JPH05308791A - モータ制御装置 - Google Patents
モータ制御装置Info
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- JPH05308791A JPH05308791A JP5011441A JP1144193A JPH05308791A JP H05308791 A JPH05308791 A JP H05308791A JP 5011441 A JP5011441 A JP 5011441A JP 1144193 A JP1144193 A JP 1144193A JP H05308791 A JPH05308791 A JP H05308791A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 量子化ノイズ，ＦＧむら等による演算誤差が
少ない外乱推定オブザーバを含むモータ制御装置を得
る。 【構成】 ＰＷＭ信号を平滑化する低域フィルタの特性
を外乱推定オブザーバ１７で演算する場合、低域フィル
タの特性を広域で有限なゲインを有する特性に近似して
ディジタルフィルタ化を行い、それを用いて外乱推定オ
ブザーバ１７を構成する。さらに、モータのＦＧむらを
除去するＦＧむら補正を行い、補正後の値を用いて外乱
推定オブザーバ１７の演算を行う。
少ない外乱推定オブザーバを含むモータ制御装置を得
る。 【構成】 ＰＷＭ信号を平滑化する低域フィルタの特性
を外乱推定オブザーバ１７で演算する場合、低域フィル
タの特性を広域で有限なゲインを有する特性に近似して
ディジタルフィルタ化を行い、それを用いて外乱推定オ
ブザーバ１７を構成する。さらに、モータのＦＧむらを
除去するＦＧむら補正を行い、補正後の値を用いて外乱
推定オブザーバ１７の演算を行う。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はモータ制御装置、特に外
乱トルクなどのモータの動作を監視し、モータの回転速
度を制御するモータ制御装置に関する。
乱トルクなどのモータの動作を監視し、モータの回転速
度を制御するモータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＶＴＲ等の記録再生装置ではモータ制御
装置の改良が装置の信頼性向上を確保し、また小型化す
る上で非常に重要である。特に、ＶＴＲのドラムやキャ
プスタンの駆動に用いるモータの性能は、画質，音質を
大きく左右するため、近年ではＶＴＲのモータ制御に対
する性能改善に対する要求が高まっている。
装置の改良が装置の信頼性向上を確保し、また小型化す
る上で非常に重要である。特に、ＶＴＲのドラムやキャ
プスタンの駆動に用いるモータの性能は、画質，音質を
大きく左右するため、近年ではＶＴＲのモータ制御に対
する性能改善に対する要求が高まっている。
【０００３】一方、従来のＶＴＲにおけるモータ制御装
置は、ディジタル化、及びソフトウェア化によりその性
能向上が図られていた。しかし、このようなディジタル
化、及びソフトウェア化のみによる改善検討では、例え
ばワウフラッタ、外乱抑圧度、モータのバラツキに対す
る制御剛性等の問題を改善するためには一定の限界があ
った。
置は、ディジタル化、及びソフトウェア化によりその性
能向上が図られていた。しかし、このようなディジタル
化、及びソフトウェア化のみによる改善検討では、例え
ばワウフラッタ、外乱抑圧度、モータのバラツキに対す
る制御剛性等の問題を改善するためには一定の限界があ
った。
【０００４】このような限界、または障害を除去するた
めに、最近ではＶＴＲのキャプスタン制御において現代
制御理論を用い、外乱推定オブザーバによる外乱除去ル
ープを設ける構成が提案されている。例えば、テレビジ
ョン学会誌 １９９０年 Ｖｏｌ．４４，Ｎｏ．１１，
ｐｐ．１６１８〜１６２１に示される長沢他の“外乱推
定によるＶＴＲキャプスタンモータのロバスト制御”に
おける提案がその一例である。
めに、最近ではＶＴＲのキャプスタン制御において現代
制御理論を用い、外乱推定オブザーバによる外乱除去ル
ープを設ける構成が提案されている。例えば、テレビジ
ョン学会誌 １９９０年 Ｖｏｌ．４４，Ｎｏ．１１，
ｐｐ．１６１８〜１６２１に示される長沢他の“外乱推
定によるＶＴＲキャプスタンモータのロバスト制御”に
おける提案がその一例である。
【０００５】図３７には、そのような外乱推定オブザー
バを用いて構成した従来のモータ制御装置のブロック図
が示されている。この図３７に示された従来のモータ制
御装置は、制御対象となるモータとしてＶＴＲのドラム
モータ、キャプスタンモータを想定したものである。
バを用いて構成した従来のモータ制御装置のブロック図
が示されている。この図３７に示された従来のモータ制
御装置は、制御対象となるモータとしてＶＴＲのドラム
モータ、キャプスタンモータを想定したものである。
【０００６】図において、外乱推定オブザーバを用いて
構成した従来のモータ制御装置は、モータ１１の回転角
速度ωに相当する電気信号を取り込み速度誤差信号を発
生させる速度誤差演算部１８と、速度誤差信号をＰＷＭ
信号に変換するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏ
ｄｕｌａｔｉｏｎ）変換部１２とを有し、ＰＷＭ変換部
１２の後段には低域フィルタ１３と、増幅器１４と、Ｍ
ＤＡ（Ｍｏｔｏｒ Ｄｒｉｖｅ Ａｍｐ）１５とが順に
設けられている。
構成した従来のモータ制御装置は、モータ１１の回転角
速度ωに相当する電気信号を取り込み速度誤差信号を発
生させる速度誤差演算部１８と、速度誤差信号をＰＷＭ
信号に変換するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏ
ｄｕｌａｔｉｏｎ）変換部１２とを有し、ＰＷＭ変換部
１２の後段には低域フィルタ１３と、増幅器１４と、Ｍ
ＤＡ（Ｍｏｔｏｒ Ｄｒｉｖｅ Ａｍｐ）１５とが順に
設けられている。
【０００７】そして、低域フィルタ１３は、ＰＷＭ信号
からＰＷＭ搬送周波数成分を除去するフィルタであり、
その出力はアナログ電圧である。増幅器１４は、低域フ
ィルタ１３から出力されるアナログ電圧を増幅し、ＭＤ
Ａ１５に供給する。ＭＤＡ１５は、増幅器１４によって
増幅されたアナログ電圧に応じてモータ１１に駆動電流
Ｉを供給する。
からＰＷＭ搬送周波数成分を除去するフィルタであり、
その出力はアナログ電圧である。増幅器１４は、低域フ
ィルタ１３から出力されるアナログ電圧を増幅し、ＭＤ
Ａ１５に供給する。ＭＤＡ１５は、増幅器１４によって
増幅されたアナログ電圧に応じてモータ１１に駆動電流
Ｉを供給する。
【０００８】また、従来のモータ制御装置は、加算部１
６と、外乱推定オブザーバ１７とを備え、加算部１６は
ＭＤＡ１５から出力される駆動電流Ｉと、外乱推定オブ
ザーバ１７からの出力信号とを加算している。加算部１
６の出力信号は、モータ１１及び外乱推定オブザーバ１
７に供給され、その加算部１６の出力信号によりモータ
１１が駆動され、モータ１１は角速度ωで回転する。
６と、外乱推定オブザーバ１７とを備え、加算部１６は
ＭＤＡ１５から出力される駆動電流Ｉと、外乱推定オブ
ザーバ１７からの出力信号とを加算している。加算部１
６の出力信号は、モータ１１及び外乱推定オブザーバ１
７に供給され、その加算部１６の出力信号によりモータ
１１が駆動され、モータ１１は角速度ωで回転する。
【０００９】外乱推定オブザーバ１７は、加算部１６の
出力信号のモータ駆動電流Ｉと、モータ１１の角速度ω
とを入力として取り込み、これらの入力に応じてオブザ
ーバ演算信号を電流の形で発生させ、加算部１６にフィ
ードフォワードする。加算部１６はこのオブザーバ演算
信号をＭＤＡ１５の出力に加算するので、実際にモータ
１１、及び外乱推定オブザーバ１７に供給される駆動電
流Ｉは、外乱推定オブザーバ１７の出力たるオブザーバ
演算値を反映させた値となる。即ち、外乱推定に係わる
フィードフォワードループが形成されている。
出力信号のモータ駆動電流Ｉと、モータ１１の角速度ω
とを入力として取り込み、これらの入力に応じてオブザ
ーバ演算信号を電流の形で発生させ、加算部１６にフィ
ードフォワードする。加算部１６はこのオブザーバ演算
信号をＭＤＡ１５の出力に加算するので、実際にモータ
１１、及び外乱推定オブザーバ１７に供給される駆動電
流Ｉは、外乱推定オブザーバ１７の出力たるオブザーバ
演算値を反映させた値となる。即ち、外乱推定に係わる
フィードフォワードループが形成されている。
【００１０】なお、上記従来のモータ制御装置の説明
は、便宜上概念的に行ったものであり、加算部１６で電
流を加算するものとして説明されているが、実際には増
幅器１４とＭＤＡ１５との中間に加算部を挿入して電圧
の形で加算する。また、実際に実現する場合には、位相
制御系、即ちモータ１１の回転位相を検出してフィード
バック制御する系統を設ける構成としているが、ここで
は説明の簡易化のために省略している。
は、便宜上概念的に行ったものであり、加算部１６で電
流を加算するものとして説明されているが、実際には増
幅器１４とＭＤＡ１５との中間に加算部を挿入して電圧
の形で加算する。また、実際に実現する場合には、位相
制御系、即ちモータ１１の回転位相を検出してフィード
バック制御する系統を設ける構成としているが、ここで
は説明の簡易化のために省略している。
【００１１】次に、図３７に示した従来のモータ制御装
置をブロック線図で表したものが図３８である。図３８
において、モータ１１は電流−トルク変換部１９と、ト
ルク−回転変換部２０として表されている。この電流−
トルク変換部１９は、モータ１１のうち加算部１６の出
力信号である駆動電流Ｉを駆動トルクＴM に変換する部
分を示すブロックであり、トルク−回転変換部２０は駆
動トルクＴM を角速度ωに変換する部分を示すブロック
である。従って、電流−トルク変換部１９の伝達関数は
トルク定数ＫT であり、トルク−回転変換部２０の伝達
関数はモータ１１のイナーシャＪ，及び粘性制動係数Ｄ
により一次遅れ関数”１／（Ｊ・Ｓ＋Ｄ）”と表され
る。
置をブロック線図で表したものが図３８である。図３８
において、モータ１１は電流−トルク変換部１９と、ト
ルク−回転変換部２０として表されている。この電流−
トルク変換部１９は、モータ１１のうち加算部１６の出
力信号である駆動電流Ｉを駆動トルクＴM に変換する部
分を示すブロックであり、トルク−回転変換部２０は駆
動トルクＴM を角速度ωに変換する部分を示すブロック
である。従って、電流−トルク変換部１９の伝達関数は
トルク定数ＫT であり、トルク−回転変換部２０の伝達
関数はモータ１１のイナーシャＪ，及び粘性制動係数Ｄ
により一次遅れ関数”１／（Ｊ・Ｓ＋Ｄ）”と表され
る。
【００１２】但し、図３８では、電流−トルク変換部１
９とトルク−回転変換部２０との間に加算部２１が描か
れている。加算部２１は、電流−トルク変換部１９の出
力信号である駆動トルクＴM に外乱トルク−ＴG が加え
られることをモデル化したブロックである。従って、実
際にトルク−回転変換部２０に入力されるのは、厳密に
は駆動トルクＴM ではなく、”駆動トルクＴM −外乱ト
ルクＴG ”である。
９とトルク−回転変換部２０との間に加算部２１が描か
れている。加算部２１は、電流−トルク変換部１９の出
力信号である駆動トルクＴM に外乱トルク−ＴG が加え
られることをモデル化したブロックである。従って、実
際にトルク−回転変換部２０に入力されるのは、厳密に
は駆動トルクＴM ではなく、”駆動トルクＴM −外乱ト
ルクＴG ”である。
【００１３】また、図３８においては、ＰＷＭ変換部１
２の伝達関数がＰＷＭ変換ゲインＫPWM として表されて
おり、低域フィルタ１３の伝達関数がＨLPF (s) と表さ
れている。更に、増幅器１４及びＭＤＡ１５の合成伝達
関数は変換ゲインＫA として単一のブロックで表されて
いる。このブロックを、以下増幅部２２とする。 次
に、速度誤差演算部１８は、図３８ではＦＧ部２３、速
度検出部２４、及び速度系係数２５として示されてい
る。ＦＧ部２３は、角速度ωをＦＧ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃ
ｙ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）信号、即ち回転周波数信号の
周波数に変換する。ＦＧ信号は、モータ１１の回転に同
期した立ち上がり／立ち下がりエッジを有する方形波信
号である。図３８では、モータ一回転当りのＦＧパルス
数、即ち立ち上がり／立ち下がりの回数がＫFGとして示
されている。ＦＧ信号は、速度検出部２４に取り込まれ
る。速度検出部２４は、伝達関数ＨF (s) を有してお
り、ＦＧ信号に基づき回転速度（角速度ω）を検出し、
速度系係数２５に供給する。速度系係数２５は、速度検
出部２４の出力信号に速度系係数ＫF を乗じて速度制御
信号を作成し、ＰＷＭ変換部１２に供給する。
２の伝達関数がＰＷＭ変換ゲインＫPWM として表されて
おり、低域フィルタ１３の伝達関数がＨLPF (s) と表さ
れている。更に、増幅器１４及びＭＤＡ１５の合成伝達
関数は変換ゲインＫA として単一のブロックで表されて
いる。このブロックを、以下増幅部２２とする。 次
に、速度誤差演算部１８は、図３８ではＦＧ部２３、速
度検出部２４、及び速度系係数２５として示されてい
る。ＦＧ部２３は、角速度ωをＦＧ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃ
ｙ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）信号、即ち回転周波数信号の
周波数に変換する。ＦＧ信号は、モータ１１の回転に同
期した立ち上がり／立ち下がりエッジを有する方形波信
号である。図３８では、モータ一回転当りのＦＧパルス
数、即ち立ち上がり／立ち下がりの回数がＫFGとして示
されている。ＦＧ信号は、速度検出部２４に取り込まれ
る。速度検出部２４は、伝達関数ＨF (s) を有してお
り、ＦＧ信号に基づき回転速度（角速度ω）を検出し、
速度系係数２５に供給する。速度系係数２５は、速度検
出部２４の出力信号に速度系係数ＫF を乗じて速度制御
信号を作成し、ＰＷＭ変換部１２に供給する。
【００１４】一方、外乱推定オブザーバ１７は、駆動電
流Ｉに係数（ＫT ・ｇ）を乗じる構成を含んでいる。こ
の構成は、図３８においては、電圧変換部２６、Ａ／Ｄ
変換部２７、電流換算部２８、及び乗算部２９とから構
成されている。
流Ｉに係数（ＫT ・ｇ）を乗じる構成を含んでいる。こ
の構成は、図３８においては、電圧変換部２６、Ａ／Ｄ
変換部２７、電流換算部２８、及び乗算部２９とから構
成されている。
【００１５】電圧変換部２６は、駆動電流Ｉに変換ゲイ
ンＲを乗じて電圧信号に変換する。Ａ／Ｄ変換部２７
は、この電圧信号をＡ／Ｄ変換し、ディジタル値で出力
する。Ａ／Ｄ変換部２７の変換ゲインはＦADである。電
流換算部２８は、Ａ／Ｄ変換部２７の出力信号に係数”
１／（Ｒ・ＦAD）”を乗じ、乗算部２９に供給する。従
って、電流換算部２８の出力信号は、駆動電流Ｉをディ
ジタル値に変換したものに相当する。乗算部２９は、こ
のディジタル値に係数（ＫT ・ｇ）を乗じる。ここで、
ＫT は前述のようにトルク定数ＫT であり、これを当該
ディジタル値に乗じることにより、電流−トルク変換部
１９の出力信号に当たる駆動トルクＴM が推定される。
ｇは外乱推定オブザーバ１７による外乱抑圧帯域を決定
する定数である。乗算部２９の出力信号は、加算部３０
に供給される。
ンＲを乗じて電圧信号に変換する。Ａ／Ｄ変換部２７
は、この電圧信号をＡ／Ｄ変換し、ディジタル値で出力
する。Ａ／Ｄ変換部２７の変換ゲインはＦADである。電
流換算部２８は、Ａ／Ｄ変換部２７の出力信号に係数”
１／（Ｒ・ＦAD）”を乗じ、乗算部２９に供給する。従
って、電流換算部２８の出力信号は、駆動電流Ｉをディ
ジタル値に変換したものに相当する。乗算部２９は、こ
のディジタル値に係数（ＫT ・ｇ）を乗じる。ここで、
ＫT は前述のようにトルク定数ＫT であり、これを当該
ディジタル値に乗じることにより、電流−トルク変換部
１９の出力信号に当たる駆動トルクＴM が推定される。
ｇは外乱推定オブザーバ１７による外乱抑圧帯域を決定
する定数である。乗算部２９の出力信号は、加算部３０
に供給される。
【００１６】また、外乱推定オブザーバ１７において、
角速度ωを取り込むのは乗算部３１、３２として表現さ
れている。もっとも、実際には角速度ωを直接取り込む
のではなく、ＦＧ信号に基づき角速度ωを検出する構成
をとるのが一般的であるが、ここでは図を簡略化するた
めに直接取り込むように表現している。
角速度ωを取り込むのは乗算部３１、３２として表現さ
れている。もっとも、実際には角速度ωを直接取り込む
のではなく、ＦＧ信号に基づき角速度ωを検出する構成
をとるのが一般的であるが、ここでは図を簡略化するた
めに直接取り込むように表現している。
【００１７】乗算部３１は角速度ωに係数（Ｊ・ｇ2 ）
を、乗算部３２は係数（Ｊ・ｇ）を、それぞれ乗じる。
乗算部３１の出力信号は、乗算部２９の出力信号と加算
部３０において加算され、一次遅れ要素３３を介して減
算部３４に供給される。一次遅れ要素３３は、伝達関数
が”１／（ｓ＋ｇ）”のディジタルフィルタである。減
算部３４には、乗算部３２の出力信号も供給されてお
り、減算部３４は一次遅れ要素３３の出力信号から乗算
部３２の出力信号を減じる。減算部３４の出力信号は、
図３８ではＴG ＾で示されている。このＴG ＾は、外乱
トルクＴG の推定値に相当する。これは、前記論文の図
３、及び式（３）〜式（５）に示されるゴピナスの最小
次元オブザーバの形において明かである。即ち、従来の
モータ制御装置の外乱推定オブザーバ１７は、最小次元
オブザーバとして構成されたものである。
を、乗算部３２は係数（Ｊ・ｇ）を、それぞれ乗じる。
乗算部３１の出力信号は、乗算部２９の出力信号と加算
部３０において加算され、一次遅れ要素３３を介して減
算部３４に供給される。一次遅れ要素３３は、伝達関数
が”１／（ｓ＋ｇ）”のディジタルフィルタである。減
算部３４には、乗算部３２の出力信号も供給されてお
り、減算部３４は一次遅れ要素３３の出力信号から乗算
部３２の出力信号を減じる。減算部３４の出力信号は、
図３８ではＴG ＾で示されている。このＴG ＾は、外乱
トルクＴG の推定値に相当する。これは、前記論文の図
３、及び式（３）〜式（５）に示されるゴピナスの最小
次元オブザーバの形において明かである。即ち、従来の
モータ制御装置の外乱推定オブザーバ１７は、最小次元
オブザーバとして構成されたものである。
【００１８】減算部３４の出力信号である外乱トルクＴ
G の推定値は、乗算部３５、電圧変換部３６、Ｄ／Ａ変
換部３７、及び電流変換部３８に順に供給される。乗算
部３５は、推定値に変換ゲイン（１／ＫT ）を乗じ、電
圧変換部３６に供給する。電圧変換部３６は、乗算部３
５から供給される信号に変換ゲイン（Ｒ／ＦDA）を乗じ
ることにより、電圧信号に変換し、Ｄ／Ａ変換部３７に
供給する。Ｄ／Ａ変換部３７は、この電圧信号をＤ／Ａ
変換する。変換ゲインはＦDAである。電流変換部３８
は、Ｄ／Ａ変換された信号に（１／Ｒ）を乗じて電流信
号に変換し、加算部１６に供給する。
G の推定値は、乗算部３５、電圧変換部３６、Ｄ／Ａ変
換部３７、及び電流変換部３８に順に供給される。乗算
部３５は、推定値に変換ゲイン（１／ＫT ）を乗じ、電
圧変換部３６に供給する。電圧変換部３６は、乗算部３
５から供給される信号に変換ゲイン（Ｒ／ＦDA）を乗じ
ることにより、電圧信号に変換し、Ｄ／Ａ変換部３７に
供給する。Ｄ／Ａ変換部３７は、この電圧信号をＤ／Ａ
変換する。変換ゲインはＦDAである。電流変換部３８
は、Ｄ／Ａ変換された信号に（１／Ｒ）を乗じて電流信
号に変換し、加算部１６に供給する。
【００１９】次に、上記の通り構成される従来のモータ
制御装置の動作について説明する。従来のモータ制御装
置では、モータ１１の角速度ωに応じたＦＧ信号がＦＧ
部２３において生成され、速度検出部２４はＦＧ信号の
立ち上がり／立ち下がりエッジを検出し、その時間間隔
を周期として検出する。速度系係数２５は、この周期に
応じた値の速度誤差信号を出力し、モータ１１が所定角
速度で回転するようにこの信号に基づきモータ１１の制
御を行う。
制御装置の動作について説明する。従来のモータ制御装
置では、モータ１１の角速度ωに応じたＦＧ信号がＦＧ
部２３において生成され、速度検出部２４はＦＧ信号の
立ち上がり／立ち下がりエッジを検出し、その時間間隔
を周期として検出する。速度系係数２５は、この周期に
応じた値の速度誤差信号を出力し、モータ１１が所定角
速度で回転するようにこの信号に基づきモータ１１の制
御を行う。
【００２０】ここに、駆動電流Ｉ、及び角速度ωが外乱
推定オブザーバ１７に取り込まれると、外乱推定オブザ
ーバ１７は推定値ＴG ＾を求め、推定値ＴG ＾に基づき
外乱トルクを打ち消すようなオブザーバ演算信号を加算
部１６に出力する。加算部１６は、増幅部２２の出力信
号とオブザーバ演算信号とを加算し、この加算結果に基
づきモータ１１が所定角速度ωで回転するように制御す
る。
推定オブザーバ１７に取り込まれると、外乱推定オブザ
ーバ１７は推定値ＴG ＾を求め、推定値ＴG ＾に基づき
外乱トルクを打ち消すようなオブザーバ演算信号を加算
部１６に出力する。加算部１６は、増幅部２２の出力信
号とオブザーバ演算信号とを加算し、この加算結果に基
づきモータ１１が所定角速度ωで回転するように制御す
る。
【００２１】このように、従来のモータ制御装置におい
ても、外乱トルクＴG を打ち消すようにモータを駆動す
ることが可能であった。しかし、前述のように、装置を
小型化、高信頼化するためには装置の構成部分をできる
だけソフトウェアを利用して構成することが望ましい。
それにも係わらず、従来のモータ制御装置では、図３８
において、ソフトウェア化、即ちプロセッサを用いて実
現できるのは、主にＡ／Ｄ変換部２７以降からＤ／Ａ変
換部３７までの部分である。この部分を図３８では破線
３９で示している。逆にいえば、装置をソフトウェアサ
ーボ方式で実現するためには、ディジタルデータを取り
扱うことができるように、Ａ／Ｄ変換部、Ｄ／Ａ変換部
が必要となる。
ても、外乱トルクＴG を打ち消すようにモータを駆動す
ることが可能であった。しかし、前述のように、装置を
小型化、高信頼化するためには装置の構成部分をできる
だけソフトウェアを利用して構成することが望ましい。
それにも係わらず、従来のモータ制御装置では、図３８
において、ソフトウェア化、即ちプロセッサを用いて実
現できるのは、主にＡ／Ｄ変換部２７以降からＤ／Ａ変
換部３７までの部分である。この部分を図３８では破線
３９で示している。逆にいえば、装置をソフトウェアサ
ーボ方式で実現するためには、ディジタルデータを取り
扱うことができるように、Ａ／Ｄ変換部、Ｄ／Ａ変換部
が必要となる。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、従来
のモータ制御装置では装置を小型化、高信頼化するため
に、構成部分をできるだけソフトウェアを利用するソフ
トウェア化を行う必要があるが、そのためにはディジタ
ルデータを取り扱うことができるようにハードウェアと
してＡ／Ｄ変換部、Ｄ／Ａ変換部を必要とするばかりで
なく、Ａ／Ｄ変換部、Ｄ／Ａ変換部の精度不足が制御性
能の劣化を引き起こすという問題点があった。
のモータ制御装置では装置を小型化、高信頼化するため
に、構成部分をできるだけソフトウェアを利用するソフ
トウェア化を行う必要があるが、そのためにはディジタ
ルデータを取り扱うことができるようにハードウェアと
してＡ／Ｄ変換部、Ｄ／Ａ変換部を必要とするばかりで
なく、Ａ／Ｄ変換部、Ｄ／Ａ変換部の精度不足が制御性
能の劣化を引き起こすという問題点があった。
【００２３】本発明は上記のような問題点を解消するた
