JP2896729B2 - モータ制御装置 - Google Patents
モータ制御装置Info
- Publication number
- JP2896729B2 JP2896729B2 JP5011441A JP1144193A JP2896729B2 JP 2896729 B2 JP2896729 B2 JP 2896729B2 JP 5011441 A JP5011441 A JP 5011441A JP 1144193 A JP1144193 A JP 1144193A JP 2896729 B2 JP2896729 B2 JP 2896729B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- control device
- signal
- motor
- motor control
- value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明はモータ制御装置、特に外
乱トルクなどのモータの動作を監視し、モータの回転速
度を制御するモータ制御装置に関する。
乱トルクなどのモータの動作を監視し、モータの回転速
度を制御するモータ制御装置に関する。
【0002】
【従来の技術】VTR等の記録再生装置ではモータ制御
装置の改良が装置の信頼性向上を確保し、また小型化す
る上で非常に重要である。特に、VTRのドラムやキャ
プスタンの駆動に用いるモータの性能は、画質,音質を
大きく左右するため、近年ではVTRのモータ制御に対
する性能改善に対する要求が高まっている。
装置の改良が装置の信頼性向上を確保し、また小型化す
る上で非常に重要である。特に、VTRのドラムやキャ
プスタンの駆動に用いるモータの性能は、画質,音質を
大きく左右するため、近年ではVTRのモータ制御に対
する性能改善に対する要求が高まっている。
【0003】一方、従来のVTRにおけるモータ制御装
置は、ディジタル化、及びソフトウェア化によりその性
能向上が図られていた。しかし、このようなディジタル
化、及びソフトウェア化のみによる改善検討では、例え
ばワウフラッタ、外乱抑圧度、モータのバラツキに対す
る制御剛性等の問題を改善するためには一定の限界があ
った。
置は、ディジタル化、及びソフトウェア化によりその性
能向上が図られていた。しかし、このようなディジタル
化、及びソフトウェア化のみによる改善検討では、例え
ばワウフラッタ、外乱抑圧度、モータのバラツキに対す
る制御剛性等の問題を改善するためには一定の限界があ
った。
【0004】このような限界、または障害を除去するた
めに、最近ではVTRのキャプスタン制御において現代
制御理論を用い、外乱推定オブザーバによる外乱除去ル
ープを設ける構成が提案されている。例えば、テレビジ
ョン学会誌 1990年 Vol.44,No.11,
pp.1618〜1621に示される長沢他の“外乱推
定によるVTRキャプスタンモータのロバスト制御”に
おける提案がその一例である。
めに、最近ではVTRのキャプスタン制御において現代
制御理論を用い、外乱推定オブザーバによる外乱除去ル
ープを設ける構成が提案されている。例えば、テレビジ
ョン学会誌 1990年 Vol.44,No.11,
pp.1618〜1621に示される長沢他の“外乱推
定によるVTRキャプスタンモータのロバスト制御”に
おける提案がその一例である。
【0005】図37には、そのような外乱推定オブザー
バを用いて構成した従来のモータ制御装置のブロック線
図が示されている。この図37に示された従来のモータ
制御装置は、制御対象となるモータとしてVTRのドラ
ムモータ、キャプスタンモータを想定したものである。
バを用いて構成した従来のモータ制御装置のブロック線
図が示されている。この図37に示された従来のモータ
制御装置は、制御対象となるモータとしてVTRのドラ
ムモータ、キャプスタンモータを想定したものである。
【0006】図において、外乱推定オブザーバを用いて
構成した従来のモータ制御装置は、モータ11の回転角
速度ωに相当する電気信号を取り込み速度誤差信号を発
生させる速度誤差演算部18と、速度誤差信号をPWM
信号に変換するPWM(Pulse Width Mo
dulation)変換部12とを有し、PWM変換部
12の後段には低域フィルタ13と、増幅器14と、M
DA(Motor Drive Amp)15とが順に
設けられている。
構成した従来のモータ制御装置は、モータ11の回転角
速度ωに相当する電気信号を取り込み速度誤差信号を発
生させる速度誤差演算部18と、速度誤差信号をPWM
信号に変換するPWM(Pulse Width Mo
dulation)変換部12とを有し、PWM変換部
12の後段には低域フィルタ13と、増幅器14と、M
DA(Motor Drive Amp)15とが順に
設けられている。
【0007】そして、低域フィルタ13は、PWM信号
からPWM搬送周波数成分を除去するフィルタであり、
その出力はアナログ電圧である。増幅器14は、低域フ
ィルタ13から出力されるアナログ電圧を増幅し、MD
A15に供給する。MDA15は、増幅器14によって
増幅されたアナログ電圧に応じてモータ11に駆動電流
Iを供給する。
からPWM搬送周波数成分を除去するフィルタであり、
その出力はアナログ電圧である。増幅器14は、低域フ
ィルタ13から出力されるアナログ電圧を増幅し、MD
A15に供給する。MDA15は、増幅器14によって
増幅されたアナログ電圧に応じてモータ11に駆動電流
Iを供給する。
【0008】また、従来のモータ制御装置は、加算部1
6と、外乱推定オブザーバ17とを備え、加算部16は
MDA15から出力される駆動電流Iと、外乱推定オブ
ザーバ17からの出力信号とを加算している。加算部1
6の出力信号は、モータ11及び外乱推定オブザーバ1
7に供給され、その加算部16の出力信号によりモータ
11が駆動され、モータ11は角速度ωで回転する。
6と、外乱推定オブザーバ17とを備え、加算部16は
MDA15から出力される駆動電流Iと、外乱推定オブ
ザーバ17からの出力信号とを加算している。加算部1
6の出力信号は、モータ11及び外乱推定オブザーバ1
7に供給され、その加算部16の出力信号によりモータ
11が駆動され、モータ11は角速度ωで回転する。
【0009】外乱推定オブザーバ17は、加算部16の
出力信号のモータ駆動電流Iと、モータ11の角速度ω
とを入力として取り込み、これらの入力に応じてオブザ
ーバ演算信号を電流の形で発生させ、加算部16にフィ
ードフォワードする。加算部16はこのオブザーバ演算
信号をMDA15の出力に加算するので、実際にモータ
11、及び外乱推定オブザーバ17に供給される駆動電
流Iは、外乱推定オブザーバ17の出力たるオブザーバ
演算値を反映させた値となる。即ち、外乱推定に係わる
フィードフォワードループが形成されている。
出力信号のモータ駆動電流Iと、モータ11の角速度ω
とを入力として取り込み、これらの入力に応じてオブザ
ーバ演算信号を電流の形で発生させ、加算部16にフィ
ードフォワードする。加算部16はこのオブザーバ演算
信号をMDA15の出力に加算するので、実際にモータ
11、及び外乱推定オブザーバ17に供給される駆動電
流Iは、外乱推定オブザーバ17の出力たるオブザーバ
演算値を反映させた値となる。即ち、外乱推定に係わる
フィードフォワードループが形成されている。
【0010】なお、上記従来のモータ制御装置の説明
は、便宜上概念的に行ったものであり、加算部16で電
流を加算するものとして説明されているが、実際には増
幅器14とMDA15との中間に加算部を挿入して電圧
の形で加算する。また、実際に実現する場合には、位相
制御系、即ちモータ11の回転位相を検出してフィード
バック制御する系統を設ける構成としているが、ここで
は説明の簡易化のために省略している。
は、便宜上概念的に行ったものであり、加算部16で電
流を加算するものとして説明されているが、実際には増
幅器14とMDA15との中間に加算部を挿入して電圧
の形で加算する。また、実際に実現する場合には、位相
制御系、即ちモータ11の回転位相を検出してフィード
バック制御する系統を設ける構成としているが、ここで
は説明の簡易化のために省略している。
【0011】次に、図37に示した従来のモータ制御装
置をブロック線図で表したものが図38である。図38
において、モータ11は電流−トルク変換部19と、ト
ルク−回転変換部20として表されている。この電流−
トルク変換部19は、モータ11のうち加算部16の出
力信号である駆動電流Iを駆動トルクTM に変換する部
分を示すブロックであり、トルク−回転変換部20は駆
動トルクTM を角速度ωに変換する部分を示すブロック
である。従って、電流−トルク変換部19の伝達関数は
トルク定数KT であり、トルク−回転変換部20の伝達
関数はモータ11のイナーシャJ,及び粘性制動係数D
により一次遅れ関数”1/(J・S+D)”と表され
る。
置をブロック線図で表したものが図38である。図38
において、モータ11は電流−トルク変換部19と、ト
ルク−回転変換部20として表されている。この電流−
トルク変換部19は、モータ11のうち加算部16の出
力信号である駆動電流Iを駆動トルクTM に変換する部
分を示すブロックであり、トルク−回転変換部20は駆
動トルクTM を角速度ωに変換する部分を示すブロック
である。従って、電流−トルク変換部19の伝達関数は
トルク定数KT であり、トルク−回転変換部20の伝達
関数はモータ11のイナーシャJ,及び粘性制動係数D
により一次遅れ関数”1/(J・S+D)”と表され
る。
【0012】但し、図38では、電流−トルク変換部1
9とトルク−回転変換部20との間に加算部21が描か
れている。加算部21は、電流−トルク変換部19の出
力信号である駆動トルクTM に外乱トルク−TG が加え
られることをモデル化したブロックである。従って、実
際にトルク−回転変換部20に入力されるのは、厳密に
は駆動トルクTM ではなく、”駆動トルクTM −外乱ト
ルクTG ”である。
9とトルク−回転変換部20との間に加算部21が描か
れている。加算部21は、電流−トルク変換部19の出
力信号である駆動トルクTM に外乱トルク−TG が加え
られることをモデル化したブロックである。従って、実
際にトルク−回転変換部20に入力されるのは、厳密に
は駆動トルクTM ではなく、”駆動トルクTM −外乱ト
ルクTG ”である。
【0013】また、図38においては、PWM変換部1
2の伝達関数がPWM変換ゲインKPWM として表されて
おり、低域フィルタ13の伝達関数がHLPF (s) と表さ
れている。更に、増幅器14及びMDA15の合成伝達
関数は変換ゲインKA として単一のブロックで表されて
いる。このブロックを、以下増幅部22とする。次に、
速度誤差演算部18は、図38ではFG部23、速度検
出部24、及び速度系係数25として示されている。F
G部23は、角速度ωをFG(Frequency G
enerator)信号、即ち回転周波数信号の周波数
に変換する。FG信号は、モータ11の回転に同期した
立ち上がり/立ち下がりエッジを有する方形波信号であ
る。図38では、モータ一回転当りのFGパルス数、即
ち立ち上がり/立ち下がりの回数がKFGとして示されて
いる。FG信号は、速度検出部24に取り込まれる。速
度検出部24は、伝達関数HF (s) を有しており、FG
信号に基づき回転速度(角速度ω)を検出し、速度系係
数25に供給する。速度系係数25は、速度検出部24
の出力信号に速度系係数KF を乗じて速度制御信号を作
成し、PWM変換部12に供給する。
2の伝達関数がPWM変換ゲインKPWM として表されて
おり、低域フィルタ13の伝達関数がHLPF (s) と表さ
れている。更に、増幅器14及びMDA15の合成伝達
関数は変換ゲインKA として単一のブロックで表されて
いる。このブロックを、以下増幅部22とする。次に、
速度誤差演算部18は、図38ではFG部23、速度検
出部24、及び速度系係数25として示されている。F
G部23は、角速度ωをFG(Frequency G
enerator)信号、即ち回転周波数信号の周波数
に変換する。FG信号は、モータ11の回転に同期した
立ち上がり/立ち下がりエッジを有する方形波信号であ
る。図38では、モータ一回転当りのFGパルス数、即
ち立ち上がり/立ち下がりの回数がKFGとして示されて
いる。FG信号は、速度検出部24に取り込まれる。速
度検出部24は、伝達関数HF (s) を有しており、FG
信号に基づき回転速度(角速度ω)を検出し、速度系係
数25に供給する。速度系係数25は、速度検出部24
の出力信号に速度系係数KF を乗じて速度制御信号を作
成し、PWM変換部12に供給する。
【0014】一方、外乱推定オブザーバ17は、駆動電
流Iに係数(KT ・g)を乗じる構成を含んでいる。こ
の構成は、図38においては、電圧変換部26、A/D
変換部27、電流換算部28、及び乗算部29とから構
成されている。
流Iに係数(KT ・g)を乗じる構成を含んでいる。こ
の構成は、図38においては、電圧変換部26、A/D
変換部27、電流換算部28、及び乗算部29とから構
成されている。
【0015】電圧変換部26は、駆動電流Iに変換ゲイ
ンRを乗じて電圧信号に変換する。A/D変換部27
は、この電圧信号をA/D変換し、ディジタル値で出力
する。A/D変換部27の変換ゲインはFADである。電
流換算部28は、A/D変換部27の出力信号に係数”
1/(R・FAD)”を乗じ、乗算部29に供給する。従
って、電流換算部28の出力信号は、駆動電流Iをディ
ジタル値に変換したものに相当する。乗算部29は、こ
のディジタル値に係数(KT ・g)を乗じる。ここで、
KT は前述のようにトルク定数KT であり、これを当該
ディジタル値に乗じることにより、電流−トルク変換部
19の出力信号に当たる駆動トルクTM が推定される。
gは外乱推定オブザーバ17による外乱抑圧帯域を決定
する定数である。乗算部29の出力信号は、加算部30
に供給される。
ンRを乗じて電圧信号に変換する。A/D変換部27
は、この電圧信号をA/D変換し、ディジタル値で出力
する。A/D変換部27の変換ゲインはFADである。電
流換算部28は、A/D変換部27の出力信号に係数”
1/(R・FAD)”を乗じ、乗算部29に供給する。従
って、電流換算部28の出力信号は、駆動電流Iをディ
ジタル値に変換したものに相当する。乗算部29は、こ
のディジタル値に係数(KT ・g)を乗じる。ここで、
KT は前述のようにトルク定数KT であり、これを当該
ディジタル値に乗じることにより、電流−トルク変換部
19の出力信号に当たる駆動トルクTM が推定される。
gは外乱推定オブザーバ17による外乱抑圧帯域を決定
する定数である。乗算部29の出力信号は、加算部30
に供給される。
【0016】また、外乱推定オブザーバ17において、
角速度ωを取り込むのは乗算部31、32として表現さ
れている。もっとも、実際には角速度ωを直接取り込む
のではなく、FG信号に基づき角速度ωを検出する構成
をとるのが一般的であるが、ここでは図を簡略化するた
めに直接取り込むように表現している。
角速度ωを取り込むのは乗算部31、32として表現さ
れている。もっとも、実際には角速度ωを直接取り込む
のではなく、FG信号に基づき角速度ωを検出する構成
をとるのが一般的であるが、ここでは図を簡略化するた
めに直接取り込むように表現している。
【0017】乗算部31は角速度ωに係数(J・g2 )
を、乗算部32は係数(J・g)を、それぞれ乗じる。
乗算部31の出力信号は、乗算部29の出力信号と加算
部30において加算され、一次遅れ要素33を介して減
算部34に供給される。一次遅れ要素33は、伝達関数
が”1/(s+g)”のディジタルフィルタである。減
算部34には、乗算部32の出力信号も供給されてお
り、減算部34は一次遅れ要素33の出力信号から乗算
部32の出力信号を減じる。減算部34の出力信号は、
図38ではTG ^で示されている。このTG ^は、外乱
トルクTG の推定値に相当する。これは、前記論文の図
3、及び式(3)〜式(5)に示されるゴピナスの最小
次元オブザーバの形において明かである。即ち、従来の
モータ制御装置の外乱推定オブザーバ17は、最小次元
オブザーバとして構成されたものである。
を、乗算部32は係数(J・g)を、それぞれ乗じる。
乗算部31の出力信号は、乗算部29の出力信号と加算
部30において加算され、一次遅れ要素33を介して減
算部34に供給される。一次遅れ要素33は、伝達関数
が”1/(s+g)”のディジタルフィルタである。減
算部34には、乗算部32の出力信号も供給されてお
り、減算部34は一次遅れ要素33の出力信号から乗算
部32の出力信号を減じる。減算部34の出力信号は、
図38ではTG ^で示されている。このTG ^は、外乱
トルクTG の推定値に相当する。これは、前記論文の図
3、及び式(3)〜式(5)に示されるゴピナスの最小
次元オブザーバの形において明かである。即ち、従来の
モータ制御装置の外乱推定オブザーバ17は、最小次元
