JPH07177777A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ＦＧ信号の周期帰還により定速制御を行うモ
ータ制御装置において、外乱トルクによる回転速度変動
を大幅に低減するモータ制御装置を提供する。 【構成】 外乱推定器１、修正器２、補正器３で構成さ
れる外乱抑圧ループが付加されている。外乱推定器１
は、ＦＧ信号の周期を検出した周期信号Ｔ_FGと駆動器１
５０に供給される駆動信号Ｄから、外乱トルクτ_dを駆
動信号の次元に換算すると共に高域周波数成分を遮断し
て推定し、外乱推定信号ｄを出力する。修正器２は、外
乱推定信号ｄの出力低下ならびに位相遅れを特定の周波
数において零とするように修正し、修正信号ｄ_cを出力
する。制御信号ｃは、補正器３において修正信号ｄ_cに
より外乱トルクτ_dの影響を打ち消すように補正され、
駆動信号Ｄとなる。駆動信号Ｄは駆動器１５０に供給さ
れ、駆動電流Ｉ_aとしてモータ１００に印加される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、モータの回転速度を一
定に保つように制御するモータ制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＶＴＲのドラム・モータあるいはキャプ
スタン・モータの制御装置においては、モータを一定の
速度で回転させることが必要である。したがって、外乱
トルク（テープ走行負荷、軸摩擦、モータトルクリップ
ル、外部振動等）が制御系に入力されても速度変動が少
ないことが要求され、外乱トルクに対して、どれだけの
速度変動が生じるかによって制御系の性能が決定され
る。

【０００３】（図８）は例えば、ＶＴＲのドラム・モー
タあるいはキャプスタン・モータの速度制御装置の構成
を示すブロック図である。実際には位相制御系も付加さ
れているが、ここでは説明の簡略化のために速度制御系
のみを図示した。

【０００４】（図８）において、１００はドラム・モー
タあるいはキャプスタン・モータである。モータ１００
には周波数発電機１１０がとりつけられており、モータ
１００の回転速度に比例した周波数信号（以下、ＦＧ信
号と呼ぶ）を出力する。１２０はＦＧ信号の周期を検出
し周期信号Ｔ_FGを出力する周期検出器、１３０は周期信
号Ｔ_FGと周期指令信号Ｔ_r（一定値）との偏差に応じた
周期誤差信号ΔＴ_FGを出力する比較器、１４０は周期誤
差信号ΔＴ_FGに比例・積分等の制御補償を行い制御信号
ｃを出力する制御器、１５０は制御信号ｃに応じた駆動
電流Ｉ_aをモータに供給する駆動器である。

【０００５】次に動作について説明する。まず、モータ
１００の回転速度に比例した周波数を持つＦＧ信号が周
波数発電機１１０から出力される。周期検出器１２０に
おいてはＦＧ信号のエッジの入力時刻が順次取り込ま
れ、その都度ＦＧ信号のエッジの入力時刻とその一つ前
のＦＧ信号のエッジの入力時刻との時間差すなわちＦＧ
信号の周期が出力される。周期検出器１２０より出力さ
れた周期信号Ｔ_FGは、比較器１３０において周期指令信
号Ｔ_r（一定値）から減じられた後、周期誤差信号ΔＴ
_FGとして出力される。周期誤差信号ΔＴ_FGは制御器１４
０において制御系の速応性および安定性を改善するため
の比例あるいは積分補償をされた後、制御信号ｃとして
出力され、駆動器１５０に印加される。駆動器１５０か
らは制御信号ｃに応じた駆動電流Ｉ_aが出力され、モー
タ１００に供給される。以上の動作が、ＦＧ信号のエッ
ジが周期検出器１２０に入力される毎に繰り返し行われ
る。したがって、モータ１００は、周期信号Ｔ_FGが所定
の周期指令信号Ｔ_r（一定値）に一致するように駆動制
御され、モータ１００の回転速度が一定に保たれる。

【０００６】（図８）に示した構成では、モータに印加
される外乱トルクによって生じる回転速度変動は、速度
制御系および図示していない位相制御系の働きにより抑
えられる。しかし、近年、機器の小型化が進むにつれて
モータが小型化されてきており、この場合、モータの慣
性モーメントの低下によって、（図８）に示した構成で
は、十分な外乱抑制特性を得ることが困難となってき
た。

【０００７】そこで、外乱オブザーバを用いてモータに
加わる外乱トルクを推定し、この推定値を用いて外乱ト
ルクの影響を打ち消すことによって、回転速度変動を抑
える方法が提案された（例えば特開平３−１５５３８３
号公報）。

【０００８】しかしながら、上記方式による外乱抑制特
性の改善度には周波数特性が存在し、外乱オブザーバの
帯域以下の周波数領域においてのみ１次の低域遮断特性
で改善がなされる。一方、モータの回転速度変動の周波
数成分には、例えば、モータのトルクリップルに起因し
た成分（８極３相全波駆動モータの場合、回転周波数の
２４倍の周波数を持つ成分）などが顕著に存在する。し
たがって、このような周波数に対して外乱オブザーバの
帯域を十分高く設定できない場合には、この顕著な回転
速度変動成分を十分に抑制することができなかった。

【０００９】このような課題を解決する方法として、例
えば、宮崎他、「外乱オブザーバを用いたＶＴＲ用モー
タの速度変動抑制制御方法」、電気学会システム・制御
研究会資料（１９９１）に記載されている。この文献に
記載されている方式は、１次の低域遮断特性で表される
従来の外乱抑圧ループの改善効果に、特定の単一周波数
ω_nにおける回転速度変動成分を大幅に低減する効果を
付加したものである。その結果、周波数ω_nをトルクリ
ップル周波数に設定することにより、このトルクリップ
ルに起因する従来抑制しきれなかった顕著な回転変動成
分を十分に抑制することが可能となる。以下、この方式
について図面を参照しながら説明する。

【００１０】（図９）は、上記先行文献に記載されてい
る方式によるモータ制御装置の構成を示す制御ブロック
線図である。上記先行文献においては、モータを電圧駆
動する場合の制御ブロック線図にもとづいて説明がなさ
れているが、ここでは説明を簡単化するために、モータ
は電流駆動するものとして図示している。

【００１１】（図９）において、１００はモータ、１０
１、１０２はその伝達関数を示す制御ブロックであり、
ＪおよびＫ_tはモータ１００の慣性モーメントおよびト
ルク定数、ｓはラプラス演算子をそれぞれ表している。
また、τ_dはモータ１００に印加されている外乱トルク
である。１１０は、モータ１００の回転角速度の検出信
号ｖと速度指令信号ｒとの誤差信号ｅに比例あるいは積
分等の制御補償を行い、その結果に応じたトルク指令信
号Ｉ_cを出力する制御器である。なお、ここでは、モー
タ１００を駆動するための駆動アンプも制御器１１０に
含めて考えるとし、制御補償部と駆動アンプを合わせた
伝達関数をＨ（ｓ）とする。Ｈ（ｓ）は比例ゲイン、積
分ゲイン、駆動アンプの利得をそれぞれＫ_p、Ｋ_i、Ｋ
_ampとすると、例えば（Ｋ_p＋Ｋ_i／ｓ）・Ｋ_ampと表され
る。以上が基本的な速度制御ループの構成である。