めになされたもので、Ａ／Ｄ変換部、Ｄ／Ａ変換部など
のハードウェアを必要とせず、制御性能のよいモータ制
御装置を得ることを目的としている。
めになされたもので、Ａ／Ｄ変換部、Ｄ／Ａ変換部など
のハードウェアを必要とせず、制御性能のよいモータ制
御装置を得ることを目的としている。
【００２４】また、着磁むら等によるＦＧ信号のＦＧむ
らがあってもモータの回転むらを低減可能なモータ制御
装置を得ることを目的としている。
らがあってもモータの回転むらを低減可能なモータ制御
装置を得ることを目的としている。
【００２５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の第１の発明である請求項１に係るモータ制
御装置は、モータの回転速度に応じた周波数信号を発生
する回転周波数信号発生手段の出力よりモータの回転速
度を検出する速度検出手段と、速度検出手段の出力より
モータの速度誤差値を出力する速度誤差演算手段と、モ
ータの回転角速度相当の信号とモータへの駆動電流相当
の信号とからモータに加わる外乱トルクを推定するオブ
ザーバ演算手段と、速度誤差演算手段の出力とオブザー
バ演算手段の出力とを加算する加算手段と、加算手段の
出力信号をアナログフィルタを介して駆動手段に供給す
る制御手段とを有し、更に、オブザーバ演算手段は、制
御手段のアナログフィルタとおよそ同一の特性を有する
第１のディジタルフィルタと、アナログフィルタとおよ
そ逆の特性を有し、かつ高域で有限なゲイン特性を有す
る第２のディジタルフィルタとを備え、オブザーバ演算
手段の第１のディジタルフィルタと第２のディジタルフ
ィルタとによる演算から求められる出力信号によりモー
タの外乱トルクを抑止するように構成されたことを特徴
とする。
に、本発明の第１の発明である請求項１に係るモータ制
御装置は、モータの回転速度に応じた周波数信号を発生
する回転周波数信号発生手段の出力よりモータの回転速
度を検出する速度検出手段と、速度検出手段の出力より
モータの速度誤差値を出力する速度誤差演算手段と、モ
ータの回転角速度相当の信号とモータへの駆動電流相当
の信号とからモータに加わる外乱トルクを推定するオブ
ザーバ演算手段と、速度誤差演算手段の出力とオブザー
バ演算手段の出力とを加算する加算手段と、加算手段の
出力信号をアナログフィルタを介して駆動手段に供給す
る制御手段とを有し、更に、オブザーバ演算手段は、制
御手段のアナログフィルタとおよそ同一の特性を有する
第１のディジタルフィルタと、アナログフィルタとおよ
そ逆の特性を有し、かつ高域で有限なゲイン特性を有す
る第２のディジタルフィルタとを備え、オブザーバ演算
手段の第１のディジタルフィルタと第２のディジタルフ
ィルタとによる演算から求められる出力信号によりモー
タの外乱トルクを抑止するように構成されたことを特徴
とする。
【００２６】また、第１の発明である請求項２に係るモ
ータ制御装置は、モータへ駆動電流を供給する駆動手段
と、モータの回転速度に応じた周波数信号を発生する回
転周波数信号発生手段と、回転周波数信号発生手段の出
力よりモータの回転速度を検出する速度検出手段と、速
度検出手段の出力よりモータの速度誤差値を出力する速
度誤差演算手段と、モータの回転角速度相当の信号とモ
ータへの駆動電流相当の信号とからモータに加わる外乱
トルクを推定するオブザーバ演算手段と、速度誤差演算
手段の出力とオブザーバ演算手段の出力とを加算する加
算手段と、加算手段の出力信号をアナログフィルタを介
して駆動手段に供給する制御手段とを有し、更に、オブ
ザーバ演算手段は、速度検出手段からの回転速度信号を
用いた演算処理経路に、制御手段のアナログフィルタと
およそ逆の特性を有する第３のディジタルフィルタを挿
入して構成されたことを特徴とするモータ制御装置。
ータ制御装置は、モータへ駆動電流を供給する駆動手段
と、モータの回転速度に応じた周波数信号を発生する回
転周波数信号発生手段と、回転周波数信号発生手段の出
力よりモータの回転速度を検出する速度検出手段と、速
度検出手段の出力よりモータの速度誤差値を出力する速
度誤差演算手段と、モータの回転角速度相当の信号とモ
ータへの駆動電流相当の信号とからモータに加わる外乱
トルクを推定するオブザーバ演算手段と、速度誤差演算
手段の出力とオブザーバ演算手段の出力とを加算する加
算手段と、加算手段の出力信号をアナログフィルタを介
して駆動手段に供給する制御手段とを有し、更に、オブ
ザーバ演算手段は、速度検出手段からの回転速度信号を
用いた演算処理経路に、制御手段のアナログフィルタと
およそ逆の特性を有する第３のディジタルフィルタを挿
入して構成されたことを特徴とするモータ制御装置。
【００２７】また、第１の発明である請求項３に係るモ
ータ制御装置は、モータへ駆動電流を供給する駆動手段
と、モータの回転速度に応じた周波数信号を発生する回
転周波数信号発生手段と、回転周波数信号発生手段の出
力よりモータの回転速度を検出する速度検出手段と、速
度検出手段の出力よりモータの速度誤差値を出力する速
度誤差演算手段と、モータの回転角速度相当の信号とモ
ータへの駆動電流相当の信号とからモータに加わる外乱
トルクを推定するオブザーバ演算手段と、速度誤差演算
手段の出力とオブザーバ演算手段の出力とを加算する加
算手段と、加算手段の出力信号をアナログフィルタを介
して駆動手段に供給する制御手段とを有し、オブザーバ
演算手段は、速度検出手段からの回転速度信号を用いた
演算処理経路に、制御手段のアナログフィルタとおよそ
逆の特性を有し、かつ高域で有限なゲイン特性を有する
第４のディジタルフィルタを挿入して構成されたことを
特徴とする。
ータ制御装置は、モータへ駆動電流を供給する駆動手段
と、モータの回転速度に応じた周波数信号を発生する回
転周波数信号発生手段と、回転周波数信号発生手段の出
力よりモータの回転速度を検出する速度検出手段と、速
度検出手段の出力よりモータの速度誤差値を出力する速
度誤差演算手段と、モータの回転角速度相当の信号とモ
ータへの駆動電流相当の信号とからモータに加わる外乱
トルクを推定するオブザーバ演算手段と、速度誤差演算
手段の出力とオブザーバ演算手段の出力とを加算する加
算手段と、加算手段の出力信号をアナログフィルタを介
して駆動手段に供給する制御手段とを有し、オブザーバ
演算手段は、速度検出手段からの回転速度信号を用いた
演算処理経路に、制御手段のアナログフィルタとおよそ
逆の特性を有し、かつ高域で有限なゲイン特性を有する
第４のディジタルフィルタを挿入して構成されたことを
特徴とする。
【００２８】また、第１の発明である請求項４に係るモ
ータ制御装置は、モータへ駆動電流を供給する駆動手段
と、モータの回転速度に応じた周波数信号を発生する回
転周波数信号発生手段と、回転周波数信号発生手段の出
力よりモータの回転速度を検出する速度検出手段と、速
度検出手段の出力よりモータの速度誤差値を出力する速
度誤差演算手段と、モータの回転角速度相当の信号とモ
ータへの駆動電流相当の信号とからモータに加わる外乱
トルクを推定するオブザーバ演算手段と、速度誤差演算
手段の出力とオブザーバ演算手段の出力とを加算する加
算手段と、加算手段の出力信号をアナログフィルタを介
して駆動手段に供給する制御手段とを有し、更に、オブ
ザーバ演算手段は、速度検出手段によって生じる位相遅
れなどを補償し、かつ高域で有限なゲイン特性を有する
第５のディジタルフィルタを備え、オブザーバ演算手段
の第５のディジタルフィルタによる演算から求められる
出力信号によりモータの外乱トルクを抑止するように構
成されたことを特徴とする。
ータ制御装置は、モータへ駆動電流を供給する駆動手段
と、モータの回転速度に応じた周波数信号を発生する回
転周波数信号発生手段と、回転周波数信号発生手段の出
力よりモータの回転速度を検出する速度検出手段と、速
度検出手段の出力よりモータの速度誤差値を出力する速
度誤差演算手段と、モータの回転角速度相当の信号とモ
ータへの駆動電流相当の信号とからモータに加わる外乱
トルクを推定するオブザーバ演算手段と、速度誤差演算
手段の出力とオブザーバ演算手段の出力とを加算する加
算手段と、加算手段の出力信号をアナログフィルタを介
して駆動手段に供給する制御手段とを有し、更に、オブ
ザーバ演算手段は、速度検出手段によって生じる位相遅
れなどを補償し、かつ高域で有限なゲイン特性を有する
第５のディジタルフィルタを備え、オブザーバ演算手段
の第５のディジタルフィルタによる演算から求められる
出力信号によりモータの外乱トルクを抑止するように構
成されたことを特徴とする。
【００２９】また、第２の発明である請求項５に係るモ
ータ制御装置は、モータへ駆動電流を供給する駆動手段
と、モータの回転速度に応じた周波数信号を発生する回
転周波数信号発生手段と、回転周波数信号発生手段の出
力よりモータの回転速度を検出する速度検出手段と、回
転周波数信号発生手段の周波数信号のむらによって発生
する速度検出手段の誤差を補正する回転周波数信号補正
手段と、回転周波数信号補正手段の出力よりモータの速
度誤差値を出力する速度誤差演算手段と、回転周波数信
号補正手段によって補正された速度検出値とモータへの
駆動電流相当の信号とからモータに加わる外乱トルクを
推定するオブザーバ演算手段と、速度誤差演算手段の出
力とオブザーバ演算手段の出力とを加算する加算手段
と、加算手段の出力信号をアナログフィルタを介して駆
動手段に供給する制御手段とから構成されたことを特徴
とする。
ータ制御装置は、モータへ駆動電流を供給する駆動手段
と、モータの回転速度に応じた周波数信号を発生する回
転周波数信号発生手段と、回転周波数信号発生手段の出
力よりモータの回転速度を検出する速度検出手段と、回
転周波数信号発生手段の周波数信号のむらによって発生
する速度検出手段の誤差を補正する回転周波数信号補正
手段と、回転周波数信号補正手段の出力よりモータの速
度誤差値を出力する速度誤差演算手段と、回転周波数信
号補正手段によって補正された速度検出値とモータへの
駆動電流相当の信号とからモータに加わる外乱トルクを
推定するオブザーバ演算手段と、速度誤差演算手段の出
力とオブザーバ演算手段の出力とを加算する加算手段
と、加算手段の出力信号をアナログフィルタを介して駆
動手段に供給する制御手段とから構成されたことを特徴
とする。
【００３０】また、第３の発明である請求項６に係るモ
ータ制御装置は、モータへ駆動電流を供給する駆動手段
と、モータの回転速度に応じた周波数信号を発生する回
転周波数信号発生手段と、回転周波数信号発生手段の出
力よりモータの回転速度を検出する速度検出手段と、回
転周波数信号発生手段の周波数信号のむらによって発生
する速度検出手段の誤差を補正する回転周波数信号補正
手段と、回転周波数信号補正手段の出力よりモータの速
度誤差値を出力する速度誤差演算手段と、回転周波数信
号補正手段によって補正された速度検出値とモータへの
駆動電流相当の信号とからモータに加わる外乱トルクを
推定するオブザーバ演算手段と、速度誤差演算手段の出
力とオブザーバ演算手段の出力とを加算する加算手段
と、加算手段の出力信号をアナログフィルタを介して駆
動手段に供給する制御手段とを有し、更に、回転周波数
信号補正手段は、速度検出手段の出力をモータの回転毎
に加算する周期加算手段と、周期加算手段の出力の平均
値を演算する平均手段とを備え、平均手段の出力を回転
周波数信号むら補正量として用いて速度検出手段の誤差
を補正するように構成されたことを特徴とする。
ータ制御装置は、モータへ駆動電流を供給する駆動手段
と、モータの回転速度に応じた周波数信号を発生する回
転周波数信号発生手段と、回転周波数信号発生手段の出
力よりモータの回転速度を検出する速度検出手段と、回
転周波数信号発生手段の周波数信号のむらによって発生
する速度検出手段の誤差を補正する回転周波数信号補正
手段と、回転周波数信号補正手段の出力よりモータの速
度誤差値を出力する速度誤差演算手段と、回転周波数信
号補正手段によって補正された速度検出値とモータへの
駆動電流相当の信号とからモータに加わる外乱トルクを
推定するオブザーバ演算手段と、速度誤差演算手段の出
力とオブザーバ演算手段の出力とを加算する加算手段
と、加算手段の出力信号をアナログフィルタを介して駆
動手段に供給する制御手段とを有し、更に、回転周波数
信号補正手段は、速度検出手段の出力をモータの回転毎
に加算する周期加算手段と、周期加算手段の出力の平均
値を演算する平均手段とを備え、平均手段の出力を回転
周波数信号むら補正量として用いて速度検出手段の誤差
を補正するように構成されたことを特徴とする。
【００３１】更に、第４の発明である請求項７に係るモ
ータ制御装置は、モータへ駆動電流を供給する駆動手段
と、モータの回転速度に応じた周波数信号を発生する回
転周波数信号発生手段と、回転周波数信号発生手段の出
力よりモータの回転速度を検出する速度検出手段と、回
転周波数信号発生手段の周波数信号のむらによって発生
する速度検出手段の誤差を補正する回転周波数信号補正
手段と、回転周波数信号補正手段の出力よりモータの速
度誤差値を出力する速度誤差演算手段と、回転周波数信
号補正手段によって補正された速度検出値とモータへの
駆動電流相当の信号とからモータに加わる外乱トルクを
推定するオブザーバ演算手段と、速度誤差演算手段の出
力とオブザーバ演算手段の出力とを加算する加算手段
と、加算手段の出力信号をアナログフィルタを介して駆
動手段に供給する制御手段とを有し、更に、回転周波数
信号補正手段が、速度検出手段の出力をモータの回転毎
に加算する周期加算手段と、周期加算手段の出力の平均
値を演算する平均手段とを備え、周期加算手段と平均手
段とによる加算平均演算処理中は、速度誤差演算手段の
出力信号によりモータを制御するように構成されたこと
を特徴とする。
ータ制御装置は、モータへ駆動電流を供給する駆動手段
と、モータの回転速度に応じた周波数信号を発生する回
転周波数信号発生手段と、回転周波数信号発生手段の出
力よりモータの回転速度を検出する速度検出手段と、回
転周波数信号発生手段の周波数信号のむらによって発生
する速度検出手段の誤差を補正する回転周波数信号補正
手段と、回転周波数信号補正手段の出力よりモータの速
度誤差値を出力する速度誤差演算手段と、回転周波数信
号補正手段によって補正された速度検出値とモータへの
駆動電流相当の信号とからモータに加わる外乱トルクを
推定するオブザーバ演算手段と、速度誤差演算手段の出
力とオブザーバ演算手段の出力とを加算する加算手段
と、加算手段の出力信号をアナログフィルタを介して駆
動手段に供給する制御手段とを有し、更に、回転周波数
信号補正手段が、速度検出手段の出力をモータの回転毎
に加算する周期加算手段と、周期加算手段の出力の平均
値を演算する平均手段とを備え、周期加算手段と平均手
段とによる加算平均演算処理中は、速度誤差演算手段の
出力信号によりモータを制御するように構成されたこと
を特徴とする。
【００３２】また更に第５の発明である請求項８に係る
モータ制御装置は、モータへ駆動電流を供給する駆動手
段と、モータの回転速度に応じた周波数信号を発生する
回転周波数信号発生手段と、この回転周波数信号発生手
段の出力よりモータの回転速度を検出する速度検出手段
と、この速度検出手段の出力よりモータの速度誤差値を
出力する速度誤差演算手段と、モータに加わる外乱トル
クを推定するオブザーバ演算手段と、速度誤差演算手段
の出力とオブザーバ演算手段の出力とを加算する加算手
段と、この加算手段の出力信号をアナログ信号に変換す
るディジタル−アナログ変換手段と、このディジタル−
アナログ変換手段のアナログ出力をアナログフィルタを
介して駆動手段に供給する制御手段とを有し、さらに、
オブザーバ演算手段は、制御手段のアナログフィルタと
およそ同一の特性を有する第１のディジタルフィルタ
と、アナログフィルタとおよそ逆の特性を有し、かつ高
域で有限なゲイン特性を有する第２のディジタルフィル
タと、一次遅れ要素とおよそ同一の特性を有する第３の
ディジタルフィルタとを備え、加算手段の出力信号に第
１の係数を乗じ、この出力に第１のディジタルフィルタ
処理を施し、速度検出手段の出力信号に第２の係数を乗
じ、この出力に第３の係数を乗じ、この出力に第１のデ
ィジタル信号の出力を加算し、この出力に第３のディジ
タルの処理を施し、この出力から第２の係数を乗じた出
力を減算し、この出力を第５の係数で除し、この出力に
第２のディジタルフィルタの処理を施し、この結果をオ
ブザーバ演算手段の出力とするように構成されたことを
特徴とする。
モータ制御装置は、モータへ駆動電流を供給する駆動手
段と、モータの回転速度に応じた周波数信号を発生する
回転周波数信号発生手段と、この回転周波数信号発生手
段の出力よりモータの回転速度を検出する速度検出手段
と、この速度検出手段の出力よりモータの速度誤差値を
出力する速度誤差演算手段と、モータに加わる外乱トル
クを推定するオブザーバ演算手段と、速度誤差演算手段
の出力とオブザーバ演算手段の出力とを加算する加算手
段と、この加算手段の出力信号をアナログ信号に変換す
るディジタル−アナログ変換手段と、このディジタル−
アナログ変換手段のアナログ出力をアナログフィルタを
介して駆動手段に供給する制御手段とを有し、さらに、
オブザーバ演算手段は、制御手段のアナログフィルタと
およそ同一の特性を有する第１のディジタルフィルタ
と、アナログフィルタとおよそ逆の特性を有し、かつ高
域で有限なゲイン特性を有する第２のディジタルフィル
タと、一次遅れ要素とおよそ同一の特性を有する第３の
ディジタルフィルタとを備え、加算手段の出力信号に第
１の係数を乗じ、この出力に第１のディジタルフィルタ
処理を施し、速度検出手段の出力信号に第２の係数を乗
じ、この出力に第３の係数を乗じ、この出力に第１のデ
ィジタル信号の出力を加算し、この出力に第３のディジ
タルの処理を施し、この出力から第２の係数を乗じた出
力を減算し、この出力を第５の係数で除し、この出力に
第２のディジタルフィルタの処理を施し、この結果をオ
ブザーバ演算手段の出力とするように構成されたことを
特徴とする。
【００３３】また、第５の発明である請求項９に係るモ
ータ制御装置は、モータへ駆動電流を供給する駆動手段
と、モータの回転速度に応じた周波数信号を発生する回
転周波数信号発生手段と、この回転周波数信号発生手段
の出力よりモータの回転速度を検出する速度検出手段
と、この速度検出手段の出力よりモータの速度誤差値を
出力する速度誤差演算手段と、モータに加わる外乱トル
クを推定するオブザーバ演算手段と、速度誤差演算手段
の出力とオブザーバ演算手段の出力とを加算する加算手
段と、この加算手段の出力信号をアナログ信号に変換す
るディジタル−アナログ変換手段と、このディジタル−
アナログ変換手段のアナログ出力をアナログフィルタを
介して駆動手段に供給する制御手段とを有し、さらに、
オブザーバ演算手段は、制御手段のアナログフィルタと
およそ同一の特性を有する第１のディジタルフィルタ
と、アナログフィルタとおよそ逆の特性を有し、かつ高
域で有限なゲイン特性を有する第２のディジタルフィル
タと、一次遅れ要素とおよそ同一の特性を有する第３の
ディジタルフィルタとを備え、加算手段の出力信号に第
１の係数を乗じ、速度検出手段の出力信号に第２のディ
ジタルフィルタの処理を施し、この出力に第２の係数を
乗じ、この出力に第３の係数を乗じ、この出力に第１の
係数を乗じた出力を加算し、この出力に第３のディジタ
ルの処理を施し、この出力から第２の係数を乗じた出力
に第４の係数を乗じた出力を減算し、この出力を第５の
係数で除し、この結果をオブザーバ演算手段の出力とす
るように構成されたことを特徴とする。
ータ制御装置は、モータへ駆動電流を供給する駆動手段
と、モータの回転速度に応じた周波数信号を発生する回
転周波数信号発生手段と、この回転周波数信号発生手段
の出力よりモータの回転速度を検出する速度検出手段
と、この速度検出手段の出力よりモータの速度誤差値を
出力する速度誤差演算手段と、モータに加わる外乱トル
クを推定するオブザーバ演算手段と、速度誤差演算手段
の出力とオブザーバ演算手段の出力とを加算する加算手
段と、この加算手段の出力信号をアナログ信号に変換す
るディジタル−アナログ変換手段と、このディジタル−
アナログ変換手段のアナログ出力をアナログフィルタを
介して駆動手段に供給する制御手段とを有し、さらに、
オブザーバ演算手段は、制御手段のアナログフィルタと
およそ同一の特性を有する第１のディジタルフィルタ
と、アナログフィルタとおよそ逆の特性を有し、かつ高
域で有限なゲイン特性を有する第２のディジタルフィル
タと、一次遅れ要素とおよそ同一の特性を有する第３の
ディジタルフィルタとを備え、加算手段の出力信号に第
１の係数を乗じ、速度検出手段の出力信号に第２のディ
ジタルフィルタの処理を施し、この出力に第２の係数を
乗じ、この出力に第３の係数を乗じ、この出力に第１の
係数を乗じた出力を加算し、この出力に第３のディジタ
ルの処理を施し、この出力から第２の係数を乗じた出力
に第４の係数を乗じた出力を減算し、この出力を第５の
係数で除し、この結果をオブザーバ演算手段の出力とす
るように構成されたことを特徴とする。
【００３４】さらに第５の発明である請求項１０に係る
モータ制御装置は、モータへ駆動電流を供給する駆動手
段と、モータの回転速度に応じた周波数信号を発生する
回転周波数信号発生手段と、この回転周波数信号発生手
段の出力よりモータの回転速度を検出する速度検出手段
と、この速度検出手段の出力よりモータの速度誤差値を
出力する速度誤差演算手段と、モータに加わる外乱トル
クを推定するオブザーバ演算手段と、速度誤差演算手段
の出力とオブザーバ演算手段の出力とを加算する加算手
段と、この加算手段の出力信号をアナログ信号に変換す
るディジタル−アナログ変換手段と、このディジタル−
アナログ変換手段のアナログ出力をアナログフィルタを
介して駆動手段に供給する制御手段とを有し、さらに、
オブザーバ演算手段は、制御手段のアナログフィルタと
およそ同一の特性を有する第１のディジタルフィルタ
と、アナログフィルタとおよそ逆の特性を有し、かつ高
域で有限なゲイン特性を有する第２のディジタルフィル
タと、一次遅れ要素とおよそ同一の特性を有する第３の
ディジタルフィルタと、速度検出手段の周波数特性とお
よそ逆の特性を有し、且つ高域で有限なゲイン特性を有
する第４のディジタルフィルタとを備え、加算手段の出
力信号に第１の係数を乗じ、この出力に第１のディジタ
ルフィルタ処理を施し、速度検出手段の出力信号に第４
のディジタルフィルタの処理を施し、この出力に第２の
係数を乗じ、この出力に第３の係数を乗じ、この出力に
第１のディジタル信号の出力を加算し、この出力に第３
のディジタルの処理を施し、この出力から第２の係数を
乗じた出力に第４の係数を乗じた出力を減算し、この出
力を第５の係数で除し、この出力に第２のディジタルフ
ィルタの処理を施し、この結果をオブザーバ演算手段の
出力とするように構成されたことを特徴とする。
モータ制御装置は、モータへ駆動電流を供給する駆動手
段と、モータの回転速度に応じた周波数信号を発生する
回転周波数信号発生手段と、この回転周波数信号発生手
段の出力よりモータの回転速度を検出する速度検出手段
と、この速度検出手段の出力よりモータの速度誤差値を
出力する速度誤差演算手段と、モータに加わる外乱トル
クを推定するオブザーバ演算手段と、速度誤差演算手段
の出力とオブザーバ演算手段の出力とを加算する加算手
段と、この加算手段の出力信号をアナログ信号に変換す
るディジタル−アナログ変換手段と、このディジタル−
アナログ変換手段のアナログ出力をアナログフィルタを
介して駆動手段に供給する制御手段とを有し、さらに、
オブザーバ演算手段は、制御手段のアナログフィルタと
およそ同一の特性を有する第１のディジタルフィルタ
と、アナログフィルタとおよそ逆の特性を有し、かつ高
域で有限なゲイン特性を有する第２のディジタルフィル
タと、一次遅れ要素とおよそ同一の特性を有する第３の
ディジタルフィルタと、速度検出手段の周波数特性とお
よそ逆の特性を有し、且つ高域で有限なゲイン特性を有