オブザーバとして構成されたものである。
【0018】減算部34の出力信号である外乱トルクT
G の推定値は、乗算部35、電圧変換部36、D/A変
換部37、及び電流変換部38に順に供給される。乗算
部35は、推定値に変換ゲイン(1/KT )を乗じ、電
圧変換部36に供給する。電圧変換部36は、乗算部3
5から供給される信号に変換ゲイン(R/FDA)を乗じ
ることにより、電圧信号に変換し、D/A変換部37に
供給する。D/A変換部37は、この電圧信号をD/A
変換する。変換ゲインはFDAである。電流変換部38
は、D/A変換された信号に(1/R)を乗じて電流信
号に変換し、加算部16に供給する。
G の推定値は、乗算部35、電圧変換部36、D/A変
換部37、及び電流変換部38に順に供給される。乗算
部35は、推定値に変換ゲイン(1/KT )を乗じ、電
圧変換部36に供給する。電圧変換部36は、乗算部3
5から供給される信号に変換ゲイン(R/FDA)を乗じ
ることにより、電圧信号に変換し、D/A変換部37に
供給する。D/A変換部37は、この電圧信号をD/A
変換する。変換ゲインはFDAである。電流変換部38
は、D/A変換された信号に(1/R)を乗じて電流信
号に変換し、加算部16に供給する。
【0019】次に、上記の通り構成される従来のモータ
制御装置の動作について説明する。従来のモータ制御装
置では、モータ11の角速度ωに応じたFG信号がFG
部23において生成され、速度検出部24はFG信号の
立ち上がり/立ち下がりエッジを検出し、その時間間隔
を周期として検出する。速度系係数25は、この周期に
応じた値の速度誤差信号を出力し、モータ11が所定角
速度で回転するようにこの信号に基づきモータ11の制
御を行う。
制御装置の動作について説明する。従来のモータ制御装
置では、モータ11の角速度ωに応じたFG信号がFG
部23において生成され、速度検出部24はFG信号の
立ち上がり/立ち下がりエッジを検出し、その時間間隔
を周期として検出する。速度系係数25は、この周期に
応じた値の速度誤差信号を出力し、モータ11が所定角
速度で回転するようにこの信号に基づきモータ11の制
御を行う。
【0020】ここに、駆動電流I、及び角速度ωが外乱
推定オブザーバ17に取り込まれると、外乱推定オブザ
ーバ17は推定値TG ^を求め、推定値TG ^に基づき
外乱トルクを打ち消すようなオブザーバ演算信号を加算
部16に出力する。加算部16は、増幅部22の出力信
号とオブザーバ演算信号とを加算し、この加算結果に基
づきモータ11が所定角速度ωで回転するように制御す
る。
推定オブザーバ17に取り込まれると、外乱推定オブザ
ーバ17は推定値TG ^を求め、推定値TG ^に基づき
外乱トルクを打ち消すようなオブザーバ演算信号を加算
部16に出力する。加算部16は、増幅部22の出力信
号とオブザーバ演算信号とを加算し、この加算結果に基
づきモータ11が所定角速度ωで回転するように制御す
る。
【0021】このように、従来のモータ制御装置におい
ても、外乱トルクTG を打ち消すようにモータを駆動す
ることが可能であった。しかし、前述のように、装置を
小型化、高信頼化するためには装置の構成部分をできる
だけソフトウェアを利用して構成することが望ましい。
それにも係わらず、従来のモータ制御装置では、図38
において、ソフトウェア化、即ちプロセッサを用いて実
現できるのは、主にA/D変換部27以降からD/A変
換部37までの部分である。この部分を図38では破線
39で示している。逆にいえば、装置をソフトウェアサ
ーボ方式で実現するためには、ディジタルデータを取り
扱うことができるように、A/D変換部、D/A変換部
が必要となる。
ても、外乱トルクTG を打ち消すようにモータを駆動す
ることが可能であった。しかし、前述のように、装置を
小型化、高信頼化するためには装置の構成部分をできる
だけソフトウェアを利用して構成することが望ましい。
それにも係わらず、従来のモータ制御装置では、図38
において、ソフトウェア化、即ちプロセッサを用いて実
現できるのは、主にA/D変換部27以降からD/A変
換部37までの部分である。この部分を図38では破線
39で示している。逆にいえば、装置をソフトウェアサ
ーボ方式で実現するためには、ディジタルデータを取り
扱うことができるように、A/D変換部、D/A変換部
が必要となる。
【0022】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、従来
のモータ制御装置では装置を小型化、高信頼化するため
に、構成部分をできるだけソフトウェアを利用するソフ
トウェア化を行う必要があるが、そのためにはディジタ
ルデータを取り扱うことができるようにハードウェアと
してA/D変換部、D/A変換部を必要とするばかりで
なく、A/D変換部、D/A変換部の精度不足が制御性
能の劣化を引き起こすという問題点があった。
のモータ制御装置では装置を小型化、高信頼化するため
に、構成部分をできるだけソフトウェアを利用するソフ
トウェア化を行う必要があるが、そのためにはディジタ
ルデータを取り扱うことができるようにハードウェアと
してA/D変換部、D/A変換部を必要とするばかりで
なく、A/D変換部、D/A変換部の精度不足が制御性
能の劣化を引き起こすという問題点があった。
【0023】本発明は上記のような問題点を解消するた
めになされたもので、D/A変換部などの変換精度を高
めて、制御性能のよいモータ制御装置を得ることを目的
としている。
めになされたもので、D/A変換部などの変換精度を高
めて、制御性能のよいモータ制御装置を得ることを目的
としている。
【0024】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項1に係るモータ制御装置は、モータと、ディ
ジタル値の制御信号をアナログ値の制御信号に変換する
ディジタル−アナログ変換手段と、ディジタル−アナロ
グ変換手段の制御信号に応じてモータを駆動する駆動手
段と、モータの回転速度をディジタル値で検出出力する
速度検出手段と、速度検出手段の出力から速度誤差を演
算する速度誤差演算手段と、モータの回転位相をディジ
タル値で検出出力する位相検出手段と、位相検出手段の
出力から位相誤差を演算する位相誤差演算手段と、外乱
トルクオブサーバとを備えたモータ制御装置において、
前記外乱トルクオブサーバは、速度検出手段のディジタ
ル出力値に前記速度検出手段の伝達関数の逆数の近似特
性、前記ディジタル−アナログ変換手段の伝達関数の逆
数の近似特性、前記駆動手段の伝達関数、モータのイナ
ーシャ値j及び外乱トルクオブサーバ帯域係数値gを夫
々乗じる第1の乗算手段と、第1の乗算手段の出力に前
記ディジタル値の制御信号を加算する第1の加算手段
と、該加算手段の出力にg/(s+g)の一次遅れ伝達
関数の近似特性を乗じる第2の乗算手段と、該第2の乗
算手段の出力から前記第1の乗算手段の出力を減じる減
算手段と、該減算手段の出力と、前記速度誤差検出手段
の出力と、前記位相検出手段の出力とを加算してディジ
タル値の制御信号を生成する第2の加算手段とを備える
ことを特徴とする。
に、請求項1に係るモータ制御装置は、モータと、ディ
ジタル値の制御信号をアナログ値の制御信号に変換する
ディジタル−アナログ変換手段と、ディジタル−アナロ
グ変換手段の制御信号に応じてモータを駆動する駆動手
段と、モータの回転速度をディジタル値で検出出力する
速度検出手段と、速度検出手段の出力から速度誤差を演
算する速度誤差演算手段と、モータの回転位相をディジ
タル値で検出出力する位相検出手段と、位相検出手段の
出力から位相誤差を演算する位相誤差演算手段と、外乱
トルクオブサーバとを備えたモータ制御装置において、
前記外乱トルクオブサーバは、速度検出手段のディジタ
ル出力値に前記速度検出手段の伝達関数の逆数の近似特
性、前記ディジタル−アナログ変換手段の伝達関数の逆
数の近似特性、前記駆動手段の伝達関数、モータのイナ
ーシャ値j及び外乱トルクオブサーバ帯域係数値gを夫
々乗じる第1の乗算手段と、第1の乗算手段の出力に前
記ディジタル値の制御信号を加算する第1の加算手段
と、該加算手段の出力にg/(s+g)の一次遅れ伝達
関数の近似特性を乗じる第2の乗算手段と、該第2の乗
算手段の出力から前記第1の乗算手段の出力を減じる減
算手段と、該減算手段の出力と、前記速度誤差検出手段
の出力と、前記位相検出手段の出力とを加算してディジ
タル値の制御信号を生成する第2の加算手段とを備える
ことを特徴とする。
【0025】請求項2に係るモータ制御装置は、前記デ
ィジタル−アナログ変換手段の伝達関数の逆数の近似特
性は、
ィジタル−アナログ変換手段の伝達関数の逆数の近似特
性は、
【0026】
【数2】
【0027】(f0 は、前記ディジタル−アナログ変換
手段のカットオフ周波数、f1 >f0 、Tはサンプリン
グ周期)であることを特徴とする。
手段のカットオフ周波数、f1 >f0 、Tはサンプリン
グ周期)であることを特徴とする。
【0028】請求項3に係るモータ制御装置は、前記速
度検出手段の伝達関数の逆数の近似特性は、{(3−Z
-1)/2}2 であることを特徴とする。
度検出手段の伝達関数の逆数の近似特性は、{(3−Z
-1)/2}2 であることを特徴とする。
【0029】
【作用】請求項1に係る本発明のモータ制御装置におい
ては、外乱トルクオブサーバが速度検出手段のディジタ
ル出力値に、速度検出手段の伝達関数の逆数の近似特
性、ディジタル−アナログ変換手段の伝達関数の逆数の
近似特性、駆動手段の伝達関数、モータのイナーシャ値
j及び外乱トルクオブサーバ帯域係数値gを乗じた乗算
値に、ディジタル値の制御信号を加算し、この加算値に
g/(s+g)の一次遅れ伝達関数の近似特性を乗算
し、この乗算値から先に求めた乗算値を減算し、この減
算値と速度誤差演算検出手段の出力と位相検出手段の出
力とを加算してディジタル値の制御信号を生成する。
ては、外乱トルクオブサーバが速度検出手段のディジタ
ル出力値に、速度検出手段の伝達関数の逆数の近似特
性、ディジタル−アナログ変換手段の伝達関数の逆数の
近似特性、駆動手段の伝達関数、モータのイナーシャ値
j及び外乱トルクオブサーバ帯域係数値gを乗じた乗算
値に、ディジタル値の制御信号を加算し、この加算値に
g/(s+g)の一次遅れ伝達関数の近似特性を乗算
し、この乗算値から先に求めた乗算値を減算し、この減
算値と速度誤差演算検出手段の出力と位相検出手段の出
力とを加算してディジタル値の制御信号を生成する。
【0030】請求項2に係るモータ制御装置によれば、
ディジタル−アナログ変換手段の伝達関数の逆数とし
て、ディジタルフィルタ1/HLPF (z) を定めること
で、高域でゲインが増大する特性を有する。
ディジタル−アナログ変換手段の伝達関数の逆数とし
て、ディジタルフィルタ1/HLPF (z) を定めること
で、高域でゲインが増大する特性を有する。
【0031】請求項3に係るモータ制御装置によれば、
速度検出手段の伝達関数の逆数の近似特性は、 {(3−Z-1)/2}2 とすることで、これを伝達関数とするディジタルフィル
タによりFG信号の周期の変更がなされる。
速度検出手段の伝達関数の逆数の近似特性は、 {(3−Z-1)/2}2 とすることで、これを伝達関数とするディジタルフィル
タによりFG信号の周期の変更がなされる。
【0032】
【実施例】以下、本発明の好適な実施例を図に基づいて
説明する。
説明する。
【0033】〔実施例1〕 図1は、実施例1のモータ制御装置の構成を示すブロッ
ク線図である。また、図2は、図1に示すモータ制御装
置の機能を概念化したブロック線図である。
ク線図である。また、図2は、図1に示すモータ制御装
置の機能を概念化したブロック線図である。
【0034】なお、図1、及び図2において、従来のモ
ータ制御装置と同一あるいは相当部分については、同一
の符号を付加して説明を省略する。
ータ制御装置と同一あるいは相当部分については、同一
の符号を付加して説明を省略する。
【0035】図1において、モータ制御装置は、従来の
モータ制御装置と同様、モータ11と、PWM変換部1
2と、低域フィルタ13と、増幅器14と、MDA15
と、加算部16と、外乱推定オブザーバ17と、速度誤
差演算部18とから構成されている。
モータ制御装置と同様、モータ11と、PWM変換部1
2と、低域フィルタ13と、増幅器14と、MDA15
と、加算部16と、外乱推定オブザーバ17と、速度誤
差演算部18とから構成されている。
【0036】そして、モータ制御装置では、図から明ら
かなように、加算部16の配置される位置が従来と異な
っている。即ち、外乱推定オブザーバ17の出力信号で
あるオブザーバ演算値Ciをフィードフォワードする加
算部16は、図37に示す従来のモータ制御装置のよう
にモータ11に前置されるのではなく、速度誤差演算部
18の後段に配置されている。また、従来MDA15、
加算部16から出力された駆動電流Iが外乱推定オブザ
ーバ17に取り込まれていたが、本実施例の外乱推定オ
ブザーバ17は、加算部16の加算値Aiを取り込んで
いる。更に、その加算部16はMDA15の出力にオブ
ザーバ演算信号を加算するのではなく、速度誤差信号B
iとオブザーバ演算値Ciとを加算し、その加算値Ai
をPWM変換部12、あるいは外乱推定オブザーバ17
に供給する。
かなように、加算部16の配置される位置が従来と異な
っている。即ち、外乱推定オブザーバ17の出力信号で
あるオブザーバ演算値Ciをフィードフォワードする加
算部16は、図37に示す従来のモータ制御装置のよう
にモータ11に前置されるのではなく、速度誤差演算部
18の後段に配置されている。また、従来MDA15、
加算部16から出力された駆動電流Iが外乱推定オブザ
ーバ17に取り込まれていたが、本実施例の外乱推定オ
ブザーバ17は、加算部16の加算値Aiを取り込んで
いる。更に、その加算部16はMDA15の出力にオブ
ザーバ演算信号を加算するのではなく、速度誤差信号B
iとオブザーバ演算値Ciとを加算し、その加算値Ai
をPWM変換部12、あるいは外乱推定オブザーバ17
に供給する。
【0037】なお、図1及び図2においては、従来のモ
ータ制御装置と同様に位相制御系が示されていないが、
実際には存在しており、単に説明の便宜上省略してある
にすぎない。
ータ制御装置と同様に位相制御系が示されていないが、
実際には存在しており、単に説明の便宜上省略してある
にすぎない。
【0038】次に、図1に示すモータ制御装置の機能を
概念化したブロック線図である図2において、外乱推定
オブザーバ17には乗算部40、41が含まれている。
この乗算部40は、時間遅れ要素42により1期間遅ら
された加算部16の出力である加算値Aiに係数を乗じ
て加算部30に供給する。また、乗算部41は、減算部
34から出力される外乱推定値TG ^に係数を乗じてオ
ブザーバ演算値Ciとして加算部16に供給する。
概念化したブロック線図である図2において、外乱推定
オブザーバ17には乗算部40、41が含まれている。
この乗算部40は、時間遅れ要素42により1期間遅ら
された加算部16の出力である加算値Aiに係数を乗じ
て加算部30に供給する。また、乗算部41は、減算部
34から出力される外乱推定値TG ^に係数を乗じてオ
ブザーバ演算値Ciとして加算部16に供給する。
【0039】乗算部40において乗じられる係数は、
{KPWM ・HLPF (z) ・KA ・KT ・g}である。図3
8に示される従来のモータ制御装置において、速度系係
数25の出力から乗算部29までの伝達関数を求める
と、電圧変換部26、A/D変換部27と電流換算部2
8との係数は相殺されて、{KPWM ・HLPF (z) ・KA
・KT ・g}となる。但し、乗算部40の係数のうち、
HLPF (z) は低域フィルタ13の伝達関数HLPF (s) と
同等の特性を有するディジタルフィルタの伝達関数であ
り、それをZ関数で表したものである。即ち、サンプリ
ング周波数が十分高ければ、アナログフィルタH
LPF (s) とディジタルフィルタHLPF (z) との周波数特
性はほぼ等しく、以下アナログ値とディジタル値という
意味からこのように使い分けて表現する。
{KPWM ・HLPF (z) ・KA ・KT ・g}である。図3
8に示される従来のモータ制御装置において、速度系係
数25の出力から乗算部29までの伝達関数を求める
と、電圧変換部26、A/D変換部27と電流換算部2
8との係数は相殺されて、{KPWM ・HLPF (z) ・KA
・KT ・g}となる。但し、乗算部40の係数のうち、
HLPF (z) は低域フィルタ13の伝達関数HLPF (s) と
同等の特性を有するディジタルフィルタの伝達関数であ
り、それをZ関数で表したものである。即ち、サンプリ
ング周波数が十分高ければ、アナログフィルタH
LPF (s) とディジタルフィルタHLPF (z) との周波数特
性はほぼ等しく、以下アナログ値とディジタル値という
意味からこのように使い分けて表現する。
【0040】モータ制御装置では、外乱推定オブザーバ
17の出力先を速度系係数25の後段に変更したことに