【００１２】次に、外乱抑圧ループの構成について説明
する。２００は外乱推定器、２０５は乗算器である。外
乱推定器２００において、２０１はモータ１００に印加
される駆動電流Ｉ_aを検出して係数を掛ける乗算器、２
０２はモータ１００の回転角速度の検出信号ｖに係数を
掛ける乗算器、２０３は微分器、２０４は伝達関数Ｆ
（ｓ）を持つ３次フィルタである。ここで、伝達関数Ｆ
（ｓ）は、高域遮断角周波数をω_o、ノッチ角周波数を
ω_n、減衰定数をζとしたとき、次式で表される。

【００１３】 Ｆ(ｓ)={(ω_o＋2ζω_n)ｓ²＋2ζω_oω_nｓ＋ω_oω_n ²} /{ｓ³＋(ω_o＋2ζω_n)ｓ²＋(ω_n ²＋2ζω_oω_n)ｓ＋ω_oω_n ²} （１） また、（図９）に示した制御ブロック線図において、Ｊ
_n、Ｋ_tnはモータの慣性モーメントおよびトルク定数の
公称値、τはモータの発生トルク、τ_eは外乱トルクの
推定信号である。

【００１４】次に動作について説明する。モータ１００
の回転角速度の検出信号ｖは制御器１１０において、速
度指令信号ｒと減算比較され、その誤差信号ｅに比例・
積分補償を行った後、トルク指令信号Ｉ_cとして出力さ
れる。トルク指令信号Ｉ_cは、乗算器２０５の出力と加
算された後、駆動電流Ｉ_aとしてモータに入力される。
駆動電流Ｉ_aは制御ブロック１０１でトルクτに変換さ
れ、モータ１００の回転角速度ｖが速度指令値ｒと一致
するように駆動制御される。

【００１５】一方、外乱推定器２００は、モータ１００
に印加される駆動電流Ｉ_aを検出し、乗算器２０１で係
数Ｋ_tnを掛ける。また、乗算器２０２は、モータの回転
角速度の検出信号ｖに係数Ｊ_nを掛け、その出力は微分
器２０３において微分される。３次フィルタ２０４には
乗算器２０１の出力から微分器２０３の出力を減算した
ものが入力され、その出力が外乱トルクの推定信号τ_e
となる。外乱推定器２００より出力された外乱トルクの
推定信号τ_eは、乗算器２０５において係数１/Ｋ_tnを掛
けられる。この乗算器２０５の出力は、前述のトルク指
令信号Ｉ_cと加算され、モータ１００に加わる外乱トル
クτ_dを打ち消すように働く。その結果、外乱トルクτ_d
によるモータ１００の回転速度変動が抑圧される。

【００１６】（図９）に示した制御ブロック線図におい
て、モータの慣性モーメントおよびトルク定数がそれぞ
れ公称値と一致するとした場合、外乱トルクτ_dから回
転角速度ｖまでの伝達関数Ｇ（ｓ）は次式で表される。

【００１７】 Ｇ(ｓ)=−{１/(Ｊｓ)}/{１＋１/(Ｊｓ)・Ｋ_t・Ｈ(ｓ)}×{１−Ｆ(ｓ)} （２） 一方、外乱推定器２００および乗算器２０５で構成され
る外乱抑圧ループを取り除いた制御系、すなわち、従来
のＰＩ制御系の場合の外乱トルクτ_dから回転角速度ｖ
までの伝達関数Ｇ_c（ｓ）は次式で表される。

【００１８】 Ｇ_c(ｓ)=−{１/(Ｊｓ)}/{１＋１/(Ｊｓ)・Ｋ_t・Ｈ(ｓ)} （３） したがって、外乱抑圧ループによる外乱抑圧効果Ｅ
（ｓ）は、（２）式と（３）式とを比較することによ
り、 Ｅ(ｓ)=１−Ｆ(ｓ) =Ｅ₁(ｓ)・Ｅ₂(ｓ) （４） ここで、 Ｅ₁(ｓ)=ｓ/(ｓ＋ω_o) （５） Ｅ₂(ｓ)=(ｓ²＋ω_n ²)/(ｓ²＋2ζω_nｓ＋ω_n ²) （６） となる。

【００１９】Ｅ₁（ｓ）は遮断角周波数ω_oの１次の低域
遮断フィルタの伝達関数、Ｅ₂（ｓ）はノッチ角周波数
ω_n、減衰定数ζのノッチフィルタの伝達関数をそれぞ
れ表している。

【００２０】したがって、上記先行文献に記載されてい
る方式による制御装置では、角周波数ω_o以下の周波数
範囲において１次の低域遮断特性で外乱トルクによる回
転速度変動が抑制され、さらに、角周波数ω_nの回転速
度変動成分に対してノッチフィルタによる大幅な改善効
果が得られる。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の外乱推定器を用いた構成では、モータの回転角速度
の検出値を利用して外乱トルクの推定値を得ているた
め、（図８）に示したＶＴＲのドラム・モータあるいは
キャプスタン・モータの制御装置のようにＦＧ信号の周
期を検出し、周期を一定に保つ周期帰還型の速度制御系
の場合には、ＦＧ信号の周期をモータの回転角速度に換
算して外乱推定器の入力としなければならないという問
題点がある。以下、これについて詳細に説明する。

【００２２】（図１０）はＦＧ信号の周期からモータの
回転角速度を検出するように構成した速度検出器の一例
を示すブロック図である。（図１０）において、１２５
は速度検出器であり、１２０は周期検出器、１２１は周
期−速度変換器である。

【００２３】次に動作について説明する。モータの回転
角速度に比例した周波数を持つＦＧ信号が周期検出器１
２０に入力される。周期検出器１２０は前述の動作に従
い、ＦＧ信号の周期を検出し周期信号Ｔ_FGを出力する。
周期信号Ｔ_FGは、周期−速度変換器１２１において ｖ＝(２π/Ｚ)・(１/Ｔ_FG) （７） で表される演算によりモータの回転角速度ｖに変換され
て速度検出値として出力される。ここで、Ｚはモータ１
回転あたりのＦＧ信号のパルス数である。

【００２４】以上が速度検出器の動作であり、（図９）
に示した構成の外乱推定器を用いるためには、ＦＧ信号
のエッジが周期検出器１２０に入力される毎に（７）式
で表される演算を行い、周期信号Ｔ_FGをモータの回転角
速度ｖに変換しなければならない。これは制御系をアナ
ログ回路等のハードウェアで構成する場合には素子数の
増加を招き、調整も複雑になる。また、マイクロコンピ
ュータを用いたソフトウェアサーボの場合には、処理が
増加することによって演算時間遅れが大きくなり制御性
能の劣化につながる。いずれの場合にも既存の周期帰還
型の速度制御系に大幅な変更を加えなければ外乱推定器
を追加することができない。

【００２５】さらに、上記従来の方式では、外乱推定器
の動作を実現するために微分器が必要である。理想的な
微分器を実現することは困難であり、微分処理は高周波
成分に対してゲインが大きいことから、回転角速度の検
出値に含まれるノイズ成分等を増幅してしまい、外乱ト
ルクの推定に誤差を生じてしまうという問題点がある。