する第４のディジタルフィルタとを備え、加算手段の出
力信号に第１の係数を乗じ、この出力に第１のディジタ
ルフィルタ処理を施し、速度検出手段の出力信号に第４
のディジタルフィルタの処理を施し、この出力に第２の
係数を乗じ、この出力に第３の係数を乗じ、この出力に
第１のディジタル信号の出力を加算し、この出力に第３
のディジタルの処理を施し、この出力から第２の係数を
乗じた出力に第４の係数を乗じた出力を減算し、この出
力を第５の係数で除し、この出力に第２のディジタルフ
ィルタの処理を施し、この結果をオブザーバ演算手段の
出力とするように構成されたことを特徴とする。
【００３５】
【作用】従って、本発明のモータ制御装置においては、
駆動手段が制御手段の制御信号によりモータを駆動す
る。そして、回転周波数信号発生手段がモータの回転速
度に応じた周波数信号を発生し、速度検出手段がその回
転周波数信号からモータの回転速度を求める。この回転
速度から速度誤差演算手段によりモータの速度誤差値が
演算される。この速度誤差信号と、モータに加わる外乱
トルクを推定するオブザーバ演算手段の出力信号との加
算信号が制御手段に入力される。制御手段にはアナログ
フィルタが付加されており、制御手段は加算信号をこの
アナログフィルタを介して駆動手段に供給してモータを
駆動する。
駆動手段が制御手段の制御信号によりモータを駆動す
る。そして、回転周波数信号発生手段がモータの回転速
度に応じた周波数信号を発生し、速度検出手段がその回
転周波数信号からモータの回転速度を求める。この回転
速度から速度誤差演算手段によりモータの速度誤差値が
演算される。この速度誤差信号と、モータに加わる外乱
トルクを推定するオブザーバ演算手段の出力信号との加
算信号が制御手段に入力される。制御手段にはアナログ
フィルタが付加されており、制御手段は加算信号をこの
アナログフィルタを介して駆動手段に供給してモータを
駆動する。
【００３６】このようなフィードバック系を形成する第
１の発明である第１の請求項に係るモータ制御装置で
は、オブザーバ演算手段を、制御手段のアナログフィル
タとおよそ同一の特性を有する第１のディジタルフィル
タと、アナログフィルタとおよそ逆の特性を有し、かつ
高域で有限なゲイン特性を有する第２のディジタルフィ
ルタとにより構成したので、Ａ／Ｄ変換部、Ｄ／Ａ変換
部等のハードウェアを用いることなくオブザーバ演算手
段の出力信号によりモータの外乱トルクを抑止制御する
ことができる。また、高域で有限なゲイン特性を有する
第２のディジタルフィルタにより量子化ノイズなどに影
響されない外乱トルクを演算することができる。
１の発明である第１の請求項に係るモータ制御装置で
は、オブザーバ演算手段を、制御手段のアナログフィル
タとおよそ同一の特性を有する第１のディジタルフィル
タと、アナログフィルタとおよそ逆の特性を有し、かつ
高域で有限なゲイン特性を有する第２のディジタルフィ
ルタとにより構成したので、Ａ／Ｄ変換部、Ｄ／Ａ変換
部等のハードウェアを用いることなくオブザーバ演算手
段の出力信号によりモータの外乱トルクを抑止制御する
ことができる。また、高域で有限なゲイン特性を有する
第２のディジタルフィルタにより量子化ノイズなどに影
響されない外乱トルクを演算することができる。
【００３７】次に、第１の発明である第２の請求項に係
るモータ制御装置によれば、速度検出手段からの回転速
度信号を入力して演算するオブザーバ演算手段の処理経
路に、制御手段のアナログフィルタとおよそ逆の特性を
有する第３のディジタルフィルタを挿入して構成したの
で、ディジタルフィルタにおける演算時間や演算に必要
なメモリ等が少なくなる。
るモータ制御装置によれば、速度検出手段からの回転速
度信号を入力して演算するオブザーバ演算手段の処理経
路に、制御手段のアナログフィルタとおよそ逆の特性を
有する第３のディジタルフィルタを挿入して構成したの
で、ディジタルフィルタにおける演算時間や演算に必要
なメモリ等が少なくなる。
【００３８】また、第１の発明である請求項３に係るモ
ータ制御装置によれば、速度検出手段からの回転速度信
号を入力して演算するオブザーバ演算手段の処理経路
に、制御手段のアナログフィルタとおよそ逆の特性を有
し、かつ高域で有限なゲイン特性を有する第４のディジ
タルフィルタを挿入して構成したので、ディジタルフィ
ルタにおける演算時間や演算に必要なメモリ等が少なく
てよく、かつ量子化ノイズなどに影響されない外乱トル
クを演算することができる。
ータ制御装置によれば、速度検出手段からの回転速度信
号を入力して演算するオブザーバ演算手段の処理経路
に、制御手段のアナログフィルタとおよそ逆の特性を有
し、かつ高域で有限なゲイン特性を有する第４のディジ
タルフィルタを挿入して構成したので、ディジタルフィ
ルタにおける演算時間や演算に必要なメモリ等が少なく
てよく、かつ量子化ノイズなどに影響されない外乱トル
クを演算することができる。
【００３９】また、第１の発明である請求項４に係るモ
ータ制御装置によれば、オブザーバ演算手段は速度検出
手段によって生じる位相遅れなどを補償し、かつ高域で
有限なゲイン特性を有する第５のディジタルフィルタを
備え、その第５のディジタルフィルタによる演算から求
められる出力信号によりモータの外乱トルクを抑止する
ように構成したので、量子化ノイズなどに影響されない
外乱トルクを演算することができるようになる。
ータ制御装置によれば、オブザーバ演算手段は速度検出
手段によって生じる位相遅れなどを補償し、かつ高域で
有限なゲイン特性を有する第５のディジタルフィルタを
備え、その第５のディジタルフィルタによる演算から求
められる出力信号によりモータの外乱トルクを抑止する
ように構成したので、量子化ノイズなどに影響されない
外乱トルクを演算することができるようになる。
【００４０】また、第２の発明である請求項５に係るモ
ータ制御装置によれば、回転周波数信号発生手段の周波
数信号のむらによって発生する速度検出手段の出力信号
に含まれるＦＧむらを回転周波数信号補正手段により補
正し、その回転周波数信号補正手段の出力よりモータの
速度誤差値を出力する速度誤差演算手段の出力信号と、
回転周波数信号補正手段によって補正された速度検出値
等からモータに加わる外乱トルクを推定するオブザーバ
演算手段の出力信号とによりモータを制御するように構
成したので、着磁むら等によるＦＧむらに影響されない
外乱トルクを演算することができ、良好なモータ制御を
行うことができる。
ータ制御装置によれば、回転周波数信号発生手段の周波
数信号のむらによって発生する速度検出手段の出力信号
に含まれるＦＧむらを回転周波数信号補正手段により補
正し、その回転周波数信号補正手段の出力よりモータの
速度誤差値を出力する速度誤差演算手段の出力信号と、
回転周波数信号補正手段によって補正された速度検出値
等からモータに加わる外乱トルクを推定するオブザーバ
演算手段の出力信号とによりモータを制御するように構
成したので、着磁むら等によるＦＧむらに影響されない
外乱トルクを演算することができ、良好なモータ制御を
行うことができる。
【００４１】また、第３の発明である請求項６に係るモ
ータ制御装置によれば、回転周波数信号発生手段の周波
数信号のむらによって発生する速度検出手段の誤差を補
正する回転周波数信号補正手段は、速度検出手段の出力
をモータの回転毎に加算する周期加算手段と、周期加算
手段の出力の平均値を演算する平均手段とを備え、平均
手段の出力を回転周波数信号むら補正量として用いて速
度検出手段の誤差を補正するように構成したので、着磁
むら等によるＦＧむらに影響されない外乱トルクを演算
することができ、良好なモータ制御を行うことができ
る。
ータ制御装置によれば、回転周波数信号発生手段の周波
数信号のむらによって発生する速度検出手段の誤差を補
正する回転周波数信号補正手段は、速度検出手段の出力
をモータの回転毎に加算する周期加算手段と、周期加算
手段の出力の平均値を演算する平均手段とを備え、平均
手段の出力を回転周波数信号むら補正量として用いて速
度検出手段の誤差を補正するように構成したので、着磁
むら等によるＦＧむらに影響されない外乱トルクを演算
することができ、良好なモータ制御を行うことができ
る。
【００４２】更に、第４の発明である請求項７に係るモ
ータ制御装置によれば、回転周波数信号発生手段の周波
数信号のむらによって発生する速度検出手段の誤差を補
正する回転周波数信号補正手段は、速度検出手段の出力
をモータの回転毎に加算する周期加算手段と、周期加算
手段の出力の平均値を演算する平均手段とを備え、周期
加算手段と平均手段とによる加算平均演算処理中はオブ
ザーバ演算手段の演算を行わないようにし、周期加算手
段と平均手段とによる加算平均演算処理終了後に回転周
波数信号補正手段の出力信号でオブザーバ演算手段の演
算を行うようにしたので、着磁むら等によるＦＧむらに
影響されない外乱トルクを演算することができ、良好な
モータ制御を行うことができる。
ータ制御装置によれば、回転周波数信号発生手段の周波
数信号のむらによって発生する速度検出手段の誤差を補
正する回転周波数信号補正手段は、速度検出手段の出力
をモータの回転毎に加算する周期加算手段と、周期加算
手段の出力の平均値を演算する平均手段とを備え、周期
加算手段と平均手段とによる加算平均演算処理中はオブ
ザーバ演算手段の演算を行わないようにし、周期加算手
段と平均手段とによる加算平均演算処理終了後に回転周
波数信号補正手段の出力信号でオブザーバ演算手段の演
算を行うようにしたので、着磁むら等によるＦＧむらに
影響されない外乱トルクを演算することができ、良好な
モータ制御を行うことができる。
【００４３】このようなフィードバック系を形成する第
５の発明である第８の請求項に係るモータ制御装置で
は、オブザーバ演算手段を、制御手段のアナログフィル
タとおよそ同一の特性を有する第１のディジタルフィル
タと、アナログフィルタとおよそ逆の特性を有し、かつ
高域で有限なゲイン特性を有する第２のディジタルフィ
ルタとにより構成したので、Ａ／Ｄ変換部、Ｄ／Ａ変換
部等のハードウェアを用いることなくオブザーバ演算手
段の出力信号によりモータの外乱トルクを抑止制御する
ことができる。また、高域で有限なゲイン特性を有する
第２のディジタルフィルタにより量子化ノイズなどに影
響されない外乱トルクを演算することができる。
５の発明である第８の請求項に係るモータ制御装置で
は、オブザーバ演算手段を、制御手段のアナログフィル
タとおよそ同一の特性を有する第１のディジタルフィル
タと、アナログフィルタとおよそ逆の特性を有し、かつ
高域で有限なゲイン特性を有する第２のディジタルフィ
ルタとにより構成したので、Ａ／Ｄ変換部、Ｄ／Ａ変換
部等のハードウェアを用いることなくオブザーバ演算手
段の出力信号によりモータの外乱トルクを抑止制御する
ことができる。また、高域で有限なゲイン特性を有する
第２のディジタルフィルタにより量子化ノイズなどに影
響されない外乱トルクを演算することができる。
【００４４】次に、第５の発明である第９の請求項に係
るモータ制御装置によれば、速度検出手段からの回転速
度信号を入力して演算するオブザーバ演算手段の処理経
路に、制御手段のアナログフィルタとおよそ逆の特性を
有し、かつ高域で有限なゲイン特性を有する第２のディ
ジタルフィルタを挿入して構成したので、ディジタルフ
ィルタにおける演算時間や演算に必要なメモリ等が少な
くなり、かつ量子化ノイズ等に影響されずに外乱トルク
を推定することが可能になる。
るモータ制御装置によれば、速度検出手段からの回転速
度信号を入力して演算するオブザーバ演算手段の処理経
路に、制御手段のアナログフィルタとおよそ逆の特性を
有し、かつ高域で有限なゲイン特性を有する第２のディ
ジタルフィルタを挿入して構成したので、ディジタルフ
ィルタにおける演算時間や演算に必要なメモリ等が少な
くなり、かつ量子化ノイズ等に影響されずに外乱トルク
を推定することが可能になる。
【００４５】また、第５の発明である請求項１０に係る
モータ制御装置によれば、オブザーバ演算手段は速度検
出手段によって生じる位相遅れなどを補償し、かつ高域
で有限なゲイン特性を有する第５のディジタルフィルタ
を備え、その第５のディジタルフィルタによる演算から
求められる出力信号によりモータの外乱トルクを抑止す
るように構成したので、量子化ノイズなどに影響されな
い外乱トルクを演算することができるようになる。
モータ制御装置によれば、オブザーバ演算手段は速度検
出手段によって生じる位相遅れなどを補償し、かつ高域
で有限なゲイン特性を有する第５のディジタルフィルタ
を備え、その第５のディジタルフィルタによる演算から
求められる出力信号によりモータの外乱トルクを抑止す
るように構成したので、量子化ノイズなどに影響されな
い外乱トルクを演算することができるようになる。
【００４６】
【実施例】以下、本発明の好適な実施例を図に基づいて
説明する。
説明する。
【００４７】〔第１の発明の実施例１〕図１は、本発明
に係る第１の発明の実施例１の第１のモータ制御装置の
構成を示すブロック図である。また、図２は、図１に示
すモータ制御装置の機能を概念化したブロック線図であ
る。
に係る第１の発明の実施例１の第１のモータ制御装置の
構成を示すブロック図である。また、図２は、図１に示
すモータ制御装置の機能を概念化したブロック線図であ
る。
【００４８】なお、図１、及び図２において、従来のモ
ータ制御装置と同一あるいは相当部分については、同一
の符号を付加して説明を省略する。
ータ制御装置と同一あるいは相当部分については、同一
の符号を付加して説明を省略する。
【００４９】図１において、実施例１の第１のモータ制
御装置は、従来のモータ制御装置と同様、モータ１１
と、ＰＷＭ変換部１２と、低域フィルタ１３と、増幅器
１４と、ＭＤＡ１５と、加算部１６と、外乱推定オブザ
ーバ１７と、速度誤差演算部１８とから構成されてい
る。
御装置は、従来のモータ制御装置と同様、モータ１１
と、ＰＷＭ変換部１２と、低域フィルタ１３と、増幅器
１４と、ＭＤＡ１５と、加算部１６と、外乱推定オブザ
ーバ１７と、速度誤差演算部１８とから構成されてい
る。
【００５０】そして、実施例１の第１のモータ制御装置
では、図から明らかなように、加算部１６の配置される
位置が従来と異なっている。即ち、外乱推定オブザーバ
１７の出力信号であるオブザーバ演算値Ｃｉをフィード
フォワードする加算部１６は、図３７に示す従来のモー
タ制御装置のようにモータ１１に前置されるのではな
く、速度誤差演算部１８の後段に配置されている。ま
た、従来ＭＤＡ１５、加算部１６から出力された駆動電
流Ｉが外乱推定オブザーバ１７に取り込まれていたが、
本実施例の外乱推定オブザーバ１７は、加算部１６の加
算値Ａｉを取り込んでいる。更に、その加算部１６はＭ
ＤＡ１５の出力にオブザーバ演算信号を加算するのでは
なく、速度誤差信号Ｂｉとオブザーバ演算値Ｃｉとを加
算し、その加算値ＡｉをＰＷＭ変換部１２、あるいは外
乱推定オブザーバ１７に供給する。
では、図から明らかなように、加算部１６の配置される
位置が従来と異なっている。即ち、外乱推定オブザーバ
１７の出力信号であるオブザーバ演算値Ｃｉをフィード
フォワードする加算部１６は、図３７に示す従来のモー
タ制御装置のようにモータ１１に前置されるのではな
く、速度誤差演算部１８の後段に配置されている。ま
た、従来ＭＤＡ１５、加算部１６から出力された駆動電
流Ｉが外乱推定オブザーバ１７に取り込まれていたが、
本実施例の外乱推定オブザーバ１７は、加算部１６の加
算値Ａｉを取り込んでいる。更に、その加算部１６はＭ
ＤＡ１５の出力にオブザーバ演算信号を加算するのでは
なく、速度誤差信号Ｂｉとオブザーバ演算値Ｃｉとを加
算し、その加算値ＡｉをＰＷＭ変換部１２、あるいは外
乱推定オブザーバ１７に供給する。
【００５１】なお、図１及び図２においては、従来のモ
ータ制御装置と同様に位相制御系が示されていないが、
実際には存在しており、単に説明の便宜上省略してある
にすぎない。
ータ制御装置と同様に位相制御系が示されていないが、
実際には存在しており、単に説明の便宜上省略してある
にすぎない。
【００５２】次に、図１に示すモータ制御装置の機能を
概念化したブロック線図である図２において、第１の実
施例１の外乱推定オブザーバ１７には乗算部４０、４１
が含まれている。この乗算部４０は、時間遅れ要素４２
により１期間遅らされた加算部１６の出力である加算値
Ａｉに係数を乗じて加算部３０に供給する。また、乗算
部４１は、減算部３４から出力される外乱推定値ＴG ＾
に係数を乗じてオブザーバ演算値Ｃｉとして加算部１６
に供給する。
概念化したブロック線図である図２において、第１の実
施例１の外乱推定オブザーバ１７には乗算部４０、４１
が含まれている。この乗算部４０は、時間遅れ要素４２
により１期間遅らされた加算部１６の出力である加算値
Ａｉに係数を乗じて加算部３０に供給する。また、乗算
部４１は、減算部３４から出力される外乱推定値ＴG ＾
に係数を乗じてオブザーバ演算値Ｃｉとして加算部１６
に供給する。
【００５３】乗算部４０において乗じられる係数は、
｛ＫPWM ・ＨLPF (z) ・ＫA ・ＫT ・ｇ｝である。図３
８に示される従来のモータ制御装置において、速度系係
数２５の出力から乗算部２９までの伝達関数を求める
と、電圧変換部２６、Ａ／Ｄ変換部２７と電流換算部２
８との係数は相殺されて、｛ＫPWM ・ＨLPF (z) ・ＫA
・ＫT ・ｇ｝となる。但し、乗算部４０の係数のうち、
ＨLPF (z) は低域フィルタ１３の伝達関数ＨLPF (s) と
同等の特性を有するディジタルフィルタの伝達関数であ
り、それをＺ関数で表したものである。即ち、サンプリ
ング周波数が十分高ければ、アナログフィルタＨ
LPF (s) とディジタルフィルタＨLPF (z) との周波数特
性はほぼ等しく、以下アナログ値とディジタル値という
意味からこのように使い分けて表現する。
｛ＫPWM ・ＨLPF (z) ・ＫA ・ＫT ・ｇ｝である。図３
８に示される従来のモータ制御装置において、速度系係
数２５の出力から乗算部２９までの伝達関数を求める
と、電圧変換部２６、Ａ／Ｄ変換部２７と電流換算部２
８との係数は相殺されて、｛ＫPWM ・ＨLPF (z) ・ＫA
・ＫT ・ｇ｝となる。但し、乗算部４０の係数のうち、
ＨLPF (z) は低域フィルタ１３の伝達関数ＨLPF (s) と
同等の特性を有するディジタルフィルタの伝達関数であ
り、それをＺ関数で表したものである。即ち、サンプリ
ング周波数が十分高ければ、アナログフィルタＨ
LPF (s) とディジタルフィルタＨLPF (z) との周波数特
性はほぼ等しく、以下アナログ値とディジタル値という
意味からこのように使い分けて表現する。
【００５４】同様に、実施例１の第１のモータ制御装置
では、外乱推定オブザーバ１７の出力先を速度系係数２
５の後段に変更したことにともない、乗算部４１には係
数｛１／（ＫPWM ・ＨLPF (z) ・ＫA ・ＫT ）｝が付与
されている。
では、外乱推定オブザーバ１７の出力先を速度系係数２
５の後段に変更したことにともない、乗算部４１には係
数｛１／（ＫPWM ・ＨLPF (z) ・ＫA ・ＫT ）｝が付与
されている。
【００５５】従来のモータ制御装置で説明したように、
角速度ωは外乱推定オブザーバ１７に直接取り込まれる
のではなくＦＧ信号に基づき検出されるので、速度検出
部２４の出力は乗算部４３を介して乗算部３１、３２へ
の入力となる。乗算部４３は、ＦＧ信号の周期から求め
た速度検出部２４の出力信号を角速度ωに換算するため
に、係数｛２π／（ＨF (z) ・ＫFG）｝を乗じてモータ
１１の角速度ωを演算するものである。また、乗算部４
３の前記係数は、ＦＧ部２３、及び速度検出部２４の伝
達関数の積｛（ＨF (z) ・ＫFG）／２π｝の逆数に相当
する。
角速度ωは外乱推定オブザーバ１７に直接取り込まれる
のではなくＦＧ信号に基づき検出されるので、速度検出
部２４の出力は乗算部４３を介して乗算部３１、３２へ
の入力となる。乗算部４３は、ＦＧ信号の周期から求め
た速度検出部２４の出力信号を角速度ωに換算するため
に、係数｛２π／（ＨF (z) ・ＫFG）｝を乗じてモータ
１１の角速度ωを演算するものである。また、乗算部４
３の前記係数は、ＦＧ部２３、及び速度検出部２４の伝
達関数の積｛（ＨF (z) ・ＫFG）／２π｝の逆数に相当
する。
【００５６】なお、１／ＨF (z) は、速度検出部２４の
伝達関数１／ＨF (s) と同等の特性を有するディジタル
フィルタの伝達関数であって、上述のようにアナログ値
とディジタル値とで使い分けて表現している。
伝達関数１／ＨF (s) と同等の特性を有するディジタル
フィルタの伝達関数であって、上述のようにアナログ値
とディジタル値とで使い分けて表現している。
【００５７】次に、上記の通り構成される第１の実施例
１の第１のモータ制御装置の動作について説明する。図
３は、第１の実施例１の第１のモータ制御装置の動作内
容を説明するためのフローチャートである。
１の第１のモータ制御装置の動作について説明する。図
３は、第１の実施例１の第１のモータ制御装置の動作内
容を説明するためのフローチャートである。
【００５８】図３において、ステップ７０では、ＦＧ部
２３の出力であるＦＧ信号について立ち上がり、あるい
は立ち下がりのエッジが検出されるまで、速度誤差演算
部１８の動作は待ち状態となる。立ち上がり／立ち下が
りエッジが検出されると、ステップ７１において、前回
検出された立ち上がり／立ち下がりエッジとの時間差、
即ちＦＧ信号の周期が演算され、ステップ７２において
この周期に基づき従来のモータ制御装置と同様に速度誤
差信号Ｂｉが演算される。
２３の出力であるＦＧ信号について立ち上がり、あるい
は立ち下がりのエッジが検出されるまで、速度誤差演算
部１８の動作は待ち状態となる。立ち上がり／立ち下が
りエッジが検出されると、ステップ７１において、前回
検出された立ち上がり／立ち下がりエッジとの時間差、
即ちＦＧ信号の周期が演算され、ステップ７２において
この周期に基づき従来のモータ制御装置と同様に速度誤
差信号Ｂｉが演算される。
【００５９】一方、ステップ７３において、外乱推定オ
ブザーバ１７は乗算部４３により速度検出部２４の出力
信号からモータ１１の角速度ωを演算し、ステップ７４
において角速度ω、及び１つ前のＦＧ入力時に演算され
た（即ち、図に示す時間遅れ要素４２に相当する）加算
値Ａｉの値に基づき外乱推定値ＴG ＾を求め、更にオブ
ザーバ演算値Ｃｉを出力する。
ブザーバ１７は乗算部４３により速度検出部２４の出力
信号からモータ１１の角速度ωを演算し、ステップ７４
において角速度ω、及び１つ前のＦＧ入力時に演算され
た（即ち、図に示す時間遅れ要素４２に相当する）加算
値Ａｉの値に基づき外乱推定値ＴG ＾を求め、更にオブ
ザーバ演算値Ｃｉを出力する。
【００６０】次に、ステップ７５において、外乱推定オ
ブザーバ１７から出力されたオブザーバ演算値Ｃｉは、
加算部１６により速度誤差信号Ｂｉと加算され、加算値
Ａｉとなる（Ａｉ＝Ｂｉ＋Ｃｉ）。この結果得られた加
算値Ａｉは、ステップ７６において、ＰＷＭ変換部１２
によってＰＷＭ信号として出力され、このＰＷＭ信号に
応じてモータ１１の制御が行われる。この後、ステップ
７０に戻る。
ブザーバ１７から出力されたオブザーバ演算値Ｃｉは、
加算部１６により速度誤差信号Ｂｉと加算され、加算値
Ａｉとなる（Ａｉ＝Ｂｉ＋Ｃｉ）。この結果得られた加
算値Ａｉは、ステップ７６において、ＰＷＭ変換部１２
によってＰＷＭ信号として出力され、このＰＷＭ信号に
応じてモータ１１の制御が行われる。この後、ステップ
７０に戻る。
【００６１】このように、本実施例１の第１のモータ制
御装置によれば、従来のモータ制御装置と同様の基本的
動作を実行することができ、従来のモータ制御装置にお
いて得られる利点を同様に享受できる。更に、この実施
例１のモータ制御装置では、アナログ値である駆動電流
Ｉではなく、ディジタル値である加算値Ａｉを外乱推定
オブザーバ１７に供給するように構成すると共に、外乱
推定オブザーバ１７の出力信号を駆動電流Ｉではなく速