ともない、乗算部41には係数{1/(KPWM ・HLPF
(z)・KA ・KT )}が付与されている。
17の出力先を速度系係数25の後段に変更したことに
ともない、乗算部41には係数{1/(KPWM ・HLPF
(z)・KA ・KT )}が付与されている。
【0041】従来のモータ制御装置で説明したように、
角速度ωは外乱推定オブザーバ17に直接取り込まれる
のではなくFG信号に基づき検出されるので、速度検出
部24の出力は乗算部43を介して乗算部31、32へ
の入力となる。乗算部43は、FG信号の周期から求め
た速度検出部24の出力信号を角速度ωに換算するため
に、係数{2π/(HF (z) ・KFG)}を乗じてモータ
11の角速度ωを演算するものである。また、乗算部4
3の前記係数は、FG部23、及び速度検出部24の伝
達関数の積{(HF (z) ・KFG)/2π}の逆数に相当
する。
角速度ωは外乱推定オブザーバ17に直接取り込まれる
のではなくFG信号に基づき検出されるので、速度検出
部24の出力は乗算部43を介して乗算部31、32へ
の入力となる。乗算部43は、FG信号の周期から求め
た速度検出部24の出力信号を角速度ωに換算するため
に、係数{2π/(HF (z) ・KFG)}を乗じてモータ
11の角速度ωを演算するものである。また、乗算部4
3の前記係数は、FG部23、及び速度検出部24の伝
達関数の積{(HF (z) ・KFG)/2π}の逆数に相当
する。
【0042】なお、1/HF (z) は、速度検出部24の
伝達関数1/HF (s) と同等の特性を有するディジタル
フィルタの伝達関数であって、上述のようにアナログ値
とディジタル値とで使い分けて表現している。
伝達関数1/HF (s) と同等の特性を有するディジタル
フィルタの伝達関数であって、上述のようにアナログ値
とディジタル値とで使い分けて表現している。
【0043】次に、上記の通り構成されるモータ制御装
置の動作について説明する。図3は、モータ制御装置の
動作内容を説明するためのフローチャートである。
置の動作について説明する。図3は、モータ制御装置の
動作内容を説明するためのフローチャートである。
【0044】図3において、ステップ70では、FG部
23の出力であるFG信号について立ち上がり、あるい
は立ち下がりのエッジが検出されるまで、速度誤差演算
部18の動作は待ち状態となる。立ち上がり/立ち下が
りエッジが検出されると、ステップ71において、前回
検出された立ち上がり/立ち下がりエッジとの時間差、
即ちFG信号の周期が演算され、ステップ72において
この周期に基づき従来のモータ制御装置と同様に速度誤
差信号Biが演算される。
23の出力であるFG信号について立ち上がり、あるい
は立ち下がりのエッジが検出されるまで、速度誤差演算
部18の動作は待ち状態となる。立ち上がり/立ち下が
りエッジが検出されると、ステップ71において、前回
検出された立ち上がり/立ち下がりエッジとの時間差、
即ちFG信号の周期が演算され、ステップ72において
この周期に基づき従来のモータ制御装置と同様に速度誤
差信号Biが演算される。
【0045】一方、ステップ73において、外乱推定オ
ブザーバ17は乗算部43により速度検出部24の出力
信号からモータ11の角速度ωを演算し、ステップ74
において角速度ω、及び1つ前のFG入力時に演算され
た(即ち、図に示す時間遅れ要素42に相当する)加算
値Aiの値に基づき外乱推定値TG ^を求め、更にオブ
ザーバ演算値Ciを出力する。
ブザーバ17は乗算部43により速度検出部24の出力
信号からモータ11の角速度ωを演算し、ステップ74
において角速度ω、及び1つ前のFG入力時に演算され
た(即ち、図に示す時間遅れ要素42に相当する)加算
値Aiの値に基づき外乱推定値TG ^を求め、更にオブ
ザーバ演算値Ciを出力する。
【0046】次に、ステップ75において、外乱推定オ
ブザーバ17から出力されたオブザーバ演算値Ciは、
加算部16により速度誤差信号Biと加算され、加算値
Aiとなる(Ai=Bi+Ci)。この結果得られた加
算値Aiは、ステップ76において、PWM変換部12
によってPWM信号として出力され、このPWM信号に
応じてモータ11の制御が行われる。この後、ステップ
70に戻る。
ブザーバ17から出力されたオブザーバ演算値Ciは、
加算部16により速度誤差信号Biと加算され、加算値
Aiとなる(Ai=Bi+Ci)。この結果得られた加
算値Aiは、ステップ76において、PWM変換部12
によってPWM信号として出力され、このPWM信号に
応じてモータ11の制御が行われる。この後、ステップ
70に戻る。
【0047】このように、モータ制御装置によれば、従
来のモータ制御装置と同様の基本的動作を実行すること
ができ、従来のモータ制御装置において得られる利点を
同様に享受できる。更に、この実施例1のモータ制御装
置では、アナログ値である駆動電流Iではなく、ディジ
タル値である加算値Aiを外乱推定オブザーバ17に供
給するように構成すると共に、外乱推定オブザーバ17
の出力信号を駆動電流Iではなく速度誤差信号Biと加
算可能なディジタル値としたことにより、A/D変換部
あるいはD/A変換部のハードウェアを設ける必要がな
い。
来のモータ制御装置と同様の基本的動作を実行すること
ができ、従来のモータ制御装置において得られる利点を
同様に享受できる。更に、この実施例1のモータ制御装
置では、アナログ値である駆動電流Iではなく、ディジ
タル値である加算値Aiを外乱推定オブザーバ17に供
給するように構成すると共に、外乱推定オブザーバ17
の出力信号を駆動電流Iではなく速度誤差信号Biと加
算可能なディジタル値としたことにより、A/D変換部
あるいはD/A変換部のハードウェアを設ける必要がな
い。
【0048】〔実施例2〕 実施例1のモータ制御装置において、低域フィルタ13
のカットオフ周波数、及び速度検出部24のサンプリン
グ周波数がモータ11の制御帯域より十分高ければ、そ
の低域フィルタ13及び速度検出部24のそれぞれの伝
達関数HLPF (s) 、HF (s) のラプラス演算子sを0と
して、即ち直流ゲインのみとして近似し、これらを外乱
推定オブザーバ17に付加しても差し支えない。即ち、
その場合の低域フィルタ13の伝達関数と速度検出部2
4の伝達関数とは式(1)に示される関係となる。
のカットオフ周波数、及び速度検出部24のサンプリン
グ周波数がモータ11の制御帯域より十分高ければ、そ
の低域フィルタ13及び速度検出部24のそれぞれの伝
達関数HLPF (s) 、HF (s) のラプラス演算子sを0と
して、即ち直流ゲインのみとして近似し、これらを外乱
推定オブザーバ17に付加しても差し支えない。即ち、
その場合の低域フィルタ13の伝達関数と速度検出部2
4の伝達関数とは式(1)に示される関係となる。
【0049】 HLPF (z) =HLPF (s=0)=HLPF (z=1)=1 HF (z) =HF (s=0)=HF (z=1) ・・・・(1) このような速度検出部24を備えた実施例2のモータ制
御装置のブロック線図を図4に示す。図において、モー
タ制御装置の乗算部44、45の伝達関数はそれぞれ、
図2に示す乗算部40、41の係数{KPWM ・H
LPF (z) ・KA ・KT・g}、1/{KPWM ・HLPF (z)
・KA ・KT }におけるHLPF (z) を1としたもので
ある。従って、図4に示す乗算部44、45の係数は、
{KPWM ・KA・KT ・g}、1/{KPWM ・KA ・K
T }となる。また、図2に示す乗算部43の係数{2π
/(HF (z) ・KFG}はHF (z) =HF (0) となること
から、図4に示す乗算部43の係数は{2π/(H
F (c) ・KFG}となる。
御装置のブロック線図を図4に示す。図において、モー
タ制御装置の乗算部44、45の伝達関数はそれぞれ、
図2に示す乗算部40、41の係数{KPWM ・H
LPF (z) ・KA ・KT・g}、1/{KPWM ・HLPF (z)
・KA ・KT }におけるHLPF (z) を1としたもので
ある。従って、図4に示す乗算部44、45の係数は、
{KPWM ・KA・KT ・g}、1/{KPWM ・KA ・K
T }となる。また、図2に示す乗算部43の係数{2π
/(HF (z) ・KFG}はHF (z) =HF (0) となること
から、図4に示す乗算部43の係数は{2π/(H
F (c) ・KFG}となる。
【0050】次に、低域フィルタ13のカットオフ周波
数が十分高くなく、その伝達関数がHLPF (s) =1と近
似できない場合における、乗算部40、41に示される
ディジタルフィルタHLPF (z) について説明する。
数が十分高くなく、その伝達関数がHLPF (s) =1と近
似できない場合における、乗算部40、41に示される
ディジタルフィルタHLPF (z) について説明する。
【0051】図5(a)は、実施例1,2に用いる低域
フィルタ13の具体的構成例を示す回路図であるが、図
に示す抵抗R1とコンデンサC1とによる一次の低域フ
ィルタHLPF (s) の伝達関数は式(2)で示される。
フィルタ13の具体的構成例を示す回路図であるが、図
に示す抵抗R1とコンデンサC1とによる一次の低域フ
ィルタHLPF (s) の伝達関数は式(2)で示される。
【0052】
【数3】
【0053】ここで、f0 は式(3)で示される関数で
ある。
ある。
【0054】
【数4】
【0055】この一次の低域フィルタHLPF (s) のディ
ジタルフィルタ化は、例えば、双一次変換を用いて行
う。この場合、ディジタルフィルタHLPF (z) の伝達関
数は式(4)で示すようになる。
ジタルフィルタ化は、例えば、双一次変換を用いて行
う。この場合、ディジタルフィルタHLPF (z) の伝達関
数は式(4)で示すようになる。
【0056】
【数5】
【0057】ここで、(1/T)はサンプリング周波数
を示す。
を示す。
【0058】しかし、これに対してサンプリング周波数
が十分高ければ、アナログフィルタHLPF (s) とディジ
タルフィルタHLPF (z) との周波数特性は、前述したよ
うにほぼ等しくなる。
が十分高ければ、アナログフィルタHLPF (s) とディジ
タルフィルタHLPF (z) との周波数特性は、前述したよ
うにほぼ等しくなる。
【0059】図5(b)は、そのような低域フィルタ1
3の伝達関数HLPF (s) の周波数特性をグラフ表示した
ものである。このアナログフィルタに対応する外乱推定
オブザーバ17のディジタルフィルタHLPF (z) は乗算
部40に付加される。また、図5(c)は、アナログフ
ィルタ1/HLPF (s) の周波数特性を示したものであ
り、これに対応するディジタルフィルタ1/HLPF (z)
は乗算部41に付加される。図5から明らかなように、
このディジタルフィルタ1/HLPF (z) は高域でゲイン
が増大する特性を有する。このようなフィルタの特性
は、クロック等の量子化ノイズの高周波雑音を増大し、
かえってモータの回転むらを発生させる要因になる。
3の伝達関数HLPF (s) の周波数特性をグラフ表示した
ものである。このアナログフィルタに対応する外乱推定
オブザーバ17のディジタルフィルタHLPF (z) は乗算
部40に付加される。また、図5(c)は、アナログフ
ィルタ1/HLPF (s) の周波数特性を示したものであ
り、これに対応するディジタルフィルタ1/HLPF (z)
は乗算部41に付加される。図5から明らかなように、
このディジタルフィルタ1/HLPF (z) は高域でゲイン
が増大する特性を有する。このようなフィルタの特性
は、クロック等の量子化ノイズの高周波雑音を増大し、
かえってモータの回転むらを発生させる要因になる。
【0060】〔実施例3〕 上述した回転むらを抑止するために、図6に示すように
高域で有限なゲイン特性を有するフィルタ1/H
LPF (s) をディジタル化したフィルタ1/HLPF 1(z)
を、前記ディジタルフィルタ1/HLPF (z) のかわりに
外乱推定オブザーバ17の乗算部46に用いる。このデ
ィジタルフィルタの伝達関数は式(5)により示され
る。
高域で有限なゲイン特性を有するフィルタ1/H
LPF (s) をディジタル化したフィルタ1/HLPF 1(z)
を、前記ディジタルフィルタ1/HLPF (z) のかわりに
外乱推定オブザーバ17の乗算部46に用いる。このデ
ィジタルフィルタの伝達関数は式(5)により示され
る。
【0061】
【数6】
【0062】ここで、(f0 <f1 )である。
【0063】この式(5)を双一次変換して逆数を求め
ると式(6)のようになる。
ると式(6)のようになる。
【0064】
【数7】
【0065】この高域で有限なゲイン特性を有するディ
ジタル化したフィルタのブロック線図を図7に示す。図
において、ディジタルフィルタは、それぞれ係数k1 、
k2、k3 の乗算部74、75、76と、サンプリング
周期遅延部77、78と、加減算部79とから構成され
ている。このディジタルフィルタを構成した実施例3の
モータ制御装置のブロック線図を図8に示す。この場
合、図に示すモータ制御装置の乗算部46で低域フィル
タ13の特性が補償されている領域においては、外乱ト
ルクが正しく推定されるが、乗算部46のフィルタの高
域で有限なゲインを有する特性の領域においては、外乱
トルクの正しい推定はできない。しかし、そのような高
周波領域で生じる回転変動はモータのイナーシャによる
抑圧効果によって減少するので問題とならない。
ジタル化したフィルタのブロック線図を図7に示す。図
において、ディジタルフィルタは、それぞれ係数k1 、
k2、k3 の乗算部74、75、76と、サンプリング
周期遅延部77、78と、加減算部79とから構成され
ている。このディジタルフィルタを構成した実施例3の
モータ制御装置のブロック線図を図8に示す。この場
合、図に示すモータ制御装置の乗算部46で低域フィル
タ13の特性が補償されている領域においては、外乱ト
ルクが正しく推定されるが、乗算部46のフィルタの高
域で有限なゲインを有する特性の領域においては、外乱
トルクの正しい推定はできない。しかし、そのような高
周波領域で生じる回転変動はモータのイナーシャによる
抑圧効果によって減少するので問題とならない。
【0066】〔実施例4〕 実施例2では、時間遅れ要素42により1期間遅らされ
た加算値Aiに係数を乗じる乗算部40に、低域フィル
タ13と同等の特性を有するディジタルフィルタHLPF
(z) を付加した場合について説明したが、乗算部46に
付加したような高域で有限なゲインを有するディジタル
フィルタHLPF 1(z) を付加して乗算部40を構成する
ことも可能である。このような加算値Aiに係数を乗じ
る乗算部を、乗算部47として構成した実施例4のモー
タ制御装置のブロック線図を図9に示す。
た加算値Aiに係数を乗じる乗算部40に、低域フィル
タ13と同等の特性を有するディジタルフィルタHLPF
(z) を付加した場合について説明したが、乗算部46に
付加したような高域で有限なゲインを有するディジタル
フィルタHLPF 1(z) を付加して乗算部40を構成する
ことも可能である。このような加算値Aiに係数を乗じ
る乗算部を、乗算部47として構成した実施例4のモー
タ制御装置のブロック線図を図9に示す。
【0067】また、実施例1では、低域フィルタ13と
して抵抗R1とコンデンサC1とによる一次の低域フィ
ルタを用いた場合について説明したが、二次以上の低域
フィルタを用いることも可能である。このような二次の
低域フィルタの伝達関数を式(7)で示すようなもので
あるとすると、そのフィルタの周波数特性は図10
(a)に示すものとなる。
して抵抗R1とコンデンサC1とによる一次の低域フィ
ルタを用いた場合について説明したが、二次以上の低域
フィルタを用いることも可能である。このような二次の
低域フィルタの伝達関数を式(7)で示すようなもので
あるとすると、そのフィルタの周波数特性は図10
(a)に示すものとなる。
【0068】
【数8】
【0069】ここで、(f2 ≦f3 )である。
【0070】また、サンプリング周波数が十分高ければ
二次の低域フィルタHLPF 2(s) をディジタル化したデ
ィジタルフィルタHLPF 2(z) を、外乱推定オブザーバ
17の乗算部46、47にそれぞれ付加することができ
る。
二次の低域フィルタHLPF 2(s) をディジタル化したデ
ィジタルフィルタHLPF 2(z) を、外乱推定オブザーバ
17の乗算部46、47にそれぞれ付加することができ
る。
【0071】また、高周波で有限なゲインを有する二次
の低域フィルタHLPF 3(z) の伝達関数は式(8)で示
すようなものとなり、そのフィルタの周波数特性は図1
0(b)に示される。
の低域フィルタHLPF 3(z) の伝達関数は式(8)で示
すようなものとなり、そのフィルタの周波数特性は図1
0(b)に示される。
【0072】
【数9】
【0073】ここで、(f2 ≦f3 ≦f4 ≦f5 )であ
る。
る。
【0074】また、ディジタルフィルタHLPF 3(z) =
HLPF 3(s) として乗算部46、47にそれぞれ付加す