【００２６】本発明は、このような従来の課題を解決
し、周期信号をモータの回転角速度に換算せず、周期信
号をそのまま入力とするように外乱推定器を構成し、か
つ、外乱推定器の構成には微分器を必要としないもので
あり、既存の周期帰還型のモータ速度制御装置に外乱推
定器を容易に追加でき、しかも、トルクリップル等に起
因した顕著な回転速度変動成分を大幅に低減することの
できるモータ制御装置を提供するものである。

【００２７】

【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するために、モータの回転速度に比例した周波数信号を
発生する周波数発電機と、周波数信号の周期を検出し周
期信号を出力する周期検出手段と、周期信号と周期指令
信号との差に応じた周期誤差信号を出力する比較手段
と、周期誤差信号に応じた制御信号を出力する制御手段
と、駆動信号に応じた電力をモータに供給する駆動手段
と、周期信号と駆動信号よりモータに印加される外乱ト
ルクを駆動信号に対応した値に換算して推定すると共に
高域周波数成分を遮断して外乱推定信号を出力する外乱
推定手段と、外乱推定信号の特定の周波数の信号の大き
さを修正した修正信号を出力する修正手段と、修正信号
により制御信号を補正した駆動信号を出力する補正手段
より構成したものである。

【００２８】

【作用】本発明では上記のように構成することによっ
て、周波数信号の周期を検出して得られた周期信号を利
用して外乱推定信号を作り出している。また、モータに
印加されている外乱トルクを推定する処理を外乱推定手
段において行い、特定の周波数を持つ外乱トルクに対す
る外乱抑制特性を大幅に改善するための処理を修正手段
において行うようにしている。その結果、外乱推定手段
の処理のために、周期信号をモータの回転速度に換算す
る必要がなく、さらに、外乱推定手段には微分器を必要
としない構成を用いることが可能となり、微分処理によ
る悪影響が生じない。

【００２９】

【実施例】（図１（ａ））は本発明の第１の実施例によ
る制御装置の全体の構成を示すブロック図であり、同図
（ｂ）は本発明の第１の実施例による外乱抑圧ループの
構成を示す制御ブロック線図である。以下、図面を参照
しながら説明する。

【００３０】（図１（ａ））において、１００はモータ
である。モータ１００には周波数発電機１１０がとりつ
けられており、モータ１００の回転速度に比例した周波
数信号を出力する。１２０は周波数信号の周期を検出し
周期信号Ｔ_FGを出力する周期検出器、１３０は周期信号
Ｔ_FGと周期指令信号Ｔ_r（一定値）との偏差に応じた周
期誤差信号ΔＴ_FGを出力する比較器、１４０は周期誤差
信号ΔＴ_FGに比例・積分等の制御補償を行い制御信号ｃ
を出力する制御器、３は制御信号ｃを後述の修正信号ｄ
_cにより補正して駆動信号Ｄを出力する補正器、１５０
は駆動信号Ｄに応じた駆動電流Ｉ_aをモータに供給する
駆動器である。また、１は周期信号Ｔ_FGと駆動信号Ｄに
応じた外乱推定信号ｄを出力する外乱推定器、２は外乱
推定信号ｄを修正して修正信号ｄ_cを出力する修正器で
ある。外乱推定器１、修正器２、補正器３により外乱抑
圧ループが形成されている。

【００３１】（図１（ｂ））において、１１は周期信号
Ｔ_FGに所定の係数を掛ける乗算器、１２は減算器、１３
は遮断角周波数がω_oである１次の高域遮断フィルタ、
１４は加算器である。（図１（ｂ））に示しているよう
に、外乱推定器１は乗算器１１、減算器１２、高域遮断
フィルタ１３および加算器１４より構成される。また、
２０は伝達関数Ｆ_i（ｓ）を持つ２次フィルタ、２１は
加算器であり、（図１（ｂ））に示しているように、修
正器２は２次フィルタ２０と加算器２１より構成され
る。なお、伝達関数Ｆ_i（ｓ）は Ｆ_i(ｓ)=(２ζω_n/ω_o)ｓ²/(ｓ²＋２ζω_nｓ＋ω_n ²) （８） と表される。ここで、ω_nは所定の角周波数であり、後
述のように角周波数がω_nである外乱トルク成分による
回転速度変動成分が大幅に抑圧される。また、ζは角周
波数ω_n近傍における外乱抑圧の程度を決定する正の定
数であり、通常、ζ＝０．１程度とする。

【００３２】次に動作について説明する。モータ１００
には外乱トルクτ_dが印加されており、モータ１００の
回転速度に比例した周波数の周波数信号（以下、ＦＧ信
号と呼ぶ）が周波数発電機１１０より出力される。ＦＧ
信号は周期検出器１２０に入力され、その周期を検出し
た周期信号Ｔ_FGが出力される。周期信号Ｔ_FGは、比較器
１３０において周期指令値Ｔ_r（一定値）から減じられ
た後、周期誤差信号ΔＴ_FGとして出力される。周期誤差
信号ΔＴ_FGは制御器１４０において所定の比例あるいは
積分等の制御補償がなされ制御信号ｃとなる。制御信号
ｃは補正器３に入力され、修正信号ｄ_cを加算された
後、駆動信号Ｄとなる。駆動信号Ｄは駆動器１５０に入
力され駆動信号Ｄに応じた駆動電流Ｉ_aがモータ１００
に供給される。以上が基本的な速度制御ループの動作で
あり、周期信号Ｔ_FGと周期指令値Ｔ _rが一致するように
モータ１００が回転駆動され、モータ１００の回転速度
が一定に保たれる。これらの動作は修正信号ｄ_cが零の
場合、（図８）に示した従来例の場合と全く同様であ
る。

【００３３】次に外乱抑圧ループの動作について説明す
る。まず、外乱推定器１の動作について説明する。周期
検出器１２０により出力された周期信号Ｔ_FGは、乗算器
１１において定数Ｋを掛けて出力される。なお、Ｋは次
式で表される定数である。

【００３４】 Ｋ＝ω_o(Ｊ_n/Ｋ_tn)・(１/Ｋ_amp)・(２π/Ｚ)・(１/Ｔ_r ²) （９） ここで、Ｊ_n、Ｋ_tnはモータ１００の慣性モーメントお
よびトルク定数の公称値であり、Ｋ_ampは駆動器１５０
の利得、Ｚはモータ１００の１回転あたりに発生するＦ
Ｇ信号のパルス数である。乗算器１１の出力は、減算器
１２において、補正器３より出力される駆動信号Ｄから
減算される。減算器１２の出力は高域遮断フィルタ１３
でフィルタ処理された後、加算器１４において乗算器１
１の出力を加算されて外乱推定信号ｄとして出力され
る。以上の動作が外乱推定器１の動作に対応する。次
に、修正器２の動作について説明する。外乱推定信号ｄ
はフィルタ２０に入力され、前述の伝達関数Ｆ_i（ｓ）
で表されるフィルタ処理がなされる。フィルタ２０の出
力は加算器２１において、フィルタ２０の入力と加算さ
れ、修正信号ｄ_cとして出力される。フィルタ２０およ
び加算器２１の動作が修正器２の動作に対応する。修正
信号ｄ_cは前述のように補正器３において制御信号ｃに
加算される。以上の動作が外乱抑圧ループの動作であ
り、修正信号ｄ_cを用いて制御信号ｃを補正することに
より、外乱トルクτ_dが回転速度変動に及ぼす影響を抑
圧する（以下、これを外乱抑圧効果と呼ぶ）。