度誤差信号Ｂｉと加算可能なディジタル値としたことに
より、Ａ／Ｄ変換部あるいはＤ／Ａ変換部のハードウェ
アを設ける必要がない。
御装置によれば、従来のモータ制御装置と同様の基本的
動作を実行することができ、従来のモータ制御装置にお
いて得られる利点を同様に享受できる。更に、この実施
例１のモータ制御装置では、アナログ値である駆動電流
Ｉではなく、ディジタル値である加算値Ａｉを外乱推定
オブザーバ１７に供給するように構成すると共に、外乱
推定オブザーバ１７の出力信号を駆動電流Ｉではなく速
度誤差信号Ｂｉと加算可能なディジタル値としたことに
より、Ａ／Ｄ変換部あるいはＤ／Ａ変換部のハードウェ
アを設ける必要がない。
【００６２】なお、上記実施例１の第１のモータ制御装
置において、低域フィルタ１３のカットオフ周波数、及
び速度検出部２４のサンプリング周波数がモータ１１の
制御帯域より十分高ければ、その低域フィルタ１３及び
速度検出部２４のそれぞれの伝達関数ＨLPF (s) 、ＨF
(s) のラプラス演算子ｓを０として、即ち直流ゲインの
みとして近似し、これらを外乱推定オブザーバ１７に付
加しても差し支えない。即ち、その場合の低域フィルタ
１３の伝達関数と速度検出部２４の伝達関数とは式
（１）に示される関係となる。
置において、低域フィルタ１３のカットオフ周波数、及
び速度検出部２４のサンプリング周波数がモータ１１の
制御帯域より十分高ければ、その低域フィルタ１３及び
速度検出部２４のそれぞれの伝達関数ＨLPF (s) 、ＨF
(s) のラプラス演算子ｓを０として、即ち直流ゲインの
みとして近似し、これらを外乱推定オブザーバ１７に付
加しても差し支えない。即ち、その場合の低域フィルタ
１３の伝達関数と速度検出部２４の伝達関数とは式
（１）に示される関係となる。
【００６３】 ＨLPF (z) ＝ＨLPF （ｓ＝０）＝ＨLPF （ｚ＝１）＝１ ＨF (z) ＝ＨF （ｓ＝０）＝ＨF （ｚ＝１） ・・・・（１） そして、この場合における実施例１の第２のモータ制御
装置のブロック線図を示したものが図４である。図にお
いて、第２のモータ制御装置の乗算部４４、４５の伝達
関数はそれぞれ、図２に示す乗算部４０、４１の係数
｛ＫPWM ・ＨLPF(z) ・ＫA ・ＫT ・ｇ｝、１／｛Ｋ
PWM ・ＨLPF (z) ・ＫA ・ＫT ｝におけるＨLPF (z) を
１としたものである。従って、図４に示す乗算部４４、
４５の係数は、｛ＫPWM ・ＫA ・ＫT ・ｇ｝、１／｛Ｋ
PWM ・ＫA ・ＫT ｝となる。また、図２に示す乗算部４
３の係数｛２π／（ＨF (z) ・ＫFG｝はＨF (z) ＝ＨF
(0) となることから、図４に示す乗算部４３の係数は
｛２π／（ＨF (c) ・ＫFG｝となる。
装置のブロック線図を示したものが図４である。図にお
いて、第２のモータ制御装置の乗算部４４、４５の伝達
関数はそれぞれ、図２に示す乗算部４０、４１の係数
｛ＫPWM ・ＨLPF(z) ・ＫA ・ＫT ・ｇ｝、１／｛Ｋ
PWM ・ＨLPF (z) ・ＫA ・ＫT ｝におけるＨLPF (z) を
１としたものである。従って、図４に示す乗算部４４、
４５の係数は、｛ＫPWM ・ＫA ・ＫT ・ｇ｝、１／｛Ｋ
PWM ・ＫA ・ＫT ｝となる。また、図２に示す乗算部４
３の係数｛２π／（ＨF (z) ・ＫFG｝はＨF (z) ＝ＨF
(0) となることから、図４に示す乗算部４３の係数は
｛２π／（ＨF (c) ・ＫFG｝となる。
【００６４】次に、低域フィルタ１３のカットオフ周波
数が十分高くなく、その伝達関数がＨLPF (s) ＝１と近
似できない場合における、乗算部４０、４１に示される
ディジタルフィルタＨLPF (z) について説明する。
数が十分高くなく、その伝達関数がＨLPF (s) ＝１と近
似できない場合における、乗算部４０、４１に示される
ディジタルフィルタＨLPF (z) について説明する。
【００６５】図５（ａ）は、低域フィルタ１３の具体的
構成例を示す回路図であるが、図に示す抵抗Ｒ１とコン
デンサＣ１とによる一次の低域フィルタＨLPF (s) の伝
達関数は式（２）で示される。
構成例を示す回路図であるが、図に示す抵抗Ｒ１とコン
デンサＣ１とによる一次の低域フィルタＨLPF (s) の伝
達関数は式（２）で示される。
【００６６】
【数１】
【００６７】ここで、ｆ0 は式（３）で示される関数で
ある。
ある。
【００６８】
【数２】
【００６９】この一次の低域フィルタＨLPF (s) のディ
ジタルフィルタ化は、例えば、双一次変換を用いて行
う。この場合、ディジタルフィルタＨLPF (z) の伝達関
数は式（４）で示すようになる。
ジタルフィルタ化は、例えば、双一次変換を用いて行
う。この場合、ディジタルフィルタＨLPF (z) の伝達関
数は式（４）で示すようになる。
【００７０】
【数３】
【００７１】ここで、（１／Ｔ）はサンプリング周波数
を示す。
を示す。
【００７２】しかし、これに対してサンプリング周波数
が十分高ければ、アナログフィルタＨLPF (s) とディジ
タルフィルタＨLPF (z) との周波数特性は、前述したよ
うにほぼ等しくなる。
が十分高ければ、アナログフィルタＨLPF (s) とディジ
タルフィルタＨLPF (z) との周波数特性は、前述したよ
うにほぼ等しくなる。
【００７３】図５（ｂ）は、そのような低域フィルタ１
３の伝達関数ＨLPF (s) の周波数特性をグラフ表示した
ものである。このアナログフィルタに対応する外乱推定
オブザーバ１７のディジタルフィルタＨLPF (z) は乗算
部４０に付加される。また、図５（ｃ）は、アナログフ
ィルタ１／ＨLPF (s) の周波数特性を示したものであ
り、これに対応するディジタルフィルタ１／ＨLPF (z)
は乗算部４１に付加される。図５から明らかなように、
このディジタルフィルタ１／ＨLPF (z) は高域でゲイン
が増大する特性を有する。このようなフィルタの特性
は、クロック等の量子化ノイズの高周波雑音を増大し、
かえってモータの回転むらを発生させる要因になる。
３の伝達関数ＨLPF (s) の周波数特性をグラフ表示した
ものである。このアナログフィルタに対応する外乱推定
オブザーバ１７のディジタルフィルタＨLPF (z) は乗算
部４０に付加される。また、図５（ｃ）は、アナログフ
ィルタ１／ＨLPF (s) の周波数特性を示したものであ
り、これに対応するディジタルフィルタ１／ＨLPF (z)
は乗算部４１に付加される。図５から明らかなように、
このディジタルフィルタ１／ＨLPF (z) は高域でゲイン
が増大する特性を有する。このようなフィルタの特性
は、クロック等の量子化ノイズの高周波雑音を増大し、
かえってモータの回転むらを発生させる要因になる。
【００７４】そこで、これを抑止するために、図６に示
すように高域で有限なゲイン特性を有するフィルタ１／
ＨLPF (s) をディジタル化したフィルタ１／ＨLPF １
(z) を、前記ディジタルフィルタ１／ＨLPF (z) のかわ
りに外乱推定オブザーバ１７の乗算部４６に用いる。こ
のディジタルフィルタの伝達関数は式（５）により示さ
れる。
すように高域で有限なゲイン特性を有するフィルタ１／
ＨLPF (s) をディジタル化したフィルタ１／ＨLPF １
(z) を、前記ディジタルフィルタ１／ＨLPF (z) のかわ
りに外乱推定オブザーバ１７の乗算部４６に用いる。こ
のディジタルフィルタの伝達関数は式（５）により示さ
れる。
【００７５】
【数４】
【００７６】ここで、（ｆ0 ＜ｆ1 ）である。
【００７７】この式（５）を双一次変換して逆数を求め
ると式（６）のようになる。
ると式（６）のようになる。
【００７８】
【数５】
【００７９】この高域で有限なゲイン特性を有するディ
ジタル化したフィルタのブロック線図を図７に示す。図
において、ディジタルフィルタは、それぞれ係数ｋ1 、
ｋ2、ｋ3 の乗算部７４、７５、７６と、サンプリング
周期遅延部７７、７８と、加減算部７９とから構成され
ている。また、このディジタルフィルタを構成した実施
例１の第３のモータ制御装置のブロック線図を図８に示
す。この場合、図に示す第３のモータ制御装置の乗算部
４６で低域フィルタ１３の特性が補償されている領域に
おいては、外乱トルクが正しく推定されるが、乗算部４
６のフィルタの高域で有限なゲインを有する特性の領域
においては、外乱トルクの正しい推定はできない。しか
し、そのような高周波領域で生じる回転変動はモータの
イナーシャによる抑圧効果によって減少するので問題と
ならない。
ジタル化したフィルタのブロック線図を図７に示す。図
において、ディジタルフィルタは、それぞれ係数ｋ1 、
ｋ2、ｋ3 の乗算部７４、７５、７６と、サンプリング
周期遅延部７７、７８と、加減算部７９とから構成され
ている。また、このディジタルフィルタを構成した実施
例１の第３のモータ制御装置のブロック線図を図８に示
す。この場合、図に示す第３のモータ制御装置の乗算部
４６で低域フィルタ１３の特性が補償されている領域に
おいては、外乱トルクが正しく推定されるが、乗算部４
６のフィルタの高域で有限なゲインを有する特性の領域
においては、外乱トルクの正しい推定はできない。しか
し、そのような高周波領域で生じる回転変動はモータの
イナーシャによる抑圧効果によって減少するので問題と
ならない。
【００８０】〔第１の発明の実施例２〕なお、上記第１
の実施例では、時間遅れ要素４２により１期間遅らされ
た加算値Ａｉに係数を乗じる乗算部４０に、低域フィル
タ１３と同等の特性を有するディジタルフィルタＨLPF
(z) を付加した場合について説明したが、乗算部４６に
付加したような高域で有限なゲインを有するディジタル
フィルタＨLPF １(z) を付加して乗算部４０を構成する
ことも可能である。このような加算値Ａｉに係数を乗じ
る乗算部を、乗算部４７として構成したモータ制御装置
のブロック線図を図９に示す。
の実施例では、時間遅れ要素４２により１期間遅らされ
た加算値Ａｉに係数を乗じる乗算部４０に、低域フィル
タ１３と同等の特性を有するディジタルフィルタＨLPF
(z) を付加した場合について説明したが、乗算部４６に
付加したような高域で有限なゲインを有するディジタル
フィルタＨLPF １(z) を付加して乗算部４０を構成する
ことも可能である。このような加算値Ａｉに係数を乗じ
る乗算部を、乗算部４７として構成したモータ制御装置
のブロック線図を図９に示す。
【００８１】〔第１の発明の実施例３〕また、上記第１
の実施例では、低域フィルタ１３として抵抗Ｒ１とコン
デンサＣ１とによる一次の低域フィルタを用いた場合に
ついて説明したが、二次以上の低域フィルタを用いるこ
とも可能である。このような二次の低域フィルタの伝達
関数を式（７）で示すようなものであるとすると、その
フィルタの周波数特性は図１０（ａ）に示すものとな
る。
の実施例では、低域フィルタ１３として抵抗Ｒ１とコン
デンサＣ１とによる一次の低域フィルタを用いた場合に
ついて説明したが、二次以上の低域フィルタを用いるこ
とも可能である。このような二次の低域フィルタの伝達
関数を式（７）で示すようなものであるとすると、その
フィルタの周波数特性は図１０（ａ）に示すものとな
る。
【００８２】
【数６】
【００８３】ここで、（ｆ2 ≦ｆ3 ）である。
【００８４】上記実施例と同様に、サンプリング周波数
が十分高ければ二次の低域フィルタＨLPF ２(s) をディ
ジタル化したディジタルフィルタＨLPF ２(z) を、外乱
推定オブザーバ１７の乗算部４０、４１にそれぞれ付加
することができる。
が十分高ければ二次の低域フィルタＨLPF ２(s) をディ
ジタル化したディジタルフィルタＨLPF ２(z) を、外乱
推定オブザーバ１７の乗算部４０、４１にそれぞれ付加
することができる。
【００８５】また、高周波で有限なゲインを有する二次
の低域フィルタＨLPF ３(z) の伝達関数は式（８）で示
すようなものとなり、そのフィルタの周波数特性は図１
０（ｂ）に示される。
の低域フィルタＨLPF ３(z) の伝達関数は式（８）で示
すようなものとなり、そのフィルタの周波数特性は図１
０（ｂ）に示される。
【００８６】
【数７】
【００８７】ここで、（ｆ2 ≦ｆ3 ≦ｆ4 ≦ｆ5 ）であ
る。
る。
【００８８】そして、上記第１の実施例と同様に、ディ
ジタルフィルタＨLPF ３(z) ＝ＨLPF ３(s) として乗算
部４６、４７にそれぞれ付加することができる。
ジタルフィルタＨLPF ３(z) ＝ＨLPF ３(s) として乗算
部４６、４７にそれぞれ付加することができる。
【００８９】〔第１の発明の実施例４〕更に、二次以上
の低域フィルタにおいては、それより次数の少ないフィ
ルタで近似することが可能である。例えば、二次の低域
フィルタの場合は一次の低域フィルタＨLPF ４(s) で近
似することができ、その場合の伝達関数は式（９）に示
されるものとなる。また、そのフィルタの周波数特性は
図１１（ａ）に示される。
の低域フィルタにおいては、それより次数の少ないフィ
ルタで近似することが可能である。例えば、二次の低域
フィルタの場合は一次の低域フィルタＨLPF ４(s) で近
似することができ、その場合の伝達関数は式（９）に示
されるものとなる。また、そのフィルタの周波数特性は
図１１（ａ）に示される。
【００９０】
【数８】
【００９１】同様に、上記低域フィルタＨLPF ４(s) を
高周波で有限なゲインを有する低域フィルタＨLPF ５
(z) として構成すると、その伝達関数は式（１０）で示
され、その周波数特性は図１１（ｂ）に示される。
高周波で有限なゲインを有する低域フィルタＨLPF ５
(z) として構成すると、その伝達関数は式（１０）で示
され、その周波数特性は図１１（ｂ）に示される。
【００９２】
【数９】
【００９３】ここで、（ｆ2 ＜ｆ6 ）である。
【００９４】そして、上記実施例と同様に、ディジタル
フィルタＨLPF ５(z) ＝ＨLPF ５(s) として図に示す乗
算部４０、４１、４６、４７にそれぞれ付加することが
できる。
フィルタＨLPF ５(z) ＝ＨLPF ５(s) として図に示す乗
算部４０、４１、４６、４７にそれぞれ付加することが
できる。
【００９５】〔第１の発明の実施例５〕なお、上記第１
の実施例では、モータの制御方式としてＰＷＭ信号を低
域フィルタにてアナログ電圧に変換してモータへの駆動
電流を得る方式について説明したが、モータに印加され
る電圧をスイッチング電源で作成し、この供給電圧を制
御するスイッチングトランジスタを直接ＰＷＭ信号で駆
動する方式であっても同様の効果が得られる。
の実施例では、モータの制御方式としてＰＷＭ信号を低
域フィルタにてアナログ電圧に変換してモータへの駆動
電流を得る方式について説明したが、モータに印加され
る電圧をスイッチング電源で作成し、この供給電圧を制
御するスイッチングトランジスタを直接ＰＷＭ信号で駆
動する方式であっても同様の効果が得られる。
【００９６】図１２は、そのような供給電圧を制御する
スイッチングトランジスタを直接ＰＷＭ信号で駆動する
方式によるモータ制御装置のブロック図である。
スイッチングトランジスタを直接ＰＷＭ信号で駆動する
方式によるモータ制御装置のブロック図である。
【００９７】図において、スイッチングトランジスタに
より駆動される方式のモータ制御装置は、ＰＷＭ信号に
よりＯＮ／ＯＦＦ制御されるスイッチングトランジスタ
（ＴＲ１，ＴＲ２）６０，６１と、スイッチングトラン
ジスタ６１のベースバイアス抵抗（Ｒ２）６２と、スイ
ッチングトランジスタ６１のベース・エミッタ抵抗（Ｒ
３）６３と、スイッチングダイオード（Ｄ１）６４と、
スイッチングトランジスタ６１より得られるスイッチン
グ波形を直流化するコイル（Ｌ１）６５と、コイル（Ｌ
１）６５と同様にスイッチング波形を直流化するコンデ
ンサ（Ｃ２）６６とから構成されている。なお、その他
の構成については図１のモータ制御装置と同様であるの
で、説明を省略する。
より駆動される方式のモータ制御装置は、ＰＷＭ信号に
よりＯＮ／ＯＦＦ制御されるスイッチングトランジスタ
（ＴＲ１，ＴＲ２）６０，６１と、スイッチングトラン
ジスタ６１のベースバイアス抵抗（Ｒ２）６２と、スイ
ッチングトランジスタ６１のベース・エミッタ抵抗（Ｒ
３）６３と、スイッチングダイオード（Ｄ１）６４と、
スイッチングトランジスタ６１より得られるスイッチン
グ波形を直流化するコイル（Ｌ１）６５と、コイル（Ｌ
１）６５と同様にスイッチング波形を直流化するコンデ
ンサ（Ｃ２）６６とから構成されている。なお、その他
の構成については図１のモータ制御装置と同様であるの
で、説明を省略する。
【００９８】図に示すモータ制御装置のスイッチングト
ランジスタ６０のベースにはＰＷＭ信号が供給されてい
る。従って、スイッチングトランジスタ６０は、ＰＷＭ
信号によりＯＮ／ＯＦＦし、スイッチングトランジスタ
６０のコレクタにはスイッチングトランジスタ６１のベ
ースバイアス抵抗（Ｒ２）６２が接続されているので、
スイッチングトランジスタ６１もＰＷＭ信号によりＯＮ
／ＯＦＦする。また、コイル６５、及びコンデンサ６６
は、スイッチング波形を直流化する二次の低域フィルタ
を構成しており、前述した低域フィルタ１３に相当する
と考えてよい。この低域フィルタの伝達関数をＨD (s)
とすると、伝達関数ＨD (s) は式（１１）のように表現
される。
ランジスタ６０のベースにはＰＷＭ信号が供給されてい
る。従って、スイッチングトランジスタ６０は、ＰＷＭ
信号によりＯＮ／ＯＦＦし、スイッチングトランジスタ
６０のコレクタにはスイッチングトランジスタ６１のベ
ースバイアス抵抗（Ｒ２）６２が接続されているので、
スイッチングトランジスタ６１もＰＷＭ信号によりＯＮ
／ＯＦＦする。また、コイル６５、及びコンデンサ６６
は、スイッチング波形を直流化する二次の低域フィルタ
を構成しており、前述した低域フィルタ１３に相当する
と考えてよい。この低域フィルタの伝達関数をＨD (s)
とすると、伝達関数ＨD (s) は式（１１）のように表現
される。
【００９９】
【数１０】
【０１００】従って、低域フィルタＨD (s) をディジタ
ルフィルタＨD (z) に変換して、上記第１の実施例と同
様に外乱推定オブザーバを構成することができる。更
に、前述した理由からディジタルフィルタＨD (z) を高
域で有限なゲインを有するディジタルフィルタとして外
乱推定オブザーバを構成することも可能である。
ルフィルタＨD (z) に変換して、上記第１の実施例と同
様に外乱推定オブザーバを構成することができる。更
に、前述した理由からディジタルフィルタＨD (z) を高
域で有限なゲインを有するディジタルフィルタとして外
乱推定オブザーバを構成することも可能である。
【０１０１】〔第１の発明の実施例６〕また、上記第１
の実施例では、モータの制御をＰＷＭ信号によって行う
場合について説明したが、ＤＡ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｎ
ａｌｏｇ）出力信号など、他の出力信号形態であっても
よい。例えば、図１３は、モータの制御をＤＡ出力信号
によって行うモータ制御装置の構成を示すブロック図で
ある。
の実施例では、モータの制御をＰＷＭ信号によって行う
場合について説明したが、ＤＡ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｎ
ａｌｏｇ）出力信号など、他の出力信号形態であっても
よい。例えば、図１３は、モータの制御をＤＡ出力信号
によって行うモータ制御装置の構成を示すブロック図で
ある。
【０１０２】図において、ＤＡ出力信号によりモータの
制御を行うモータ制御装置は、加算部１６からの加算値
ＡｉをＤＡ出力信号に変換して出力するＤＡ変換部７０
と、ＤＡ出力信号をアナログ信号に変換する積分器７１
と、積分器７１の定数を決定する抵抗（Ｒ６）７２と、
積分器７１の定数を決定するコンデンサ（Ｃ６）７３と
から構成されている。
制御を行うモータ制御装置は、加算部１６からの加算値
ＡｉをＤＡ出力信号に変換して出力するＤＡ変換部７０
と、ＤＡ出力信号をアナログ信号に変換する積分器７１
と、積分器７１の定数を決定する抵抗（Ｒ６）７２と、
積分器７１の定数を決定するコンデンサ（Ｃ６）７３と
から構成されている。
【０１０３】そして、図に示すモータ制御装置において
は、加算部１６より出力される誤差値はＤＡ変換部７０
によって、その誤差値に相当するパルス幅ｔのＤＡ出力
信号に変換されて、出力される。ＤＡ変換部７０からの
ＤＡ出力信号は、抵抗（Ｒ６）７２及びコンデンサ（Ｃ
６）７３で構成される積分器７１によって、アナログ電
圧に変換された後、ＭＤＡ１５を通してモータ１１を制
御する。
は、加算部１６より出力される誤差値はＤＡ変換部７０
によって、その誤差値に相当するパルス幅ｔのＤＡ出力
信号に変換されて、出力される。ＤＡ変換部７０からの
ＤＡ出力信号は、抵抗（Ｒ６）７２及びコンデンサ（Ｃ
６）７３で構成される積分器７１によって、アナログ電
圧に変換された後、ＭＤＡ１５を通してモータ１１を制
御する。
【０１０４】今、積分器７１の伝達関数をＨS (s) とす
ると、積分器７１の伝達関数ＨS (s) は式（１２）で示
され、その周波数特性は図１４（ａ）のようになる。
ると、積分器７１の伝達関数ＨS (s) は式（１２）で示
され、その周波数特性は図１４（ａ）のようになる。
【０１０５】
【数１１】
【０１０６】もし、サンプリング周波数が十分高いとす
れば、伝達関数ＨS (s) をディジタルフィルタ化した伝
達関数ＨS (z) と伝達関数ＨS (s) とは、周波数特性が
ほぼ等しくなる。従って、外乱推定オブザーバを構成す
る場合は、加算部１６からＭＤＡ１５までの伝達関数に
より加算値Ａｉによりモータへの駆動電流を求め、角速
度ωにより外乱トルクＴG を推定する。そして、オブザ
ーバ演算値Ｃｉを求め、加算部１６で加算する。このこ
とは、前述した実施例と同様である。
れば、伝達関数ＨS (s) をディジタルフィルタ化した伝
達関数ＨS (z) と伝達関数ＨS (s) とは、周波数特性が
ほぼ等しくなる。従って、外乱推定オブザーバを構成す
る場合は、加算部１６からＭＤＡ１５までの伝達関数に
より加算値Ａｉによりモータへの駆動電流を求め、角速
度ωにより外乱トルクＴG を推定する。そして、オブザ
ーバ演算値Ｃｉを求め、加算部１６で加算する。このこ
とは、前述した実施例と同様である。
【０１０７】更に、オブザーバ演算値Ｃｉを求める際の
ディジタルフィルタ１／ＨS (z) によって量子化ノイズ
が増加しやすい場合は、前述した実施例と同様に、高域
で有限なゲインを有するフィルタＨS １(s) と１／ＨS
１(s) とを、ディジタル化したディジタルフィルタＨS
１(z) 、及び１／ＨS １(z) によって、外乱推定オブザ
ーバ１７を構成する。それぞれのディジタルフィルタの
周波数特性を図１４（ｂ）、１４（ｃ）に示す。この場
合、高域で有限なゲインを有するフィルタＨS(s) の伝
達関数を式（１３）で示すことができる。
ディジタルフィルタ１／ＨS (z) によって量子化ノイズ
が増加しやすい場合は、前述した実施例と同様に、高域
で有限なゲインを有するフィルタＨS １(s) と１／ＨS
１(s) とを、ディジタル化したディジタルフィルタＨS
１(z) 、及び１／ＨS １(z) によって、外乱推定オブザ
ーバ１７を構成する。それぞれのディジタルフィルタの
周波数特性を図１４（ｂ）、１４（ｃ）に示す。この場
合、高域で有限なゲインを有するフィルタＨS(s) の伝
達関数を式（１３）で示すことができる。
【０１０８】
【数１２】
【０１０９】ここで、（ｆS0＜ｆS1）である。
【０１１０】そして、前述した実施例と同様に、良好な
外乱推定オブザーバを構成することができる。
外乱推定オブザーバを構成することができる。
【０１１１】〔第１の発明の実施例７〕また、上記第１
の実施例では、外乱推定オブザーバを最小次元オブザー
バで構成したものについて示したが、同一次元オブザー
バやその他の形式のオブザーバで構成してもよい。
