端子信号線の故
障(電源ラインまたはアース面への短絡等)が発生した
場合でも、充電発電機の出力電圧は所定値に制御され
る。本実施例においては前述の2実施例と異なり、外部
制御信号の時間変化の検出及び判定は行わず、所定周波
数以下のデユーテイー信号を除去する手段によつて、信
号線の故障による界磁制御装置14の誤作動を防止してい
るので、誤作動防止の為に設けた回路を簡略化すること
ができている。ただし、本実施例においては、外部制御
信号によつて、界磁電流の制御方法や制御変数を切換え
ることはできない。従つて、外部制御信号は、電圧制御
に従属した界磁電流の制御を行うことしかできない。
尚、第7図に示した界磁電流制御装置14では、電圧制御
出力(コンパレータ14bの出力)とC端子入力に応じた
出力(インバータゲート14gの出力)との論理積によつ
て出力スイツチ142aを駆動しているが、論理和によつて
出力スイツチ142aを駆動するようにすれば、界磁電流の
大きさを電圧制御出力により調節される値より大きくす
ることが可能になるので、充電発電機の出力電圧を、C
端子にデユーテイー信号を入力することにより、高くす
ることができる。また、第7図の実施例では、C端子信
号の入力回路としてローパスフイルター14hを用いた
が、バンドパスフイルターを用いることもできる。バン
ドパスフイルターを用いた場合には、高い周波数成分の
ノイズに対するノイズ除去を行うことができる。また、
全ての実施例において、電圧制御を、コンパレータを用
いたオン/オフ制御としているが、一定周波数が所定の
範囲内の可変周波数のPWM制御を行う方式を採用するこ
ともできる。この場合、外部制御信号の周期とPWM制御
の周期を分離して、界電磁流のスイツチングによるノイ
ズによる誤作動を低減することができる。
外部信号としては以下のものがある。
エアコン負荷時発電カツト制御 加速時発電カツト制御 始動時発電カツト制御 燃料カツトリカバー時発電カツト制御 減速時充電制御 定常時発電カツト制御 エンジン回転数低下時発電カツト制御 の場合、エアコンデイシヨナが稼働するとエンジン
にコンプレツサが接続され、その分エンジンの負荷が増
加する。そこで、界磁巻線へ流す界磁電流を一時的に所
定の低電流状態に制御し発電量を低減して、エンジンに
対する発電機負荷を低減する。
の場合、車両が加速状態になるとエンジンに対する
負荷がその分増大する。そこで、の場合と同様にして
一時的に発電量を低減して、エンジンに対する発電機負
荷を低減する。
の場合、エンジンの始動時に発電機を稼働すると発
電機がエンジンの負荷となつてエンジンがスムースに始
動できない可能性があるので、エンジンの始動状態の
間、発電機の界磁巻線への通電を停止してスタータの駆
動力をエンジンに効果的に与えて、スムースにエンジン
が始動できる様にする。
の場合、エンジンに燃料を供給するインジエクタ
が、機関の運転情報により燃料カツト状態から、燃料供
給再開に移る時、この時はエンジンとしては多くのトル
クを走行の為に必要としている訳であるから、このトル
クを低減する負荷となる発電機を一時的に低負荷状態と
する必要がある。
この時も〜同様界磁巻線電流を低軽して目的を達
成する。
の場合、エンジンが減速運転時には、エンジンの負
荷を大きくして減速が早期に達成できる様にすると共
に、減速時のエンジンの惰性回転エネルギーを回収して
有効利用することが好ましい。このため、発電機の界磁
巻線電流を所定の大電流状態とし、エンジンに対する発
電機負荷を増大させると共に、この時の発電出力でバツ
テリを急速充電することによつてエンジンの余分なエネ
ルギーを回収する。
の場合、車両が定常走行になり、バツテリの充電が
十分な状態の時、もはや発電機を運転する必要がないの
で、この場合も界磁電流を所定の低電流状態が制御して
エンジンの負荷を軽減し、燃料の供給量をその分少なく
てすむようにする。
の場合、エンジン回転数が、所定の低回転数に低下
した場合、エンジンストールを起こさないように、エン
ジンの負荷を軽減する必要がある。この為、〜及び
同様、発電機の界磁巻線に流れる電流を所定の低電流
状態にしてエンジンに対する発電機負荷を一時的に低減
する。
以上の制御は、〜を各々単独に行なうこともでき
るし、2つ以上の条件を組合わせて制御条件を決定する
こともできる。
この場合の外部制御信号は、所定の周波数を持つたパ
ルス信号として与えることができ、このパルス信号のON
デユーテイーを100%〜0%の間で〜運転条件に応
じて、またそれらの組合せに応じて設定し、デユーテイ
ーを任意に変化させてトランスフアーゲートを制御する
ことができる。
尚、このデユーテイー信号が100%デユーテイー状態
若しくは0%デユーテイー状態が継続している為に所定
期間、状態変化がないのか、あるいは信号ラインに異常
が生じた為なのかの判別がつかないという問題が考えら
れる。
この為、このデユーテイー信号の最大値を例えば、99
%デユーテイー、最少値を例えば1%デユーテイーとし
ておけば、少なくともデユーテイー信号の一周期中には
必ずパルス信号の状態変化が生じるので上記の様な問題
は解消できる。
また、デユーテイー信号の振幅はこの実施例ではアー
ス電位を基準にして約2Vに設定しているが、前述の如く
ボルトのゆるみ等でアース電位が上昇すると、デユーテ
イー信号の振幅が、見掛け上小さくなり、デユーテイー
信号検出用のスレツシヨルドレベル以下となる。この場
合、デユーテイー信号は所定の周期内に状態変化が生じ
ているにもかかわらず、その点が検出できない為に、所
定期間内に状態の変化が生じないと判定する。かくし
て、所定のデユーテイーで状態変化している場合でも、
この様な異常時には、正確に異常と判定できる。
次に、本発明をインテリジエント型ICレギユレータに
適用した場合の例を以下図に従い説明する。
自動車用の発電機には、第10図に示す如く、直流電流
としてのバツテリと、このバツテリを電源とする直流負
荷あるいは発電機の交流出力を直接電源として用いる交
流負荷等々、種々の負荷が接続されている。当然バツテ
リ自身も発電機1の負荷の一つである。
発電機1は自動車のエンジンにより駆動され、三相交
流電流が出力される。この交流電流は整流器12によつて
整流されバツテリに供給される。バツテリにはスイツチ
群を介して直流負荷群が複数個接続されている。負荷と
してはカーエアコン,照明装置,音響機器,燃料制御様
電磁装置,デイフオガー等である。
また発電機の交流出力を直接電源とする負荷が接続さ
れた場合もある。例えば窓についた氷を急速に解氷する
クイッククリアガラスシステム等がある。
発電機1は界磁巻線13を有し、この界磁巻線に流れる
電流を制御することによつてバッテリ6の電圧を所定値
に維持するのに十分な発電機の出力電圧(電流)が得ら
れるように発電機を制御する。
尚、2aはフライホイールダイオードである。
以下界磁巻線電流の制御について説明する。
バッテリの電圧を電圧検出回路130によつて検出す
る。検出電圧に応じた信号VBdはバッテリ設定電圧(14.