ることができる。
HLPF 3(s) として乗算部46、47にそれぞれ付加す
ることができる。
【0075】更に、二次以上の低域フィルタにおいて
は、それより次数の少ないフィルタで近似することが可
能である。例えば、二次の低域フィルタの場合は一次の
低域フィルタHLPF 4(s) で近似することができ、その
場合の伝達関数は式(9)に示されるものとなる。ま
た、そのフィルタの周波数特性は図11(a)に示され
る。
は、それより次数の少ないフィルタで近似することが可
能である。例えば、二次の低域フィルタの場合は一次の
低域フィルタHLPF 4(s) で近似することができ、その
場合の伝達関数は式(9)に示されるものとなる。ま
た、そのフィルタの周波数特性は図11(a)に示され
る。
【0076】
【数10】
【0077】上記低域フィルタHLPF 4(s) を高周波で
有限なゲインを有する低域フィルタHLPF 5(z) として
構成すると、その伝達関数は式(10)で示され、その
周波数特性は図11(b)に示される。
有限なゲインを有する低域フィルタHLPF 5(z) として
構成すると、その伝達関数は式(10)で示され、その
周波数特性は図11(b)に示される。
【0078】
【数11】
【0079】ここで、(f2 <f6 )である。
【0080】そして、ディジタルフィルタHLPF 5(z)
=HLPF 5(s) として図に示す実施例1の乗算部40、
41、実施例4の46、47にそれぞれ付加することが
できる。
=HLPF 5(s) として図に示す実施例1の乗算部40、
41、実施例4の46、47にそれぞれ付加することが
できる。
【0081】〔実施例5〕 前述した実施例4では、モータの制御方式としてPWM
信号を低域フィルタにてアナログ電圧に変換してモータ
への駆動電流を得る方式について説明したが、モータに
印加される電圧をスイッチング電源で作成し、この供給
電圧を制御するスイッチングトランジスタを直接PWM
信号で駆動する方式であっても同様の効果が得られる。
信号を低域フィルタにてアナログ電圧に変換してモータ
への駆動電流を得る方式について説明したが、モータに
印加される電圧をスイッチング電源で作成し、この供給
電圧を制御するスイッチングトランジスタを直接PWM
信号で駆動する方式であっても同様の効果が得られる。
【0082】図12は、供給電圧を制御するスイッチン
グトランジスタを直接PWM信号で駆動する方式による
実施例5のモータ制御装置のブロック線図である。
グトランジスタを直接PWM信号で駆動する方式による
実施例5のモータ制御装置のブロック線図である。
【0083】図において、スイッチングトランジスタに
より駆動される方式のモータ制御装置は、PWM信号に
よりON/OFF制御されるスイッチングトランジスタ
(TR1,TR2)60,61と、スイッチングトラン
ジスタ61のベースバイアス抵抗(R2)62と、スイ
ッチングトランジスタ61のベース・エミッタ抵抗(R
3)63と、スイッチングダイオード(D1)64と、
スイッチングトランジスタ61より得られるスイッチン
グ波形を直流化するコイル(L1)65と、コイル(L
1)65と同様にスイッチング波形を直流化するコンデ
ンサ(C2)66とから構成されている。なお、その他
の構成については図1のモータ制御装置と同様であるの
で、説明を省略する。
より駆動される方式のモータ制御装置は、PWM信号に
よりON/OFF制御されるスイッチングトランジスタ
(TR1,TR2)60,61と、スイッチングトラン
ジスタ61のベースバイアス抵抗(R2)62と、スイ
ッチングトランジスタ61のベース・エミッタ抵抗(R
3)63と、スイッチングダイオード(D1)64と、
スイッチングトランジスタ61より得られるスイッチン
グ波形を直流化するコイル(L1)65と、コイル(L
1)65と同様にスイッチング波形を直流化するコンデ
ンサ(C2)66とから構成されている。なお、その他
の構成については図1のモータ制御装置と同様であるの
で、説明を省略する。
【0084】図に示すモータ制御装置のスイッチングト
ランジスタ60のベースにはPWM信号が供給されてい
る。従って、スイッチングトランジスタ60は、PWM
信号によりON/OFFし、スイッチングトランジスタ
60のコレクタにはスイッチングトランジスタ61のベ
ースバイアス抵抗(R2)62が接続されているので、
スイッチングトランジスタ61もPWM信号によりON
/OFFする。また、コイル65、及びコンデンサ66
は、スイッチング波形を直流化する二次の低域フィルタ
を構成しており、前述した低域フィルタ13に相当する
と考えてよい。この低域フィルタの伝達関数をHD (s)
とすると、伝達関数HD (s) は式(11)のように表現
される。
ランジスタ60のベースにはPWM信号が供給されてい
る。従って、スイッチングトランジスタ60は、PWM
信号によりON/OFFし、スイッチングトランジスタ
60のコレクタにはスイッチングトランジスタ61のベ
ースバイアス抵抗(R2)62が接続されているので、
スイッチングトランジスタ61もPWM信号によりON
/OFFする。また、コイル65、及びコンデンサ66
は、スイッチング波形を直流化する二次の低域フィルタ
を構成しており、前述した低域フィルタ13に相当する
と考えてよい。この低域フィルタの伝達関数をHD (s)
とすると、伝達関数HD (s) は式(11)のように表現
される。
【0085】
【数12】
【0086】従って、低域フィルタHD (s) をディジタ
ルフィルタHD (z) に変換して、実施例1〜5と同様に
外乱推定オブザーバを構成することができる。更に、前
述した理由からディジタルフィルタHD (z) を高域で有
限なゲインを有するディジタルフィルタとして外乱推定
オブザーバを構成することも可能である。
ルフィルタHD (z) に変換して、実施例1〜5と同様に
外乱推定オブザーバを構成することができる。更に、前
述した理由からディジタルフィルタHD (z) を高域で有
限なゲインを有するディジタルフィルタとして外乱推定
オブザーバを構成することも可能である。
【0087】〔実施例6〕 モータの制御をPWM信号によって行う場合について説
明したが、DA(Digital Analog)出力
信号など、他の出力信号形態であってもよい。例えば、
図13は、モータの制御をDA出力信号によって行う実
施例6のモータ制御装置の構成を示すブロック線図であ
る。
明したが、DA(Digital Analog)出力
信号など、他の出力信号形態であってもよい。例えば、
図13は、モータの制御をDA出力信号によって行う実
施例6のモータ制御装置の構成を示すブロック線図であ
る。
【0088】図において、DA出力信号によりモータの
制御を行うモータ制御装置は、加算部16からの加算値
AiをDA出力信号に変換して出力するDA変換部70
と、DA出力信号をアナログ信号に変換する積分器71
と、積分器71の定数を決定する抵抗(R6)72と、
積分器71の定数を決定するコンデンサ(C6)73と
から構成されている。
制御を行うモータ制御装置は、加算部16からの加算値
AiをDA出力信号に変換して出力するDA変換部70
と、DA出力信号をアナログ信号に変換する積分器71
と、積分器71の定数を決定する抵抗(R6)72と、
積分器71の定数を決定するコンデンサ(C6)73と
から構成されている。
【0089】そして、図に示すモータ制御装置において
は、加算部16より出力される誤差値はDA変換部70
によって、その誤差値に相当するパルス幅tのDA出力
信号に変換されて、出力される。DA変換部70からの
DA出力信号は、抵抗(R6)72及びコンデンサ(C
6)73で構成される積分器71によって、アナログ電
圧に変換された後、MDA15を通してモータ11を制
御する。
は、加算部16より出力される誤差値はDA変換部70
によって、その誤差値に相当するパルス幅tのDA出力
信号に変換されて、出力される。DA変換部70からの
DA出力信号は、抵抗(R6)72及びコンデンサ(C
6)73で構成される積分器71によって、アナログ電
圧に変換された後、MDA15を通してモータ11を制
御する。
【0090】今、積分器71の伝達関数をHS (s) とす
ると、積分器71の伝達関数HS (s) は式(12)で示
され、その周波数特性は図14(a)のようになる。
ると、積分器71の伝達関数HS (s) は式(12)で示
され、その周波数特性は図14(a)のようになる。
【0091】
【数13】
【0092】もし、サンプリング周波数が十分高いとす
れば、伝達関数HS (s) をディジタルフィルタ化した伝
達関数HS (z) と伝達関数HS (s) とは、周波数特性が
ほぼ等しくなる。従って、外乱推定オブザーバを構成す
る場合は、加算部16からMDA15までの伝達関数に
より加算値Aiによりモータへの駆動電流を求め、角速
度ωにより外乱トルクTG を推定する。そして、オブザ
ーバ演算値Ciを求め、加算部16で加算する。このこ
とは、前述した実施例と同様である。
れば、伝達関数HS (s) をディジタルフィルタ化した伝
達関数HS (z) と伝達関数HS (s) とは、周波数特性が
ほぼ等しくなる。従って、外乱推定オブザーバを構成す
る場合は、加算部16からMDA15までの伝達関数に
より加算値Aiによりモータへの駆動電流を求め、角速
度ωにより外乱トルクTG を推定する。そして、オブザ
ーバ演算値Ciを求め、加算部16で加算する。このこ
とは、前述した実施例と同様である。
【0093】更に、オブザーバ演算値Ciを求める際の
ディジタルフィルタ1/HS (z) によって量子化ノイズ
が増加しやすい場合は、前述した実施例と同様に、高域
で有限なゲインを有するフィルタHS 1(s) と1/HS
1(s) とを、ディジタル化したディジタルフィルタHS
1(z) 、及び1/HS 1(z) によって、外乱推定オブザ
ーバ17を構成する。それぞれのディジタルフィルタの
周波数特性を図14(b)、14(c)に示す。この場
合、高域で有限なゲインを有するフィルタHS(s) の伝
達関数を式(13)で示すことができる。
ディジタルフィルタ1/HS (z) によって量子化ノイズ
が増加しやすい場合は、前述した実施例と同様に、高域
で有限なゲインを有するフィルタHS 1(s) と1/HS
1(s) とを、ディジタル化したディジタルフィルタHS
1(z) 、及び1/HS 1(z) によって、外乱推定オブザ
ーバ17を構成する。それぞれのディジタルフィルタの
周波数特性を図14(b)、14(c)に示す。この場
合、高域で有限なゲインを有するフィルタHS(s) の伝
達関数を式(13)で示すことができる。
【0094】
【数14】
【0095】ここで、(fS0<fS1)である。
【0096】このような実施例6では、良好な外乱推定
オブザーバを構成することができる。
オブザーバを構成することができる。
【0097】なお、実施例1〜6では、外乱推定オブザ
ーバは最小次元オブザーバで構成したものについて示し
たが、同一次元オブザーバやその他の形式のオブザーバ
で構成してもよい。
ーバは最小次元オブザーバで構成したものについて示し
たが、同一次元オブザーバやその他の形式のオブザーバ
で構成してもよい。
【0098】また、実施例1〜6では、外乱推定オブザ
ーバを用いた場合について説明したが、速度オブザーバ
等のその他の形式のオブザーバでもよい。
ーバを用いた場合について説明したが、速度オブザーバ
等のその他の形式のオブザーバでもよい。
【0099】また、実施例1〜6では、VTRのドラム
モータ制御について説明したが、その他のモータ制御装
置や制御手段であってもよい。
モータ制御について説明したが、その他のモータ制御装
置や制御手段であってもよい。
【0100】更に、実施例1〜6では、アナログフィル
タからディジタルフィルタへ変換する方法として、双一
次変換を用いた場合について説明したが、整合Z変換な
どその他の変換方法であってもよい。
タからディジタルフィルタへ変換する方法として、双一
次変換を用いた場合について説明したが、整合Z変換な
どその他の変換方法であってもよい。
【0101】〔実施例7〕 次に、実施例1のモータ制御装置の構成を図15を用い
て説明する。図15は、外乱推定オブザーバの処理経路
にアナログフィルタとおよそ逆の特性を有するディジタ
ルフィルタを挿入して構成したことを特徴とするモータ
制御装置のブロック線図である。但し、図には従来のモ
ータ制御装置と同様に位相制御系が示されていないが、
実際には存在しており、単に説明の便宜上省略してある
にすぎない。
て説明する。図15は、外乱推定オブザーバの処理経路
にアナログフィルタとおよそ逆の特性を有するディジタ
ルフィルタを挿入して構成したことを特徴とするモータ
制御装置のブロック線図である。但し、図には従来のモ
ータ制御装置と同様に位相制御系が示されていないが、
実際には存在しており、単に説明の便宜上省略してある
にすぎない。
【0102】低域フィルタ13とおよそ同一の特性を有
する第1のディジタルフィルタHLPF (z) と、低域フィ
ルタ13とおよそ逆の特性を有し、かつ高域で有限なゲ
イン特性を有する第2のディジタルフィルタ1/HLPF
(z) とにより、外乱推定オブザーバが構成できることは
前述した実施例1で説明済みである。このような、お互
いに逆の特性を有する2つのディジタルフィルタを用い
る場合に対して、配置を変えることにより全体の伝達関
数を変えることなく、1つのディジタルフィルタを用い
て外乱推定オブザーバを構成したものが図15に示すモ
ータ制御装置である。
する第1のディジタルフィルタHLPF (z) と、低域フィ
ルタ13とおよそ逆の特性を有し、かつ高域で有限なゲ
イン特性を有する第2のディジタルフィルタ1/HLPF
(z) とにより、外乱推定オブザーバが構成できることは
前述した実施例1で説明済みである。このような、お互
いに逆の特性を有する2つのディジタルフィルタを用い
る場合に対して、配置を変えることにより全体の伝達関
数を変えることなく、1つのディジタルフィルタを用い
て外乱推定オブザーバを構成したものが図15に示すモ
ータ制御装置である。
【0103】図において、ディジタルフィルタ48の伝
達関数は1/HLPF (z) であり、速度検出部24の出力
信号を入力として演算処理する経路に挿入される。即
ち、乗算部43と直列に接続される形となる。この場
合、減算部34で得られる値は外乱トルクTG の推定値
TG ^にはならないが、オブザーバ演算値Ciは外乱ト
ルクTG を打ち消すような値となる。このことにより、
前述した実施例1〜6と同等の性能を有するだけでな
く、ディジタルフィルタが1つになったことにより演算
時間や演算に必要なメモリ等が少なくなり効率のよい外
乱推定オブザーバが構成できることがわかる。
達関数は1/HLPF (z) であり、速度検出部24の出力
信号を入力として演算処理する経路に挿入される。即
ち、乗算部43と直列に接続される形となる。この場
合、減算部34で得られる値は外乱トルクTG の推定値
TG ^にはならないが、オブザーバ演算値Ciは外乱ト
ルクTG を打ち消すような値となる。このことにより、
前述した実施例1〜6と同等の性能を有するだけでな
く、ディジタルフィルタが1つになったことにより演算
時間や演算に必要なメモリ等が少なくなり効率のよい外
乱推定オブザーバが構成できることがわかる。
【0104】〔実施例8〕 図15に示す伝達関数1/HLPF (z) のディジタルフィ
ルタ48の代わりに、高域で有限なゲインを有する特性
の伝達関数1/HLPF 1(z) のディジタルフィルタで外
乱推定オブザーバを構成したものが、図16に実施例と
して示すモータ制御装置のディジタルフィルタ49であ
る。図16に示すモータ制御装置では、高域の量子化ノ
イズなどが少なくなり、また演算時間や演算に必要なメ
モリ等が少なくてよいので、効率のよい外乱推定オブザ
ーバが構成できる。
ルタ48の代わりに、高域で有限なゲインを有する特性
の伝達関数1/HLPF 1(z) のディジタルフィルタで外
乱推定オブザーバを構成したものが、図16に実施例と
して示すモータ制御装置のディジタルフィルタ49であ
る。図16に示すモータ制御装置では、高域の量子化ノ
イズなどが少なくなり、また演算時間や演算に必要なメ
モリ等が少なくてよいので、効率のよい外乱推定オブザ
ーバが構成できる。
【0105】〔実施例9〕 また、前述の図16に示す外乱推定オブザーバに対し、
簡略化を施したものが図17に示す外乱推定オブザーバ
である。図17に実施例9として示すモータ制御装置で
は、図16の乗算部44の伝達関数の一部をディジタル
フィルタ49に接続して、図17に示す新たな乗算部5
1を構成し、その乗算部51と乗算部43とで1つの乗
算部52が構成されている。従って、図16に示す乗算
部44は、図17ではオブザーバ帯域gだけの乗算部5
3として構成されている。そのため、図17のモータ制
御装置では、減算部34の出力信号はそのままオブザー
バ演算値Ciとなり、前述の実施例1〜6に比較してよ
り効率のよい外乱推定オブザーバが構成できる。