の実施例では、外乱推定オブザーバを最小次元オブザー
バで構成したものについて示したが、同一次元オブザー
バやその他の形式のオブザーバで構成してもよい。
【０１１２】〔第１の発明の実施例８〕なお、上記第１
の実施例では、外乱推定オブザーバを用いた場合につい
て説明したが、速度オブザーバ等のその他の形式のオブ
ザーバでもよい。
の実施例では、外乱推定オブザーバを用いた場合につい
て説明したが、速度オブザーバ等のその他の形式のオブ
ザーバでもよい。
【０１１３】〔第１の発明の実施例９〕また、上記第１
の実施例では、ＶＴＲのドラムモータ制御について説明
したが、その他のモータ制御装置や制御手段であっても
よい。
の実施例では、ＶＴＲのドラムモータ制御について説明
したが、その他のモータ制御装置や制御手段であっても
よい。
【０１１４】〔第１の発明の実施例１０〕更に、上記第
１の実施例では、アナログフィルタからディジタルフィ
ルタへ変換する方法として、双一次変換を用いた場合に
ついて説明したが、整合Ｚ変換などその他の変換方法で
あってもよい。
１の実施例では、アナログフィルタからディジタルフィ
ルタへ変換する方法として、双一次変換を用いた場合に
ついて説明したが、整合Ｚ変換などその他の変換方法で
あってもよい。
【０１１５】〔第２の発明の実施例１〕次に、本発明の
第２の実施例のモータ制御装置について図を用いて説明
する。図１５は、外乱推定オブザーバの処理経路にアナ
ログフィルタとおよそ逆の特性を有するディジタルフィ
ルタを挿入して構成したことを特徴とするモータ制御装
置のブロック図である。但し、図には従来のモータ制御
装置と同様に位相制御系が示されていないが、実際には
存在しており、単に説明の便宜上省略してあるにすぎな
い。
第２の実施例のモータ制御装置について図を用いて説明
する。図１５は、外乱推定オブザーバの処理経路にアナ
ログフィルタとおよそ逆の特性を有するディジタルフィ
ルタを挿入して構成したことを特徴とするモータ制御装
置のブロック図である。但し、図には従来のモータ制御
装置と同様に位相制御系が示されていないが、実際には
存在しており、単に説明の便宜上省略してあるにすぎな
い。
【０１１６】低域フィルタ１３とおよそ同一の特性を有
する第１のディジタルフィルタＨLPF (z) と、低域フィ
ルタ１３とおよそ逆の特性を有し、かつ高域で有限なゲ
イン特性を有する第２のディジタルフィルタ１／ＨLPF
(z) とにより、外乱推定オブザーバが構成できることは
前述した第１の実施例で説明済みである。このような、
お互いに逆の特性を有する２つのディジタルフィルタを
用いる場合に対して、配置を変えることにより全体の伝
達関数を変えることなく、１つのディジタルフィルタを
用いて外乱推定オブザーバを構成したものが図１５に示
すモータ制御装置である。
する第１のディジタルフィルタＨLPF (z) と、低域フィ
ルタ１３とおよそ逆の特性を有し、かつ高域で有限なゲ
イン特性を有する第２のディジタルフィルタ１／ＨLPF
(z) とにより、外乱推定オブザーバが構成できることは
前述した第１の実施例で説明済みである。このような、
お互いに逆の特性を有する２つのディジタルフィルタを
用いる場合に対して、配置を変えることにより全体の伝
達関数を変えることなく、１つのディジタルフィルタを
用いて外乱推定オブザーバを構成したものが図１５に示
すモータ制御装置である。
【０１１７】図において、第２の実施例１のモータ制御
装置のディジタルフィルタ４８の伝達関数は１／ＨLPF
(z) であり、速度検出部２４の出力信号を入力として演
算処理する経路に挿入される。即ち、乗算部４３と直列
に接続される形となる。この場合、減算部３４で得られ
る値は外乱トルクＴG の推定値ＴG ＾にはならないが、
オブザーバ演算値Ｃｉは外乱トルクＴG を打ち消すよう
な値となる。このことにより、前述した第１の実施例と
同等の性能を有するだけでなく、ディジタルフィルタが
１つになったことにより演算時間や演算に必要なメモリ
等が少なくなり効率のよい外乱推定オブザーバが構成で
きることがわかる。
装置のディジタルフィルタ４８の伝達関数は１／ＨLPF
(z) であり、速度検出部２４の出力信号を入力として演
算処理する経路に挿入される。即ち、乗算部４３と直列
に接続される形となる。この場合、減算部３４で得られ
る値は外乱トルクＴG の推定値ＴG ＾にはならないが、
オブザーバ演算値Ｃｉは外乱トルクＴG を打ち消すよう
な値となる。このことにより、前述した第１の実施例と
同等の性能を有するだけでなく、ディジタルフィルタが
１つになったことにより演算時間や演算に必要なメモリ
等が少なくなり効率のよい外乱推定オブザーバが構成で
きることがわかる。
【０１１８】〔第２の発明の実施例２〕なお、伝達関数
１／ＨLPF (z) のディジタルフィルタ４８の代わりに、
高域で有限なゲインを有する特性の伝達関数１／ＨLPF
１(z) のディジタルフィルタで外乱推定オブザーバを構
成したものが、図１６に示すモータ制御装置のディジタ
ルフィルタ４９である。図１６に示すモータ制御装置で
は、高域の量子化ノイズなどが少なくなり、また演算時
間や演算に必要なメモリ等が少なくてよいので、効率の
よい外乱推定オブザーバが構成できる。
１／ＨLPF (z) のディジタルフィルタ４８の代わりに、
高域で有限なゲインを有する特性の伝達関数１／ＨLPF
１(z) のディジタルフィルタで外乱推定オブザーバを構
成したものが、図１６に示すモータ制御装置のディジタ
ルフィルタ４９である。図１６に示すモータ制御装置で
は、高域の量子化ノイズなどが少なくなり、また演算時
間や演算に必要なメモリ等が少なくてよいので、効率の
よい外乱推定オブザーバが構成できる。
【０１１９】〔第２の発明の実施例３〕また、前述の図
１６に示す外乱推定オブザーバに対し、簡略化を施した
ものが図１７に示す外乱推定オブザーバである。図１７
に示すモータ制御装置では、図１６の乗算部４４の伝達
関数の一部をディジタルフィルタ４９に接続して、図１
７に示す新たな乗算部５１を構成し、その乗算部５１と
乗算部４３とで１つの乗算部５２が構成されている。従
って、図１６に示す乗算部４４は、図１７ではオブザー
バ帯域ｇだけの乗算部５３として構成されている。その
ため、図１７のモータ制御装置では、減算部３４の出力
信号はそのままオブザーバ演算値Ｃｉとなり、前述の第
１の実施例に比較してより効率のよい外乱推定オブザー
バが構成できる。
１６に示す外乱推定オブザーバに対し、簡略化を施した
ものが図１７に示す外乱推定オブザーバである。図１７
に示すモータ制御装置では、図１６の乗算部４４の伝達
関数の一部をディジタルフィルタ４９に接続して、図１
７に示す新たな乗算部５１を構成し、その乗算部５１と
乗算部４３とで１つの乗算部５２が構成されている。従
って、図１６に示す乗算部４４は、図１７ではオブザー
バ帯域ｇだけの乗算部５３として構成されている。その
ため、図１７のモータ制御装置では、減算部３４の出力
信号はそのままオブザーバ演算値Ｃｉとなり、前述の第
１の実施例に比較してより効率のよい外乱推定オブザー
バが構成できる。
【０１２０】〔第２の発明の実施例４〕更に、前述の図
１７に示す外乱推定オブザーバに対し、更に簡略化を施
したものが図１８に示す外乱推定オブザーバである。図
１８に示すモータ制御装置では、図１７に示す一次遅れ
要素３３に乗算部５３の伝達関数を接続して、図１８に
示す新たな一次遅れ要素５４を構成している。これによ
り、図１７に示した乗算部３１の係数は（Ｊ・ｇ2 ）か
ら（Ｊ・ｇ）となり、図１７に示す乗算部３２の係数と
等しくなる。従って、図１７に示す乗算部５２の中に、
乗算部３１、３２が接続され、図１８に示す新たな乗算
部５５が構成される。このことにより、前述の第２の実
施例３のモータ制御装置より更に効率のよい外乱推定オ
ブザーバが構成できる。
１７に示す外乱推定オブザーバに対し、更に簡略化を施
したものが図１８に示す外乱推定オブザーバである。図
１８に示すモータ制御装置では、図１７に示す一次遅れ
要素３３に乗算部５３の伝達関数を接続して、図１８に
示す新たな一次遅れ要素５４を構成している。これによ
り、図１７に示した乗算部３１の係数は（Ｊ・ｇ2 ）か
ら（Ｊ・ｇ）となり、図１７に示す乗算部３２の係数と
等しくなる。従って、図１７に示す乗算部５２の中に、
乗算部３１、３２が接続され、図１８に示す新たな乗算
部５５が構成される。このことにより、前述の第２の実
施例３のモータ制御装置より更に効率のよい外乱推定オ
ブザーバが構成できる。
【０１２１】〔第２の発明の実施例５〕なお、上記第２
の実施例では、乗算部５２、５５を構成する方法として
一次のディジタルフィルタＨLPF (z) 及びＨLPF １(z)
を用いて説明したが、第１の実施例で説明したように二
次以上の低域フィルタ、例えばＨLPF ２(z) やＨLPF ３
(z) 等を用いる場合、モータへ印加される電圧を制御す
るスイッチングトランジスタを直接ＰＷＭ信号で駆動す
る場合、あるいは変換方式をＰＷＭ変換以外のＤＡ変換
などを用いる場合でも同様の効果が期待できる。即ち、
他のモータ制御装置や制御手段にとらわれることなく、
加算値Ａｉから駆動トルクＴM までの伝達関数に同様に
適用される。
の実施例では、乗算部５２、５５を構成する方法として
一次のディジタルフィルタＨLPF (z) 及びＨLPF １(z)
を用いて説明したが、第１の実施例で説明したように二
次以上の低域フィルタ、例えばＨLPF ２(z) やＨLPF ３
(z) 等を用いる場合、モータへ印加される電圧を制御す
るスイッチングトランジスタを直接ＰＷＭ信号で駆動す
る場合、あるいは変換方式をＰＷＭ変換以外のＤＡ変換
などを用いる場合でも同様の効果が期待できる。即ち、
他のモータ制御装置や制御手段にとらわれることなく、
加算値Ａｉから駆動トルクＴM までの伝達関数に同様に
適用される。
【０１２２】〔第３の発明の実施例１〕次に、速度検出
のサンプリング周波数が十分高くなく、速度検出の伝達
関数ＨF (s) を定数ＨF (0) で近似できない場合につい
て説明する。例えば、図２や図１８に示されているよう
な乗算部４３は、速度検出部２４の出力信号よりモータ
１１の角速度ωを求めるブロックであり、ディジタルフ
ィルタ１／ＨF (z) は速度検出部２４の伝達関数Ｈ
F (s) の逆の特性に相当することは第１の実施例で説明
した通りである。
のサンプリング周波数が十分高くなく、速度検出の伝達
関数ＨF (s) を定数ＨF (0) で近似できない場合につい
て説明する。例えば、図２や図１８に示されているよう
な乗算部４３は、速度検出部２４の出力信号よりモータ
１１の角速度ωを求めるブロックであり、ディジタルフ
ィルタ１／ＨF (z) は速度検出部２４の伝達関数Ｈ
F (s) の逆の特性に相当することは第１の実施例で説明
した通りである。
【０１２３】速度検出部２４はＦＧ信号の周期を演算
し、サンプルホールドして出力することから、その伝達
関数ＨF (s) は式（１４）で示すように０次サンプルホ
ールド関数の２乗の形となる。
し、サンプルホールドして出力することから、その伝達
関数ＨF (s) は式（１４）で示すように０次サンプルホ
ールド関数の２乗の形となる。
【０１２４】
【数１３】
【０１２５】図１９に、この速度検出部２４の伝達関数
ＨF (s) の周波数特性を示す。伝達関数ＨF (s) をその
ままディジタルフィルタ化することは困難であり、また
ディジタルフィルタ化できたとしても逆の特性を有する
伝達関数１／ＨF (s) は高域でゲインが増大する特性を
有するために量子化ノイズなどが増加しやすいために、
モータの回転性能を悪化させてしまう。
ＨF (s) の周波数特性を示す。伝達関数ＨF (s) をその
ままディジタルフィルタ化することは困難であり、また
ディジタルフィルタ化できたとしても逆の特性を有する
伝達関数１／ＨF (s) は高域でゲインが増大する特性を
有するために量子化ノイズなどが増加しやすいために、
モータの回転性能を悪化させてしまう。
【０１２６】従って、これらの問題を解消するために、
速度検出部２４の伝達関数ＨF (s)に対して、低域の周
波数特性がほぼ等しいようなディジタルフィルタにより
近似して、乗算部４３の伝達関数ＨF (s) の代わりに構
成する。ここでは、高域で有限なゲインを有する一次の
低域フィルタで近似した場合について示す。そのような
高域で有限なゲインを有する一次の低域フィルタで近似
した場合の伝達関数ＨF １(s) は式（１５）で示され
る。
速度検出部２４の伝達関数ＨF (s)に対して、低域の周
波数特性がほぼ等しいようなディジタルフィルタにより
近似して、乗算部４３の伝達関数ＨF (s) の代わりに構
成する。ここでは、高域で有限なゲインを有する一次の
低域フィルタで近似した場合について示す。そのような
高域で有限なゲインを有する一次の低域フィルタで近似
した場合の伝達関数ＨF １(s) は式（１５）で示され
る。
【０１２７】
【数１４】
【０１２８】これを双一次変換によりディジタルフィル
タ化すると、式（１６）で示すようになる。
タ化すると、式（１６）で示すようになる。
【０１２９】
【数１５】
【０１３０】この双一次変換によりディジタル化された
ディジタルフィルタ１／ＨF １(s)の伝達関数を有する
乗算部５６により構成される外乱推定オブザーバによっ
て、モータ制御を行うモータ制御装置のブロック線図を
図２０に示す。図２０に示すモータ制御装置では、低域
においては伝達関数ＨF １(s) とディジタルフィルタＨ
F １(z) との周波数特性はほぼ等しい。もっとも、高域
ではＨF １(s) とＨF１(z) との特性が異なるために、
この周波数領域で外乱トルクの等しい推定はできないも
ののそれによって生じる回転変動は、モータのイナーシ
ャＪによる抑圧効果によって減少するので問題はない。
ディジタルフィルタ１／ＨF １(s)の伝達関数を有する
乗算部５６により構成される外乱推定オブザーバによっ
て、モータ制御を行うモータ制御装置のブロック線図を
図２０に示す。図２０に示すモータ制御装置では、低域
においては伝達関数ＨF １(s) とディジタルフィルタＨ
F １(z) との周波数特性はほぼ等しい。もっとも、高域
ではＨF １(s) とＨF１(z) との特性が異なるために、
この周波数領域で外乱トルクの等しい推定はできないも
ののそれによって生じる回転変動は、モータのイナーシ
ャＪによる抑圧効果によって減少するので問題はない。
【０１３１】従って、以上説明した第３のモータ制御装
置では、速度検出部２４の出力信号からモータ１１の角
速度ωが高精度、低ノイズで演算することができる。そ
れにより、正しい外乱トルクの推定が行われ、モータの
回転性能を向上することができる。
置では、速度検出部２４の出力信号からモータ１１の角
速度ωが高精度、低ノイズで演算することができる。そ
れにより、正しい外乱トルクの推定が行われ、モータの
回転性能を向上することができる。
【０１３２】〔第３の発明の実施例２〕なお、上記第３
の実施例１では速度検出部２４の伝達関数ＨF (s) の近
似として一次の低域フィルタの特性について示したが、
二次以上の低域フィルタやその他の関数による近似特性
でもよい。
の実施例１では速度検出部２４の伝達関数ＨF (s) の近
似として一次の低域フィルタの特性について示したが、
二次以上の低域フィルタやその他の関数による近似特性
でもよい。
【０１３３】〔第３の発明の実施例３〕更に、上記第３
の実施例１では速度検出部２４の近似アナログフィルタ
特性からディジタルフィルタへの変換方法として双一次
変換を用いたが、整合Ｚ変換などその他の変換方法であ
ってもよい。
の実施例１では速度検出部２４の近似アナログフィルタ
特性からディジタルフィルタへの変換方法として双一次
変換を用いたが、整合Ｚ変換などその他の変換方法であ
ってもよい。
【０１３４】〔第４の発明の実施例１〕次に、ＦＧ信号
に含まれるＦＧむらにより速度検出部２４の出力信号に
速度誤差が含まれる場合について説明する。一般に、Ｆ
Ｇ部２３は図２１に示すような構成を有している。即
ち、ＦＧ部２３は、モータ１１に取り付けられた着磁パ
ターン６７と、着磁パターン６７による磁束の変化を読
み取る磁気ヘッド６８と、磁気ヘッド６８の出力信号を
増幅、整形する波形整形回路６９とから構成されてい
る。
に含まれるＦＧむらにより速度検出部２４の出力信号に
速度誤差が含まれる場合について説明する。一般に、Ｆ
Ｇ部２３は図２１に示すような構成を有している。即
ち、ＦＧ部２３は、モータ１１に取り付けられた着磁パ
ターン６７と、着磁パターン６７による磁束の変化を読
み取る磁気ヘッド６８と、磁気ヘッド６８の出力信号を
増幅、整形する波形整形回路６９とから構成されてい
る。
【０１３５】モータ１１が回転すると、モータに取り付
けられた着磁パターン６７による磁束の変化が発生す
る。その磁束の変化を磁気ヘッド６８で読み取ると、磁
気ヘッド６８の出力は微少な正弦波状信号ａとなる。波
形整形回路６９はこの正弦波状信号を方形波状になるま
で増幅し、方形波信号であるＦＧ信号ｂを出力する。こ
の波形整形回路６９から出力されるＦＧ信号は速度検出
部２４に入力され、速度制御、及び外乱トルクの推定に
用いられる。
けられた着磁パターン６７による磁束の変化が発生す
る。その磁束の変化を磁気ヘッド６８で読み取ると、磁
気ヘッド６８の出力は微少な正弦波状信号ａとなる。波
形整形回路６９はこの正弦波状信号を方形波状になるま
で増幅し、方形波信号であるＦＧ信号ｂを出力する。こ
の波形整形回路６９から出力されるＦＧ信号は速度検出
部２４に入力され、速度制御、及び外乱トルクの推定に
用いられる。
【０１３６】図２１において、着磁パターン６７が精度
よく着磁されていれば、波形整形回路６９から得られる
ＦＧ信号ｂは、モータの回転速度が一定であるならば均
一な周期の方形波となる。しかしながら、最近のモータ
の小型化はこのような着磁パターン６７の着磁精度を悪
化させやすく、この結果、モータが一定回転しているに
も係わらず、得られるＦＧ信号は不均一な周期の方形波
信号となることがある。この不均一なＦＧ信号から検出
した角速度ωを用いて外乱推定オブザーバの演算を行う
と、誤った外乱トルクが推定され、モータの回転性能を
悪化させてしまうという問題がある。特に、外乱推定オ
ブザーバの中にある各ディジタルフィルタによる複雑な
演算のために、その不均一なＦＧ信号から検出した角速
度ωによる誤った外乱トルクの推定がされやすい。
よく着磁されていれば、波形整形回路６９から得られる
ＦＧ信号ｂは、モータの回転速度が一定であるならば均
一な周期の方形波となる。しかしながら、最近のモータ
の小型化はこのような着磁パターン６７の着磁精度を悪
化させやすく、この結果、モータが一定回転しているに
も係わらず、得られるＦＧ信号は不均一な周期の方形波
信号となることがある。この不均一なＦＧ信号から検出
した角速度ωを用いて外乱推定オブザーバの演算を行う
と、誤った外乱トルクが推定され、モータの回転性能を
悪化させてしまうという問題がある。特に、外乱推定オ
ブザーバの中にある各ディジタルフィルタによる複雑な
演算のために、その不均一なＦＧ信号から検出した角速
度ωによる誤った外乱トルクの推定がされやすい。
【０１３７】このような問題を解決するための一手段と
して、前述のＦＧ信号に含まれるＦＧむらによる速度検
出誤差を補正した出力信号により外乱トルクを推定する
モータ制御装置について説明する。図２２は、そのよう
な速度検出誤差を補正した出力信号により外乱トルクを
推定する第４の実施例のモータ制御装置のブロック線図
である。
して、前述のＦＧ信号に含まれるＦＧむらによる速度検
出誤差を補正した出力信号により外乱トルクを推定する
モータ制御装置について説明する。図２２は、そのよう
な速度検出誤差を補正した出力信号により外乱トルクを
推定する第４の実施例のモータ制御装置のブロック線図
である。
【０１３８】図において、第４の実施例のモータ制御装
置では、ＦＧむらによる速度検出誤差を補正するＦＧむ
ら補正部５７が速度検出部２４の後段に配置されてお
り、そのＦＧむら補正部５７の出力信号により速度制御
系と外乱推定オブザーバとを構成する。この実施例のモ
ータ制御装置により得られる効果は、ＦＧむらの補正に
よる正確な外乱トルクの推定である。
置では、ＦＧむらによる速度検出誤差を補正するＦＧむ
ら補正部５７が速度検出部２４の後段に配置されてお
り、そのＦＧむら補正部５７の出力信号により速度制御
系と外乱推定オブザーバとを構成する。この実施例のモ
ータ制御装置により得られる効果は、ＦＧむらの補正に
よる正確な外乱トルクの推定である。
【０１３９】以下、上記の通り構成される第４の実施例
のモータ制御装置の動作について説明する。図２３は、
第４の実施例のモータ制御装置の動作内容を説明するた
めのフローチャートである。
のモータ制御装置の動作について説明する。図２３は、
第４の実施例のモータ制御装置の動作内容を説明するた
めのフローチャートである。
【０１４０】図において、ステップ７０では、ＦＧ部２
３の出力であるＦＧ信号について立ち上がり、あるいは
立ち下がりのエッジが検出されるまで速度誤差演算部１
８の動作は待ち状態となる。立ち上がり／立ち下がりエ
ッジが検出されると、ステップ７１において、前回検出
された立ち上がり／立ち下がりエッジとの時間差、即ち
ＦＧ信号の周期が演算される。この周期には前述したよ
うなＦＧむらによる速度誤差信号が含まれているので、
ステップ８０において、ＦＧむら補正部５７により補正
された正しいＦＧ信号の周期を得る。そして、ステップ
７２において、その正しいＦＧ信号の周期に基づき従来
のモータ制御装置と同様に速度誤差信号Ｂｉが演算され
る。
３の出力であるＦＧ信号について立ち上がり、あるいは
立ち下がりのエッジが検出されるまで速度誤差演算部１
８の動作は待ち状態となる。立ち上がり／立ち下がりエ
ッジが検出されると、ステップ７１において、前回検出
された立ち上がり／立ち下がりエッジとの時間差、即ち
ＦＧ信号の周期が演算される。この周期には前述したよ
うなＦＧむらによる速度誤差信号が含まれているので、
ステップ８０において、ＦＧむら補正部５７により補正
された正しいＦＧ信号の周期を得る。そして、ステップ
７２において、その正しいＦＧ信号の周期に基づき従来
のモータ制御装置と同様に速度誤差信号Ｂｉが演算され
る。
【０１４１】一方、ステップ７３において、外乱推定オ
ブザーバ１７は乗算部５６によりＦＧむら補正部５７の
出力信号からモータ１１の角速度ωを演算し、ステップ
７４において乗算部５６の出力信号の角速度ω、及び１
つ前のＦＧ入力時に演算された（即ち、図２２に示す時
間遅れ要素４２に相当する）加算値Ａｉの値に基づき外
乱トルクの推定値ＴG ＾を求め、更にオブザーバ演算値
Ｃｉを出力する。
ブザーバ１７は乗算部５６によりＦＧむら補正部５７の
出力信号からモータ１１の角速度ωを演算し、ステップ
７４において乗算部５６の出力信号の角速度ω、及び１
つ前のＦＧ入力時に演算された（即ち、図２２に示す時
間遅れ要素４２に相当する）加算値Ａｉの値に基づき外
乱トルクの推定値ＴG ＾を求め、更にオブザーバ演算値
Ｃｉを出力する。
【０１４２】次に、ステップ７５において、外乱推定オ
ブザーバ１７から出力されたオブザーバ演算値Ｃｉは、
加算部１６により速度誤差信号Ｂｉと加算され、加算値
Ａｉとなる。この結果得られた加算値Ａｉは、ステップ
７６において、ＰＷＭ変換部１２によってＰＷＭ信号と
して出力され、このＰＷＭ信号に応じてモータ１１の制
御が行われる。それと同時に、この加算値Ａｉは次のＦ
Ｇ信号に対してステップ７４において外乱トルクの推定
値の算出に用いられる。この後、ステップ７０に戻る。
ブザーバ１７から出力されたオブザーバ演算値Ｃｉは、
加算部１６により速度誤差信号Ｂｉと加算され、加算値
Ａｉとなる。この結果得られた加算値Ａｉは、ステップ
７６において、ＰＷＭ変換部１２によってＰＷＭ信号と
して出力され、このＰＷＭ信号に応じてモータ１１の制
御が行われる。それと同時に、この加算値Ａｉは次のＦ
Ｇ信号に対してステップ７４において外乱トルクの推定