6±0.25V)VBCと比較され、その偏差を偏差増幅器120で
増幅して電圧偏差信号εを出力する。
電圧−電流指令値変換回路110は電圧偏差信号ε
応じて、バッテリ電圧を設定電圧に維持するに必要な界
磁電流(目標界磁電流)に対応した電流指令値If1を出
力する。
切換回路170は、後述する初期励磁回路140からの電流
指令値If2、負荷応答制御回路からの電流指令値If3、温
度検出回路160からの電流指令値If4のどの電流指令値を
目標電流指令値If0として出力するかを選択し切換る。
偏差増幅回路100は目標電流指令値If0と後述する界磁
電流検出回路90からの実電流値信号Iffとを比較してそ
の偏差を増幅し、最終電流指令値としての電流偏差信号
εを出力する。
電流供給回路70は例えばPWM(Pulse Width Modulatio
n)制御回路とこの出力でチヨツパ駆動される例えばFET
(電界効果トランジスタ)とから成り、電流偏差信号ε
に応じたデユーテイーで界磁巻線電流iCHをチヨツパ
制御する。
電流検出回路90は界磁巻線回路に直列に接続された電
流検出抵抗8の端子電圧からそこに流れる電流を検出
し、検出電流に応じて定電流信号Iffを出力する。
界磁電流の電流源は、整流器3で整流された直流電流
と、バツテリからの直流電流の2種類あり、通常運転時
は整流器12の出力電流によつて自己励磁される。
エンジンのスタート時のように発電機の回転数NGが低
い時は十分な発電電流が得られないのでこの時はバツテ
リから電流が供給される。
初期励磁回路140は、このようなエンジンの回転数が
所定値NGOより低く発電機の駆動トルクがエンジンに負
担となる様な運転状態の時、第4図に示す如く界磁電流
を必要最少値にする為に現在の電流指令値IfmをIfLにセ
ツトする機能を有する。
負荷応答回路150は負荷の投入をバツテリ電圧の急変
によつて検出し、エンジンの回転数がアイドル回転数の
ように低回転の時は、第12図に示すように電流指令値を
2〜3秒かけて目標電流指令値Ifaまで徐々に増加させ
るランプ状電流指令値If3を出力する。
温度検出回路160はチヨツパ用の半導体スイツチング
素子の温度を検出し、この温度が所定値Ta以上に高温に
なつた時は、第14図に示す如く電流指令値Ifmを温度に
応じて減少する指令値If4を出力する。
以上説明した実施例に基づいて発電量制御の基本的考
え方を説明する。
すなわち、界磁巻線電流指令値発生手段Aはバツテリ
電圧と所定の設定電圧との電圧偏差εに応じた信号I
f0と界磁電流信号発生手段Bからの信号Iffとに基づい
て界磁電流指令値εを発生し、この電流指令値ε
基づいて界磁巻線電流供給手段Cから界磁巻線に所定の
電流が供給される。
この様に構成されているので、バツテリに接続されて
いる負荷が投入されてバツテリ電圧が降下すると、それ
に見合つて電流指令値εが増大し、界磁巻線電流iCH
が増加する。その結果発電機の出力電圧(電流)が増加
してバツテリが所定電圧まで充電される。
この状態で、界磁巻線の温度が上昇して抵抗値が温度
の影響で大きくなつたとすると、界磁電流が流れなくな
つて不用意に電流が低下する。
しかし、電流が低下しようとすると電流指令値が増大
して供給量を自動的に増大するから発電機の出力は界磁
巻線の抵抗値が増大しても変化することがなく、負荷
(バツテリも含む)の要求に応じた出力が維持できる。
以下、第15図に示す具体的な回路図について説明す
る。各図面を通して同一符号は相当部分を示す。71は界
磁巻線13に流れる電流をスイツチング制御するパワート
ランジスタやFET等のスイツチング素子からなるチヨツ
パ、170は上記各制御回路へ電源電圧VCCを供給する定電
圧電源装置、180は直流負荷である。その他の構成は第1
0図と同様である。電圧−電流指令値変換回路110におい
て、R0,R1は分圧抵抗で、定電圧電源回路170の出力電源
電圧VCCを分圧してバツテリの充電々圧の設定値VBCを出
力する。R2,R3は入力分圧抵抗でバツテリ電圧VBをフイ
ードバツクする。A1は演算増幅器で、入力抵抗R4〜R6
びフイードバツク抵抗R7を有し、偏差増幅器を構成す
る。電流制御回路100において、A2は演算増幅器で、入
力抵抗R8,R9,R10及びフイードバツク抵抗R11を有し、11
0の電圧制御回路からの電流指令If1あるいは補助回路か
らの指令値If2,If3,If4のいずれか選択された指令値If0
と、界磁電流検出回路Iffとの偏差を演算する偏差増幅
器である。PWM制御回路70において、A3は演算増幅器で
入力抵抗R12,R13,R14と帰還コンデンサC1で積分器を構
成し、入力電圧に対して積分動作を行うとともに、入力
抵抗R13を介して入力される入力信号εと他の入力抵
抗R12を介して入力される電圧e0との加減算を行う。後
段のA4も演算増幅器で、前記積分器の出力eIを入力抵抗
R15を介して正端子へ入力するとともに、出力e0を帰還
抵抗R16を介して同様に正端子へフイードバツクして、
ヒステリシスをもつたコンパレータを構成する。このコ
ンパレータA4の動作レベルは電源電圧VCCを分圧抵抗
R17,R18で分圧し、入力抵抗R19を介して負端子へ与えら
れる。上記のような回路構成の積分器とコンパレータの
組合せで、コンパレータの出力e0を積分器の入力へフイ
ードバツクすると方形波を出力する自励発振器として動
作する。すなわち、入力電圧εに比例してデユーテイ
が変化するPWM制御回路として機能する。
次に71はチヨツパであり、スイツチング素子のパワー
トランジスタT1とドライバランジスタT2とフライホイル
ダイオードD1、パワートランジスタT1の電流検出用シヤ
ント抵抗8等でチヨツパ回路が構成され、界磁巻線2に
流れる電流ifを前記PWM制御回路の出力信号e0によりス
イツチング制御する。上記チヨツパ用素子としては他に
FET等のスイツチング素子であり、いずれの手段を用い
てもよい。
コンパレータA4とチヨツパ71との間にはトランスフア
ゲート143が設けられ、更にその出力側にはトランスフ
アーゲート144の出力端が接続されている。両トランス
フアゲートはF/V変換器146a、抵抗146b、ツエナーダイ
オード146c、コンパレータ146dから成る外部信号の状態
変化検出手段の出力で相互にON,OFF状態が切換わる様に
構成されている。従つてゲート143が開いているときは
ゲート144が閉じていてPWMからチヨツパへ制御信号が出