【００３５】次に本発明の第１の実施例における外乱抑
圧効果について、数式を用いて説明する。なお、以下の
説明において、モータ１００の慣性モーメントおよびト
ルク定数はそれぞれの公称値に等しいものとし、単に、
Ｊ、Ｋ_tと表記する。

【００３６】まず、外乱推定信号ｄは、（図１（ｂ））
に示した外乱推定器１の制御ブロック線図より、周期信
号Ｔ_FGと駆動信号Ｄを用いて次のように表される。

【００３７】 ｄ＝{ω_o/(ｓ＋ω_o)}・(Ｄ−Ｋ・Ｔ_FG)＋Ｋ・Ｔ_FG ＝{ω_o/(ｓ＋ω_o)} ・{Ｄ＋(Ｊ/Ｋ_t)・(１/Ｋ_amp)・(２π/Ｚ)・(１/Ｔ_r ²)ｓＴ_FG} （１０） 一方、モータ１００の回転角速度ｖと周期信号Ｔ_FGの間
には（７）式の関係が成り立つ。今、モータ１００は一
定の速度で回転するように制御されているので、周期信
号Ｔ_FGは周期指令信号Ｔ_r（一定値）の近傍で変化して
いる。したがって、回転角速度ｖの時間微分値と周期信
号Ｔ_FGの時間微分値との間には次の関係式が成立する。

【００３８】 ｄｖ/ｄｔ＝−(２π/Ｚ)・(１/Ｔ_r ²)ｄＴ_FG/ｄｔ （１１） （１０）式中のｓＴ_FGの項は周期信号Ｔ_FGの時間微分を
表すことから、（１０）式は（１１）式の関係を用いて
次のように変形することができる。

【００３９】 ｄ＝{ω_o/(ｓ＋ω_o)}・{Ｄ−(Ｊ/Ｋ_t)・(１/Ｋ_amp)・ｓｖ} （１２） また、モータ１００に印加される外乱トルクτ_dと駆動
器１５０に供給される駆動信号Ｄおよびモータ１００の
回転角速度ｖとの間には次の関係式が成立する。

【００４０】 τ_d＝Ｋ_tＫ_ampＤ−Ｊｓｖ （１３） したがって、（１２）、（１３）式より ｄ＝{ω_o/(ｓ＋ω_o)}・(１/Ｋ_amp)・(１/Ｋ_t)・τ_d （１４） の関係が得られる。（１４）式より明らかなように、外
乱推定信号ｄは、外乱トルクτ_dにトルク定数の逆数
（１／Ｋ_t）および駆動器１５０の利得の逆数（１／Ｋ
_amp）を掛け、さらに１次の高域遮断フィルタの伝達関
数を掛けたものとなっている。これは外乱推定信号ｄ
が、外乱トルクτ_dを駆動信号Ｄの次元に換算して推定
した推定量であり、さらに１次の高域遮断フィルタによ
り角周波数ω_o以上の高周波成分を除去したものである
ことを意味している。

【００４１】さらに、（１４）式を利用すると修正信号
ｄ_cは次のように表される。 ｄ_c＝{１＋２ζω_n/ω_oｓ²/(ｓ²＋２ζω_nｓ＋ω_n ²)}・ｄ ＝{１＋２ζω_n/ω_oｓ²/(ｓ²＋２ζω_nｓ＋ω_n ²)} ・{ω_o/(ｓ＋ω_o)}・(１/Ｋ_amp)・(１/Ｋ_t)τ_d （１５） （１５）式より、モータ１００に印加されている外乱ト
ルクτ_dを駆動信号Ｄの次元に換算した換算量から修正
信号ｄ_cまでの伝達関数Ｑ（ｓ）は Ｑ(ｓ)＝ｄ_c/{(１/Ｋ_amp)・(１/Ｋ_t)τ_d} ＝{１＋２ζω_n/ω_oｓ²/(ｓ²＋２ζω_nｓ＋ω_n ²)}・{ω_o/(ｓ＋ω_o)} （１６） となる。（１６）式の右辺第１項は修正器２の伝達関数
であり、右辺第２項は遮断角周波数がω_oである１次の
高域遮断フィルタの伝達関数、すなわち外乱トルクτ_d
を駆動信号Ｄの次元に換算した換算量から外乱推定信号
ｄまでの伝達関数である。Ｑ（ｓ）の周波数特性を計算
すると、（図２）に示す周波数特性図が得られる。この
周波数特性図において、実線のグラフがＱ（ｓ）の周波
数特性であり、破線のグラフは（１６）式の右辺第２項
の周波数特性、すなわち外乱トルクτ_dを駆動信号Ｄの
次元に換算した換算量から外乱推定信号ｄまでの伝達関
数の周波数特性を示している。なお、（図２）におい
て、横軸はω_nで規格化した角周波数を表しており、ω_o
／ω_n＝０．２、ζ＝０．１として計算している。

【００４２】この周波数特性図から、修正器２の伝達関
数は、角周波数ω_nにおいて外乱推定信号ｄにおいて生
じている出力低下および位相遅れを修正し、これを零と
するように動作することがわかる。

【００４３】以上の関係式を用いて、外乱トルクτ_dか
ら回転角速度ｖまでの伝達関数Ｇ_i（ｓ）を計算する
と、次のようになる。

【００４４】 Ｇ_i(ｓ)＝[１−{１＋２ζω_n/ω_oｓ²/(ｓ²＋２ζω_nｓ＋ω_n ²)} ・{ω_o/(ｓ＋ω_o)}]×Ｇ_c(ｓ) ＝{(ｓ²＋ω_n ²)/(ｓ²＋２ζω_nｓ＋ω_n ²)} ・{ｓ/(ｓ＋ω_o)}・Ｇ_c(ｓ) （１７） ここで、Ｇ_c（ｓ）は外乱抑圧ループのない場合、すな
わち、（図８）に示した従来例の場合の外乱トルクτ_d
から回転角速度ｖまでの伝達関数であり、 Ｇ_c（ｓ）＝−{１/(Ｊｓ)}/{１＋１/(Ｊｓ)・Ｋ_t・Ｋ_amp・Ｈ(ｓ)} （１８） と表される。ここで、Ｈ（ｓ）は制御器１４０の伝達関
数、すなわち、周期誤差信号ΔＴ_FGから制御信号ｃまで
の伝達関数である。