値の算出に用いられる。この後、ステップ７０に戻る。
【０１４３】以上説明したように、第４の実施例のモー
タ制御装置によれば、従来のモータ制御装置と同様の基
本的動作を実行することができ、従来のモータ制御装置
において得られる利点を同様に享受できる。更に、この
第４の実施例のモータ制御装置では、ＦＧむらによる速
度誤差信号を補正し、補正後の値を用いて外乱推定オブ
ザーバを構成するようにしたので、正しい外乱トルクの
推定を行うことができる。
タ制御装置によれば、従来のモータ制御装置と同様の基
本的動作を実行することができ、従来のモータ制御装置
において得られる利点を同様に享受できる。更に、この
第４の実施例のモータ制御装置では、ＦＧむらによる速
度誤差信号を補正し、補正後の値を用いて外乱推定オブ
ザーバを構成するようにしたので、正しい外乱トルクの
推定を行うことができる。
【０１４４】次に、上記ＦＧむら補正部５７の動作につ
いて、図２４〜図２６に示すフローチャートに基づき説
明する。
いて、図２４〜図２６に示すフローチャートに基づき説
明する。
【０１４５】まず、初期設定としてＸn ＝０、補正開始
フラグ＝０、補正値演算フラグ＝０、補正フラグ＝０の
設定が行われているものとする。次に、ステップ７０に
おいて、ＦＧ信号の立ち上がり／立ち下がりエッジを検
出し、ステップ９０において、ドラムモータの絶対位置
を示すＰＧ（Ｐｕｌｓｅ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）信号の
立ち上がり／立ち下がりエッジを検出して次のステップ
に移る。補正値演算動作、及び補正動作は、補正開始フ
ラグが１にならない限り動作しないように設計されてい
る。補正開始フラグはＰＧ信号が入力される毎にステッ
プ９１で判別されている。
フラグ＝０、補正値演算フラグ＝０、補正フラグ＝０の
設定が行われているものとする。次に、ステップ７０に
おいて、ＦＧ信号の立ち上がり／立ち下がりエッジを検
出し、ステップ９０において、ドラムモータの絶対位置
を示すＰＧ（Ｐｕｌｓｅ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）信号の
立ち上がり／立ち下がりエッジを検出して次のステップ
に移る。補正値演算動作、及び補正動作は、補正開始フ
ラグが１にならない限り動作しないように設計されてい
る。補正開始フラグはＰＧ信号が入力される毎にステッ
プ９１で判別されている。
【０１４６】一方、モータのＦＧむら補正量を正しく演
算するためには、その補正量の演算中はモータは所定の
回転数で回転していなければならない。従って、モータ
の回転が開始された直後などの過渡状態においては、補
正開始フラグは必ず０として設定され、それによりＦＧ
むら補正の演算を行わないようにされている必要があ
る。そして、モータが所定の回転数で安定して回転する
ようになってから補正開始フラグを１と設定するように
プログラムを構成し、補正開始フラグが１である場合に
ＦＧむら補正の演算を行なうようにする。このように制
御することにより正しいモータのＦＧむら補正量が演算
される。なお、以上の説明部分は図に示すフローチャー
トには示されていない。
算するためには、その補正量の演算中はモータは所定の
回転数で回転していなければならない。従って、モータ
の回転が開始された直後などの過渡状態においては、補
正開始フラグは必ず０として設定され、それによりＦＧ
むら補正の演算を行わないようにされている必要があ
る。そして、モータが所定の回転数で安定して回転する
ようになってから補正開始フラグを１と設定するように
プログラムを構成し、補正開始フラグが１である場合に
ＦＧむら補正の演算を行なうようにする。このように制
御することにより正しいモータのＦＧむら補正量が演算
される。なお、以上の説明部分は図に示すフローチャー
トには示されていない。
【０１４７】以下、モータが所定の回転数で回転し、補
正開始フラグが１になった場合について説明する。補正
開始フラグはＰＧ信号が入力される毎に判別されるので
（ステップ９１）、ＰＧ信号が入力され補正開始フラグ
が１の場合は、ステップ９２に移る。ステップ９２にお
いて、補正加算カウンタｍを０とし、ステップ９３にお
いて、補正開始フラグ＝０、補正値演算フラグ＝１とす
る。従って、ステップ９４からステップ９５に移り、補
正加算カウンタｍ＝Ｍならばステップ９６へ、補正加算
カウンタｍ≠Ｍならばステップ９７へ移る。補正加算カ
ウンタｍ＝０の場合は、ステップ９７において補正加算
カウンタｍに１を加算し、ＦＧカウンタｎ＝１としてス
テップ７０に戻る。即ち、補正加算カウンタｍはＰＧ信
号が入力される毎に１づつ加算される。つまり、補正加
算カウンタｍの値はモータの回転数を示すことになる。
正開始フラグが１になった場合について説明する。補正
開始フラグはＰＧ信号が入力される毎に判別されるので
（ステップ９１）、ＰＧ信号が入力され補正開始フラグ
が１の場合は、ステップ９２に移る。ステップ９２にお
いて、補正加算カウンタｍを０とし、ステップ９３にお
いて、補正開始フラグ＝０、補正値演算フラグ＝１とす
る。従って、ステップ９４からステップ９５に移り、補
正加算カウンタｍ＝Ｍならばステップ９６へ、補正加算
カウンタｍ≠Ｍならばステップ９７へ移る。補正加算カ
ウンタｍ＝０の場合は、ステップ９７において補正加算
カウンタｍに１を加算し、ＦＧカウンタｎ＝１としてス
テップ７０に戻る。即ち、補正加算カウンタｍはＰＧ信
号が入力される毎に１づつ加算される。つまり、補正加
算カウンタｍの値はモータの回転数を示すことになる。
【０１４８】次に、ＦＧ信号が入力されると、ステップ
７２においてＦＧ信号の周期ｘn が演算される。ＦＧカ
ウンタｎがｎ＝１の場合は、周期ｘn はｘ1 となる。な
お、ＦＧカウンタｎはＰＧ信号が入力される毎に１とな
るので、ＰＧ信号の入力後のＦＧ信号の周期は必ずｘ1
となる。補正フラグが１の場合はステップ８１からステ
ップ８３に移り、この時補正値演算フラグが１であれ
ば、ステップ８４に移る。ステップ８４では周期Ｘn に
ｘn を加算する（Ｘn ＝Ｘn ＋ｘn ）。補正加算カウン
タｍ＝０の場合は、ステップ８７においてＦＧカウンタ
ｎを１増加して次のＦＧ信号を待つ。即ち、ＰＧ信号が
入力され毎に、その後入力されるＦＧ信号の周期は順番
にｘ1 、ｘ2 、ｘ3 、ｘ4 ・・・・ｘn となる。そし
て、ステップ８４、ステップ８５において、Ｍ回転する
までＦＧ信号の周期毎にＸ1 、Ｘ2 、Ｘ3 、Ｘ4 ・・・
・Ｘn に加算され、Ｍ回加算終了後にステップ８６にお
いて各加算された周期をＭで割る。即ち、各回転毎の平
均を求めてＦＧ信号の周期毎の補正値Ｘ1 、Ｘ2 、
Ｘ3 、Ｘ4 ・・・・Ｘn を演算しメモリで保持する。Ｍ
回転終了して補正値の演算が終了したならば、ＰＧ信号
が入力された後のステップ９５からステップ９６に移
り、補正開始フラグ＝０、補正値演算フラグ＝１とし
て、次のＦＧ信号から補正の動作を行う。補正の動作
は、ステップ８２において入力されるＦＧ信号の周期ｘ
n から保持されたその周期に相当する補正値Ｘn を減算
し、更に、オフセット値Ｘ0 （真のＦＧ信号の周期の
値）を加算して、補正後の周期ｘn とする。そして、補
正後の周期ｘn に基づき速度誤差信号Ｂｉ、オブザーバ
演算値Ｃｉを演算してモータの制御を行う。このような
構成としているので、補正値Ｘn はメモリーに保持され
ている限りは、新たに補正値Ｘn を演算する必要はな
い。即ち、補正値Ｘn が保持されている限りは、補正開
始フラグを０としておけば良い。
７２においてＦＧ信号の周期ｘn が演算される。ＦＧカ
ウンタｎがｎ＝１の場合は、周期ｘn はｘ1 となる。な
お、ＦＧカウンタｎはＰＧ信号が入力される毎に１とな
るので、ＰＧ信号の入力後のＦＧ信号の周期は必ずｘ1
となる。補正フラグが１の場合はステップ８１からステ
ップ８３に移り、この時補正値演算フラグが１であれ
ば、ステップ８４に移る。ステップ８４では周期Ｘn に
ｘn を加算する（Ｘn ＝Ｘn ＋ｘn ）。補正加算カウン
タｍ＝０の場合は、ステップ８７においてＦＧカウンタ
ｎを１増加して次のＦＧ信号を待つ。即ち、ＰＧ信号が
入力され毎に、その後入力されるＦＧ信号の周期は順番
にｘ1 、ｘ2 、ｘ3 、ｘ4 ・・・・ｘn となる。そし
て、ステップ８４、ステップ８５において、Ｍ回転する
までＦＧ信号の周期毎にＸ1 、Ｘ2 、Ｘ3 、Ｘ4 ・・・
・Ｘn に加算され、Ｍ回加算終了後にステップ８６にお
いて各加算された周期をＭで割る。即ち、各回転毎の平
均を求めてＦＧ信号の周期毎の補正値Ｘ1 、Ｘ2 、
Ｘ3 、Ｘ4 ・・・・Ｘn を演算しメモリで保持する。Ｍ
回転終了して補正値の演算が終了したならば、ＰＧ信号
が入力された後のステップ９５からステップ９６に移
り、補正開始フラグ＝０、補正値演算フラグ＝１とし
て、次のＦＧ信号から補正の動作を行う。補正の動作
は、ステップ８２において入力されるＦＧ信号の周期ｘ
n から保持されたその周期に相当する補正値Ｘn を減算
し、更に、オフセット値Ｘ0 （真のＦＧ信号の周期の
値）を加算して、補正後の周期ｘn とする。そして、補
正後の周期ｘn に基づき速度誤差信号Ｂｉ、オブザーバ
演算値Ｃｉを演算してモータの制御を行う。このような
構成としているので、補正値Ｘn はメモリーに保持され
ている限りは、新たに補正値Ｘn を演算する必要はな
い。即ち、補正値Ｘn が保持されている限りは、補正開
始フラグを０としておけば良い。
【０１４９】また、上記第４の実施例のＦＧむら補正部
５７では、補正値演算中はステップ８８、及びステップ
８９において外乱推定オブザーバの演算値を速度誤差信
号Ｂｉに加算しないようにしている。そして、ＦＧむら
補正値演算終了後、即ち、補正フラグ＝１になったと
き、オブザーバの演算値を加算するようにしている。こ
のように処理するのは、ＦＧむら補正されていないＦＧ
信号の周期によって演算されたオブザーバ演算値Ｃｉに
よりモータの回転むらが生じやすくなるので、モータの
回転むらを含んだままオブザーバの演算を行っている状
態でＦＧむら補正値演算を行うと、かえって間違ったＦ
Ｇむら補正値を演算しやすいからである。更に、この間
違ったＦＧむら補正値を用いてオブザーバ演算を行うと
誤った外乱トルクの推定が行われ、更にモータの回転む
らを生じやすい。従って、ＦＧむら補正値演算中は外乱
推定オブザーバの演算値を速度誤差信号Ｂｉに加算せ
ず、ＦＧむら補正値演算終了後にそのＦＧむら補正値に
よって外乱推定オブザーバの演算を行い、速度誤差信号
Ｂｉに加算してモータの制御を行う。
５７では、補正値演算中はステップ８８、及びステップ
８９において外乱推定オブザーバの演算値を速度誤差信
号Ｂｉに加算しないようにしている。そして、ＦＧむら
補正値演算終了後、即ち、補正フラグ＝１になったと
き、オブザーバの演算値を加算するようにしている。こ
のように処理するのは、ＦＧむら補正されていないＦＧ
信号の周期によって演算されたオブザーバ演算値Ｃｉに
よりモータの回転むらが生じやすくなるので、モータの
回転むらを含んだままオブザーバの演算を行っている状
態でＦＧむら補正値演算を行うと、かえって間違ったＦ
Ｇむら補正値を演算しやすいからである。更に、この間
違ったＦＧむら補正値を用いてオブザーバ演算を行うと
誤った外乱トルクの推定が行われ、更にモータの回転む
らを生じやすい。従って、ＦＧむら補正値演算中は外乱
推定オブザーバの演算値を速度誤差信号Ｂｉに加算せ
ず、ＦＧむら補正値演算終了後にそのＦＧむら補正値に
よって外乱推定オブザーバの演算を行い、速度誤差信号
Ｂｉに加算してモータの制御を行う。
【０１５０】このように、第４の実施例のモータ制御装
置においては、ＦＧ信号に含まれるモータの回転むらを
補正してより正確な外乱トルクの推定、ひいてはより正
確なモータの制御を行うことができる。また、ＦＧ信号
の周期を求め、これを用いてモータの回転むらの補正を
行うようにしたため、演算時間の遅れも生じない。更
に、補正値演算中はオブザーバ演算値Ｃｉを速度誤差信
号Ｂｉに加算しないようにしているので、ＦＧむらを正
確に検出でき結果としてより正確な外乱トルクの推定が
行われる。
置においては、ＦＧ信号に含まれるモータの回転むらを
補正してより正確な外乱トルクの推定、ひいてはより正
確なモータの制御を行うことができる。また、ＦＧ信号
の周期を求め、これを用いてモータの回転むらの補正を
行うようにしたため、演算時間の遅れも生じない。更
に、補正値演算中はオブザーバ演算値Ｃｉを速度誤差信
号Ｂｉに加算しないようにしているので、ＦＧむらを正
確に検出でき結果としてより正確な外乱トルクの推定が
行われる。
【０１５１】〔第４の発明の実施例２〕なお、上記第４
の実施例１において、ＰＧ信号をモータの絶対位置とし
てモータの回転むら補正を行う手段について説明した
が、モータの絶対位置がわかる他の信号を用いてもよ
い。
の実施例１において、ＰＧ信号をモータの絶対位置とし
てモータの回転むら補正を行う手段について説明した
が、モータの絶対位置がわかる他の信号を用いてもよ
い。
【０１５２】〔第４の発明の実施例３〕また、上記第４
の実施例１において、ＦＧ信号とモータ一回転毎のＰＧ
信号との２つを用いる手段について示したが、通常モー
タ一回転当りのＦＧ数は既知であるので、モータ一回転
毎のＰＧ信号がなくともＦＧ数をカウントしてＦＧむら
補正を行うことはできる。但し、これはモータの相対位
置による補正となるので、その相対位置がわからなくな
る毎に、例えばモータの回転が止まる毎に、補正位置の
演算を行う必要がある。
の実施例１において、ＦＧ信号とモータ一回転毎のＰＧ
信号との２つを用いる手段について示したが、通常モー
タ一回転当りのＦＧ数は既知であるので、モータ一回転
毎のＰＧ信号がなくともＦＧ数をカウントしてＦＧむら
補正を行うことはできる。但し、これはモータの相対位
置による補正となるので、その相対位置がわからなくな
る毎に、例えばモータの回転が止まる毎に、補正位置の
演算を行う必要がある。
【０１５３】〔第４の発明の実施例４〕更に、上記第４
の実施例１において、モータ一回転毎にＦＧ信号の周期
を加算してその平均値をＦＧむら補正値とする、ＦＧむ
ら補正と外乱推定オブザーバとを組み合わせた場合につ
いて説明したが、他のＦＧむら補正（例えば、ノッチフ
ィルタ等）と外乱推定オブザーバとを組み合わせてもよ
い。
の実施例１において、モータ一回転毎にＦＧ信号の周期
を加算してその平均値をＦＧむら補正値とする、ＦＧむ
ら補正と外乱推定オブザーバとを組み合わせた場合につ
いて説明したが、他のＦＧむら補正（例えば、ノッチフ
ィルタ等）と外乱推定オブザーバとを組み合わせてもよ
い。
【０１５４】〔第４の発明の実施例５〕なお、上記第４
の実施例１ではＦＧむら補正と、最小次元オブザーバで
構成した外乱推定オブザーバとを組み合わせた場合につ
いて示したが、これに限定されるものではなく、同一次
元オブザーバや速度オブザーバ等のその他の形式のオブ
ザーバで構成してもよい。
の実施例１ではＦＧむら補正と、最小次元オブザーバで
構成した外乱推定オブザーバとを組み合わせた場合につ
いて示したが、これに限定されるものではなく、同一次
元オブザーバや速度オブザーバ等のその他の形式のオブ
ザーバで構成してもよい。
【０１５５】〔第４の発明の実施例６〕また、上記第４
の実施例１ではＶＴＲのドラムモータ制御について説明
したが、その他のモータ制御装置や制御手段であっても
よい。
の実施例１ではＶＴＲのドラムモータ制御について説明
したが、その他のモータ制御装置や制御手段であっても
よい。
【０１５６】〔第４の発明の実施例７〕更に、上記第４
の実施例１ではＰＷＭ信号を用いてモータの制御を行う
場合について説明したが、その他の制御手段（例えば、
ＤＡパルス変換など）であってもよい。
の実施例１ではＰＷＭ信号を用いてモータの制御を行う
場合について説明したが、その他の制御手段（例えば、
ＤＡパルス変換など）であってもよい。
【０１５７】〔第５の発明の実施例１〕図２７は、本発
明に係る第５の発明の実施例１のモータ制御装置の機能
を概念化したブロック線図である。
明に係る第５の発明の実施例１のモータ制御装置の機能
を概念化したブロック線図である。
【０１５８】なお、図２７において、従来のモータ制御
装置と同一あるいは相当部分については、同一の符号を
付与して説明を省略する。また、図２７においては、従
来のモータ制御装置と同様に位相制御系が示されていな
いが、実際には存在しており、単に説明の便宜上省略し
てあるにすぎない。
装置と同一あるいは相当部分については、同一の符号を
付与して説明を省略する。また、図２７においては、従
来のモータ制御装置と同様に位相制御系が示されていな
いが、実際には存在しており、単に説明の便宜上省略し
てあるにすぎない。
【０１５９】図２７において、参照符号２００は第５の
発明の実施例１の外乱推定オブザーバであり、ソフトウ
ェアで構成されている。また、従来例にも備えられてい
る速度検出部２４、乗算部２６及び加算部１６もソフト
ウェアで構成されている。
発明の実施例１の外乱推定オブザーバであり、ソフトウ
ェアで構成されている。また、従来例にも備えられてい
る速度検出部２４、乗算部２６及び加算部１６もソフト
ウェアで構成されている。
【０１６０】外乱推定オブザーバ２００内の、参照符号
２０１は１サンプリング期間遅延する遅延部を、２０
２、２０３、２０４及び２０５はそれぞれ係数Ａ1 、Ａ
2 、Ａ3 及びＡ4 の乗算部を、２０６は加算部を、２０
７は減算部を、２０８は係数１／Ａ5 の除算部を、２１
０は低域フィルタ１０３の伝達関数ＨLPF (s) とほぼ等
しい特性の伝達関数ＨLPF (z) を有するディジタルフィ
ルタを、２２０は一次遅れ要素α／（ａ＋ｇ）とほぼ等
しい特性を有するディジタルフィルタを、２３０は低域
フィルタ１０３の伝達関数ＨLPF (s) の逆数１／ＨLPF
(s) と低域ではほぼ等しく、高域では有限なゲイン特性
の伝達関数１／ＨLPF ′(z) を有するディジタルフィル
タをそれぞれ示している。
２０１は１サンプリング期間遅延する遅延部を、２０
２、２０３、２０４及び２０５はそれぞれ係数Ａ1 、Ａ
2 、Ａ3 及びＡ4 の乗算部を、２０６は加算部を、２０
７は減算部を、２０８は係数１／Ａ5 の除算部を、２１
０は低域フィルタ１０３の伝達関数ＨLPF (s) とほぼ等
しい特性の伝達関数ＨLPF (z) を有するディジタルフィ
ルタを、２２０は一次遅れ要素α／（ａ＋ｇ）とほぼ等
しい特性を有するディジタルフィルタを、２３０は低域
フィルタ１０３の伝達関数ＨLPF (s) の逆数１／ＨLPF
(s) と低域ではほぼ等しく、高域では有限なゲイン特性
の伝達関数１／ＨLPF ′(z) を有するディジタルフィル
タをそれぞれ示している。
【０１６１】乗算部２０２、２０３、２０４、２０５に
おける係数Ａ1 、Ａ2 、Ａ3 、Ａ4及び除算部２０８に
おける係数Ａ5 は下記式（１７）、式（１８）、式（１
９）、式（２０）、式（２１）に示されているようにな
る。
おける係数Ａ1 、Ａ2 、Ａ3 、Ａ4及び除算部２０８に
おける係数Ａ5 は下記式（１７）、式（１８）、式（１
９）、式（２０）、式（２１）に示されているようにな
る。
【０１６２】
【数１６】
【０１６３】ここで、α及びβを適当に選択することに
より、Ａ1 、Ａ2 、Ａ3 、Ａ4 及びＡ5 は適当な大きさ
の整数になる。
より、Ａ1 、Ａ2 、Ａ3 、Ａ4 及びＡ5 は適当な大きさ
の整数になる。
【０１６４】次に、低域フィルタ１０３の伝達関数Ｈ
LPF (s) を下記式（２２）で表すと、双一次変換により
ディジタルフィルタ２１０の伝達関数ＨLPF (z) は下記
式（２３）となる。
LPF (s) を下記式（２２）で表すと、双一次変換により
ディジタルフィルタ２１０の伝達関数ＨLPF (z) は下記
式（２３）となる。
【０１６５】
【数１７】
【０１６６】ここで、係数ＫB を適当に選択することに
より、Ｂ1 、Ｂ2 、Ｂ3 は適当な大きさの整数になる。
より、Ｂ1 、Ｂ2 、Ｂ3 は適当な大きさの整数になる。
【０１６７】この伝達関数ＨLPF (z) のディジタルフィ
ルタ２１０の詳細な構成を図２８のブロック図に示す。
図２８において、参照符号２１１は１サンプリング周期
遅延する遅延部を、２１２は加算部を、２１３は係数Ｂ
1 の乗算部を、２１４は加算部を、２１５は係数１／Ｂ
2 の除算部を、２１６は１サンプリング周期遅延する遅
延部を、２１７は係数−Ｂ3 の乗算部をそれぞれ示して
いる。
ルタ２１０の詳細な構成を図２８のブロック図に示す。
図２８において、参照符号２１１は１サンプリング周期
遅延する遅延部を、２１２は加算部を、２１３は係数Ｂ
1 の乗算部を、２１４は加算部を、２１５は係数１／Ｂ
2 の除算部を、２１６は１サンプリング周期遅延する遅
延部を、２１７は係数−Ｂ3 の乗算部をそれぞれ示して
いる。
【０１６８】次に、一次遅れ要素α／（ｓ＋ｇ）とほぼ
等しい特性を有するディジタルフィルタ２２０の伝達関
数Ｈｇ(z) は双一次変換により下記式（２４）に示され
ているようになる
等しい特性を有するディジタルフィルタ２２０の伝達関
数Ｈｇ(z) は双一次変換により下記式（２４）に示され
ているようになる
【０１６９】
【数１８】
【０１７０】ここで、係数ｋC を適当に選択することに
より、Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 は適当な大きさの整数になる。
より、Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 は適当な大きさの整数になる。
【０１７１】この伝達関数Ｈｇ(z) を有するディジタル
フィルタ２２０の詳細な構成を図２９のブロック図に示
す。図２９において、参照符号２２１は１サンプリング
周期遅延する遅延部を、２２２は加算部を、２２３は係
数Ｃ1 の乗算部を、２２４は加算部を、２２５は係数１
／Ｃ2 の除算部を、２２６は１サンプリング周期遅延す
る遅延部を、２２７は係数−Ｃ3 の乗算部をそれぞれ示
している。
フィルタ２２０の詳細な構成を図２９のブロック図に示
す。図２９において、参照符号２２１は１サンプリング
周期遅延する遅延部を、２２２は加算部を、２２３は係
数Ｃ1 の乗算部を、２２４は加算部を、２２５は係数１
／Ｃ2 の除算部を、２２６は１サンプリング周期遅延す
る遅延部を、２２７は係数−Ｃ3 の乗算部をそれぞれ示
している。
【０１７２】次に、低域フィルタ１０３の伝達関数Ｈ
LPF (s) の逆数１／ＨLPF (s) と低周波数領域ではほぼ
等しい特性を有し、高周波数領域では有限な一定のゲイ
ンを有するフィルタの伝達関数１／ＨLPF ′(s) を下記
式（２５）に示されているようにすると、双一次変換に
よりディジタルフィルタ２３０の伝達関数１／ＨLPF ′
(z) は下記式（２６）に示されているようになる。
LPF (s) の逆数１／ＨLPF (s) と低周波数領域ではほぼ
等しい特性を有し、高周波数領域では有限な一定のゲイ
ンを有するフィルタの伝達関数１／ＨLPF ′(s) を下記
式（２５）に示されているようにすると、双一次変換に
よりディジタルフィルタ２３０の伝達関数１／ＨLPF ′
(z) は下記式（２６）に示されているようになる。
【０１７３】
【数１９】
【０１７４】ここで、係数ＫD を適当に選択することに
より、Ｄ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 は適当な大きさの整数に
なる。
より、Ｄ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 は適当な大きさの整数に
なる。
【０１７５】この伝達関数１／ＨLPF ′(z) のディジタ
ルフィルタ２３０の詳細な構成を図３０のブロック図に
示す。図３０において、参照符号２３１は係数Ｄ1 の乗
算部を、２３２は１サンプリング周期遅延する遅延部
を、２３３は係数Ｄ2 の乗算部を、２３４は加算部を、
２３５は係数１／Ｄ3 の除算部を、２３６は１サンプリ