力される。逆にゲート144が開いている時はゲート143が
閉じていて、チヨツパは外部信号によつて制御される。
尚状態変化検出手段の動作は、第1図,第3図で説明し
た通りである。
90は電流検出回路である。A5は演算増幅器で、入力抵
抗R20〜R22、帰還抵抗R23で構成される。91はアナログ
スイツチで92のバツフアを介して、70のPWM回路の出力e
0で駆動される。C2は出力電圧ホールド用コンデンサで
ある。
次に、上記構成における各部の動作を説明する。先
ず、界磁電流検出回路90の動作を次に示す。第16図は電
流検出回路90の構成図であり、第17図に各部動作波形を
示す。上記電流検出回路による電流検出は、第17図のご
とく継続電流であるパワー素子の電流iCHを検出してい
る。
すなわち、シヤント抵抗8でチヨツパ電流iCHを検出
して演算増幅器A5で増幅しVCH信号とする。
チヨツパの検出信号VCHはアナログスイツチ91とホー
ルドコンデンサC2の回路によりサンプルホールドされ模
擬界磁電流信号Vffに変換される。
更に詳しく説明すると、PWM制御回路70の出力をPWM信
号e0に同期させてアナログスイツチ91をOFFし、チヨツ
パがOFF期間中のチヨツパ電流iCHはチヨツパOFFする直
前の電流値をホールドしてこの時の検出信号をVf5信号
とする。また、チヨツパがON期間中はアナログスイツチ
91をONしチヨツパ電流iCHは検出信号VCHをそのままVff
信号とする。なお、アナログスイツチ91のON,OFF動作は
上記したPWM制御信号e0によりバツフア92を介して行わ
れる。
上記の動作により第17図に示したごとく、チヨツパ電
流iCHから得られた模擬界磁電流検出電圧Vffの波形は継
続することなく、ほぼ界磁電流ifに近い動作波形とな
る。この結果、界磁電流検出回路の静特性は第18図のご
とく直線性の良い特性が得られるとともに、小さい界磁
電流から大きな界磁電流まで広い範囲に亘つて検出でき
る。また、絶縁形の検出器を必要としないので電流検出
器を安価に構成できる。
次に電流制御動作について説明する。第15図に戻つ
て、PWM制御回路7は、チヨツパ71をPWM制御するための
もので、増幅器A3,積分コンデンサC1,積分抵抗R12等で
構成される積分器と、増幅器A4の出力を抵抗器R16で正
帰還させてヒステリシスをもつた比較器とで構成され
る。そして、比較器A4の出力e0を積分入力抵抗R12へフ
イードバツクすることで、デユーテイー制御が可能なPW
M制御回路となる。上記PWM制御回路は、入力信号(電
圧)εに対して出力信号e0の通電デユーテイー(通流
率)を比例的に制御できる機能を有している。
そして、PWMの入力信号εは、100の偏差増幅器より
与えられる。すなわち、偏差増幅器100では電圧制御回
路からの信号If0と前記した界磁電流検出信号Iffとの差
をゲイン倍(G=R11/R8=R10/R9)してPWM制御回路7
の入力信号εとして出力する。
したがつて、電流制御は、100の偏差増幅器、70のPWM
制御回路、90の界磁電流検出回路、71のチヨツパ回路、
13の界磁巻線等で構成される回路を用いて行われる。
今、界磁電流指令If0が与えられると偏差増幅器100で
は電流のフイードバツク信号Iffとから得られる偏差信
号εを発生し、PWM信号回路70に与える。PWM制御回路
70では出力のPWM信号e0によりチヨツパ71を動作させて
界磁電流ifが指令値と一致するようにフイードバツク制
御を行う。
したがつて、第19図に示すように電流指令値If0を変
えることにより界磁電流を任意に設定できる。
尚、図に示すPWM回路は可変周波数のPWM回路として構
成されている。
このようなPWM制御回路は、通流率を示すe0に応じ
て、e0が50%のところで、周波数が最大となり、その点
よりe0が大でも小でも周波数が小さくなる様に制御さ
れ、界磁電流の脈流率を一定の狭い範囲内に抑制するこ
とができる。
また、第20図に示すごとく、電流指令If0を急変させ
た場合でも界電電流ifは指令値に追従した動作となる。
第21図に示すように、従来の通流率制御の場合は発電機
の駆動トルクが界磁巻線抵抗の温度変化によつて、低温
時は大きくなり、高温時は小さくなる変化を示す特性と
なる。この結果、発電機の界磁巻線や、チヨツパの素子
の容量を冷温時に耐えるように設計しなければならずオ
ーバスペツクとなる問題があつたが、本実施例の電流制
御は第22図に示すごとく界磁巻線抵抗の冷温差があつて
も目標とする電流に制御可能なため、冷温差による影響
は現われない。また、電源電圧等の変化による電流の変
動等の影響も受けない。したがつて、オルタネータの界
磁巻線やチヨツパ等のスイツチング素子もオーバスペツ
クの設計は不要であり、パワーアツプが図れることにな
る。すなわち、通常状態における動作の最大値を低温時
の特性までアツプすれば、その分容量アツプとなり、オ
ルタネータとしては高出力化が図れる。そのアツプ率は
数10%にもなり、その効果が大である。
上記した電流制御回路を用いた電圧制御回路の動作は
次の通りである。第15図に戻つて、電圧制御回路110で
は、実際のバツテリ電圧(発電機出力電圧)VBがバツテ
リ充電々圧値VBCと一致するようにフイードバツク制御
を行う。すなわち、偏差増幅器A1によりバツテリの設定
電圧VBCとバツテリ電圧VBの偏差信号If0(電流指令)を
出力し、電流制御回路100へ与える。そして、上記した
ごとく電流制御回路100の出力信号εが発生する。PWM
制御回路70は、前記出力信号εに応じてON,OFFのPWM
制御(パルス幅制御)パルス出力e0を発生させ、チヨツ
パ71を介して発電機1の界磁電流13に断続するパルス電
圧Vfを印加し、界磁電流ifを制御する。上記制御動作に
おいて、界磁電流ifを上記したごとくシヤント抵抗8に
より検出され電流検出回路90を介して電流制御回路100
へフイードバツクされ電流制御を行う。その結果、発電
機1の電気子巻線出力電圧が制御され三相整流器12を介
してバツテリを充電したり、負荷へ電流を供給する。そ
して、発電機1の出力電圧VBは電圧制御回路110へフイ
ードバツクされ、出力電圧がバツテリ設定電圧VBCと一
致するようにフイードバツク制御される。
次に第11図に基づき本実施例の周辺の技術を説明す
る。
1.クロツク回路 この回路は1MHzの基本クロツク及びそれを分周したク
ロツク信号を発生する。
CL1は1MHzの基本クロツクでチヤージ・ポンプ回路を