【００４５】したがって、本発明の第１の実施例による
外乱抑圧効果は、（１７）式の右辺第１項および第２項
で表される伝達関数をそれぞれＥ₁（ｓ）、Ｅ₂（ｓ）と
おくと、Ｅ₁（ｓ）・Ｅ₂（ｓ）で表される。Ｅ₁（ｓ）
・Ｅ₂（ｓ）の周波数特性を計算すると、（図３）に示
す周波数特性図が得られる。（図３）において、横軸は
ω_nで規格化した角周波数を表しており、ω_o／ω_n＝
０．２、ζ＝０．１として計算している。

【００４６】Ｅ₁（ｓ）は角周波数ω_nにおいてゲインが
非常に小さくなるノッチフィルタの伝達関数を表してお
り、Ｅ₂（ｓ）は角周波数ω_oを遮断角周波数に持つ１次
の低域遮断フィルタの伝達関数を表している。このた
め、Ｅ₁（ｓ）・Ｅ₂（ｓ）の周波数特性は、（図３）か
ら明らかなように、両者の特性を合わせたものとなって
いる。伝達関数Ｇ_i（ｓ）の周波数特性のゲインが小さ
いほど、外乱トルクτ_dが回転速度変動に及ぼす影響が
小さいことから、本発明の第１の実施例では、角周波数
ω_o以下の低周波領域において、外乱トルクτ_dによる回
転速度変動を抑圧することができ、さらに、角周波数ω
_nにおいて外乱抑制特性にノッチが形成されることによ
り、この角周波数を持つ外乱トルクが回転速度変動に及
ぼす影響を大幅に低減することができる。

【００４７】このように本発明の第１の実施例によれ
ば、ＦＧ信号の周期を検出した周期信号をそのまま用い
て、外乱トルクが回転速度変動に及ぼす影響を大幅に低
減できる。これにより周期信号をモータの回転速度に換
算することなく外乱推定器の動作が実現できるので、換
算に必要な回路あるいは処理を削減することができる。
さらに、外乱トルクを駆動信号に換算した量を直接推定
することにより、外乱推定器自体の構成も大幅に簡単化
することができる。また、外乱推定器の構成に微分器を
必要とせず、しかも、特定の周波数において外乱トルク
の影響を大幅に低減することが可能である。その結果、
微分器による高周波ノイズの影響を受けることなく、正
確な外乱トルクの推定および補正を行うことが可能とな
り、優れた外乱抑圧効果によってモータの回転速度変動
を大幅に低減することができる。

【００４８】次に、本発明の第２の実施例について説明
する。（図４（ａ））は本発明の第２の実施例による制
御装置の全体の構成を示すブロック図である。同図
（ｂ）は本発明の第２の実施例による外乱推定器の構成
を示す制御ブロック線図である。以下、図面を参照しな
がら説明する。

【００４９】（図４（ａ））において、４は本発明の第
２の実施例による外乱推定器であり、（図１（ａ））に
示した本発明の第１の実施例による外乱推定器１とは、
周期信号Ｔ_FGの代わりに周期誤差信号ΔＴ_FGを入力とし
ている点が異なる。その他の構成は（図１（ａ））と同
じであるので同じ記号を付し、重複した説明を省略す
る。

【００５０】（図４（ｂ））において、４０は加算器で
あり、４１は減算器である。その他の構成は、（図１
（ｂ））に示した本発明の第１の実施例による外乱推定
器１の構成と同じであるので、同じ記号を付し、重複し
た説明を省略する。

【００５１】次に動作について説明する。第１の実施例
と異なるのは外乱推定器４の動作である。外乱推定器４
は、比較器１３０から出力される周期誤差信号ΔＴ_FGと
補正器３から出力される駆動信号Ｄを入力とし、後述の
演算により外乱推定信号ｄを出力する。その他の動作は
本発明の第１の実施例と同じであるので、重複した説明
を省略する。

【００５２】次に外乱推定器４の動作について詳細に説
明する。比較器１３０により出力された周期誤差信号Δ
Ｔ_FGは、乗算器１１において（９）式で表される定数Ｋ
を掛けて出力される。乗算器１１の出力は、加算器４０
において、補正器３から出力される駆動信号Ｄと加算さ
れる。加算器４１の出力は高域遮断フィルタ１３でフィ
ルタ処理された後、減算器４１において乗算器１１の出
力を減じられて外乱推定信号ｄとして出力される。以上
が外乱推定器４の動作であり、外乱推定信号ｄは、修正
器２において本発明の第１の実施例と同様の修正がなさ
れた後、修正信号ｄ_cとなる。修正信号ｄ_cは、補正器３
において、制御器１４０から出力される制御信号ｃに加
算されることにより、外乱トルクτ_dの影響を打ち消
し、モータ１００の回転速度変動を抑圧する。

【００５３】次に本発明の第２の実施例における外乱抑
圧効果について、数式を用いて説明する。外乱推定信号
ｄは、（図４（ｂ））に示した外乱推定器４の制御ブロ
ック線図より、周期誤差信号ΔＴ_FGと駆動信号Ｄを用い
て次のように表される。

【００５４】 ｄ＝{ω_o/(ｓ＋ω_o)}・(Ｄ＋Ｋ・ΔＴ_FG)−Ｋ・ΔＴ_FG ＝{ω_o/(ｓ＋ω_o)} ・{Ｄ−(Ｊ/Ｋ_t)・(１/Ｋ_amp)・(２π/Ｚ)・(１/Ｔ_r ²)ｓΔＴ_FG} （１９） また、周期誤差信号ΔＴ_FGは周期信号Ｔ_FGと周期指令信
号Ｔ_r（一定値）を用いて ΔＴ_FG＝Ｔ_r−Ｔ_FG （２０） と表され、（２０）式の両辺を時間微分すると ｄΔＴ_FG/ｄｔ＝−ｄＴ_FG/ｄｔ （２１） となる。一方、周期信号Ｔ_FGは周期指令値Ｔ_rの近傍で
変化していることから、前述のように回転角速度ｖの時
間微分値と周期信号Ｔ_FGの時間微分値との間には（１
１）式で表される関係式が成立する。したがって、（１
１）式、（２１）式より ｄｖ/ｄｔ＝(２π/Ｚ)・(１/Ｔ_r ²)ｄΔＴ_FG/ｄｔ （２２） で表される関係が得られる。（１９）式中のｓΔＴ_FGの
項は周期誤差信号ΔＴ_FGの時間微分を表すことから、
（１９）式は（２２）式を用いて次のように変形するこ
とができる。

【００５５】 ｄ＝{ω_o/(ｓ＋ω_o)}・{Ｄ−(Ｊ/Ｋ_t)・(１/Ｋ_amp)・ｓｖ} （２３） （２３）式によれば、本発明の第２の実施例による外乱
推定信号ｄは（１２）式で表される本発明の第１の実施
例による外乱推定信号ｄと全く同じものとなっている。
したがって、本発明の第２の実施例による修正信号ｄ_c
と外乱トルクτ_dとの間には（１５）式と同様の関係が
成り立ち、修正信号ｄ_cを用いて制御信号ｃを補正する
ことにより本発明の第１の実施例と全く同じ優れた外乱
抑圧効果が得られる。