簡略化を施したものが図17に示す外乱推定オブザーバ
である。図17に実施例9として示すモータ制御装置で
は、図16の乗算部44の伝達関数の一部をディジタル
フィルタ49に接続して、図17に示す新たな乗算部5
1を構成し、その乗算部51と乗算部43とで1つの乗
算部52が構成されている。従って、図16に示す乗算
部44は、図17ではオブザーバ帯域gだけの乗算部5
3として構成されている。そのため、図17のモータ制
御装置では、減算部34の出力信号はそのままオブザー
バ演算値Ciとなり、前述の実施例1〜6に比較してよ
り効率のよい外乱推定オブザーバが構成できる。
【0106】〔実施例10〕 更に、前述の図17に示す外乱推定オブザーバに対し、
更に簡略化を施したものが図18に実施例10として示
す外乱推定オブザーバである。図18に示すモータ制御
装置では、図17に示す一次遅れ要素33に乗算部53
の伝達関数を接続して、図18に示す新たな一次遅れ要
素54を構成している。これにより、図17に示した乗
算部31の係数は(J・g2 )から(J・g)となり、
図17に示す乗算部32の係数と等しくなる。従って、
図17に示す乗算部52の中に、乗算部31、32が接
続され、図18に示す新たな乗算部55が構成される。
このことにより、前述の実施例9のモータ制御装置より
更に効率のよい外乱推定オブザーバが構成できる。
更に簡略化を施したものが図18に実施例10として示
す外乱推定オブザーバである。図18に示すモータ制御
装置では、図17に示す一次遅れ要素33に乗算部53
の伝達関数を接続して、図18に示す新たな一次遅れ要
素54を構成している。これにより、図17に示した乗
算部31の係数は(J・g2 )から(J・g)となり、
図17に示す乗算部32の係数と等しくなる。従って、
図17に示す乗算部52の中に、乗算部31、32が接
続され、図18に示す新たな乗算部55が構成される。
このことにより、前述の実施例9のモータ制御装置より
更に効率のよい外乱推定オブザーバが構成できる。
【0107】なお、上記実施例9,10では、乗算部5
2、55を構成する方法として一次のディジタルフィル
タHLPF (z) 及びHLPF 1(z) を用いて説明したが、実
施例1〜6で説明したように二次以上の低域フィルタ、
例えばHLPF 2(z) やHLPF3(z) 等を用いる場合、モ
ータへ印加される電圧を制御するスイッチングトランジ
スタを直接PWM信号で駆動する場合、あるいは変換方
式をPWM変換以外のDA変換などを用いる場合でも同
様の効果が期待できる。即ち、他のモータ制御装置や制
御手段にとらわれることなく、加算値Aiから駆動トル
クTM までの伝達関数に同様に適用される。
2、55を構成する方法として一次のディジタルフィル
タHLPF (z) 及びHLPF 1(z) を用いて説明したが、実
施例1〜6で説明したように二次以上の低域フィルタ、
例えばHLPF 2(z) やHLPF3(z) 等を用いる場合、モ
ータへ印加される電圧を制御するスイッチングトランジ
スタを直接PWM信号で駆動する場合、あるいは変換方
式をPWM変換以外のDA変換などを用いる場合でも同
様の効果が期待できる。即ち、他のモータ制御装置や制
御手段にとらわれることなく、加算値Aiから駆動トル
クTM までの伝達関数に同様に適用される。
【0108】〔実施例11〕 次に、速度検出のサンプリング周波数が十分高くなく、
速度検出の伝達関数HF (s) を定数HF (0) で近似でき
ない場合について説明する。例えば、図2や図18に示
されているような乗算部43は、速度検出部24の出力
信号よりモータ11の角速度ωを求めるブロックであ
り、ディジタルフィルタ1/HF (z) は速度検出部24
の伝達関数HF (s) の逆の特性に相当することは実施例
1で説明した通りである。
速度検出の伝達関数HF (s) を定数HF (0) で近似でき
ない場合について説明する。例えば、図2や図18に示
されているような乗算部43は、速度検出部24の出力
信号よりモータ11の角速度ωを求めるブロックであ
り、ディジタルフィルタ1/HF (z) は速度検出部24
の伝達関数HF (s) の逆の特性に相当することは実施例
1で説明した通りである。
【0109】速度検出部24はFG信号の周期を演算
し、サンプルホールドして出力することから、その伝達
関数HF (s) は式(14)で示すように0次サンプルホ
ールド関数の2乗の形となる。
し、サンプルホールドして出力することから、その伝達
関数HF (s) は式(14)で示すように0次サンプルホ
ールド関数の2乗の形となる。
【0110】
【数15】
【0111】図19に、この速度検出部24の伝達関数
HF (s) の周波数特性を示す。伝達関数HF (s) をその
ままディジタルフィルタ化することは困難であり、また
ディジタルフィルタ化できたとしても逆の特性を有する
伝達関数1/HF (s) は高域でゲインが増大する特性を
有するために量子化ノイズなどが増加しやすいために、
モータの回転性能を悪化させてしまう。
HF (s) の周波数特性を示す。伝達関数HF (s) をその
ままディジタルフィルタ化することは困難であり、また
ディジタルフィルタ化できたとしても逆の特性を有する
伝達関数1/HF (s) は高域でゲインが増大する特性を
有するために量子化ノイズなどが増加しやすいために、
モータの回転性能を悪化させてしまう。
【0112】従って、これらの問題を解消するために、
速度検出部24の伝達関数HF (s)に対して、低域の周
波数特性がほぼ等しいようなディジタルフィルタにより
近似して、乗算部43の伝達関数HF (s) の代わりに構
成する。ここでは、高域で有限なゲインを有する一次の
低域フィルタで近似した場合について示す。そのような
高域で有限なゲインを有する一次の低域フィルタで近似
した場合の伝達関数HF 1(s) は式(15)で示され
る。
速度検出部24の伝達関数HF (s)に対して、低域の周
波数特性がほぼ等しいようなディジタルフィルタにより
近似して、乗算部43の伝達関数HF (s) の代わりに構
成する。ここでは、高域で有限なゲインを有する一次の
低域フィルタで近似した場合について示す。そのような
高域で有限なゲインを有する一次の低域フィルタで近似
した場合の伝達関数HF 1(s) は式(15)で示され
る。
【0113】
【数16】
【0114】これを双一次変換によりディジタルフィル
タ化すると、式(16)で示すようになる。
タ化すると、式(16)で示すようになる。
【0115】
【数17】
【0116】この双一次変換によりディジタル化された
ディジタルフィルタ1/HF 1(s)の伝達関数を有する
乗算部56により構成される外乱推定オブザーバによっ
て、モータ制御を行うモータ制御装置のブロック線図を
図20に示す。図20に実施例11として示すモータ制
御装置では、低域においては伝達関数HF 1(s) とディ
ジタルフィルタHF 1(z) との周波数特性はほぼ等し
い。もっとも、高域ではHF 1(s) とHF 1(z) との特
性が異なるために、この周波数領域で外乱トルクの等し
い推定はできないもののそれによって生じる回転変動
は、モータのイナーシャJによる抑圧効果によって減少
するので問題はない。
ディジタルフィルタ1/HF 1(s)の伝達関数を有する
乗算部56により構成される外乱推定オブザーバによっ
て、モータ制御を行うモータ制御装置のブロック線図を
図20に示す。図20に実施例11として示すモータ制
御装置では、低域においては伝達関数HF 1(s) とディ
ジタルフィルタHF 1(z) との周波数特性はほぼ等し
い。もっとも、高域ではHF 1(s) とHF 1(z) との特
性が異なるために、この周波数領域で外乱トルクの等し
い推定はできないもののそれによって生じる回転変動
は、モータのイナーシャJによる抑圧効果によって減少
するので問題はない。
【0117】従って、以上説明したモータ制御装置で
は、速度検出部24の出力信号からモータ11の角速度
ωが高精度、低ノイズで演算することができる。それに
より、正しい外乱トルクの推定が行われ、モータの回転
性能を向上することができる。
は、速度検出部24の出力信号からモータ11の角速度
ωが高精度、低ノイズで演算することができる。それに
より、正しい外乱トルクの推定が行われ、モータの回転
性能を向上することができる。
【0118】なお、速度検出部24の伝達関数HF (s)
の近似として一次の低域フィルタの特性について示した
が、二次以上の低域フィルタやその他の関数による近似
特性でもよい。
の近似として一次の低域フィルタの特性について示した
が、二次以上の低域フィルタやその他の関数による近似
特性でもよい。
【0119】更に、速度検出部24の近似アナログフィ
ルタ特性からディジタルフィルタへの変換方法として双
一次変換を用いたが、整合Z変換などその他の変換方法
であってもよい。
ルタ特性からディジタルフィルタへの変換方法として双
一次変換を用いたが、整合Z変換などその他の変換方法
であってもよい。
【0120】〔実施例12〕 次に、FG信号に含まれるFGむらにより速度検出部2
4の出力信号に速度誤差が含まれる場合について説明す
る。一般に、FG部23は図21に示すような構成を有
している。即ち、FG部23は、モータ11に取り付け
られた着磁パターン67と、着磁パターン67による磁
束の変化を読み取る磁気ヘッド68と、磁気ヘッド68
の出力信号を増幅、整形する波形整形回路69とから構
成されている。
4の出力信号に速度誤差が含まれる場合について説明す
る。一般に、FG部23は図21に示すような構成を有
している。即ち、FG部23は、モータ11に取り付け
られた着磁パターン67と、着磁パターン67による磁
束の変化を読み取る磁気ヘッド68と、磁気ヘッド68
の出力信号を増幅、整形する波形整形回路69とから構
成されている。
【0121】モータ11が回転すると、モータに取り付
けられた着磁パターン67による磁束の変化が発生す
る。その磁束の変化を磁気ヘッド68で読み取ると、磁
気ヘッド68の出力は微少な正弦波状信号aとなる。波
形整形回路69はこの正弦波状信号を方形波状になるま
で増幅し、方形波信号であるFG信号bを出力する。こ
の波形整形回路69から出力されるFG信号は速度検出
部24に入力され、速度制御、及び外乱トルクの推定に
用いられる。
けられた着磁パターン67による磁束の変化が発生す
る。その磁束の変化を磁気ヘッド68で読み取ると、磁
気ヘッド68の出力は微少な正弦波状信号aとなる。波
形整形回路69はこの正弦波状信号を方形波状になるま
で増幅し、方形波信号であるFG信号bを出力する。こ
の波形整形回路69から出力されるFG信号は速度検出
部24に入力され、速度制御、及び外乱トルクの推定に
用いられる。
【0122】図21において、着磁パターン67が精度
よく着磁されていれば、波形整形回路69から得られる
FG信号bは、モータの回転速度が一定であるならば均
一な周期の方形波となる。しかしながら、最近のモータ
の小型化はこのような着磁パターン67の着磁精度を悪
化させやすく、この結果、モータが一定回転しているに
も係わらず、得られるFG信号は不均一な周期の方形波
信号となることがある。この不均一なFG信号から検出
した角速度ωを用いて外乱推定オブザーバの演算を行う
と、誤った外乱トルクが推定され、モータの回転性能を
悪化させてしまうという問題がある。特に、外乱推定オ
ブザーバの中にある各ディジタルフィルタによる複雑な
演算のために、その不均一なFG信号から検出した角速
度ωによる誤った外乱トルクの推定がされやすい。
よく着磁されていれば、波形整形回路69から得られる
FG信号bは、モータの回転速度が一定であるならば均
一な周期の方形波となる。しかしながら、最近のモータ
の小型化はこのような着磁パターン67の着磁精度を悪
化させやすく、この結果、モータが一定回転しているに
も係わらず、得られるFG信号は不均一な周期の方形波
信号となることがある。この不均一なFG信号から検出
した角速度ωを用いて外乱推定オブザーバの演算を行う
と、誤った外乱トルクが推定され、モータの回転性能を
悪化させてしまうという問題がある。特に、外乱推定オ
ブザーバの中にある各ディジタルフィルタによる複雑な
演算のために、その不均一なFG信号から検出した角速
度ωによる誤った外乱トルクの推定がされやすい。
【0123】このような問題を解決するための一手段と
して、前述のFG信号に含まれるFGむらによる速度検
出誤差を補正した出力信号により外乱トルクを推定する
モータ制御装置について説明する。図22は、そのよう
な速度検出誤差を補正した出力信号により外乱トルクを
推定する実施例12のモータ制御装置のブロック線図で
ある。
して、前述のFG信号に含まれるFGむらによる速度検
出誤差を補正した出力信号により外乱トルクを推定する
モータ制御装置について説明する。図22は、そのよう
な速度検出誤差を補正した出力信号により外乱トルクを
推定する実施例12のモータ制御装置のブロック線図で
ある。
【0124】図において、モータ制御装置では、FGむ
らによる速度検出誤差を補正するFGむら補正部57が
速度検出部24の後段に配置されており、そのFGむら
補正部57の出力信号により速度制御系と外乱推定オブ
ザーバとを構成する。このモータ制御装置により得られ
る効果は、FGむらの補正による正確な外乱トルクの推
定である。
らによる速度検出誤差を補正するFGむら補正部57が
速度検出部24の後段に配置されており、そのFGむら
補正部57の出力信号により速度制御系と外乱推定オブ
ザーバとを構成する。このモータ制御装置により得られ
る効果は、FGむらの補正による正確な外乱トルクの推
定である。
【0125】以下、上記の通り構成されるモータ制御装
置の動作について説明する。図23は、モータ制御装置
の動作内容を説明するためのフローチャートである。
置の動作について説明する。図23は、モータ制御装置
の動作内容を説明するためのフローチャートである。
【0126】図において、ステップ70では、FG部2
3の出力であるFG信号について立ち上がり、あるいは
立ち下がりのエッジが検出されるまで速度誤差演算部1
8の動作は待ち状態となる。立ち上がり/立ち下がりエ
ッジが検出されると、ステップ71において、前回検出
された立ち上がり/立ち下がりエッジとの時間差、即ち
FG信号の周期が演算される。この周期には前述したよ
うなFGむらによる速度誤差信号が含まれているので、
ステップ80において、FGむら補正部57により補正
された正しいFG信号の周期を得る。そして、ステップ
72において、その正しいFG信号の周期に基づき従来
のモータ制御装置と同様に速度誤差信号Biが演算され
る。
3の出力であるFG信号について立ち上がり、あるいは
立ち下がりのエッジが検出されるまで速度誤差演算部1
8の動作は待ち状態となる。立ち上がり/立ち下がりエ
ッジが検出されると、ステップ71において、前回検出
された立ち上がり/立ち下がりエッジとの時間差、即ち
FG信号の周期が演算される。この周期には前述したよ
うなFGむらによる速度誤差信号が含まれているので、
ステップ80において、FGむら補正部57により補正
された正しいFG信号の周期を得る。そして、ステップ
72において、その正しいFG信号の周期に基づき従来
のモータ制御装置と同様に速度誤差信号Biが演算され
る。
【0127】一方、ステップ73において、外乱推定オ
ブザーバ17は乗算部56によりFGむら補正部57の
出力信号からモータ11の角速度ωを演算し、ステップ
74において乗算部56の出力信号の角速度ω、及び1
つ前のFG入力時に演算された(即ち、図22に示す時
間遅れ要素42に相当する)加算値Aiの値に基づき外
乱トルクの推定値TG ^を求め、更にオブザーバ演算値
Ciを出力する。
ブザーバ17は乗算部56によりFGむら補正部57の
出力信号からモータ11の角速度ωを演算し、ステップ
74において乗算部56の出力信号の角速度ω、及び1
つ前のFG入力時に演算された(即ち、図22に示す時
間遅れ要素42に相当する)加算値Aiの値に基づき外
乱トルクの推定値TG ^を求め、更にオブザーバ演算値
Ciを出力する。
【0128】次に、ステップ75において、外乱推定オ
ブザーバ17から出力されたオブザーバ演算値Ciは、
加算部16により速度誤差信号Biと加算され、加算値
Aiとなる。この結果得られた加算値Aiは、ステップ
76において、PWM変換部12によってPWM信号と
して出力され、このPWM信号に応じてモータ11の制
御が行われる。それと同時に、この加算値Aiは次のF
G信号に対してステップ74において外乱トルクの推定
値の算出に用いられる。この後、ステップ70に戻る。
ブザーバ17から出力されたオブザーバ演算値Ciは、
加算部16により速度誤差信号Biと加算され、加算値
Aiとなる。この結果得られた加算値Aiは、ステップ
76において、PWM変換部12によってPWM信号と
して出力され、このPWM信号に応じてモータ11の制
御が行われる。それと同時に、この加算値Aiは次のF
G信号に対してステップ74において外乱トルクの推定
値の算出に用いられる。この後、ステップ70に戻る。