駆動し、FET1のゲートに高電圧をチヤージする。
CL2〜CL10はCL1を分周したクロツク信号で各タイマー
回路のクロツク信号を供給する。
2.回転検出判別回路 この回路は発電機の回転数を検出し、回路動作を切換
える為の回転数信号を出力する。
回路数の検出はP端子(電機子巻線の一相)の周波数
が、 (但し、Nは発電機の回転数(r.p.m);qは発電機の極
数;2は全波整流時の定数)で表されるので、この周波数
とクロツクパルスCL9,CL10とを周波数比較すること
によつて行なわれる。
N1出力は発電機が50r.p.m以上の時「1」となり未満
の時「0」となる。
N2出力は発電機が1000r.p.m以上の時「1」となり未
満の時「0」となる。
N3出力は発電機が2500r.p.m以上の時「1」となり未
満の時「0」となる。
3.発電停止警報回路 この回路の役目は界磁巻線、電機子巻線が断線した
り、FET1がオープン破壊した時に、バツテリがチヤージ
されず、最終的にエンストしてしまうのを防止する為、
発電を停止している時(エンジンが回転していない時も
含む)に、チヤージ・ランプを点灯して報知する。
その動作は発電機が1000r.p.m未満の時チヤージ・ラ
ンプを点灯する。1000r.p.mに達するとチヤージ・ラン
プを消灯する。エンジン回転数が再び下がつて500r.p.m
以下になると再びチヤージ・ランプを点灯する。
エンジンのアイドル回転数を700r.p.m,クランク・プ
ーリと発電機のプーリのプーリ比を2とすると、アイド
ル時の発電機回転数は1400r.p.mである。ゆえに、発電
機が正常な場合には、チヤージ・ランプが消灯する。
尚、発電していない時には回転数が0であり、チヤー
ジ・ランプを点灯する。
重要な点はN1とN2との間でヒステリシスを持たせたと
ころにある。これはクランキング時等にランプが点滅す
ることがなく運転者に不安感を与えないという効果があ
る(第28図,第29図参照)。
4.S端子オープン警報回路 この回路の役目はS端子(バツテリ電圧検出端子)
が、配線がはずれた等の理由でオープン状態になつた時
に、 発電機が無制御になるのを防止する。
チャージ・ランプを点滅させ、運転者に警報を与え
る。
ものである。
その動作は 通常はS端子の電圧を基準電圧と比較して、電圧制
御を行つている。S端子がオープンになると、バツテリ
電圧VCが低下し、一定値(7V)以下の時にS・B端子電
圧切替回路によつて端子をSからBに切換える。
同時に、チヤージ・ランプを点滅させる。この点滅
はチヤージ・ランプを1秒間隔で点灯,消灯させる(第
30図参照)。
5.B端子オープン警報回路 この回路の役目はB端子(発電機の出力ケーブル)
が、配線がはずれた等の理由でオープン状態になつた時
に、 発電機が無制御になるのを防止する。
チヤージ・ランプを点滅させ、運転者に警報を与え
る。
点にある。
この回路の役目は何らかの理由により、電圧制御不能
になつた場合に、警報を行う点にある。
ここで電圧制御不能になる場合とは FET1が短絡破壊した場合 B端子とF端子が外部で短絡した場合(金属片が端
子間にはさまつた場合) が考えられる。
電圧制御不能のまま運転を続行すると、 (i)バツテリが過充電になり、水素ガスがエンジン・
ルーム内に充満し、爆発する危険性が有る。
(ii)高回転時に過電圧が発生し、ランプ・電子機器等
の車載電気負荷を損傷させる。
等の不具合が生じるが、この回路で報知することにより
これを未然に防止する。
その動作は上記モードの時には、界磁電流指令値は0
になり、FET1のゲート電圧は連続的に0Vとなるが、一定
時間(3秒)以上ゲート電圧が0Vになつた場合は、過電
圧モードであると判断し、チヤージ・ランプを点滅す
る。その点滅周期は0.25秒点灯,0.25秒消灯である(第3
2図参照)。
7.ゲート回路 この回路の役目はS端子オープン,B端子オープン,過
電圧,発電停止の際にチヤージランプを点滅させて、そ
の警報を行う点にある。そしてその動作は、上記4つの
信号の論理和(OR)を演算し、FET2のゲートを駆動する
ことにより行なうものである。
ここで重要なのは点滅周期を事象ごとに整数倍とした
ことである。これによつてチヤージ・ランプの点滅パタ
ーンを見ることにより、どこが悪いかを診断できる。更
にまたランプ表示に重要度の高い方から優先順位をつけ
ることもできる。例えば発電停止,過電圧,B端
子オープン,S端子オープンの順に周波数を低くして
おく等である(第33図参照)。
8.過電流保護 この回路の役目は界磁巻線が短絡した時に、FET1に過
電流が流れて破壊するのを防止する点にある。
その動作はe0がHighにもかかわらず、F端子の電圧な
低いままである時に、FET1のゲートをロツクする。
9.初期励磁回路 この回路の役目は、発電機の回転数NGが例えば回転数
N1(=500r.p.m)の様な低回転で自励磁発電ができない
状態を検出して、チヨツパの通流率が約30%程度になる
様その電流指令値If2を出力し、それに基づいて目標電
流指令値If0が切替回路から出力される。
10.S・B端子電圧切替回路 この回路の役目は常時S端子電圧(バツテリ端子から
直接取出す電圧)をフイルタ回路を介してフイードバツ
クし、電圧制御を行つている場合において、S端子がは
ずれた場合にはB端子電圧(発電機とバツテリ間の途中
配線から取出す電圧)を入力し、電圧制御を継続して行
い、発電機からバツテリへの無充電状態になることを防
止する。
その動作はB端子の電圧とS端子電圧を常時入力す
る。そして、S端子オープン警報回路からの信号が発生
すると、検出端子をS端子からB端子へ切替える。ま
た、B端子オープン警報回路から信号が発生すると電圧
信号をS端子からB端子へ切替えてB端子電圧をフイル
タ回路へ出力する。
11.フイルタ回路 この回路の役目はS・B端子電圧に含まれている発電
機の整流リツプル電圧等を平滑して、電圧フイードバツ
ク制御を安定にする点にある。
その動作はミラー積分方式のローパスフイルタを用い
てリツプル電圧を除去してバツテリの平均電圧を出力
し、電圧−電流指令値変換回路へバツテリ電圧をフイー
ドバツクする。これによつてバツテリ電圧の平均値が精
度よく検出でき、電流指令値If1がリツプルに影響され
ない制御信号とすることができる。
12.定電圧回路 バツテリ電圧の所定値の定電圧に変換し、その後各制
御回路へ電流として供給する。
13.電圧−電流指令値変換回路 この回路の役目はバツテリ電圧の設定値VBCに応じ