【００５６】このように本発明の第２の実施例によれ
ば、外乱抑圧ループの構成に微分器を必要とせず、しか
も、本発明の第１の実施例と同様の優れた外乱抑圧効果
が得られる。その結果、外乱トルクによる回転速度変動
を大幅に低減することが可能である。さらに、周期誤差
信号は周期信号に比べて大きさが小さいため、外乱推定
器の入力として周期誤差信号を用いることにより、外乱
推定器および修正器の内部処理に必要なダイナミックレ
ンジを小さくすることができる。

【００５７】次に、本発明の第２の実施例による制御装
置をソフトウェアサーボで構成した本発明の第３の実施
例について説明する。本発明の第３の実施例による制御
装置の全体の構成は（図４（ａ））に示した本発明の第
２の実施例による構成と同じである。（図４（ａ））に
おいて、周期検出器１２０、比較器１３０、制御器１４
０、補正器３、外乱推定器４および修正器２はメモリに
格納されたソフトウェア・プログラムに従って動作する
演算処理ユニットにより実現される。外乱推定器４、修
正器２および補正器３で構成される外乱抑圧ループを除
いた基本的な速度制御ループについては、既にソフトウ
ェア・プログラムを用いたソフトウェアサーボが広く用
いられているので、ここではその詳細な説明は省略す
る。

【００５８】（図５）はソフトウェア・プログラムによ
り動作させるために離散系の伝達関数を用いて構成した
本発明の第３の実施例による外乱推定器４および修正器
２の構成を示す制御ブロック線図である。

【００５９】（図５）において、４３、４５は加算器、
４２は所定の定数α₁を掛ける乗算器、４６は所定の定
数α₂を掛ける乗算器、４４、４７は１サンプリング時
間の遅延を表す遅延器である。また、５０、５４、５７
は加算器、５３は所定の定数β₁を掛ける乗算器、５１
は所定の定数β₂を掛ける乗算器、５８は所定の定数β ₃
を掛ける乗算器、５５は入力を２倍する乗算器、５２、
５６は１サンプリング時間の遅延を表す遅延器である。
（図４（ｂ））に示した本発明の第２の実施例による外
乱推定器４の構成と異なるのは、駆動信号Ｄを入力する
際に１サンプリング時間の遅延を含めている点と、連続
系の伝達関数ω_o／（ｓ＋ω_o）で表される高域遮断フィ
ルタ１３の特性および（８）式に示した連続系の伝達関
数Ｆ_i（ｓ）で表される２次フィルタ２０の特性を ｓ＝(２/Ｔ_s)・(１−ｚ^-1)/(１＋ｚ^-1) （２４） で表される双一次変換により離散系の伝達関数Ｑ
₁（ｚ）およびＱ₂（ｚ）に変換して構成している点であ
る。伝達関数Ｑ₁（ｚ）、Ｑ₂（ｚ）は次式で表される。

【００６０】 Ｑ₁(ｚ)＝α₂(１＋ｚ^-1)/(１−α₁ｚ^-1) （２５） Ｑ₂(ｚ)＝β₃(１−２ｚ^-1＋ｚ^-2)/(１＋β₁ｚ^-1＋β₂ｚ^-2) （２６） ここで、Ｔ_sはサンプリング時間、ｚ^-1は１サンプリン
グ時間の遅延を表す演算子であり、係数α₁、α₂、
β₁、β₂、β₃は次式で表される。

【００６１】 α₁＝(２-ω_oＴ_s)/(２+ω_oＴ_s) （２７） α₂＝ω_oＴ_s/(２+ω_oＴ_s) （２８） β₁＝(２ω_n ²Ｔ_s ²−８)/(ω_n ²Ｔ_s ²＋４ζω_nＴ_s＋４) （２９） β₂＝(ω_n ²Ｔ_s ²−４ζω_nＴ_s＋４)/(ω_n ²Ｔ_s ²＋４ζω_nＴ_s＋４) （３０） β₃＝(８ζω_n/ω_o)/(ω_n ²Ｔ_s ²＋４ζω_nＴ_s＋４) （３１） （図６）は本発明の第３の実施例による制御装置をソフ
トウェアサーボで構成した場合の全体の処理の流れの一
例を説明するフローチャートである。（図７）（ａ）は
修正信号ｄ_cを算出するための処理（（図６）中の処理
６３に対応）を詳細に説明するフローチャートであり、
同図（ｂ）は外乱推定器４および修正器２の後処理
（（図６）中の処理６８に対応）を詳細に説明するフロ
ーチャートである。前述のように、ソフトウェアサーボ
では、周期検出器１２０、比較器１３０、制御器１４
０、外乱推定器４、修正器２および補正器３の動作がソ
フトウェア・プログラムにより実行される。以下、図面
を参照しながら処理の流れを説明する。

【００６２】まず、処理６０において、ＦＧ信号のエッ
ジが入力されたかどうかの判断を行う。エッジが入力さ
れていない場合は入力されるまで待ち、エッジが入力さ
れた場合は処理６１に移る。処理６１においては、今回
のＦＧ信号のエッジの入力時刻と前回のＦＧ信号のエッ
ジの入力時刻との差からＦＧ信号の周期を検出して周期
信号Ｔ_FG（ディジタル値）を出力する（周期検出器１２
０の動作に対応）。処理６２においては、周期信号Ｔ_FG
を周期指令信号Ｔ_r（ディジタル値）から減じることに
より周期誤差信号ΔＴ_FG（ディジタル値）を算出する
（比較器１３０の動作に対応）。処理６３においては、
周期誤差信号ΔＴ_FGおよびあらかじめメモリに格納され
たディジタル値Ｍ₁を入力として後述の処理に従い、修
正信号ｄ_c（ディジタル値）を計算する（外乱推定器４
および修正器２の動作に対応）。処理６４においては、
周期誤差信号ΔＴ_FGを比例あるいは積分補償した制御信
号ｃ（ディジタル値）を算出する（制御器１４０の動作
に対応）。処理６５においては、処理６４で算出された
制御信号ｃに処理６３で算出された修正信号ｄ_cを加算
することにより駆動信号Ｄ（ディジタル値）を算出する
（補正器３の動作に対応）。処理６６においては、処理
６５で算出された駆動信号Ｄを図示していないＤ／Ａ変
換器に出力する。処理６７においては、次回のＦＧ信号
のエッジが入力した時点での処理６３に用いるために、
処理６５で算出された駆動信号Ｄをメモリに格納し、デ
ィジタル値Ｍ₁を更新する（遅延器４７の動作に対
応）。最後に、処理６８において、外乱推定器４および
修正器２の処理の内、前述の処理６３において未処理の
部分を行い、処理６０に戻る。以上が、ソフトウェアの
処理であり、ＦＧ信号のエッジが入力される毎に処理６
１から処理６８を繰り返すように動作する。一方、Ｄ／
Ａ変換器においては処理６６で出力した駆動信号Ｄに応
じた電圧を駆動器１５０に印加し、駆動器１５０は印加
された電圧に応じた駆動電流Ｉ_aをモータ１００に供給
することにより、モータ１００が回転駆動される。前述
のように、外乱推定器４および修正器２を除いた基本的
な速度制御ループのソフトウェア処理に関しては、広く
知られているので、ここでは、外乱推定器４および修正
器２の動作に対応する処理６３および処理６８につい
て、詳細に説明する。