ング周期遅延する遅延部を、２３７は係数−Ｄ4 の乗算
部をそれぞれ示している。
ルフィルタ２３０の詳細な構成を図３０のブロック図に
示す。図３０において、参照符号２３１は係数Ｄ1 の乗
算部を、２３２は１サンプリング周期遅延する遅延部
を、２３３は係数Ｄ2 の乗算部を、２３４は加算部を、
２３５は係数１／Ｄ3 の除算部を、２３６は１サンプリ
ング周期遅延する遅延部を、２３７は係数−Ｄ4 の乗算
部をそれぞれ示している。
【０１７６】次に、図３１に示されているフローチャー
トを参照して動作について説明する。ステップ３０１に
おいて、ＦＧ信号の入力が監視されている。ＦＧ信号が
入力されると、ステップ３０２において、前回ＦＧ信号
が入力された際の時刻データと今回の時刻データとから
ＦＧ信号の周期を計算してその結果がＮ1 とされる。次
に、ステップ３０３において、この周期Ｎ1 に基づいて
速度誤差信号Ｂｉが計算される。
トを参照して動作について説明する。ステップ３０１に
おいて、ＦＧ信号の入力が監視されている。ＦＧ信号が
入力されると、ステップ３０２において、前回ＦＧ信号
が入力された際の時刻データと今回の時刻データとから
ＦＧ信号の周期を計算してその結果がＮ1 とされる。次
に、ステップ３０３において、この周期Ｎ1 に基づいて
速度誤差信号Ｂｉが計算される。
【０１７７】次に、ステップ３０４において、ＦＧ信号
の周期Ｎ1 に係数Ａ2 が乗じられてＮ2 とされる。ステ
ップ３０５において、Ｎ2 に係数Ａ4 が乗じられてＮ3
となる。ステップ３０６において、Ｎ2 に係数Ａ３が乗
じられてＮ4 となる。ステップ３０７において、Ｎ4 に
伝達関数ＨLPF (z) のディジタルフィルタ２１０の出力
Ｎ5 が加算されて新たにＮ4 とされる。ステップ３０８
において、Ｎ4 を伝達関数Ｈｇ(z) のディジタルフィル
タ２２０で処理し、その結果が新たにＮ4 とされる。ス
テップ３０９において、Ｎ4 からＮ3 が減算されて新た
にＮ4 となる。ステップ３１０において、Ｎ4 が係数Ａ
5 で除されて新たにＮ4 とされる。ステップ３１１にお
いて、Ｎ4 を伝達関数１／ＨLPF ′(z) のディジタルフ
ィルタ２３０で処理し、その結果が外乱推定オブザーバ
２００のオブザーバ出力Ｃｉとなる。
の周期Ｎ1 に係数Ａ2 が乗じられてＮ2 とされる。ステ
ップ３０５において、Ｎ2 に係数Ａ4 が乗じられてＮ3
となる。ステップ３０６において、Ｎ2 に係数Ａ３が乗
じられてＮ4 となる。ステップ３０７において、Ｎ4 に
伝達関数ＨLPF (z) のディジタルフィルタ２１０の出力
Ｎ5 が加算されて新たにＮ4 とされる。ステップ３０８
において、Ｎ4 を伝達関数Ｈｇ(z) のディジタルフィル
タ２２０で処理し、その結果が新たにＮ4 とされる。ス
テップ３０９において、Ｎ4 からＮ3 が減算されて新た
にＮ4 となる。ステップ３１０において、Ｎ4 が係数Ａ
5 で除されて新たにＮ4 とされる。ステップ３１１にお
いて、Ｎ4 を伝達関数１／ＨLPF ′(z) のディジタルフ
ィルタ２３０で処理し、その結果が外乱推定オブザーバ
２００のオブザーバ出力Ｃｉとなる。
【０１７８】次に、ステップ３１２において、速度誤差
信号Ｂｉとオブザーバ出力Ｃｉとが加算されてその結果
がＡｉとされ、ステップ３１３において加算値ＡｉがＰ
ＷＭ信号として出力される。
信号Ｂｉとオブザーバ出力Ｃｉとが加算されてその結果
がＡｉとされ、ステップ３１３において加算値ＡｉがＰ
ＷＭ信号として出力される。
【０１７９】次に、ステップ３１４において、加算値Ａ
ｉに係数Ａ1 を乗じられてＮ5 となる。ステップ３１５
において、Ｎ5 を伝達関数ＨLPF (z) のディジタルフィ
ルタ２１０で処理し、その結果が新たにＮ5 とされて次
回のオブザーバの演算に備え、ステップ３０１へ処理が
戻される。
ｉに係数Ａ1 を乗じられてＮ5 となる。ステップ３１５
において、Ｎ5 を伝達関数ＨLPF (z) のディジタルフィ
ルタ２１０で処理し、その結果が新たにＮ5 とされて次
回のオブザーバの演算に備え、ステップ３０１へ処理が
戻される。
【０１８０】〔第５の発明の実施例２〕上記第５の発明
の実施例１では、低域フィルタの伝達関数ＨLPF (s) を
ディジタルフィルタ化した伝達関数ＨLPF (z) のディジ
タルフィルタ２１０と、伝達関数１／ＨLPF (s) を近似
してからディジタルフィルタ化した伝達関数１／
ＨLPF′(z) のディジタルフィルタ２３０とを用いる構
成を採っているが、これらのディジタルフィルタの代わ
りに伝達関数１／ＨLPF ′(z) のディジタルフィルタ２
３０を速度検出部１０８と乗算部２０３との間に挿入す
るようにしてもよい。このような構成の第５の発明の実
施例２のモータ制御装置の構成例を図３２のブロック図
に示す。
の実施例１では、低域フィルタの伝達関数ＨLPF (s) を
ディジタルフィルタ化した伝達関数ＨLPF (z) のディジ
タルフィルタ２１０と、伝達関数１／ＨLPF (s) を近似
してからディジタルフィルタ化した伝達関数１／
ＨLPF′(z) のディジタルフィルタ２３０とを用いる構
成を採っているが、これらのディジタルフィルタの代わ
りに伝達関数１／ＨLPF ′(z) のディジタルフィルタ２
３０を速度検出部１０８と乗算部２０３との間に挿入す
るようにしてもよい。このような構成の第５の発明の実
施例２のモータ制御装置の構成例を図３２のブロック図
に示す。
【０１８１】この第５の発明の実施例２のモータ制御装
置動作について、図３３のフローチャートを参照して説
明する。なお、図３３のフローチャートにおいては、上
述の図３１のフローチャートと同一の処理には同一の符
号を付与してある。
置動作について、図３３のフローチャートを参照して説
明する。なお、図３３のフローチャートにおいては、上
述の図３１のフローチャートと同一の処理には同一の符
号を付与してある。
【０１８２】ステップ３０１において、ＦＧ信号の入力
が監視されている。ＦＧ信号が入力されると、ステップ
３０２において、前回ＦＧ信号が入力された際の時刻デ
ータと今回の時刻データとからＦＧ信号の周期が計算さ
れてその結果がＮ1 とされる。次に、ステップ３０３に
おいて、この周期Ｎ1 に基づいて速度誤差信号Ｂｉが計
算される。
が監視されている。ＦＧ信号が入力されると、ステップ
３０２において、前回ＦＧ信号が入力された際の時刻デ
ータと今回の時刻データとからＦＧ信号の周期が計算さ
れてその結果がＮ1 とされる。次に、ステップ３０３に
おいて、この周期Ｎ1 に基づいて速度誤差信号Ｂｉが計
算される。
【０１８３】次に、ステップ３１６において、ＦＧ信号
の周期Ｎ1 を伝達関数１／ＨLPF ′(z) のディジタルフ
ィルタ２３０で処理し、その結果がＮ2 となる。ステッ
プ３１７において、Ｎ2 に係数Ａ2 が乗じられて新たに
Ｎ2 とされる。ステップ３０５において、Ｎ2 に係数Ａ
4 が乗じられてＮ3 とされる。ステップ３０６におい
て、Ｎ2 に係数Ａ3 が乗じられてＮ4 とされる。ステッ
プ３０７において、Ｎ4に乗算部２０２の出力Ｎ5 が加
算されて新たにＮ4 となる。ステップ３０８において、
Ｎ4 を伝達関数Ｈｇ(z) のディジタルフィルタ２２０で
処理し、その結果が新たにＮ4 とされる。ステップ３０
９において、Ｎ4 からＮ3 が減算されて新たにＮ4 とさ
れる。ステップ３１８において、Ｎ4 が係数Ａ5 で除さ
れてその結果が外乱推定オブザーバ２００のオブザーバ
出力Ｃｉとされる。
の周期Ｎ1 を伝達関数１／ＨLPF ′(z) のディジタルフ
ィルタ２３０で処理し、その結果がＮ2 となる。ステッ
プ３１７において、Ｎ2 に係数Ａ2 が乗じられて新たに
Ｎ2 とされる。ステップ３０５において、Ｎ2 に係数Ａ
4 が乗じられてＮ3 とされる。ステップ３０６におい
て、Ｎ2 に係数Ａ3 が乗じられてＮ4 とされる。ステッ
プ３０７において、Ｎ4に乗算部２０２の出力Ｎ5 が加
算されて新たにＮ4 となる。ステップ３０８において、
Ｎ4 を伝達関数Ｈｇ(z) のディジタルフィルタ２２０で
処理し、その結果が新たにＮ4 とされる。ステップ３０
９において、Ｎ4 からＮ3 が減算されて新たにＮ4 とさ
れる。ステップ３１８において、Ｎ4 が係数Ａ5 で除さ
れてその結果が外乱推定オブザーバ２００のオブザーバ
出力Ｃｉとされる。
【０１８４】次に、ステップ３１２において、速度誤差
信号Ｂｉとオブザーバ出力Ｃｉとが加算されてその結果
がＡｉとされ、ステップ３１３において加算値ＡｉがＰ
ＷＭ信号として出力される。
信号Ｂｉとオブザーバ出力Ｃｉとが加算されてその結果
がＡｉとされ、ステップ３１３において加算値ＡｉがＰ
ＷＭ信号として出力される。
【０１８５】次に、ステップ３１４において、加算値Ａ
ｉに係数Ａ1 が乗じられてＮ5 とされ、次回のオブザー
バの演算に備えてステップ３０１へ処理が戻される。
ｉに係数Ａ1 が乗じられてＮ5 とされ、次回のオブザー
バの演算に備えてステップ３０１へ処理が戻される。
【０１８６】〔第５の発明の実施例３〕上記第５の発明
の実施例１では、速度検出部２４の伝達関数ＨF (s) を
ＤＣゲインＨF (0) で近似して部を構成しているが、こ
の伝達関数ＨF (s) を下記式(27)で近似し、伝達関数１
／ＨF (s) に対して後退差分によるｓ−ｚ変換を施し、
下記式(28)に示されているディジタルフィルタ化する。
の実施例１では、速度検出部２４の伝達関数ＨF (s) を
ＤＣゲインＨF (0) で近似して部を構成しているが、こ
の伝達関数ＨF (s) を下記式(27)で近似し、伝達関数１
／ＨF (s) に対して後退差分によるｓ−ｚ変換を施し、
下記式(28)に示されているディジタルフィルタ化する。
【０１８７】
【数２０】
【０１８８】この伝達関数１／ＨF (s) のディジタルフ
ィルタ２４０を速度検出部１０８と乗算部２０３との間
に挿入する。このような構成の第５の発明の実施例３の
モータ制御装置の構成例を図３４に示す。また、そのデ
ィジタルフィルタ２４０の詳細な構成を図３５のブロッ
ク図に示す。
ィルタ２４０を速度検出部１０８と乗算部２０３との間
に挿入する。このような構成の第５の発明の実施例３の
モータ制御装置の構成例を図３４に示す。また、そのデ
ィジタルフィルタ２４０の詳細な構成を図３５のブロッ
ク図に示す。
【０１８９】この第５の発明の実施例３の動作につい
て、図３６のフローチャートを参照して説明する。な
お、図３３のフローチャートにおいては、上述の図３１
または図３３のフローチャートと同一の処理には同一の
符号を付与してある。
て、図３６のフローチャートを参照して説明する。な
お、図３３のフローチャートにおいては、上述の図３１
または図３３のフローチャートと同一の処理には同一の
符号を付与してある。
【０１９０】ステップ３０１において、ＦＧ信号の入力
が監視されている。ＦＧ信号が入力されると、ステップ
３０２において、前回ＦＧ信号が入力された際の時刻デ
ータと今回の時刻データとからＦＧ信号の周期が計算さ
れてその結果がＮ1 とされる。次に、ステップ３０３に
おいて、この周期Ｎ1 に基づいて速度誤差信号Ｂｉが計
算される。
が監視されている。ＦＧ信号が入力されると、ステップ
３０２において、前回ＦＧ信号が入力された際の時刻デ
ータと今回の時刻データとからＦＧ信号の周期が計算さ
れてその結果がＮ1 とされる。次に、ステップ３０３に
おいて、この周期Ｎ1 に基づいて速度誤差信号Ｂｉが計
算される。
【０１９１】次に、ステップ３１９において、ＦＧ信号
の周期Ｎ1 が伝達関数１／ＨF ′(z) のディジタルフィ
ルタ２３０で処理されてその結果がＮ2 とされる。ステ
ップ３１７において、Ｎ2 に係数Ａ2 が乗じられて新た
にＮ2 とされる。ステップ３０５において、Ｎ2 に係数
Ａ4 が乗じられてＮ3 となる。ステップ３０６におい
て、Ｎ2 に係数Ａ3 が乗じられてＮ4 とされる。ステッ
プ３０７において、Ｎ4に伝達関数ＨLPF (z) のディジ
タルフィルタ２１０の出力Ｎ5 が加算されて新たにＮ4
となる。ステップ３０８において、Ｎ4 を伝達関数Ｈｇ
(z) のディジタルフィルタ２２０で処理し、その結果が
新たにＮ4 とされる。ステップ３０９において、Ｎ4 か
らＮ3 が減算されて新たにＮ4 とされる。ステップ３１
０において、Ｎ4 が係数Ａ5 で除されて新たにＮ4 とさ
れる。ステップ３１１において、Ｎ4 を伝達関数１／Ｈ
LPF ′(z) のディジタルフィルタ２３０で処理し、その
結果が外乱推定オブザーバ２００のオブザーバ出力Ｃｉ
とされる。
の周期Ｎ1 が伝達関数１／ＨF ′(z) のディジタルフィ
ルタ２３０で処理されてその結果がＮ2 とされる。ステ
ップ３１７において、Ｎ2 に係数Ａ2 が乗じられて新た
にＮ2 とされる。ステップ３０５において、Ｎ2 に係数
Ａ4 が乗じられてＮ3 となる。ステップ３０６におい
て、Ｎ2 に係数Ａ3 が乗じられてＮ4 とされる。ステッ
プ３０７において、Ｎ4に伝達関数ＨLPF (z) のディジ
タルフィルタ２１０の出力Ｎ5 が加算されて新たにＮ4
となる。ステップ３０８において、Ｎ4 を伝達関数Ｈｇ
(z) のディジタルフィルタ２２０で処理し、その結果が
新たにＮ4 とされる。ステップ３０９において、Ｎ4 か
らＮ3 が減算されて新たにＮ4 とされる。ステップ３１
０において、Ｎ4 が係数Ａ5 で除されて新たにＮ4 とさ
れる。ステップ３１１において、Ｎ4 を伝達関数１／Ｈ
LPF ′(z) のディジタルフィルタ２３０で処理し、その
結果が外乱推定オブザーバ２００のオブザーバ出力Ｃｉ
とされる。
【０１９２】次に、ステップ３１２において、速度誤差
信号Ｂｉとオブザーバ出力Ｃｉとが加算されてその結果
がＡｉとされ、ステップ３１３において加算値ＡｉがＰ
ＷＭ信号として出力される。
信号Ｂｉとオブザーバ出力Ｃｉとが加算されてその結果
がＡｉとされ、ステップ３１３において加算値ＡｉがＰ
ＷＭ信号として出力される。
【０１９３】次に、ステップ３１４において、加算値Ａ
ｉに係数Ａ1 が乗じられてＮ5 とされる。ステップ３１
５において、Ｎ5 を伝達関数ＨLPF (z) のディジタルフ
ィルタ２１０で処理し、その結果が新たにＮ5 とされ、
次回のオブザーバの演算に備えてステップ３０１へ処理
が戻される。
ｉに係数Ａ1 が乗じられてＮ5 とされる。ステップ３１
５において、Ｎ5 を伝達関数ＨLPF (z) のディジタルフ
ィルタ２１０で処理し、その結果が新たにＮ5 とされ、
次回のオブザーバの演算に備えてステップ３０１へ処理
が戻される。
【０１９４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の第１の発
明である請求項１に係るモータ制御装置によれば、オブ
ザーバ演算手段を、制御手段のアナログフィルタとおよ
そ同一の特性を有する第１のディジタルフィルタと、ア
ナログフィルタとおよそ逆の特性を有し、かつ高域で有
限なゲイン特性を有する第２のディジタルフィルタとに
より構成するようにしたので、Ａ／Ｄ変換部、Ｄ／Ａ変
換部等のハードウェアを用いることなくオブザーバ演算
手段の出力信号によりモータの外乱トルクを抑止制御す
ることができ、また、高域で有限なゲイン特性を有する
第２のディジタルフィルタにより、量子化ノイズなどに
影響されない外乱トルクを演算することができるという
効果がある。
明である請求項１に係るモータ制御装置によれば、オブ
ザーバ演算手段を、制御手段のアナログフィルタとおよ
そ同一の特性を有する第１のディジタルフィルタと、ア
ナログフィルタとおよそ逆の特性を有し、かつ高域で有
限なゲイン特性を有する第２のディジタルフィルタとに
より構成するようにしたので、Ａ／Ｄ変換部、Ｄ／Ａ変
換部等のハードウェアを用いることなくオブザーバ演算
手段の出力信号によりモータの外乱トルクを抑止制御す
ることができ、また、高域で有限なゲイン特性を有する
第２のディジタルフィルタにより、量子化ノイズなどに
影響されない外乱トルクを演算することができるという
効果がある。
【０１９５】また、第１の発明である請求項２に係るモ
ータ制御装置によれば、速度検出手段からの回転速度信
号を入力して演算するオブザーバ演算手段の処理経路
に、制御手段のアナログフィルタとおよそ逆の特性を有
する第３のディジタルフィルタを挿入して構成したの
で、ディジタルフィルタにおける演算時間や演算に必要
なメモリ等が少なくてすみ、効率のよい良好なモータ制
御を行うことができるという効果がある。
ータ制御装置によれば、速度検出手段からの回転速度信
号を入力して演算するオブザーバ演算手段の処理経路
に、制御手段のアナログフィルタとおよそ逆の特性を有
する第３のディジタルフィルタを挿入して構成したの
で、ディジタルフィルタにおける演算時間や演算に必要
なメモリ等が少なくてすみ、効率のよい良好なモータ制
御を行うことができるという効果がある。
【０１９６】また、第１の発明である請求項３に係るモ
ータ制御装置によれば、速度検出手段からの回転速度信
号を入力して演算するオブザーバ演算手段の処理経路
に、制御手段のアナログフィルタとおよそ逆の特性を有
し、かつ高域で有限なゲイン特性を有する第４のディジ
タルフィルタを挿入して構成したので、ディジタルフィ
ルタにおける演算時間や演算に必要なメモリ等が少なく
てよく、かつ量子化ノイズなどに影響されない外乱トル
クを演算することができ、効率のよい良好なモータ制御
を行うことができるという効果があるる。
ータ制御装置によれば、速度検出手段からの回転速度信
号を入力して演算するオブザーバ演算手段の処理経路
に、制御手段のアナログフィルタとおよそ逆の特性を有
し、かつ高域で有限なゲイン特性を有する第４のディジ
タルフィルタを挿入して構成したので、ディジタルフィ
ルタにおける演算時間や演算に必要なメモリ等が少なく
てよく、かつ量子化ノイズなどに影響されない外乱トル
クを演算することができ、効率のよい良好なモータ制御
を行うことができるという効果があるる。
【０１９７】また、第１の発明である請求項４に係るモ
ータ制御装置によれば、オブザーバ演算手段は速度検出
手段によって生じる位相遅れなどを補償し、かつ高域で
有限なゲイン特性を有する第５のディジタルフィルタを
備え、その第５のディジタルフィルタによる演算から求
められる出力信号によりモータの外乱トルクを抑止する
ように構成したので、量子化ノイズなどに影響されない
外乱トルクを演算することができ、効率のよい良好なモ
ータ制御を行うことができるという効果がある。
ータ制御装置によれば、オブザーバ演算手段は速度検出
手段によって生じる位相遅れなどを補償し、かつ高域で
有限なゲイン特性を有する第５のディジタルフィルタを
備え、その第５のディジタルフィルタによる演算から求
められる出力信号によりモータの外乱トルクを抑止する
ように構成したので、量子化ノイズなどに影響されない
外乱トルクを演算することができ、効率のよい良好なモ
ータ制御を行うことができるという効果がある。
【０１９８】また、第２の発明である請求項５に係るモ
ータ制御装置によれば、回転周波数信号発生手段の周波
数信号のむらによって発生する速度検出手段の出力信号
に含まれるＦＧむらを回転周波数信号補正手段により補
正し、その回転周波数信号補正手段の出力よりモータの
速度誤差値を出力する速度誤差演算手段の出力信号と、
回転周波数信号補正手段によって補正された速度検出値
等からモータへ加わる外乱トルクを推定するオブザーバ
演算手段の出力信号とによりモータを制御するように構
成したので、着磁むら等によるＦＧむらに影響されない
外乱トルクを演算することができ、良好なモータ制御を
行うことができるという効果がある。
ータ制御装置によれば、回転周波数信号発生手段の周波
数信号のむらによって発生する速度検出手段の出力信号
に含まれるＦＧむらを回転周波数信号補正手段により補
正し、その回転周波数信号補正手段の出力よりモータの
速度誤差値を出力する速度誤差演算手段の出力信号と、
回転周波数信号補正手段によって補正された速度検出値
等からモータへ加わる外乱トルクを推定するオブザーバ
演算手段の出力信号とによりモータを制御するように構
成したので、着磁むら等によるＦＧむらに影響されない
外乱トルクを演算することができ、良好なモータ制御を
行うことができるという効果がある。
【０１９９】また、第３の発明である請求項６に係るモ
ータ制御装置によれば、回転周波数信号発生手段の周波
数信号のむらによって発生する速度検出手段の誤差を補
正する回転周波数信号補正手段は、速度検出手段の出力
をモータの回転毎に加算する周期加算手段と、周期加算
手段の出力の平均値を演算する平均手段を備え、平均手
段の出力を回転周波数信号むら補正量として用いて速度
検出手段の誤差を補正するように構成したので、着磁む
ら等によるＦＧむらに影響されない外乱トルクを演算す
ることができ、良好なモータ制御を行うことができると
いう効果がある。
ータ制御装置によれば、回転周波数信号発生手段の周波
数信号のむらによって発生する速度検出手段の誤差を補
正する回転周波数信号補正手段は、速度検出手段の出力
をモータの回転毎に加算する周期加算手段と、周期加算
手段の出力の平均値を演算する平均手段を備え、平均手
段の出力を回転周波数信号むら補正量として用いて速度
検出手段の誤差を補正するように構成したので、着磁む
ら等によるＦＧむらに影響されない外乱トルクを演算す
ることができ、良好なモータ制御を行うことができると
いう効果がある。
【０２００】更に、第４の発明である請求項７に係るモ
ータ制御装置によれば、回転周波数信号発生手段の周波
数信号のむらによって発生する速度検出手段の誤差を補
正する回転周波数信号補正手段は、速度検出手段の出力
をモータの回転毎に加算する周期加算手段と、周期加算
手段の出力の平均値を演算する平均手段を備え、周期加
算手段と平均手段による加算平均演算処理中はオブザー
バ演算手段の演算を行わないようにし、周期加算手段と
平均手段による加算平均演算処理終了後に回転周波数信
号補正手段の出力信号でオブザーバ演算手段の演算を行
うようにしたので、着磁むら等によるＦＧむらに影響さ
れない外乱トルクを演算することができ、良好なモータ
制御を行うことができるという効果がある。
ータ制御装置によれば、回転周波数信号発生手段の周波
数信号のむらによって発生する速度検出手段の誤差を補
正する回転周波数信号補正手段は、速度検出手段の出力
をモータの回転毎に加算する周期加算手段と、周期加算
手段の出力の平均値を演算する平均手段を備え、周期加
算手段と平均手段による加算平均演算処理中はオブザー
バ演算手段の演算を行わないようにし、周期加算手段と
平均手段による加算平均演算処理終了後に回転周波数信
号補正手段の出力信号でオブザーバ演算手段の演算を行
うようにしたので、着磁むら等によるＦＧむらに影響さ
れない外乱トルクを演算することができ、良好なモータ
制御を行うことができるという効果がある。
【０２０１】またさらに、第５の発明である請求項８に
係るモータ制御装置によれば、オブザーバ演算手段を、
制御手段のアナログフィルタとおよそ同一の特性を有す
る第１のディジタルフィルタと、アナログフィルタとお
よそ逆の特性を有し、かつ高域で有限なゲイン特性を有
する第２のディジタルフィルタとにより構成するように
したので、Ａ／Ｄ変換部、Ｄ／Ａ変換部等のハードウェ
アを用いることなくオブザーバ演算手段の出力信号によ
りモータの外乱トルクを抑止制御することができ、ま
た、高域で有限なゲイン特性を有する第２のディジタル
フィルタにより、量子化ノイズなどに影響されない外乱
トルクを演算することができるという効果がある。
係るモータ制御装置によれば、オブザーバ演算手段を、
制御手段のアナログフィルタとおよそ同一の特性を有す
る第１のディジタルフィルタと、アナログフィルタとお
よそ逆の特性を有し、かつ高域で有限なゲイン特性を有
する第２のディジタルフィルタとにより構成するように
したので、Ａ／Ｄ変換部、Ｄ／Ａ変換部等のハードウェ
アを用いることなくオブザーバ演算手段の出力信号によ
りモータの外乱トルクを抑止制御することができ、ま