て、バツテリの端子電圧が一定値となるように、オルタ
ネータの界磁電流を制御する電流指令値If1を発生す
る。
その動作は設定値切替回路からの電圧指令値VBC′と
フイルタ回路の出力VBCとの偏差をとりゲイン倍増幅し
て電流指令値If1を発生する。
14.設定値切替回路 この回路の役目はバツテリの目標電圧を設定する内部
基準値、すなわち、設定値VBCを発電カツト制御回路か
らの信号が発生した場合には、設定値を低くし、発電を
カツトする点にある。
その動作は通常、電圧設定値VBCを電圧指令値として
電圧−電流指令値変換回路へ出力しているが、発電カツ
ト制御回路の信号が発生すると電圧指令値VBCを通常よ
り低くし発電が行われないようにする。
15.発電カツト制御回路 この回路の役目は車両の加速時等負荷増大時に発電機
の駆動トルクを減少させ(発電停止)、加速性の向上を
図る。
具体的には、チヤージランプと直列に入つているスロ
ツトル開度検出スイツチSW1が例えばフル,スロツトル
時にオープンになつた場合には、加速が終了するまでの
時間(例えば10数秒)発電カツトを行う。
その動作は発電カツト検出は、電圧検出端子にランプ
点灯用のFET2のドレイン電圧を用いるので、ランプ点灯
と発電カツト検出を共用する。
すなわち、発電カツト制御回路では、FET2のドレイン
−ソース電圧VDSとFET2の検出抵抗Rg2を通つて流れる電
流IDSを入力する。今、SW1がオープンするとFET2のVDS
が低下し、かつ、FET2の電流が流れていない場合には、
車両の加速時間(約10数秒)の間発電をカツトするため
に、設定値切替回路へ設定値の切替信号を出すと共にゲ
ートロツク回路へチヨツパのゲートロツク信号を発生す
る。
16.出力電流制御回路 この回路の役目は発電機の最大発電量を外部コントロ
ーラからの信号で制御し、発生トルクを抑制すること
で、車両の加速性向上,燃費向上,エンスト防止等を図
る。
その動作は、外部コントローラからC端子を介して出
力電流制御回路へデユーテイーの信号を入力し、その制
御回路からの出力信号によりPWM制御回路の動作,停止
を制御する。
第34図に示す如く外部負荷(車両の負荷)量に応じて
C端子に入力される負荷信号のデユーテイーをリニアに
変化させれば、第35図に示す如く連続的に発電機の出力
電流−電圧特性を制御できる。
第35図では代表例としてデユーテイー100%の場合
と、50%の場合の例を示す。
18.負荷応答制御回路 本実施例では電気負荷の急変によるエンジン回転数の
変動や、それによつて生じる振動を低減するために負荷
応答制御機能を設けている。第14図(a),(b)にそ
の動作原理を示す。
通常負荷応答制御がない場合において負荷が投入され
ると、制御電圧(バツテリ端子電圧)が降下するが、制
御系の帰還動作により電流指令値をステツプ状に応答さ
せ急速に充電する。この際、エンジンに対して発電機が
負荷となるためエンジン回転数は低下する(第23図
(a))。これは特にエンジン回転数の低いアイドル動
作付近において問題となり、アイドル補正までの間に急
激な回転数が変動するとエンストを起こす危険性が生ず
る。
これに対し、負荷応答制御ではアイドル補正までの間
に発電機がエンジンの負荷になりにくいよう制御するも
のである。負荷投入によつて制御電圧が降下しても、電
流指令値が一定のパターンでゆつくり増加するように制
御すれば制御電圧が回復するのは遅れるが、エンジン回
転数の変動量は低減出来る(第23図(b))。このため
制御ループ内に電圧制御の電流指令値出力を回転数に応
じて変化させる一定時定数の遅れ回路を設けている。電
流指令値のパターンを第24図に示すが、これは負荷応答
制御の有無による指令値パターンの変化を示している。
制御なしの場合にステツプ状に変化した電流指令値は、
制御ありの場合は指令値が基準値V1を超えた時点で基準
値そのものの値に切り換えられ一定時間固定される。そ
の後次の基準値V2を超えているかを判断して指令値も次
の基準値へと順々に切り替えていけば、電流指令値はゆ
つくりと階段的に上昇することになる。最終的に最後の
基準値に固定した後、制御なしと同じ値となる、電流指
令値が降下した場合は、基準値との切り換え動作は行わ
ず制御なしと同じ値とする。
よつて負荷投入以前にどのような電流指令値であつて
も、基準値を超えた時点でのみ指令値が固定されるため
過充電や過放電を防止出来る。負荷応答制御は、アイド
ル回転数付近で行うものとし、オルタネータ回転数2500
r/min以下で動作するようにした。実際の指令値パター
ンを発生させるための回路ブロツクを第25図に示す。指
令値切り換えにはアナログスイツチを、基準電圧と指令
値との比較にはコンパレータを、制御動作のコントロー
ルにはタイマー,ラツチを含むデイジタル論理回路を用
いて構成される。IC内蔵化を考え回路規模が大きくなら
ないよう基準値との比較段数を3段階としている。
以上に述べた負荷応答制御の効果の検証のためシミユ
レーシヨンを行つた。第26図はアイドルコントロールに
よるバイパス空気量をパラメータとした外部トルク−エ
ンジン回転数特性のモデルを示す。このモデルを使い電
気負荷(20A相当)を投入したときのアイドル回転数の
ステツプ応答を第27図に示す。負荷応答制御を行うこと
により、回転数の低下量が100r/minから25r/min以下に
低減できることを確認した。
尚、本実施例では比較段数を3段階としたが、特にこ
れに限定されることなく、無段階にすることもできる。
次に車両に搭載したマイクロコンピユータにより制御
する場合の制御態様を以下説明する。
第36図に示す機能ブロツク図により原理を説明する。
バツテリ電圧の設定値VBCと実際の値VSとの偏差を電
圧偏差増幅器で増幅してリミツタに出力する。
リミツタは電圧偏差増幅器からの入力に応じて電流指
令値If0を出力する。電流指令値If0の決定にあたつては
電気負荷に供給されている負荷電流の大きさ及び車両の
エンジンに対する負荷情報あるいは環境情報をマイクロ
コンピユータに入力してその時々の最適電流指令値の最
大値Ifmaxを算出し、電流指令値If0をその範囲内で、電
圧偏差に応じて決定し、出力する。
次に電流指令値If0と実際の電流値Ifとの偏差を検出
し、その偏差を増幅器で増幅してパルス幅変調回路(PW
M)の駆動信号を出力する。
PWMは界磁巻線駆動回路のチヨツパを駆動信号に応じ
たデユーテイーで駆動し、界磁巻線電流Ifを制御する。