【００６３】処理６３は、（図７（ａ））に示すよう
に、処理６３０から処理６３８に分けることができる。
まず、処理６３０において、周期誤差信号ΔＴ_FGに所定
の定数Ｋを掛けてディジタル値ａを算出する（乗算器１
１の動作に対応）。処理６３１においては、前述のディ
ジタル値Ｍ₁と処理６３０において算出されたディジタ
ル値ａとを加算してディジタル値ｐ₁を算出する（加算
器４０の動作に対応）。処理６３２においては、処理６
３１で算出されたディジタル値ｐ₁とあらかじめメモリ
に格納されているディジタル値Ｍ₃を加算してディジタ
ル値ｐ₂を算出する（加算器４３の動作に対応）。処理
６３３においては、処理６３２で算出されたディジタル
値ｐ₂とあらかじめメモリに格納されているディジタル
値Ｍ₂を加算してディジタル値ｐ₃を算出する（加算器４
５の動作に対応）。処理６３４においては、処理６３３
において算出されたディジタル値ｐ₃に所定の定数α₂を
掛けてディジタル値ｐ₄を算出する（乗算器４６の動作
に対応）。処理６３５においては、処理６３４において
算出されたディジタル値ｐ₄から処理６３０において算
出されたディジタル値ａを減算して外乱推定信号ｄ（デ
ィジタル値）を出力する（減算器４１の動作に対応）。
処理６３６においては、処理６３５において算出された
外乱推定信号ｄにあらかじめメモリに格納されているデ
ィジタル値Ｍ₅を加算してディジタル値ｑ₁を算出する
（加算器５７の動作に対応）。処理６３７においては、
処理６３６において算出されたディジタル値ｑ₁に所定
の定数β₃を掛けてディジタル値ｑ₅を算出する（乗算器
５８の動作に対応）。最後に、処理６３８において、処
理６３５において算出された外乱推定信号ｄに処理６３
７において算出されたディジタル値ｑ₅を加算して修正
信号ｄ_c（ディジタル値）を出力する（加算器２１の動
作に対応）。以上の処理６３０〜処理６３８が（図６）
中の処理６３において実行され、修正信号ｄ_cが算出さ
れる。

【００６４】処理６８は、（図７（ｂ））に示すよう
に、処理６８０から処理６８８に分けることができる。
まず、処理６８０において、処理６３２において算出さ
れたディジタル値ｐ₂をメモリに格納し、ディジタル値
Ｍ₂を更新する（遅延器４４の動作に対応）。処理６８
１においては、処理６８０において更新したディジタル
値Ｍ₂に所定の定数α₁を掛け、乗算結果をメモリに格納
してディジタル値Ｍ₃を更新する（乗算器４２の動作に
対応）。処理６８２においては、処理６３６において算
出されたディジタル値ｑ₁に所定の定数β₁を掛けてディ
ジタル値ｑ₂を算出する（乗算器５３の動作に対応）。
処理６８３においては、処理６３５において算出された
外乱推定信号ｄを２倍してディジタル値ｑ₄とする（乗
算器５５の動作に対応）。処理６８４においては、あら
かじめメモリに格納されているディジタル値Ｍ₄から処
理６８２で算出されたディジタル値ｑ₂および処理６８
３で算出されたディジタル値ｑ₄を減算してディジタル
値ｑ₆を算出する（加算器５４の動作に対応）。処理６
８５においては、処理６８４で算出されたディジタル値
ｑ₆をメモリに格納し、ディジタル値Ｍ₅を更新する（遅
延器５６の動作に対応）。処理６８６においては、処理
６３６において算出されたディジタル値ｑ₁に所定の定
数β₂を掛けてディジタル値ｑ₃を算出する（乗算器５１
の動作に対応）。処理６８７においては、処理６３５に
おいて算出された外乱推定信号ｄから処理６８６におい
て算出されたディジタル値ｑ₃を減算してディジタル値
ｑ₇を算出する（加算器５０の動作に対応）。最後に、
処理６８８において、処理６８７において算出されたデ
ィジタル値ｑ₇をメモリに格納し、ディジタル値Ｍ₄を更
新する（遅延器５２の動作に対応）。

【００６５】以上がソフトウェアサーボで構成した場合
の処理であり、これらの処理を実現するようにソフトウ
ェア・プログラムを作成して制御装置を動作させれば、
連続系の伝達関数を用いて説明した外乱抑圧効果と同等
の効果を得ることができる。しかも、修正器２の動作を
ディジタルフィルタにより実現しているため、修正器２
により外乱抑制特性を大幅に改善する特定周波数を、ア
ナログ回路のオフセットやばらつきの影響を受けること
なく正確に設定することが可能である。また、本発明の
第３の実施例によるソフトウェア処理では、外乱抑圧ル
ープの処理は従来の速度制御ループの処理と独立してい
る。このため、従来のソフトウェア・プログラムに処理
６３、処理６５、処理６７および処理６８に相当する処
理を追加することにより容易に応用することができる。
さらに、外乱推定器４および修正器２の動作に対応する
処理を処理６３と処理６８とに分離し、修正信号ｄ_cを
算出するのに直接必要でない処理（処理６８に相当）を
駆動信号Ｄの出力後に行うようにしている。その結果、
ＦＧ信号のエッジを入力を検出して一連の処理を開始し
てから駆動信号Ｄを出力するまでの時間遅れを短縮する
ことができ、時間遅れによる制御性能の劣化を抑えるこ
とができる。

【００６６】なお、前述の各実施例では、速度制御系の
みを図示して説明したが、これに位相制御系を追加する
ことは従来の技術を用いて簡単に実現でき、この場合に
も同様の外乱抑圧効果を得ることができる。また、本発
明の第１、第２の実施例では、外乱推定器への入力信号
として補正器の出力信号を用いているが、モータに供給
される駆動電流を利用しても同様の外乱抑圧効果を得る
ことができる。

【００６７】また、本発明の第３の実施例においては、
外乱推定器の入力として、比較器１３０から出力される
周期誤差信号ΔＴ_FGを用いた場合について説明したが、
これを周期検出器１２０から出力される周期信号Ｔ_FGと
しても、全く同様の外乱抑圧効果が得られる。

【００６８】また、周期検出器はＦＧ信号の周期を検出
した周期信号を出力するものとして説明を行ったが、周
期信号はＦＧ信号の周期に実質的に対応した信号を用い
れば良く、マイクロコンピュータに内蔵されたカウンタ
で計測して得られた周期のカウンタ換算値などを用いて
も良い。また、離散系の伝達関数への変換には双一次変
換を使用した場合について説明したが、他の変換方法を
用いても良いことは言うまでもない。その他、本発明の
主旨を変えずして種々の変更が可能である。

【００６９】

【発明の効果】以上のように、本発明のモータ制御装置
は、ＦＧ信号の周期を検出した周期信号あるいは周期誤
差信号を用いて外乱トルクを推定するように構成してい
るため、ＶＴＲ等に用いられているＦＧ信号の周期を帰
還してモータの回転速度を一定に制御する従来のモータ
制御装置に、ハードウェアを大幅に変更することなく容
易に応用することができる。また、制御装置がマイクロ
コンピュータを用いたソフトウェアサーボで構成されて
いる場合には、簡単なプログラムを追加するだけで外乱
抑圧ループの動作が実現可能である。