た、高域で有限なゲイン特性を有する第２のディジタル
フィルタにより、量子化ノイズなどに影響されない外乱
トルクを演算することができるという効果がある。
【０２０２】次に、第５の発明である第９の請求項に係
るモータ制御装置によれば、速度検出手段からの回転速
度信号を入力して演算するオブザーバ演算手段の処理経
路に、制御手段のアナログフィルタとおよそ逆の特性を
有し、かつ高域で有限なゲイン特性を有する第２のディ
ジタルフィルタを挿入して構成したので、ディジタルフ
ィルタにおける演算時間や演算に必要なメモリ等が少な
くなり、かつ量子化ノイズ等に影響されない外乱トルク
を演算することができるという効果がある。
るモータ制御装置によれば、速度検出手段からの回転速
度信号を入力して演算するオブザーバ演算手段の処理経
路に、制御手段のアナログフィルタとおよそ逆の特性を
有し、かつ高域で有限なゲイン特性を有する第２のディ
ジタルフィルタを挿入して構成したので、ディジタルフ
ィルタにおける演算時間や演算に必要なメモリ等が少な
くなり、かつ量子化ノイズ等に影響されない外乱トルク
を演算することができるという効果がある。
【０２０３】また、第５の発明である請求項１０に係る
モータ制御装置によれば、速度検出手段からの回転速度
信号を入力して演算するオブザーバ演算手段の処理経路
に、制御手段のアナログフィルタとおよそ逆の特性を有
し、かつ高域で有限なゲイン特性を有する第４のディジ
タルフィルタを挿入して構成したので、ディジタルフィ
ルタにおける演算時間や演算に必要なメモリ等が少なく
てよく、かつ量子化ノイズなどに影響されない外乱トル
クを演算することができ、効率のよい良好なモータ制御
を行うことができるという効果がある。
モータ制御装置によれば、速度検出手段からの回転速度
信号を入力して演算するオブザーバ演算手段の処理経路
に、制御手段のアナログフィルタとおよそ逆の特性を有
し、かつ高域で有限なゲイン特性を有する第４のディジ
タルフィルタを挿入して構成したので、ディジタルフィ
ルタにおける演算時間や演算に必要なメモリ等が少なく
てよく、かつ量子化ノイズなどに影響されない外乱トル
クを演算することができ、効率のよい良好なモータ制御
を行うことができるという効果がある。
【図１】第１の発明の実施例１に係る第１のモータ制御
装置の構成を示すブロック図である。
装置の構成を示すブロック図である。
【図２】第１の発明の実施例１に係る第１のモータ制御
装置の機能構成を示すブロック線図である。
装置の機能構成を示すブロック線図である。
【図３】第１の発明の実施例１に係る第１のモータ制御
装置の動作内容を示すフローチャート図である。
装置の動作内容を示すフローチャート図である。
【図４】第１の発明の実施例１に係る第２のモータ制御
装置の構成を示すブロック図である。
装置の構成を示すブロック図である。
【図５】第１の発明の実施例１に係るモータ制御装置の
低域フィルタの回路構成を示す回路図及び周波数特性を
示すグラフである。
低域フィルタの回路構成を示す回路図及び周波数特性を
示すグラフである。
【図６】第１の発明の実施例１に係るモータ制御装置の
高域で有限なゲインを有するフィルタの周波数特性を示
すグラフである。
高域で有限なゲインを有するフィルタの周波数特性を示
すグラフである。
【図７】第１の発明の実施例１に係るモータ制御装置の
高域で有限なゲインを有するディジタルフィルタの構成
を示すブロック線図である。
高域で有限なゲインを有するディジタルフィルタの構成
を示すブロック線図である。
【図８】第１の発明の第１の実施例１に係る第３のモー
タ制御装置の構成を示すブロック線図である。
タ制御装置の構成を示すブロック線図である。
【図９】第１の発明の実施例２に係るモータ制御装置の
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図１０】第１の発明の実施例３及び実施例４に係るモ
ータ制御装置のフィルタの周波数特性を示すグラフであ
る。
ータ制御装置のフィルタの周波数特性を示すグラフであ
る。
【図１１】第１の発明の実施例３及び実施例４に係るモ
ータ制御装置のフィルタの周波数特性を示すグラフであ
る。
ータ制御装置のフィルタの周波数特性を示すグラフであ
る。
【図１２】第１の発明の実施例５に係るモータ制御装置
の構成を示すブロック線図である。
の構成を示すブロック線図である。
【図１３】第１の発明の実施例６に係るモータ制御装置
の構成を示すブロック線図である。
の構成を示すブロック線図である。
【図１４】第１の発明の実施例６に係るモータ制御装置
のフィルタの周波数特性を示すグラフである。
のフィルタの周波数特性を示すグラフである。
【図１５】第２の発明の実施例１に係るモータ制御装置
の構成を示すブロック線図である。
の構成を示すブロック線図である。
【図１６】第２の発明の実施例２に係るモータ制御装置
の構成を示すブロック線図である。
の構成を示すブロック線図である。
【図１７】第２の発明の実施例３に係るモータ制御装置
の構成を示すブロック線図である。
の構成を示すブロック線図である。
【図１８】第２の発明の実施例４に係るモータ制御装置
の構成を示すブロック線図である。
の構成を示すブロック線図である。
【図１９】第３の発明の実施例１に係るモータ制御装置
のフィルタの周波数特性を示すグラフである。
のフィルタの周波数特性を示すグラフである。
【図２０】第３の発明の実施例１に係るモータ制御装置
の構成を示すブロック線図である。
の構成を示すブロック線図である。
【図２１】第３の発明の実施例２に係るモータ制御装置
のＦＧ部の構成を示すブロック図である。
のＦＧ部の構成を示すブロック図である。
【図２２】第４の発明の実施例１に係るモータ制御装置
の構成を示すブロック線図である。
の構成を示すブロック線図である。
【図２３】第４の発明の実施例１に係るモータ制御装置
の動作内容を示すフローチャート図である。
の動作内容を示すフローチャート図である。
【図２４】第４の発明の実施例１に係るモータ制御装置
の動作内容を示すフローチャート図である。
の動作内容を示すフローチャート図である。
【図２５】第４の発明の実施例１に係るモータ制御装置
の動作内容を示すフローチャート図である。
の動作内容を示すフローチャート図である。
【図２６】第４の発明の実施例１に係るモータ制御装置
の動作内容を示すフローチャート図である。
の動作内容を示すフローチャート図である。
【図２７】第５の発明の実施例１のモータ制御装置の機
能を概念化したブロック線図である。
能を概念化したブロック線図である。
【図２８】第５の発明の実施例１及び実施例３に係るモ
ータ制御装置のディジタルフィルタの回路構成を示すブ
ロック図である。
ータ制御装置のディジタルフィルタの回路構成を示すブ
ロック図である。
【図２９】第５の発明の実施例１、実施例２及び実施例
３に係るモータ制御装置のディジタルフィルタの回路構
成を示すブロック図である。
３に係るモータ制御装置のディジタルフィルタの回路構
成を示すブロック図である。
【図３０】第５の発明の実施例１、実施例２及び実施例
３に係るモータ制御装置のディジタルフィルタの回路構
成を示すブロック図である。
３に係るモータ制御装置のディジタルフィルタの回路構
成を示すブロック図である。
【図３１】第５の発明の実施例１のモータ制御装置の動
作内容を示すフローチャート図である。
作内容を示すフローチャート図である。
【図３２】第５の発明の実施例２のモータ制御装置の機
能を概念化したブロック線図である。
能を概念化したブロック線図である。
【図３３】第５の発明の実施例２のモータ制御装置の動
作内容を示すフローチャート図である。
作内容を示すフローチャート図である。
【図３４】第５の発明の実施例３のモータ制御装置の機
能を概念化したブロック線図である。
能を概念化したブロック線図である。
【図３５】第５の発明の実施例３に係るモータ制御装置
のディジタルフィルタの回路構成を示すブロック図であ
る。
のディジタルフィルタの回路構成を示すブロック図であ
る。
【図３６】第５の発明の実施例３のモータ制御装置の動
作内容を示すフローチャート図である。
作内容を示すフローチャート図である。
【図３７】従来のモータ制御装置の構成を示すブロック
図である。
図である。
【図３８】従来のモータ制御装置の構成を示すブロック
線図である。
線図である。
１１モータ １２ＰＷＭ変換部 １３ 低域フィルタ １４ 増幅器 １５ ＭＤＡ １６ 加算部 １７ 外乱推定オブザーバ １８ 速度誤差演算部 １９ 電流−トルク変換部 ２０ トルク−回転変換部 ２３ ＦＧ部 ２４ 速度検出部 ２５ 速度系係数 ２６ 電圧変換部 ２７ Ａ／Ｄ変換部 ２８ 電流換算部 ２９ 乗算部 ５７ ＦＧむら補正部 ２００ 外乱推定オブザーバ ２０１ 遅延部 ２０２〜２０５ 乗算部 ２０６ 加算部 ２０７ 減算部 ２０８ 除算部 ２１０ ディジタルフィルタ ２２０ ディジタルフィルタ ２３０ ディジタルフィルタ ２４０ ディジタルフィルタ
Claims (11)
- 【請求項１】 モータと、該モータへ駆動電流を供給す
る駆動手段と、前記モータの回転速度に応じた周波数信
号を発生する回転周波数信号発生手段と、該回転周波数
信号発生手段の出力より前記モータの回転速度を検出す
る速度検出手段と、該速度検出手段の出力より前記モー
タの速度誤差値を出力する速度誤差演算手段と、前記モ
ータの回転角速度相当の信号と前記モータへの駆動電流
相当の信号とから前記モータに加わる外乱トルクを推定
するオブザーバ演算手段と、前記速度誤差演算手段の出
力と前記オブザーバ演算手段の出力とを加算する加算手
段と、該加算手段の出力信号をアナログフィルタを介し
て前記駆動手段に供給する制御手段とを有するモータ制
御装置において、 前記オブザーバ演算手段は、前記制御手段のアナログフ
ィルタとおよそ同一の特性を有する第１のディジタルフ
ィルタと、前記アナログフィルタとおよそ逆の特性を有
し、かつ高域で有限なゲイン特性を有する第２のディジ
タルフィルタとを備え、 前記オブザーバ演算手段の前記第１のディジタルフィル
タと前記第２のディジタルフィルタとによる演算から求
められる出力信号により前記モータを制御すべくなして
あることを特徴とするモータ制御装置。 - 【請求項２】 モータと、該モータへ駆動電流を供給す
る駆動手段と、前記モータの回転速度に応じた周波数信
号を発生する回転周波数信号発生手段と、該回転周波数
信号発生手段の出力より前記モータの回転速度を検出す
る速度検出手段と、該速度検出手段の出力より前記モー
タの速度誤差値を出力する速度誤差演算手段と、前記モ
ータの回転角速度相当の信号と前記モータへの駆動電流
相当の信号とから前記モータに加わる外乱トルクを推定
するオブザーバ演算手段と、前記速度誤差演算手段の出
力と前記オブザーバ演算手段の出力とを加算する加算手
段と、該加算手段の出力信号をアナログフィルタを介し
て前記駆動手段に供給する制御手段とを有するモータ制
御装置において、 前記オブザーバ演算手段は、前記速度検出手段からの回
転速度信号を入力して演算する処理経路に、前記制御手
段のアナログフィルタとおよそ逆の特性を有する第３の
ディジタルフィルタを挿入して構成したことを特徴とす
るモータ制御装置。 - 【請求項３】 モータと、該モータへ駆動電流を供給す
る駆動手段と、前記モータの回転速度に応じた周波数信
号を発生する回転周波数信号発生手段と、該回転周波数
信号発生手段の出力より前記モータの回転速度を検出す
る速度検出手段と、該速度検出手段の出力より前記モー
タの速度誤差値を出力する速度誤差演算手段と、前記モ
ータの回転角速度相当の信号と前記モータへの駆動電流
相当の信号とから前記モータに加わる外乱トルクを推定
するオブザーバ演算手段と、前記速度誤差演算手段の出
力と前記オブザーバ演算手段の出力とを加算する加算手
段と、該加算手段の出力信号をアナログフィルタを介し
て前記駆動手段に供給する制御手段とを有するモータ制
御装置において、 前記オブザーバ演算手段は、前記速度検出手段からの回
転速度信号を入力して演算する処理経路に、前記制御手
段のアナログフィルタとおよそ逆の特性を有し、かつ高
域で有限なゲイン特性を有する第４のディジタルフィル
タを挿入して構成したことを特徴とするモータ制御装
置。 - 【請求項４】 モータと、該モータへ駆動電流を供給す
る駆動手段と、前記モータの回転速度に応じた周波数信
号を発生する回転周波数信号発生手段と、該回転周波数
信号発生手段の出力より前記モータの回転速度を検出す
る速度検出手段と、該速度検出手段の出力より前記モー
タの速度誤差値を出力する速度誤差演算手段と、前記モ
ータの回転角速度相当の信号と前記モータへの駆動電流
相当の信号とから前記モータに加わる外乱トルクを推定
するオブザーバ演算手段と、前記速度誤差演算手段の出
力と前記オブザーバ演算手段の出力とを加算する加算手
段と、該加算手段の出力信号をアナログフィルタを介し
て前記駆動手段に供給する制御手段とを有するモータ制
御装置において、 前記オブザーバ演算手段は、前記速度検出手段によって
生じる位相遅れなどを補償し、かつ高域で有限なゲイン
特性を有する第５のディジタルフィルタを備え、 該第５のディジタルフィルタによる演算から求められる
出力信号により前記モータを制御することを特徴とする
モータ制御装置。 - 【請求項５】 モータと、該モータへ駆動電流を供給す
る駆動手段と、前記モータの回転速度に応じた周波数信
号を発生する回転周波数信号発生手段と、該回転周波数
信号発生手段の出力より前記モータの回転速度を検出す
る速度検出手段と、前記回転周波数信号発生手段の周波
数信号のむらによって発生する前記速度検出手段の誤差
を補正する回転周波数信号補正手段と、該回転周波数信
号補正手段の出力より前記モータの速度誤差値を出力す
る速度誤差演算手段と、前記回転周波数信号補正手段に
よって補正された速度検出値と前記モータへの駆動電流
相当の信号とから前記モータに加わる外乱トルクを推定
するオブザーバ演算手段と、前記速度誤差演算手段の出
力と前記オブザーバ演算手段の出力とを加算する加算手
段と、該加算手段の出力信号をアナログフィルタを介し
て前記駆動手段に供給する制御手段とから構成されたこ
とを特徴とするモータ制御装置。 - 【請求項６】 モータと、該モータへ駆動電流を供給す
る駆動手段と、前記モータの回転速度に応じた周波数信
号を発生する回転周波数信号発生手段と、該回転周波数
信号発生手段の出力より前記モータの回転速度を検出す
る速度検出手段と、前記回転周波数信号発生手段の周波
数信号のむらによって発生する前記速度検出手段の誤差
を補正する回転周波数信号補正手段と、該回転周波数信
号補正手段の出力より前記モータの速度誤差値を出力す
る速度誤差演算手段と、前記回転周波数信号補正手段に
よって補正された速度検出値と前記モータへの駆動電流
相当の信号とから前記モータに加わる外乱トルクを推定
するオブザーバ演算手段と、前記速度誤差演算手段の出
力と前記オブザーバ演算手段の出力とを加算する加算手
段と、該加算手段の出力信号をアナログフィルタを介し
て前記駆動手段に供給する制御手段とを有するモータ制
御装置において、 前記回転周波数信号補正手段は、前記速度検出手段の出
力を前記モータの回転毎に加算する周期加算手段と、該
周期加算手段の出力の平均値を演算する平均手段とを備
え、 前記平均手段の出力を回転周波数信号むら補正量として
用いて前記速度検出手段の誤差を補正すべくなしてある
ことを特徴とするモータ制御装置。 - 【請求項７】 モータと、該モータへ駆動電流を供給す
る駆動手段と、前記モータの回転速度に応じた周波数信
号を発生する回転周波数信号発生手段と、該回転周波数
信号発生手段の出力より前記モータの回転速度を検出す
る速度検出手段と、前記回転周波数信号発生手段の周波
数信号のむらによって発生する前記速度検出手段の誤差
を補正する回転周波数信号補正手段と、該回転周波数信
号補正手段の出力よりモータの速度誤差値を出力する速
度誤差演算手段と、前記回転周波数信号補正手段によっ
て補正された速度検出値とモータへの駆動電流相当の信
号とから前記モータに加わる外乱トルクを推定するオブ
ザーバ演算手段と、前記速度誤差演算手段の出力とオブ
ザーバ演算手段の出力とを加算する加算手段と、該加算
手段の出力信号をアナログフィルタを介して前記駆動手
段に供給する制御手段とを有し、 前記回転周波数信号補正手段が、前記速度検出手段の出
力をモータの回転毎に加算する周期加算手段と、該周期
加算手段の出力の平均値を演算する平均手段とを備えた
モータ制御装置において、 前記周期加算手段と前記平均手段による加算平均演算処
理中は、前記速度誤差演算手段の出力信号により前記モ
ータを制御すべくなしてあることを特徴とするモータ制
御装置。 - 【請求項８】 モータと、該モータへ駆動電流を供給す
る駆動手段と、前記モータの回転速度に応じた周波数信
号を発生する回転周波数信号発生手段と、該回転周波数
信号発生手段の出力より前記モータの回転速度を検出す
る速度検出手段と、該速度検出手段の出力より前記モー
タの速度誤差値を出力する速度誤差演算手段と、前記モ
ータに加わる外乱トルクを推定するオブザーバ演算手段
と、前記速度誤差演算手段の出力と前記オブザーバ演算
手段の出力とを加算する加算手段と、該加算手段の出力
信号をアナログ信号に変換するディジタル−アナログ変
換手段と、該ディジタル−アナログ変換手段のアナログ
出力をアナログフィルタを介して前記駆動手段に供給す
る制御手段とを有するモータ制御装置において、 前記オブザーバ演算手段は、前記制御手段のアナログフ
ィルタとおよそ同一の特性を有する第１のディジタルフ
ィルタと、前記アナログフィルタとおよそ逆の特性を有
し、かつ高域で有限なゲイン特性を有する第２のディジ
タルフィルタと、一次遅れ要素とおよそ同一の特性を有
する第３のディジタルフィルタとを備え、 前記加算手段の出力信号に第１の係数を乗じ、この出力
に前記第１のディジタルフィルタ処理を施し、前記速度
検出手段の出力信号に第２の係数を乗じ、この出力に第
３の係数を乗じ、この出力に前記第１のディジタル信号
の出力を加算し、この出力に前記第３のディジタルの処
理を施し、この出力から前記第２の係数を乗じた出力を
減算し、この出力を第５の係数で除し、この出力に前記
第２のディジタルフィルタの処理を施し、この結果を前
記オブザーバ演算手段の出力とすべくなしてあることを
特徴とするモータ制御装置。 - 【請求項９】 モータと、該モータへ駆動電流を供給す
る駆動手段と、前記モータの回転速度に応じた周波数信
号を発生する回転周波数信号発生手段と、該回転周波数
信号発生手段の出力より前記モータの回転速度を検出す
る速度検出手段と、該速度検出手段の出力より前記モー
タの速度誤差値を出力する速度誤差演算手段と、前記モ
ータに加わる外乱トルクを推定するオブザーバ演算手段
と、前記速度誤差演算手段の出力と前記オブザーバ演算
手段の出力とを加算する加算手段と、該加算手段の出力
信号をアナログ信号に変換するディジタル−アナログ変
換手段と、該ディジタル−アナログ変換手段のアナログ
出力をアナログフィルタを介して前記駆動手段に供給す
る制御手段とを有するモータ制御装置において、 前記オブザーバ演算手段は、前記制御手段のアナログフ
ィルタとおよそ同一の特性を有する第１のディジタルフ
ィルタと、前記アナログフィルタとおよそ逆の特性を有
し、かつ高域で有限なゲイン特性を有する第２のディジ
タルフィルタと、一次遅れ要素とおよそ同一の特性を有
する第３のディジタルフィルタとを備え、 前記加算手段の出力信号に第１の係数を乗じ、前記速度
検出手段の出力信号に前記第２のディジタルフィルタの
処理を施し、この出力に第２の係数を乗じ、この出力に
第３の係数を乗じ、この出力に前記第１の係数を乗じた
出力を加算し、この出力に前記第３のディジタルの処理
を施し、この出力から前記第２の係数を乗じた出力に第
４の係数を乗じた出力を減算し、この出力を第５の係数
で除し、この結果を前記オブザーバ演算手段の出力とす
べくなしてあることを特徴とするモータ制御装置。 - 【請求項１０】 モータと、該モータへ駆動電流を供給
する駆動手段と、前記モータの回転速度に応じた周波数
信号を発生する回転周波数信号発生手段と、該回転周波
数信号発生手段の出力より前記モータの回転速度を検出
する速度検出手段と、該速度検出手段の出力より前記モ
ータの速度誤差値を出力する速度誤差演算手段と、前記
モータに加わる外乱トルクを推定するオブザーバ演算手
段と、前記速度誤差演算手段の出力と前記オブザーバ演
算手段の出力とを加算する加算手段と、該加算手段の出
力信号をアナログ信号に変換するディジタル−アナログ
変換手段と、該ディジタル−アナログ変換手段のアナロ
グ出力をアナログフィルタを介して前記駆動手段に供給
する制御手段とを有するモータ制御装置において、 前記オブザーバ演算手段は、前記制御手段のアナログフ
ィルタとおよそ同一の特性を有する第１のディジタルフ
ィルタと、前記アナログフィルタとおよそ逆の特性を有
し、かつ高域で有限なゲイン特性を有する第２のディジ
タルフィルタと、一次遅れ要素とおよそ同一の特性を有
する第３のディジタルフィルタと、前記速度検出手段の
周波数特性とおよそ逆の特性を有し、且つ高域で有限な
ゲイン特性を有する第４のディジタルフィルタとを備
え、 前記加算手段の出力信号に第１の係数を乗じ、この出力
に前記第１のディジタルフィルタ処理を施し、前記速度
検出手段の出力信号に前記第４のディジタルフィルタの
処理を施し、この出力に第２の係数を乗じ、この出力に
第３の係数を乗じ、この出力に前記第１のディジタル信
号の出力を加算し、この出力に前記第３のディジタルの
処理を施し、この出力から前記第２の係数を乗じた出力
に第４の係数を乗じた出力を減算し、この出力を第５の
係数で除し、この出力に前記第２のディジタルフィルタ
の処理を施し、この結果を前記オブザーバ演算手段の出
力とすべくなしてあることを特徴とするモータ制御装
置。 - 【請求項１１】 第４のディジタルフィルタの伝達関数
は、 ｛（３−ｚ-1）／２｝2 で表されることを特徴とする請求項１０に記載のモータ
制御装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4991292 | 1992-03-06 | ||
| JP4-49912 | 1992-03-06 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05308791A true JPH05308791A (ja) | 1993-11-19 |
| JP2896729B2 JP2896729B2 (ja) | 1999-05-31 |
Family
ID=12844228
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5011441A Expired - Lifetime JP2896729B2 (ja) | 1992-03-06 | 1993-01-27 | モータ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2896729B2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| CN104981975A (zh) * | 2012-12-22 | 2015-10-14 | 株式会社沙夫特 | 电机驱动电压控制装置以及电机驱动电压控制方法 |
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-
1993
- 1993-01-27 JP JP5011441A patent/JP2896729B2/ja not_active Expired - Lifetime
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|---|---|
| JP2896729B2 (ja) | 1999-05-31 |
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