これによつて発電機の電機子巻線に発生した出力により
バツテリを適正に充電する。
次に第37図に示すブロツク回路図及び第38図に示す制
御フローチヤートにより、エンジンの制御との関係を説
明する。
ステツプ200でレジスタの初期設定が終了したマイク
ロコンピユータは、A−D変換器を介してステツプ201
でエンジン回転数、マニホールド吸気圧,ノツク信号,
スロツトル開度信号及びバツテリ負荷電流等の入力信号
を検出し、ランダムアクセスメモリRAMに入力する。
尚、負荷電流は、負荷投入状態をスイツチのON,OFFで
検出し、入力レジスタを介して取り込む方法でも良い。
ステツプ202では、入力信号に基づいてリードオンリ
メモリROM内に記憶されている演算フローに従つて点火
系の制御信号,燃料系の制御信号及び排気系の制御信号
を演算し、出力する。
次のステツプ203はエンジン負荷の大きさを吸気圧で
検出するステツプで、吸気圧が所定の圧力Paより低い
(負圧)と判断すると発電機がエンジンの負荷トルクと
ならない様に界磁電流が零になるようにその指令値の最
大値Ifmaxを0に設定する。
吸気圧が所定値Paより高いと判断するとエンジンが正
常負荷運転であると判断して次のステツプに進む。
ステツプ204ではスロツトルの開度が全開か否かを検
出し、全開と判断した時は加速状態であると判断して、
この時も電流指令値の最大値If0を0に設定して発電機
をエンジンの負荷にならないようにする。
スロツトルが全開でなければ通常の走行状態と判断し
て次のステツプに進む。
ステツプ205ではノツク信号からヘビーノツク状態か
否かを判定し、ヘビーノツク状態と判断された場合は電
流指令値の最大値If0を0に設定して発電機をエンジン
の負荷にならないようにする。
ヘビーノツク状態でない場合は次のステツプに進む。
ステツプ206ではノツク信号からライトノツク状態か
否かを判定し、ライトノツク状態と判断された場合は電
流指令値の最大値If0を2Aに設定し発電能力を低目に抑
えることによりエンジンに対する発電機の負荷トルクを
軽減する。
ライトノツクでもない場合はノツクなしと判断して次
のステツプに進む。
ステツプ207ではエンジンの回転数が1500r.p.m以下か
否かを判定し、以下と判断した場合は電気負荷の変動量
を負荷電流あるいは負荷スイツチのONの数等により計算
し、それに基づいて最適な電流指令値Ifmaxを計算し出
力する。
回転数が1500r.p.m以上であれば、電流指令値の最大
値Ifmaxを4.5Aの最大許容電流値に設定し、最大出力が
得られるように制御する。
かくして決定された電流指令値の最大値Ifmaxが、D
−A変換器を介して第36図の発電機制御回路のリミツタ
に入力される。
また、マイクロコンピユータの出力レジスタからデユ
ーテイー信号として界磁電流指令値の最大値DIfmaxを出
力することも可能である。この場合、発電機制御回路の
PWMの出力e0とDIfmaxとをアンドゲートを介して界磁巻
線駆動回路へ入力する様にすることによつて制御するこ
とができる。
以上説明した本実施例によれば、 1.機関の吸気圧に応じて界磁電流をカツト制御する様に
したので、登坂時のように急激な負荷がエンジンに作用
した際には発電機がエンジンの負荷にならないようにで
きるので、エンスト等を未然に防止できる。
またスロツトが全開時にも発電カツト制御するように
したので加速時には、十分エンジンの出力を加速の為に
利用でき、加速性能を向上することができる。
またエンジンのノツク状態に応じて発電機の発電状態
力を制御する様にしたので、ノツク発生時の如く、点火
時期が遅延してエンジン出力が低下している時に発電機
の為の駆動トルクを軽減できるので、出力低下によるエ
ンストや、ノツク状態を冗長すると言つた問題を防止で
きる。
更にエンジンの回転数が低い場合は、負荷電流、即ち
電気負荷の状態に応じて最適な界磁電流制御をできるの
で低回転数時の回転数落ち込みによるエンストが防止で
きる。
本実施例によれば、自動車用充電発電機の界磁電流を
制御することにより、界磁巻線抵抗の冷温差により界磁
電流の変動を防止できる。したがつて、従来、冷温差に
よる電流変動分を見込んで余裕をもつてオルタネータ
(充電発電機)を設計していたが、変動を見込む必要が
ないため、オルタネータが同一体格においては出力のパ
ワーアツプが図れる。あるいは、同一出力にすると体格
が小型化可能となる。そして、界磁電流制御用チヨツパ
の半導体素子の小容量化も実現できる。また、負荷急変
時には、外部信号により界磁電流の立上り動作を制御す
ることにより、自動車のエンジンへの急負荷変動を防止
することも可能である。すなわち、外部の信号に応じて
界磁電流値を最小値から最大値まで連続的に任意に可変
することが可能である。したがつて、外部の要求によ
り、例えば、エンジン制御からのオルタネータの発電の
低減や停止等が容易に実現できる。
さらに、オルタネータの低速回転時の発電量が少ない
状態では、界磁電流を必要最小限にする。いわゆる初期
励磁状態にして、バツテリの放電量をへらすとともに界
磁損失をおさえることも可能である。
また、本実施例の電流検出法を用いれば、界磁電流を
直接検出せずとも、チヨツパ素子に流れる断続電流よ
り、連続する界磁電流を等価的に検出することが可能と
なるため、高価な絶縁形の電流検出器等が不要となる。
また、界磁電流の最小値から最大値まで連続的に検出可
能となる等の効果がある。
以上説明したように本実施例によれば、偏差電圧信号
に応じた信号と界磁巻線に流れる実際の電流に応じた信
号とから界磁巻線へ供給すべき電流の指令値を求め、こ
の指令値に基づいて界磁巻線へ電流を供給する様にした
ので、発電機の出力を負荷の要求に応じて広範囲に且つ
最適な出力に制御しつつ、界磁電流の内的変動を防止す
ることができ、負荷変動の大きな発電機の出力制御に最
適な制御が可能にできた。
また界磁電流の検出に関する発明においては変流器を
用いる必要をなくしたので、コストが安く、IC化に適し
た発電機の制御装置及び方法を得ることができた。
更に負荷応答制御の発明においては、電流フイードバ
ツク制御と有機的に組合せて、発電機のトルク変動が少
なく、原動機の回転に悪影響を与えることのない制御装
置及び、制御方法を得ることができた。
〔発明の効果〕
本発明によれば、充電発電機の外部制御信号線に生じ
る故障によつて、充電発電機の出力が異常状態となるこ
とがないので、発電不良によるエンストや、過電圧の発
生による電気負荷の破壊といつた不具合の発生を防止