【００７０】さらに、本発明のモータ制御装置による外
乱抑圧ループでは、外乱トルクを推定する処理と特定の
周波数を持つ外乱トルクに対する外乱抑制特性を大幅に
改善する処理とを分離して行うようにしているため、外
乱トルクの推定処理には微分処理を必要としない構成を
とることができ、これにより微分処理による悪影響が生
じることなく優れた外乱抑圧効果を得ることができる。
したがって、本発明の制御装置によれば、制御特性の優
れた、しかも、安価かつ小型な制御機器を得ることがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例によるモータ制御装置の
構成を示すブロック図

【図２】本発明の第１の実施例による修正信号ｄ_cと外
乱トルクτ_dを駆動信号Ｄの次元に換算した換算量との
関係を示す周波数特性図

【図３】本発明の第１の実施例による外乱抑圧効果を説
明する周波数特性図

【図４】本発明の第２の実施例によるモータ制御装置の
構成を示すブロック図

【図５】本発明の第３の実施例による外乱推定器および
修正器の構成を示す制御ブロック線図

【図６】本発明の第３の実施例におけるソフトウェア処
理を説明するフローチャート

【図７】本発明の第３の実施例における外乱推定器およ
び修正器のソフトウェア処理を詳細に説明するフローチ
ャート

【図８】従来のＶＴＲにおけるモータ制御装置の構成を
示すブロック図

【図９】従来の外乱トルクを推定・補償したモータ制御
装置の構成を示す制御ブロック線図

【図１０】速度検出器の構成の一例を示すブロック図

【符号の説明】

１ 外乱推定器 ３ 補正器 １１ 第１の乗算器 １２ 第１の加算器 １３ 高域遮断フィルタ １４ 第２の加算器 １００ モータ １１０ 周波数発電機 １２０ 周期検出器 １３０ 比較器 １４０ 制御器 １５０ 駆動器

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】モータの回転速度に比例した周波数信号を
   発生する周波数発電機と、前記周波数信号の周期を検出
   し周期信号を出力する周期検出手段と、前記周期信号と
   周期指令信号との差に応じた周期誤差信号を出力する比
   較手段と、前記周期誤差信号に応じた制御信号を出力す
   る制御手段と、駆動信号に応じた電力を前記モータに供
   給する駆動手段と、前記周期信号と前記駆動信号より前
   記モータに印加される外乱トルクを前記駆動信号に対応
   した値に換算して推定すると共に高域周波数成分を遮断
   して外乱推定信号を出力する外乱推定手段と、前記外乱
   推定信号の特定の周波数の信号の大きさを修正した修正
   信号を出力する修正手段と、前記修正信号により前記制
   御信号を補正した前記駆動信号を出力する補正手段とを
   有して構成されたことを特徴とするモータ制御装置。
2. 【請求項２】外乱推定手段は、周期信号に所定の係数を
   乗じる乗算手段と、駆動信号から前記乗算手段の出力を
   減算する減算手段と、前記減算手段に接続され、１次の
   高域遮断特性を有するフィルタ手段と、前記フィルタ手
   段の出力と前記乗算手段の出力を加算し、その結果を外
   乱推定信号として出力する加算手段より構成されたこと
   を特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
3. 【請求項３】モータの回転速度に比例した周波数信号を
   発生する周波数発電機と、前記周波数信号の周期を検出
   し周期信号を出力する周期検出手段と、前記周期信号と
   周期指令信号との差に応じた周期誤差信号を出力する比
   較手段と、前記周期誤差信号に応じた制御信号を出力す
   る制御手段と、駆動信号に応じた電力を前記モータに供
   給する駆動手段と、前記周期誤差信号と前記駆動信号よ
   り前記モータに印加される外乱トルクを前記駆動信号に
   対応した値に換算して推定すると共に高域周波数成分を
   遮断して外乱推定信号を出力する外乱推定手段と、前記
   外乱推定信号の特定の周波数の信号の大きさを修正した
   修正信号を出力する修正手段と、前記修正信号により前
   記制御信号を補正した前記駆動信号を出力する補正手段
   より構成されたことを特徴とするモータ制御装置。
4. 【請求項４】外乱推定手段は、周期誤差信号に所定の係
   数を乗じる乗算手段と、駆動信号と前記乗算手段の出力
   を加算する加算手段と、前記加算手段に接続され、１次
   の高域遮断特性を有するフィルタ手段と、前記フィルタ
   手段の出力から前記乗算手段の出力を減算し、その結果
   を外乱推定信号として出力する減算手段より構成された
   ことを特徴とする請求項３記載のモータ制御装置。
5. 【請求項５】修正手段は、外乱推定信号の出力低下およ
   び位相遅れを特定の周波数で零もしくは略零となるよう
   に修正することを特徴とする請求項１または請求項３記
   載のモータ制御装置。
6. 【請求項６】修正手段は、１＋(２ζω_n/ω_o)ｓ²／(ｓ²
   ＋２ζω_nｓ＋ω_n ²)（ここで、ｓはラプラス演算子、ζ
   は所定の正の定数、ω_nは修正手段の修正を行う特定周
   波数に対応した角周波数、ω_oは外乱推定手段の高域遮
   断周波数に対応した角周波数）なる伝達関数を有するこ
   とを特徴とする請求項１または請求項３記載のモータ制
   御装置。
7. 【請求項７】修正手段の修正を行う特定周波数は、外乱
   推定手段の高域遮断周波数より大きく選んだことを特徴
   とする請求項１または請求項３記載のモータ制御装置。
8. 【請求項８】少なくとも外乱推定手段および修正手段
   は、処理内容に従ったプログラム・データを保存するメ
   モリ手段と、前記プログラム・データに従って処理を実
   行する演算処理ユニットより構成され、周期検出手段が
   周期信号を更新する毎に処理を実行するようにしたこと
   を特徴とする請求項２記載または請求項４記載のモータ
   制御装置。
9. 【請求項９】フィルタ手段は、１次の高域遮断特性を有
   する連続系の伝達関数を双１次変換により離散系の伝達
   関数に変換したものにもとづいて構成し、前記フィルタ
   手段の処理の一部を、外乱推定手段が外乱推定信号を出
   力した後で実行するようにしたことを特徴とする請求項
   ８記載のモータ制御装置。
10. 【請求項１０】修正手段は、１＋(2ζω_n/ω_o)ｓ²／(ｓ
    ²＋2ζω_nｓ＋ω_n ²)（ここで、ｓはラプラス演算子、ζ
    は所定の正の定数、ω_nは修正手段の修正を行う特定周
    波数に対応した角周波数、ω_oは外乱推定手段の高域遮
    断周波数に対応した角周波数）なる連続系の伝達関数を
    双１次変換により離散系の伝達関数に変換したものにも
    とづいて構成し、前記修正手段の処理の一部を、前記修
    正手段が修正信号を出力した後で実行するようにしたこ
    とを特徴とする請求項８または請求項９記載のモータ制
    御装置。