【0129】以上説明したように、このモータ制御装置
によれば、従来のモータ制御装置と同様の基本的動作を
実行することができ、従来のモータ制御装置において得
られる利点を同様に享受できる。更に、このモータ制御
装置では、FGむらによる速度誤差信号を補正し、補正
後の値を用いて外乱推定オブザーバを構成するようにし
たので、正しい外乱トルクの推定を行うことができる。
によれば、従来のモータ制御装置と同様の基本的動作を
実行することができ、従来のモータ制御装置において得
られる利点を同様に享受できる。更に、このモータ制御
装置では、FGむらによる速度誤差信号を補正し、補正
後の値を用いて外乱推定オブザーバを構成するようにし
たので、正しい外乱トルクの推定を行うことができる。
【0130】次に、上記FGむら補正部57の動作につ
いて、図24〜図26に示すフローチャートに基づき説
明する。
いて、図24〜図26に示すフローチャートに基づき説
明する。
【0131】まず、初期設定としてXn =0、補正開始
フラグ=0、補正値演算フラグ=0、補正フラグ=0の
設定が行われているものとする。次に、ステップ70に
おいて、FG信号の立ち上がり/立ち下がりエッジを検
出し、ステップ90において、ドラムモータの絶対位置
を示すPG(Pulse Generator)信号の
立ち上がり/立ち下がりエッジを検出して次のステップ
に移る。補正値演算動作、及び補正動作は、補正開始フ
ラグが1にならない限り動作しないように設計されてい
る。補正開始フラグはPG信号が入力される毎にステッ
プ91で判別されている。
フラグ=0、補正値演算フラグ=0、補正フラグ=0の
設定が行われているものとする。次に、ステップ70に
おいて、FG信号の立ち上がり/立ち下がりエッジを検
出し、ステップ90において、ドラムモータの絶対位置
を示すPG(Pulse Generator)信号の
立ち上がり/立ち下がりエッジを検出して次のステップ
に移る。補正値演算動作、及び補正動作は、補正開始フ
ラグが1にならない限り動作しないように設計されてい
る。補正開始フラグはPG信号が入力される毎にステッ
プ91で判別されている。
【0132】一方、モータのFGむら補正量を正しく演
算するためには、その補正量の演算中はモータは所定の
回転数で回転していなければならない。従って、モータ
の回転が開始された直後などの過渡状態においては、補
正開始フラグは必ず0として設定され、それによりFG
むら補正の演算を行わないようにされている必要があ
る。そして、モータが所定の回転数で安定して回転する
ようになってから補正開始フラグを1と設定するように
プログラムを構成し、補正開始フラグが1である場合に
FGむら補正の演算を行なうようにする。このように制
御することにより正しいモータのFGむら補正量が演算
される。なお、以上の説明部分は図に示すフローチャー
トには示されていない。
算するためには、その補正量の演算中はモータは所定の
回転数で回転していなければならない。従って、モータ
の回転が開始された直後などの過渡状態においては、補
正開始フラグは必ず0として設定され、それによりFG
むら補正の演算を行わないようにされている必要があ
る。そして、モータが所定の回転数で安定して回転する
ようになってから補正開始フラグを1と設定するように
プログラムを構成し、補正開始フラグが1である場合に
FGむら補正の演算を行なうようにする。このように制
御することにより正しいモータのFGむら補正量が演算
される。なお、以上の説明部分は図に示すフローチャー
トには示されていない。
【0133】以下、モータが所定の回転数で回転し、補
正開始フラグが1になった場合について説明する。補正
開始フラグはPG信号が入力される毎に判別されるので
(ステップ91)、PG信号が入力され補正開始フラグ
が1の場合は、ステップ92に移る。ステップ92にお
いて、補正加算カウンタmを0とし、ステップ93にお
いて、補正開始フラグ=0、補正値演算フラグ=1とす
る。従って、ステップ94からステップ95に移り、補
正加算カウンタm=Mならばステップ96へ、補正加算
カウンタm≠Mならばステップ97へ移る。補正加算カ
ウンタm=0の場合は、ステップ97において補正加算
カウンタmに1を加算し、FGカウンタn=1としてス
テップ70に戻る。即ち、補正加算カウンタmはPG信
号が入力される毎に1づつ加算される。つまり、補正加
算カウンタmの値はモータの回転数を示すことになる。
正開始フラグが1になった場合について説明する。補正
開始フラグはPG信号が入力される毎に判別されるので
(ステップ91)、PG信号が入力され補正開始フラグ
が1の場合は、ステップ92に移る。ステップ92にお
いて、補正加算カウンタmを0とし、ステップ93にお
いて、補正開始フラグ=0、補正値演算フラグ=1とす
る。従って、ステップ94からステップ95に移り、補
正加算カウンタm=Mならばステップ96へ、補正加算
カウンタm≠Mならばステップ97へ移る。補正加算カ
ウンタm=0の場合は、ステップ97において補正加算
カウンタmに1を加算し、FGカウンタn=1としてス
テップ70に戻る。即ち、補正加算カウンタmはPG信
号が入力される毎に1づつ加算される。つまり、補正加
算カウンタmの値はモータの回転数を示すことになる。
【0134】次に、FG信号が入力されると、ステップ
72においてFG信号の周期xn が演算される。FGカ
ウンタnがn=1の場合は、周期xn はx1 となる。な
お、FGカウンタnはPG信号が入力される毎に1とな
るので、PG信号の入力後のFG信号の周期は必ずx1
となる。補正フラグが1の場合はステップ81からステ
ップ83に移り、この時補正値演算フラグが1であれ
ば、ステップ84に移る。ステップ84では周期Xn に
xn を加算する(Xn =Xn +xn )。補正加算カウン
タm=0の場合は、ステップ87においてFGカウンタ
nを1増加して次のFG信号を待つ。即ち、PG信号が
入力され毎に、その後入力されるFG信号の周期は順番
にx1 、x2 、x3 、x4 ・・・・xn となる。そし
て、ステップ84、ステップ85において、M回転する
までFG信号の周期毎にX1 、X2 、X3 、X4 ・・・
・Xn に加算され、M回加算終了後にステップ86にお
いて各加算された周期をMで割る。即ち、各回転毎の平
均を求めてFG信号の周期毎の補正値X1 、X2 、
X3 、X4 ・・・・Xn を演算しメモリで保持する。M
回転終了して補正値の演算が終了したならば、PG信号
が入力された後のステップ95からステップ96に移
り、補正開始フラグ=0、補正値演算フラグ=1とし
て、次のFG信号から補正の動作を行う。補正の動作
は、ステップ82において入力されるFG信号の周期x
n から保持されたその周期に相当する補正値Xn を減算
し、更に、オフセット値X0 (真のFG信号の周期の
値)を加算して、補正後の周期xn とする。そして、補
正後の周期xn に基づき速度誤差信号Bi、オブザーバ
演算値Ciを演算してモータの制御を行う。このような
構成としているので、補正値Xn はメモリーに保持され
ている限りは、新たに補正値Xn を演算する必要はな
い。即ち、補正値Xn が保持されている限りは、補正開
始フラグを0としておけば良い。
72においてFG信号の周期xn が演算される。FGカ
ウンタnがn=1の場合は、周期xn はx1 となる。な
お、FGカウンタnはPG信号が入力される毎に1とな
るので、PG信号の入力後のFG信号の周期は必ずx1
となる。補正フラグが1の場合はステップ81からステ
ップ83に移り、この時補正値演算フラグが1であれ
ば、ステップ84に移る。ステップ84では周期Xn に
xn を加算する(Xn =Xn +xn )。補正加算カウン
タm=0の場合は、ステップ87においてFGカウンタ
nを1増加して次のFG信号を待つ。即ち、PG信号が
入力され毎に、その後入力されるFG信号の周期は順番
にx1 、x2 、x3 、x4 ・・・・xn となる。そし
て、ステップ84、ステップ85において、M回転する
までFG信号の周期毎にX1 、X2 、X3 、X4 ・・・
・Xn に加算され、M回加算終了後にステップ86にお
いて各加算された周期をMで割る。即ち、各回転毎の平
均を求めてFG信号の周期毎の補正値X1 、X2 、
X3 、X4 ・・・・Xn を演算しメモリで保持する。M
回転終了して補正値の演算が終了したならば、PG信号
が入力された後のステップ95からステップ96に移
り、補正開始フラグ=0、補正値演算フラグ=1とし
て、次のFG信号から補正の動作を行う。補正の動作
は、ステップ82において入力されるFG信号の周期x
n から保持されたその周期に相当する補正値Xn を減算
し、更に、オフセット値X0 (真のFG信号の周期の
値)を加算して、補正後の周期xn とする。そして、補
正後の周期xn に基づき速度誤差信号Bi、オブザーバ
演算値Ciを演算してモータの制御を行う。このような
構成としているので、補正値Xn はメモリーに保持され
ている限りは、新たに補正値Xn を演算する必要はな
い。即ち、補正値Xn が保持されている限りは、補正開
始フラグを0としておけば良い。
【0135】また、実施例12のFGむら補正部57で
は、補正値演算中はステップ88、及びステップ89に
おいて外乱推定オブザーバの演算値を速度誤差信号Bi
に加算しないようにしている。そして、FGむら補正値
演算終了後、即ち、補正フラグ=1になったとき、オブ
ザーバの演算値を加算するようにしている。このように
処理するのは、FGむら補正されていないFG信号の周
期によって演算されたオブザーバ演算値Ciによりモー
タの回転むらが生じやすくなるので、モータの回転むら
を含んだままオブザーバの演算を行っている状態でFG
むら補正値演算を行うと、かえって間違ったFGむら補
正値を演算しやすいからである。更に、この間違ったF
Gむら補正値を用いてオブザーバ演算を行うと誤った外
乱トルクの推定が行われ、更にモータの回転むらを生じ
やすい。従って、FGむら補正値演算中は外乱推定オブ
ザーバの演算値を速度誤差信号Biに加算せず、FGむ
ら補正値演算終了後にそのFGむら補正値によって外乱
推定オブザーバの演算を行い、速度誤差信号Biに加算
してモータの制御を行う。
は、補正値演算中はステップ88、及びステップ89に
おいて外乱推定オブザーバの演算値を速度誤差信号Bi
に加算しないようにしている。そして、FGむら補正値
演算終了後、即ち、補正フラグ=1になったとき、オブ
ザーバの演算値を加算するようにしている。このように
処理するのは、FGむら補正されていないFG信号の周
期によって演算されたオブザーバ演算値Ciによりモー
タの回転むらが生じやすくなるので、モータの回転むら
を含んだままオブザーバの演算を行っている状態でFG
むら補正値演算を行うと、かえって間違ったFGむら補
正値を演算しやすいからである。更に、この間違ったF
Gむら補正値を用いてオブザーバ演算を行うと誤った外
乱トルクの推定が行われ、更にモータの回転むらを生じ
やすい。従って、FGむら補正値演算中は外乱推定オブ
ザーバの演算値を速度誤差信号Biに加算せず、FGむ
ら補正値演算終了後にそのFGむら補正値によって外乱
推定オブザーバの演算を行い、速度誤差信号Biに加算
してモータの制御を行う。
【0136】このように、実施例12のモータ制御装置
においては、FG信号に含まれるモータの回転むらを補
正してより正確な外乱トルクの推定、ひいてはより正確
なモータの制御を行うことができる。また、FG信号の
周期を求め、これを用いてモータの回転むらの補正を行
うようにしたため、演算時間の遅れも生じない。更に、
補正値演算中はオブザーバ演算値Ciを速度誤差信号B
iに加算しないようにしているので、FGむらを正確に
検出でき結果としてより正確な外乱トルクの推定が行わ
れる。
においては、FG信号に含まれるモータの回転むらを補
正してより正確な外乱トルクの推定、ひいてはより正確
なモータの制御を行うことができる。また、FG信号の
周期を求め、これを用いてモータの回転むらの補正を行
うようにしたため、演算時間の遅れも生じない。更に、
補正値演算中はオブザーバ演算値Ciを速度誤差信号B
iに加算しないようにしているので、FGむらを正確に
検出でき結果としてより正確な外乱トルクの推定が行わ
れる。
【0137】なお、実施例12において、PG信号をモ
ータの絶対位置としてモータの回転むら補正を行う手段
について説明したが、モータの絶対位置がわかる他の信
号を用いてもよい。
ータの絶対位置としてモータの回転むら補正を行う手段
について説明したが、モータの絶対位置がわかる他の信
号を用いてもよい。
【0138】また、FG信号とモータ一回転毎のPG信
号との2つを用いる手段について示したが、通常モータ
一回転当りのFG数は既知であるので、モータ一回転毎
のPG信号がなくともFG数をカウントしてFGむら補
正を行うことはできる。但し、これはモータの相対位置
による補正となるので、その相対位置がわからなくなる
毎に、例えばモータの回転が止まる毎に、補正位置の演
算を行う必要がある。
号との2つを用いる手段について示したが、通常モータ
一回転当りのFG数は既知であるので、モータ一回転毎
のPG信号がなくともFG数をカウントしてFGむら補
正を行うことはできる。但し、これはモータの相対位置
による補正となるので、その相対位置がわからなくなる
毎に、例えばモータの回転が止まる毎に、補正位置の演
算を行う必要がある。
【0139】更に、モータ一回転毎にFG信号の周期を
加算してその平均値をFGむら補正値とする、FGむら
補正と外乱推定オブザーバとを組み合わせた場合につい
て説明したが、他のFGむら補正(例えば、ノッチフィ
ルタ等)と外乱推定オブザーバとを組み合わせてもよ
い。
加算してその平均値をFGむら補正値とする、FGむら
補正と外乱推定オブザーバとを組み合わせた場合につい
て説明したが、他のFGむら補正(例えば、ノッチフィ
ルタ等)と外乱推定オブザーバとを組み合わせてもよ
い。
【0140】更に、FGむら補正と、最小次元オブザー
バで構成した外乱推定オブザーバとを組み合わせた場合
について示したが、これに限定されるものではなく、同
一次元オブザーバや速度オブザーバ等のその他の形式の
オブザーバで構成してもよい。
バで構成した外乱推定オブザーバとを組み合わせた場合
について示したが、これに限定されるものではなく、同
一次元オブザーバや速度オブザーバ等のその他の形式の
オブザーバで構成してもよい。
【0141】更に、VTRのドラムモータ制御について
説明したが、その他のモータ制御装置や制御手段であっ
てもよい。
説明したが、その他のモータ制御装置や制御手段であっ
てもよい。
【0142】更に、PWM信号を用いてモータの制御を
行う場合について説明したが、その他の制御手段(例え
ば、DAパルス変換など)であってもよい。
行う場合について説明したが、その他の制御手段(例え
ば、DAパルス変換など)であってもよい。
【0143】〔実施例13〕 図27は、実施例13のモータ制御装置の機能を概念化
したブロック線図である。
したブロック線図である。
【0144】なお、図27において、従来のモータ制御
装置と同一あるいは相当部分については、同一の符号を
付与して説明を省略する。また、図27においては、従
来のモータ制御装置と同様に位相制御系が示されていな
いが、実際には存在しており、単に説明の便宜上省略し
てあるにすぎない。
装置と同一あるいは相当部分については、同一の符号を
付与して説明を省略する。また、図27においては、従
来のモータ制御装置と同様に位相制御系が示されていな
いが、実際には存在しており、単に説明の便宜上省略し
てあるにすぎない。
【0145】図27において、参照符号200は外乱推
定オブザーバであり、ソフトウェアで構成されている。
また、従来例にも備えられている速度検出部24、乗算
部26及び加算部16もソフトウェアで構成されてい
る。
定オブザーバであり、ソフトウェアで構成されている。
また、従来例にも備えられている速度検出部24、乗算
部26及び加算部16もソフトウェアで構成されてい
る。
【0146】外乱推定オブザーバ200内の、参照符号
201は1サンプリング期間遅延する遅延部を、20
2、203、204及び205はそれぞれ係数A1 、A
2 、A3 及びA4 の乗算部を、206は加算部を、20
7は減算部を、208は係数1/A5 の除算部を、21
0は低域フィルタ103の伝達関数HLPF (s) とほぼ等
しい特性の伝達関数HLPF (z) を有するディジタルフィ
ルタを、220は一次遅れ要素α/(a+g)とほぼ等
しい特性を有するディジタルフィルタを、230は低域
フィルタ103の伝達関数HLPF (s) の逆数1/HLPF
(s) と低域ではほぼ等しく、高域では有限なゲイン特性
の伝達関数1/HLPF ′(z) を有するディジタルフィル
タをそれぞれ示している。
201は1サンプリング期間遅延する遅延部を、20
2、203、204及び205はそれぞれ係数A1 、A
2 、A3 及びA4 の乗算部を、206は加算部を、20
7は減算部を、208は係数1/A5 の除算部を、21