し、車両の安全性を向上させる効果がある。
【図面の簡単な説明】
第1図は本発明の一実施例のシステム結線図、第2図か
ら第5図は回路図、第6図は充電発電機1の出力特性
図、第7図は回路図、第8図は第7図に示す回路の作動
を表すタイミングチヤート、第9図は充電発電機1の取
り付けを示す構造図、第10図は本発明をインテリジエン
ト型ICレギユレータを用いた自動車用充電発電機の制御
装置に適用した実施例を示す要部ブロツク図、第11図は
同自動車用充電発電機の制御装置のシステム全体の制御
ブロツク図、第12図〜第14図は本実施例の制御動作の一
例を示す動作図、第15図は第1図に示す一実施例の回路
詳細図、第16図は本実施例の電流検出回路の詳細図、第
17図乃至第20図は本実施例の各部の動作及び特性図、第
21図,第22図は本実施例の効果を説明する特性図、第23
図(a),(b)は本実施例の負荷応答制御回路の動作
原理を説明する為の原理図、第24図は同制御動作説明
図、第25図は同回路の具体的回路図、第26図はバイパス
空気量をパラメータとしたときのオルターネータ駆動ト
ルクとエンジン回転数との関係を示す図面、第27図は負
荷応答制御回路の効果を説明する為の図面、第28図及び
第29図は発電機の回転数とチヤージランプの点灯状態と
の関係を示す図面、第30図はS端子電圧に対するS−B
端子切替状態及びチヤージランプの点滅状態を示す図、
第31図はB端子電圧に対する端子切替状態、ゲートロツ
ク状態、チヤージランプ点滅状態を示す図面、第32図は
ゲート電圧に対するチヤージランプの点滅状態を示す図
面、第33図は各異常状態におけるチヤージランプの点
灯,点滅状態を示す図面、第34図は外部信号としてC入
力端子に入力される信号を示す図面、第35図は発電機の
能力制御状態を示す図面、第36図はマイクロコンピユー
タを用いた車両用発電機の制御装置を示す機能ブロツク
図、第37図は同制御回路ブロツク図、第38図はその制御
フローチヤートである。 1……充電発電機、2……バツテリ、13……界磁コイ
ル、40……電流指令値発生回路、70……電流供給回路
(PWM制御回路)、90……電流検出回路、A……界磁巻
線電流指令値発生手段、B……界磁電流信号発生手段、
C……界磁巻線電流供給手段、146……外部制御信号判
定回路(状態変化検出回路)、143,144……トランスフ
アーゲート。
フロントページの続き (72)発明者 丸本 勝二 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所日立研究所内 (72)発明者 阿部 攻 茨城県勝田市大字高場2520番地 株式会 社日立製作所佐和工場内 (72)発明者 藤下 政克 茨城県勝田市大字高場2520番地 株式会 社日立製作所佐和工場内 (56)参考文献 特開 昭62−107642(JP,A) 特開 昭55−37881(JP,A) 特開 昭60−144117(JP,A) 実開 昭57−192739(JP,U) (58)調査した分野(Int.Cl.6,DB名) H02J 7/14 - 7/24 H02P 9/00 - 9/48

Claims (15)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】充電発電機に内蔵されていて、前記充電発
    電機の出力電圧が予め設定された第1の設定値または前
    記充電発電機の外部から供給される制御信号に応じた第
    2の設定値に近づくように界磁巻線に供給される電流を
    制御する手段を有する前記充電発電機の制御装置におい
    て、 前記充電発電機の外部から供給される制御信号が予め設
    定された所定の時間の間に少なくとも一度変化した場
    合、前記界磁電流を前記第2の設定値に基づいて制御す
    ることを特徴とする充電発電機の制御装置。
  2. 【請求項2】請求項1において、前記充電発電機の外部
    から供給される制御信号の時間変化を検出する手段と前
    記時間変化を検出する手段の検出値に応じて、前記充電
    発電機の出力電圧に応じた前記界磁電流の応答速度を切
    り換える手段を設けたことを特徴とする充電発電機の制
    御装置。
  3. 【請求項3】充電発電機内に該発電機の界磁電流を制御
    する半導体パワースイッチ素子と、該パワースイッチ素
    子を駆動する駆動回路と、前記充電発電機の電圧に応じ
    て前記界磁巻線電流を制御する充電電圧制御回路と、前
    記発電機を駆動する原動機の運転状態等の外部要因に基
    づく外部信号に応じて、前記充電発電機の電圧とは別に
    前記界磁巻線電流を制御する補助回路とを備えたものに
    おいて、 前記外部信号を、所定期間内に少なくとも一度、周波数
    または電圧の状態が変化する信号によって形成すると共
    に、この外部信号の変化が所定期間内に起こるか否かを
    判定して、所定期間内の状態変化が生じない時は、この
    外部信号を前記半導体パワースイッチ素子に伝達しない
    ようにするフェールセーフ手段を設けたことを特徴とす
    る充電発電機の制御装置。
  4. 【請求項4】請求項3において、前記フェールセーフ手
    段が前記外部信号入力端子と前記半導体パワースイッチ
    素子との間に設けられていることを特徴とする充電発電
    機の制御装置。
  5. 【請求項5】請求項3において、前記フェールセーフ手
    段によって、前記外部信号が前記半導体パワースイッチ
    素子に伝達されない様に制御されている間、前記充電発
    電機の電圧に応じて前記半導体パワースイッチ素子を駆
    動することを特徴とする充電発電機の制御装置。
  6. 【請求項6】請求項3において、前記フェールセーフ手
    段は、外部信号が“High"レベル状態で変化しなくなっ
    たときに作動することを特徴とする発電機の制御装置。
  7. 【請求項7】請求項3において、前記フェールセーフ手
    段は、外部信号が“Low"レベル状態で変化しなくなった
    ときに作動することを特徴とする発電機の制御装置。
  8. 【請求項8】充電発電機内に該発電機の界磁電流を制御
    する半導体パワースイッチ素子と、該パワースイッチ素
    子を駆動する駆動回路と、前記充電発電機の電圧に応じ
    て前記界磁巻線電流を制御する充電電圧制御回路と、前