0は低域フィルタ103の伝達関数HLPF (s) とほぼ等
しい特性の伝達関数HLPF (z) を有するディジタルフィ
ルタを、220は一次遅れ要素α/(a+g)とほぼ等
しい特性を有するディジタルフィルタを、230は低域
フィルタ103の伝達関数HLPF (s) の逆数1/HLPF
(s) と低域ではほぼ等しく、高域では有限なゲイン特性
の伝達関数1/HLPF ′(z) を有するディジタルフィル
タをそれぞれ示している。
【0147】乗算部202、203、204、205に
おける係数A1 、A2 、A3 、A4及び除算部208に
おける係数A5 は下記式(17)、式(18)、式(1
9)、式(20)、式(21)に示されているようにな
る。
おける係数A1 、A2 、A3 、A4及び除算部208に
おける係数A5 は下記式(17)、式(18)、式(1
9)、式(20)、式(21)に示されているようにな
る。
【0148】
【数18】
【0149】ここで、α及びβを適当に選択することに
より、A1 、A2 、A3 、A4 及びA5 は適当な大きさ
の整数になる。
より、A1 、A2 、A3 、A4 及びA5 は適当な大きさ
の整数になる。
【0150】次に、低域フィルタ103の伝達関数H
LPF (s) を下記式(22)で表すと、双一次変換により
ディジタルフィルタ210の伝達関数HLPF (z) は下記
式(23)となる。
LPF (s) を下記式(22)で表すと、双一次変換により
ディジタルフィルタ210の伝達関数HLPF (z) は下記
式(23)となる。
【0151】
【数19】
【0152】ここで、係数KB を適当に選択することに
より、B1 、B2 、B3 は適当な大きさの整数になる。
より、B1 、B2 、B3 は適当な大きさの整数になる。
【0153】この伝達関数HLPF (z) のディジタルフィ
ルタ210の詳細な構成を図28のブロック線図に示
す。図28において、参照符号211は1サンプリング
周期遅延する遅延部を、212は加算部を、213は係
数B1 の乗算部を、214は加算部を、215は係数1
/B2 の除算部を、216は1サンプリング周期遅延す
る遅延部を、217は係数−B3 の乗算部をそれぞれ示
している。
ルタ210の詳細な構成を図28のブロック線図に示
す。図28において、参照符号211は1サンプリング
周期遅延する遅延部を、212は加算部を、213は係
数B1 の乗算部を、214は加算部を、215は係数1
/B2 の除算部を、216は1サンプリング周期遅延す
る遅延部を、217は係数−B3 の乗算部をそれぞれ示
している。
【0154】次に、一次遅れ要素α/(s+g)とほぼ
等しい特性を有するディジタルフィルタ220の伝達関
数Hg(z) は双一次変換により下記式(24)に示され
ているようになる。
等しい特性を有するディジタルフィルタ220の伝達関
数Hg(z) は双一次変換により下記式(24)に示され
ているようになる。
【0155】
【数20】
【0156】ここで、係数kC を適当に選択することに
より、C1 、C2 、C3 は適当な大きさの整数になる。
より、C1 、C2 、C3 は適当な大きさの整数になる。
【0157】この伝達関数Hg(z) を有するディジタル
フィルタ220の詳細な構成を図29のブロック線図に
示す。図29において、参照符号221は1サンプリン
グ周期遅延する遅延部を、222は加算部を、223は
係数C1 の乗算部を、224は加算部を、225は係数
1/C2 の除算部を、226は1サンプリング周期遅延
する遅延部を、227は係数−C3 の乗算部をそれぞれ
示している。
フィルタ220の詳細な構成を図29のブロック線図に
示す。図29において、参照符号221は1サンプリン
グ周期遅延する遅延部を、222は加算部を、223は
係数C1 の乗算部を、224は加算部を、225は係数
1/C2 の除算部を、226は1サンプリング周期遅延
する遅延部を、227は係数−C3 の乗算部をそれぞれ
示している。
【0158】次に、低域フィルタ103の伝達関数H
LPF (s) の逆数1/HLPF (s) と低周波数領域ではほぼ
等しい特性を有し、高周波数領域では有限な一定のゲイ
ンを有するフィルタの伝達関数1/HLPF ′(s) を下記
式(25)に示されているようにすると、双一次変換に
よりディジタルフィルタ230の伝達関数1/HLPF ′
(z) は下記式(26)に示されているようになる。
LPF (s) の逆数1/HLPF (s) と低周波数領域ではほぼ
等しい特性を有し、高周波数領域では有限な一定のゲイ
ンを有するフィルタの伝達関数1/HLPF ′(s) を下記
式(25)に示されているようにすると、双一次変換に
よりディジタルフィルタ230の伝達関数1/HLPF ′
(z) は下記式(26)に示されているようになる。
【0159】
【数21】
【0160】ここで、係数KD を適当に選択することに
より、D1 、D2 、D3 、D4 は適当な大きさの整数に
なる。
より、D1 、D2 、D3 、D4 は適当な大きさの整数に
なる。
【0161】この伝達関数1/HLPF ′(z) のディジタ
ルフィルタ230の詳細な構成を図30のブロック線図
に示す。図30において、参照符号231は係数D1 の
乗算部を、232は1サンプリング周期遅延する遅延部
を、233は係数D2 の乗算部を、234は加算部を、
235は係数1/D3 の除算部を、236は1サンプリ
ング周期遅延する遅延部を、237は係数−D4 の乗算
部をそれぞれ示している。
ルフィルタ230の詳細な構成を図30のブロック線図
に示す。図30において、参照符号231は係数D1 の
乗算部を、232は1サンプリング周期遅延する遅延部
を、233は係数D2 の乗算部を、234は加算部を、
235は係数1/D3 の除算部を、236は1サンプリ
ング周期遅延する遅延部を、237は係数−D4 の乗算
部をそれぞれ示している。
【0162】次に、図31に示されているフローチャー
トを参照して動作について説明する。ステップ301に
おいて、FG信号の入力が監視されている。FG信号が
入力されると、ステップ302において、前回FG信号
が入力された際の時刻データと今回の時刻データとから
FG信号の周期を計算してその結果がN1 とされる。次
に、ステップ303において、この周期N1 に基づいて
速度誤差信号Biが計算される。
トを参照して動作について説明する。ステップ301に
おいて、FG信号の入力が監視されている。FG信号が
入力されると、ステップ302において、前回FG信号
が入力された際の時刻データと今回の時刻データとから
FG信号の周期を計算してその結果がN1 とされる。次
に、ステップ303において、この周期N1 に基づいて
速度誤差信号Biが計算される。
【0163】次に、ステップ304において、FG信号
の周期N1 に係数A2 が乗じられてN2 とされる。ステ
ップ305において、N2 に係数A4 が乗じられてN3
となる。ステップ306において、N2 に係数A3が乗
じられてN4 となる。ステップ307において、N4 に
伝達関数HLPF (z) のディジタルフィルタ210の出力
N5 が加算されて新たにN4 とされる。ステップ308
において、N4 を伝達関数Hg(z) のディジタルフィル
タ220で処理し、その結果が新たにN4 とされる。ス
テップ309において、N4 からN3 が減算されて新た
にN4 となる。ステップ310において、N4 が係数A
5 で除されて新たにN4 とされる。ステップ311にお
いて、N4 を伝達関数1/HLPF ′(z) のディジタルフ
ィルタ230で処理し、その結果が外乱推定オブザーバ
200のオブザーバ出力Ciとなる。
の周期N1 に係数A2 が乗じられてN2 とされる。ステ
ップ305において、N2 に係数A4 が乗じられてN3
となる。ステップ306において、N2 に係数A3が乗
じられてN4 となる。ステップ307において、N4 に
伝達関数HLPF (z) のディジタルフィルタ210の出力
N5 が加算されて新たにN4 とされる。ステップ308
において、N4 を伝達関数Hg(z) のディジタルフィル
タ220で処理し、その結果が新たにN4 とされる。ス
テップ309において、N4 からN3 が減算されて新た
にN4 となる。ステップ310において、N4 が係数A
5 で除されて新たにN4 とされる。ステップ311にお
いて、N4 を伝達関数1/HLPF ′(z) のディジタルフ
ィルタ230で処理し、その結果が外乱推定オブザーバ
200のオブザーバ出力Ciとなる。
【0164】次に、ステップ312において、速度誤差
信号Biとオブザーバ出力Ciとが加算されてその結果
がAiとされ、ステップ313において加算値AiがP
WM信号として出力される。
信号Biとオブザーバ出力Ciとが加算されてその結果
がAiとされ、ステップ313において加算値AiがP
WM信号として出力される。
【0165】次に、ステップ314において、加算値A
iに係数A1 を乗じられてN5 となる。ステップ315
において、N5 を伝達関数HLPF (z) のディジタルフィ
ルタ210で処理し、その結果が新たにN5 とされて次
回のオブザーバの演算に備え、ステップ301へ処理が
戻される。
iに係数A1 を乗じられてN5 となる。ステップ315
において、N5 を伝達関数HLPF (z) のディジタルフィ
ルタ210で処理し、その結果が新たにN5 とされて次
回のオブザーバの演算に備え、ステップ301へ処理が
戻される。
【0166】〔実施例14〕 実施例13では、低域フィルタの伝達関数HLPF (s) を
ディジタルフィルタ化した伝達関数HLPF (z) のディジ
タルフィルタ210と、伝達関数1/HLPF (s) を近似
してからディジタルフィルタ化した伝達関数1/
HLPF ′(z) のディジタルフィルタ230とを用いる構
成を採っているが、これらのディジタルフィルタの代わ
りに伝達関数1/HLPF ′(z) のディジタルフィルタ2
30を速度検出部108と乗算部203との間に挿入す
るようにしてもよい。図32はこのような構成の実施例
14のモータ制御装置の構成を示すブロック線図であ
る。
ディジタルフィルタ化した伝達関数HLPF (z) のディジ
タルフィルタ210と、伝達関数1/HLPF (s) を近似
してからディジタルフィルタ化した伝達関数1/
HLPF ′(z) のディジタルフィルタ230とを用いる構
成を採っているが、これらのディジタルフィルタの代わ
りに伝達関数1/HLPF ′(z) のディジタルフィルタ2
30を速度検出部108と乗算部203との間に挿入す
るようにしてもよい。図32はこのような構成の実施例
14のモータ制御装置の構成を示すブロック線図であ
る。
【0167】このモータ制御装置の動作について、図3
3のフローチャートを参照して説明する。なお、図33
のフローチャートにおいては、上述の図31のフローチ
ャートと同一の処理には同一の符号を付与してある。
3のフローチャートを参照して説明する。なお、図33
のフローチャートにおいては、上述の図31のフローチ
ャートと同一の処理には同一の符号を付与してある。
【0168】ステップ301において、FG信号の入力
が監視されている。FG信号が入力されると、ステップ
302において、前回FG信号が入力された際の時刻デ
ータと今回の時刻データとからFG信号の周期が計算さ
れてその結果がN1 とされる。次に、ステップ303に
おいて、この周期N1 に基づいて速度誤差信号Biが計
算される。
が監視されている。FG信号が入力されると、ステップ
302において、前回FG信号が入力された際の時刻デ
ータと今回の時刻データとからFG信号の周期が計算さ
れてその結果がN1 とされる。次に、ステップ303に
おいて、この周期N1 に基づいて速度誤差信号Biが計
算される。
【0169】次に、ステップ316において、FG信号
の周期N1 を伝達関数1/HLPF ′(z) のディジタルフ
ィルタ230で処理し、その結果がN2 となる。ステッ
プ317において、N2 に係数A2 が乗じられて新たに
N2 とされる。ステップ305において、N2 に係数A
4 が乗じられてN3 とされる。ステップ306におい
て、N2 に係数A3 が乗じられてN4 とされる。ステッ
プ307において、N4に乗算部202の出力N5 が加
算されて新たにN4 となる。ステップ308において、
N4 を伝達関数Hg(z) のディジタルフィルタ220で
処理し、その結果が新たにN4 とされる。ステップ30
9において、N4 からN3 が減算されて新たにN4 とさ
れる。ステップ318において、N4 が係数A5 で除さ
れてその結果が外乱推定オブザーバ200のオブザーバ
出力Ciとされる。
の周期N1 を伝達関数1/HLPF ′(z) のディジタルフ
ィルタ230で処理し、その結果がN2 となる。ステッ
プ317において、N2 に係数A2 が乗じられて新たに
N2 とされる。ステップ305において、N2 に係数A
4 が乗じられてN3 とされる。ステップ306におい
て、N2 に係数A3 が乗じられてN4 とされる。ステッ
プ307において、N4に乗算部202の出力N5 が加
算されて新たにN4 となる。ステップ308において、
N4 を伝達関数Hg(z) のディジタルフィルタ220で
処理し、その結果が新たにN4 とされる。ステップ30
9において、N4 からN3 が減算されて新たにN4 とさ
れる。ステップ318において、N4 が係数A5 で除さ
れてその結果が外乱推定オブザーバ200のオブザーバ
出力Ciとされる。
【0170】次に、ステップ312において、速度誤差
信号Biとオブザーバ出力Ciとが加算されてその結果
がAiとされ、ステップ313において加算値AiがP
WM信号として出力される。
信号Biとオブザーバ出力Ciとが加算されてその結果
がAiとされ、ステップ313において加算値AiがP
WM信号として出力される。
【0171】次に、ステップ314において、加算値A
iに係数A1 が乗じられてN5 とされ、次回のオブザー
バの演算に備えてステップ301へ処理が戻される。
iに係数A1 が乗じられてN5 とされ、次回のオブザー
バの演算に備えてステップ301へ処理が戻される。
【0172】実施例13では、速度検出部24の伝達関
数HF (s) をDCゲインHF (0) で近似しているが、こ
の伝達関数HF (s) を下記式(27)で近似し、伝達関数1
/HF (s) に対して後退差分によるs−z変換を施し、
下記式(28)に示されている如くにディジタルフィルタ化
する。
数HF (s) をDCゲインHF (0) で近似しているが、こ
の伝達関数HF (s) を下記式(27)で近似し、伝達関数1
/HF (s) に対して後退差分によるs−z変換を施し、
下記式(28)に示されている如くにディジタルフィルタ化
する。
【0173】
【数22】
【0174】この伝達関数1/HF (s) のディジタルフ
ィルタ240を速度検出部108と乗算部203との間
に挿入する。このような構成の実施例14のモータ制御
装置の構成を図34に示す。また、そのディジタルフィ
ルタ240の詳細な構成を図35のブロック線図に示
す。
ィルタ240を速度検出部108と乗算部203との間
に挿入する。このような構成の実施例14のモータ制御
装置の構成を図34に示す。また、そのディジタルフィ
ルタ240の詳細な構成を図35のブロック線図に示
す。
【0175】実施例14の動作について、図36のフロ
ーチャートを参照して説明する。なお、図33のフロー
チャートにおいては、上述の図31または図33のフロ
ーチャートと同一の処理には同一の符号を付与してあ
る。
ーチャートを参照して説明する。なお、図33のフロー
チャートにおいては、上述の図31または図33のフロ
ーチャートと同一の処理には同一の符号を付与してあ
る。
【0176】ステップ301において、FG信号の入力
が監視されている。FG信号が入力されると、ステップ
302において、前回FG信号が入力された際の時刻デ
ータと今回の時刻データとからFG信号の周期が計算さ
れてその結果がN1 とされる。次に、ステップ303に
おいて、この周期N1 に基づいて速度誤差信号Biが計
算される。
が監視されている。FG信号が入力されると、ステップ
302において、前回FG信号が入力された際の時刻デ
ータと今回の時刻データとからFG信号の周期が計算さ
れてその結果がN1 とされる。次に、ステップ303に
おいて、この周期N1 に基づいて速度誤差信号Biが計
算される。
【0177】次に、ステップ319において、FG信号
の周期N1 が伝達関数1/HF ′(z) のディジタルフィ
ルタ230で処理されてその結果がN2 とされる。ステ
ップ317において、N2 に係数A2 が乗じられて新た
にN2 とされる。ステップ305において、N2 に係数
A4 が乗じられてN3 となる。ステップ306におい
て、N2 に係数A3 が乗じられてN4 とされる。ステッ
プ307において、N4に伝達関数HLPF (z) のディジ
タルフィルタ210の出力N5 が加算されて新たにN4
となる。ステップ308において、N4 を伝達関数Hg
(z) のディジタルフィルタ220で処理し、その結果が
新たにN4 とされる。ステップ309において、N4 か
らN3 が減算されて新たにN4 とされる。ステップ31
0において、N4 が係数A5 で除されて新たにN4 とさ
れる。ステップ311において、N4 を伝達関数1/H
LPF ′(z) のディジタルフィルタ230で処理し、その
結果が外乱推定オブザーバ200のオブザーバ出力Ci
とされる。
の周期N1 が伝達関数1/HF ′(z) のディジタルフィ
ルタ230で処理されてその結果がN2 とされる。ステ
ップ317において、N2 に係数A2 が乗じられて新た
にN2 とされる。ステップ305において、N2 に係数
A4 が乗じられてN3 となる。ステップ306におい
て、N2 に係数A3 が乗じられてN4 とされる。ステッ
プ307において、N4に伝達関数HLPF (z) のディジ
タルフィルタ210の出力N5 が加算されて新たにN4
となる。ステップ308において、N4 を伝達関数Hg
(z) のディジタルフィルタ220で処理し、その結果が
新たにN4 とされる。ステップ309において、N4 か
らN3 が減算されて新たにN4 とされる。ステップ31
0において、N4 が係数A5 で除されて新たにN4 とさ
れる。ステップ311において、N4 を伝達関数1/H
LPF ′(z) のディジタルフィルタ230で処理し、その
結果が外乱推定オブザーバ200のオブザーバ出力Ci
とされる。
【0178】次に、ステップ312において、速度誤差
信号Biとオブザーバ出力Ciとが加算されてその結果
がAiとされ、ステップ313において加算値AiがP
WM信号として出力される。
信号Biとオブザーバ出力Ciとが加算されてその結果
がAiとされ、ステップ313において加算値AiがP
WM信号として出力される。
【0179】次に、ステップ314において、加算値A
iに係数A1 が乗じられてN5 とされる。ステップ31
5において、N5 を伝達関数HLPF (z) のディジタルフ
ィルタ210で処理し、その結果が新たにN5 とされ、
次回のオブザーバの演算に備えてステップ301へ処理
が戻される。
iに係数A1 が乗じられてN5 とされる。ステップ31
5において、N5 を伝達関数HLPF (z) のディジタルフ
ィルタ210で処理し、その結果が新たにN5 とされ、
次回のオブザーバの演算に備えてステップ301へ処理
が戻される。
【0180】
【発明の効果】以上説明したように、請求項1に係るモ
ータ制御装置によれば、外乱トルクオブサーバは、速度
検出手段のディジタル出力値に速度検出手段の伝達関数
の逆数の近似特性、ディジタル−アナログ変換手段の伝
達関数の逆数の近似特性、駆動手段の伝達関数、モータ
のイナーシャ値j及び外乱トルクオブサーバ帯域係数値
gを乗じた乗算値と、これにディジタル値の制御信号を
加算し、加算値にg/(s+g)の一次遅れ伝達関数の
近似特性を乗じた値から、前記乗算値を減じ、これに速
度誤差演算手段の出力、位相検出手段の出力を加算して
ディジタル値の制御信号を得ることとしたから、オブサ
ーバ演算手段の出力信号によりモータ外乱トルクを抑制
出来、量子化ノイズに影響されない外乱トルクを算出で
きて、正確なモータ制御が可能となる。
ータ制御装置によれば、外乱トルクオブサーバは、速度
検出手段のディジタル出力値に速度検出手段の伝達関数
の逆数の近似特性、ディジタル−アナログ変換手段の伝
達関数の逆数の近似特性、駆動手段の伝達関数、モータ
のイナーシャ値j及び外乱トルクオブサーバ帯域係数値
gを乗じた乗算値と、これにディジタル値の制御信号を
加算し、加算値にg/(s+g)の一次遅れ伝達関数の
近似特性を乗じた値から、前記乗算値を減じ、これに速
度誤差演算手段の出力、位相検出手段の出力を加算して
ディジタル値の制御信号を得ることとしたから、オブサ
ーバ演算手段の出力信号によりモータ外乱トルクを抑制
出来、量子化ノイズに影響されない外乱トルクを算出で
きて、正確なモータ制御が可能となる。
【0181】請求項2,3に記載の発明にあっては、デ
ィジタル−アナログ変換手段の伝達関数の逆数の近似特
性、速度検出手段の伝達関数の逆数の近似特性を夫々所
定の関数として定めたことにより、外乱トルクをディジ
タル−アナログ変換精度を高め、速度検出をノイズに影
響されることなく算出し得、モータの制御精度の向上を
図れる。
ィジタル−アナログ変換手段の伝達関数の逆数の近似特
性、速度検出手段の伝達関数の逆数の近似特性を夫々所
定の関数として定めたことにより、外乱トルクをディジ
タル−アナログ変換精度を高め、速度検出をノイズに影
響されることなく算出し得、モータの制御精度の向上を
図れる。
【図1】実施例1に係るモータ制御装置の構成を示すブ
ロック線図である。
ロック線図である。
【図2】実施例1に係るモータ制御装置の機能構成を示
すブロック線図である。
すブロック線図である。
【図3】実施例1に係るモータ制御装置の動作内容を示
すフローチャート図である。
すフローチャート図である。
【図4】実施例2に係るモータ制御装置の構成を示すブ
ロック線図である。
ロック線図である。
【図5】実施例1,2に係るモータ制御装置に用いる低
域フィルタの回路図である。
域フィルタの回路図である。
【図6】実施例1,2に係るモータ制御装置の高域で有
限なゲインを有するフィルタの周波数特性を示すグラフ
である。
限なゲインを有するフィルタの周波数特性を示すグラフ
である。
【図7】実施例1,2に係るモータ制御装置の高域で有
限なゲインを有するディジタルフィルタの構成を示すブ
ロック線図である。
限なゲインを有するディジタルフィルタの構成を示すブ
ロック線図である。
【図8】実施例3に係るモータ制御装置の構成を示すブ
ロック線図である。
ロック線図である。
【図9】実施例4に係るモータ制御装置の構成を示すブ
ロック線図である。
ロック線図である。
【図10】実施例3及び実施例4に係るモータ制御装置
のフィルタの周波数特性を示すグラフである。
のフィルタの周波数特性を示すグラフである。
【図11】実施例3及び実施例4に係るモータ制御装置
のフィルタの周波数特性を示すグラフである。
のフィルタの周波数特性を示すグラフである。
【図12】実施例5に係るモータ制御装置の構成を示す
ブロック線図である。
ブロック線図である。
【図13】実施例6に係るモータ制御装置の構成を示す
ブロック線図である。
ブロック線図である。
【図14】実施例6に係るモータ制御装置のフィルタの
周波数特性を示すグラフである。
周波数特性を示すグラフである。
【図15】実施例7に係るモータ制御装置の構成を示す
ブロック線図である。
ブロック線図である。
【図16】実施例8に係るモータ制御装置の構成を示す
ブロック線図である。
ブロック線図である。
【図17】実施例9に係るモータ制御装置の構成を示す
ブロック線図である。
ブロック線図である。
【図18】実施例10に係るモータ制御装置の構成を示
すブロック線図である。
すブロック線図である。
【図19】実施例11に係るモータ制御装置のフィルタ
の周波数特性を示すグラフである。
の周波数特性を示すグラフである。
【図20】実施例11に係るモータ制御装置の構成を示
すブロック線図である。
すブロック線図である。
【図21】実施例12に係るモータ制御装置のFG部の
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図22】実施例12に係るモータ制御装置の構成を示
すブロック線図である。
すブロック線図である。
【図23】実施例12に係るモータ制御装置の動作内容
を示すフローチャート図である。
を示すフローチャート図である。
【図24】実施例12に係るモータ制御装置の動作内容
を示すフローチャート図である。
を示すフローチャート図である。
【図25】実施例12に係るモータ制御装置の動作内容
を示すフローチャート図である。
を示すフローチャート図である。
【図26】実施例12に係るモータ制御装置の動作内容
を示すフローチャート図である。
を示すフローチャート図である。
【図27】実施例13のモータ制御装置の機能を概念化
したブロック線図である。
したブロック線図である。
【図28】実施例13に係るモータ制御装置のディジタ
ルフィルタの回路構成を示すブロック線図である。
ルフィルタの回路構成を示すブロック線図である。
【図29】実施例13に係るモータ制御装置のディジタ
ルフィルタの回路構成を示すブロック線図である。
ルフィルタの回路構成を示すブロック線図である。
【図30】実施例13に係るモータ制御装置のディジタ
ルフィルタの回路構成を示すブロック線図である。
ルフィルタの回路構成を示すブロック線図である。
【図31】実施例13のモータ制御装置の動作内容を示
すフローチャート図である。
すフローチャート図である。
【図32】実施例14のモータ制御装置の機能を概念化
したブロック線図である。
したブロック線図である。
【図33】実施例14のモータ制御装置の動作内容を示
すフローチャート図である。
すフローチャート図である。
【図34】実施例14のモータ制御装置の機能を概念化
したブロック線図である。
したブロック線図である。
【図35】実施例14に係るモータ制御装置のディジタ
ルフィルタの回路構成を示すブロック線図である。
ルフィルタの回路構成を示すブロック線図である。
【図36】実施例14のモータ制御装置の動作内容を示
すフローチャート図である。
すフローチャート図である。
【図37】従来のモータ制御装置の構成を示すブロック
線図である。
線図である。
【図38】従来のモータ制御装置の構成を示すブロック
線図である。
線図である。
11モータ 12PWM変換部 13 低域フィルタ 14 増幅器 15 MDA 16 加算部 17 外乱推定オブザーバ 18 速度誤差演算部 19 電流−トルク変換部 20 トルク−回転変換部 23 FG部 24 速度検出部 25 速度系係数 26 電圧変換部 27 A/D変換部 28 電流換算部 29 乗算部 57 FGむら補正部 200 外乱推定オブザーバ 201 遅延部 202〜205 乗算部 206 加算部 207 減算部 208 除算部 210 ディジタルフィルタ 220 ディジタルフィルタ 230 ディジタルフィルタ 240 ディジタルフィルタ
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6,DB名) H02P 5/00
Claims (3)
- 【請求項1】 モータと、 ディジタル値の制御信号をアナログ値の制御信号に変換
するディジタル−アナログ変換手段と、 ディジタル−アナログ変換手段の制御信号に応じてモー
タを駆動する駆動手段と、 モータの回転速度をディジタル値で検出出力する速度検
出手段と、 速度検出手段の出力から速度誤差を演算する速度誤差演
算手段と、 モータの回転位相をディジタル値で検出出力する位相検
出手段と、 位相検出手段の出力から位相誤差を演算する位相誤差演
算手段と、 外乱トルクオブサーバとを備えたモータ制御装置におい
て、 前記外乱トルクオブサーバは、 速度検出手段のディジタル出力値に前記速度検出手段の
伝達関数の逆数の近似特性、前記ディジタル−アナログ
変換手段の伝達関数の逆数の近似特性、前記駆動手段の
伝達関数、モータのイナーシャ値j及び外乱トルクオブ
サーバ帯域係数値gを夫々乗じる第1の乗算手段と、 第1の乗算手段の出力に前記ディジタル値の制御信号を
加算する第1の加算手段と、該加算手段の出力にg/
(s+g)の一次遅れ伝達関数の近似特性を乗じる第2
の乗算手段と、 該第2の乗算手段の出力から前記第1の乗算手段の出力
を減じる減算手段と、 該減算手段の出力と、前記速度誤差検出手段の出力と、
前記位相検出手段の出力とを加算してディジタル値の制
御信号を生成する第2の加算手段とを備えることを特徴
とするモータ制御装置。 - 【請求項2】 前記ディジタル−アナログ変換手段の伝
達関数の逆数の近似特性は、 【数1】 (f0 は、前記ディジタル−アナログ変換手段のカット
オフ周波数、f1 >f0、Tはサンプリング周期)であ
ることを特徴とする請求項1記載のモータ制御装置。 - 【請求項3】 前記速度検出手段の伝達関数の逆数の近
似特性は、 {(3−Z-1)/2}2 であることを特徴とする請求項1記載のモータ制御装
置。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4991292 | 1992-03-06 | ||
JP4-49912 | 1992-03-06 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05308791A JPH05308791A (ja) | 1993-11-19 |
JP2896729B2 true JP2896729B2 (ja) | 1999-05-31 |
Family
ID=12844228
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5011441A Expired - Lifetime JP2896729B2 (ja) | 1992-03-06 | 1993-01-27 | モータ制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2896729B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN104981975B (zh) * | 2012-12-22 | 2017-09-08 | 株式会社沙夫特 | 电机驱动电压控制装置以及电机驱动电压控制方法 |
KR102013080B1 (ko) * | 2016-01-22 | 2019-08-21 | 도시바 미쓰비시덴키 산교시스템 가부시키가이샤 | 전동기의 속도 제어 장치 |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61266086A (ja) * | 1985-05-20 | 1986-11-25 | Fujitsu Ltd | 直流モ−タの駆動制御方式 |
JP2888595B2 (ja) * | 1990-04-09 | 1999-05-10 | 三菱電機株式会社 | モータ制御装置 |
JPH04156283A (ja) * | 1990-10-18 | 1992-05-28 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 速度制御装置 |
-
1993
- 1993-01-27 JP JP5011441A patent/JP2896729B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH05308791A (ja) | 1993-11-19 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP3281561B2 (ja) | モータ速度制御装置 | |
KR0133354B1 (ko) | 모터제어장치 | |
US5773938A (en) | Apparatus for controlling speed of a rotary motor | |
KR100223393B1 (ko) | 모터속도제어장치 | |
US5298841A (en) | Apparatus for controlling the speed of a moving object | |
JP3203989B2 (ja) | モータの速度制御装置 | |
JP2896729B2 (ja) | モータ制御装置 | |
JPH03155383A (ja) | モータ制御装置 | |
JPH11285283A (ja) | 外乱補償制御装置 | |
JP2888595B2 (ja) | モータ制御装置 | |
JP2000235403A (ja) | サーボ制御装置及びサーボ制御方法 | |
JPH10155292A (ja) | 2慣性系制御回路 | |
JP3818237B2 (ja) | 同期電動機の制御装置 | |
JPH07169154A (ja) | くし形フィルター及びそのフィルターリング方法と該くし形フィルターを備えた回転制御装置 | |
JP3411490B2 (ja) | モータ速度制御装置 | |
JP2959270B2 (ja) | 外乱推定補償器 | |
JP2846504B2 (ja) | モータ制御装置 | |
JP2914725B2 (ja) | デジタル櫛形フィルタ | |
JPH0654571A (ja) | モータ回転速度制御装置 | |
JPH0646587A (ja) | モータサーボ装置 | |
JP2005137141A (ja) | 回転サーボ制御装置及び回転サーボ制御方法 | |
JP3227838B2 (ja) | モータ制御装置 | |
JP2001045780A (ja) | モータの速度制御装置 | |
JPH07177777A (ja) | モータ制御装置 | |
JP2754807B2 (ja) | 回転体の制御装置 |