    記発電機を駆動する原動機の運転状態等の外部要因に基
    づく外部信号に応じて、前記充電発電機の電圧とは別に
    前記界磁巻線電流を制御する補助回路とからなり、かつ
    前記駆動回路が前記発電機のブラケットを介して前記原
    動機のボディにアースされているものにおいて、 前記アースの電位が所定値以上になった時、前記補助回
    路による前記半導体パワースイッチ素子の制御を中止す
    るフェールセーフ手段を設けたことを特徴とする発電機
    の制御装置。
  9. 【請求項9】車両のエンジンにより駆動され、その出力
    によって車両のバッテリを充電する充電発電機と、該発
    電機の界磁電流を半導体パワースイッチ素子によって制
    御してバッテリの充電電圧を制御する発電量制御回路
    と、前記車両に搭載されたエアコンディショナが運転さ
    れたことを検知して所定の周期で継続するパルス信号を
    発生する信号発生手段と、該パルス信号に応じて前記界
    磁巻線電流が所定の低電流状態になる様に制御する補助
    発電量制御手段とからなる充電装置において、 前記エアコンディショナの運転信号が所定時間無変化状
    態になったことを検知して前記補助発電量制御手段によ
    る制御を無効にするフェールセーフ手段を設けたことを
    特徴とする発電機の制御装置。
  10. 【請求項10】車両のエンジンにより駆動され、その出
    力によって車両のバッテリを充電する充電発電機と、該
    発電機の界磁電流を半導体パワースイッチ素子によって
    制御してバッテリの充電電圧を制御する発電量制御回路
    と、前記車両が燃料噴射弁へ燃料供給を停止した後再度
    燃料供給を開始したことを検知して所定の周期で継続す
    るパルス信号を発生する信号発生手段と、該パルス信号
    に応じて前記界磁巻線電流が所定の低電流状態になる様
    に制御する補助発電量制御手段とからなる充電装置にお
    いて、 前記信号発生手段の出力信号が所定時間無変化状態にな
    ったことを検知して前記補助発電量制御手段による制御
    を無効にするフェールセーフを設けたことを特徴とする
    発電機の制御装置。
  11. 【請求項11】車両のエンジンにより駆動され、その出
    力によって車両のバッテリを充電する充電発電機と、該
    発電機の界磁電流を半導体パワースイッチ素子によって
    制御してバッテリの充電電圧を制御する発電量制御回路
    と、前記エンジンが始動状態の間に所定の周期で継続す
    るパルス信号を発生する信号発生手段と、該パルス信号
    に応じて前記界磁巻線電流が所定の低電流状態になる様
    に制御する補助発電量制御手段と、前記信号発生手段の
    出力信号が所定時間無変化状態になったことを検知して
    前記補助発電量制御手段による制御を無効にするフェー
    ルセーフ手段を設けたことを特徴とする発電機の制御装
    置。
  12. 【請求項12】車両のエンジンにより駆動され、その出
    力によって車両のバッテリを充電する充電発電機と、該
    発電機の界磁電流を半導体パワースイッチ素子によって
    制御してバッテリの充電電圧を制御する発電量制御回路
    と、前記車両が加速状態であることを検知して所定の周
    期で継続するパルス信号を発生する信号発生手段と、該
    パルス信号に応じて前記界磁巻線電流が所定の低電流状
    態になる様制御する補助発電量制御手段からなる充電装
    置において、 前記信号発生手段の出力信号が所定時間無変化状態にな
    ったことを検知して前記補助発電量制御手段による制御
    を無効にするフェールセーフ手段を設けたことを特徴と
    する発電機の制御装置。
  13. 【請求項13】車両のエンジンにより駆動され、その出
    力によって車両のバッテリを充電する充電発電機と、該
    発電機の界磁電流を半導体パワースイッチ素子によって
    制御してバッテリの充電電圧を制御する発電量制御回路
    と、前記車両が減速状態であることを検知して所定の周
    期で継続するパルス信号を発生する信号発生手段と、該
    パルス信号に応じて前記界磁巻線電流が所定の高電流状
    態になる様に制御する補助発電量制御手段からなる充電
    装置において、 前記信号発生手段の出力信号が所定時間無変化状態にな
    ったことを検知して前記補助発電量制御手段による制御
    を無効にするフェールセーフ手段を設けたことを特徴と
    する発電機の制御装置。
  14. 【請求項14】車両のエンジンにより駆動され、その出
    力によって車両のバッテリを充電する充電発電機と、該
    発電機の界磁電流を半導体パワースイッチ素子によって
    制御してバッテリの充電電圧を制御する発電量制御回路
    と、前記車両のエンジンの回転数が所定の低回転数にな
    ったことを検知して所定の周期で継続するパルス信号を
    発生する信号発生手段と、該パルス信号に応じて前記界
    磁巻線電流が所定の低電流状態になる様に制御する補助
    発電量制御手段からなる充電装置において、 前記信号発生手段の出力信号が所定時間無変化状態にな
    ったことを検知して前記補助発電量制御手段による制御
    を無効にするフェールセーフ手段を設けたことを特徴と
    する発電機の制御装置。
  15. 【請求項15】車両のエンジンにより駆動され、その出
    力によって車両のバッテリを充電する充電発電機と、該
    発電機の界磁電流を半導体パワースイッチ素子によって
    制御してバッテリの充電電圧を制御する発電量制御回路
    と、前記車両が定常運転となってバッテリの充電が必要
    なくなったことを検知して所定の周期で継続するパルス
    信号を発生する信号発生手段と、このパルス信号に応じ
    て前記界磁巻線電流が所定の低電流状態になる様制御す
    る補助発電量制御手段からなる充電装置において、 前記信号発生手段の出力信号が所定時間無変化状態にな
    ったことを検知して前記補助発電量制御手段による制御
    を無効にするフェールセーフ手段を設けたことを特徴と
    する発電機の制御装置。
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