JPH10155292A - ２慣性系制御回路 - Google Patents
２慣性系制御回路Info
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- JPH10155292A JPH10155292A JP8311134A JP31113496A JPH10155292A JP H10155292 A JPH10155292 A JP H10155292A JP 8311134 A JP8311134 A JP 8311134A JP 31113496 A JP31113496 A JP 31113496A JP H10155292 A JPH10155292 A JP H10155292A
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- JP
- Japan
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- speed
- signal
- torque
- control circuit
- circuit
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 極低速域特性を改善する。
【解決手段】 速度偏差を増幅する速度アンプ２と、こ
のアンプ出力と速度信号から負荷トルクを推定して２慣
性系トルク指令を出力する外乱抑制用の負荷トルクオブ
ザーバ３1と、このオブザーバからのトルク指令を共振
比倍し、その共振比倍した信号と速度信号から軸トルク
を推定して２慣性系８にモータトルク指令を出力する振
動抑制用の共振比制御回路５1と、ロータリーエンコー
ダを用いてそのＡ相信号とＢ相信号の４つのエッジ信号
を検出してオーバラップさせたパルスを速度信号として
出力する速度検出器９1で構成する。この速度信号は周
期が短縮されているので、極低速域における振動抑制が
実現できる。仮に極低速域において速度情報に休止期間
があっても回路３1，５1がモデル速度を利用して速度推
定がなされるので、速度制御が円滑にできる。
のアンプ出力と速度信号から負荷トルクを推定して２慣
性系トルク指令を出力する外乱抑制用の負荷トルクオブ
ザーバ３1と、このオブザーバからのトルク指令を共振
比倍し、その共振比倍した信号と速度信号から軸トルク
を推定して２慣性系８にモータトルク指令を出力する振
動抑制用の共振比制御回路５1と、ロータリーエンコー
ダを用いてそのＡ相信号とＢ相信号の４つのエッジ信号
を検出してオーバラップさせたパルスを速度信号として
出力する速度検出器９1で構成する。この速度信号は周
期が短縮されているので、極低速域における振動抑制が
実現できる。仮に極低速域において速度情報に休止期間
があっても回路３1，５1がモデル速度を利用して速度推
定がなされるので、速度制御が円滑にできる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、極低速域特性を改
善した２慣性系制御回路に関するものである。
善した２慣性系制御回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１２（ａ）に示すように、モータＭと
負荷Ｌを弾性軸Ｓにより接続した２慣性系においてモー
タＭにトルクを与えると振動する場合がある。この２慣
性系の振動抑制には各種制御方式が提案されている。
負荷Ｌを弾性軸Ｓにより接続した２慣性系においてモー
タＭにトルクを与えると振動する場合がある。この２慣
性系の振動抑制には各種制御方式が提案されている。
【０００３】２慣性系は図１２（ｂ）に示すように、モ
デル化できる。図中、ＦMはモータトルク指令τMと軸ト
ルクτSの差トルクを受けて速度ωMを出力するモータ伝
達関数、ＦSはモータ速度ωMと負荷速度ωLとの差速度
を受けて軸トルクτSを出力する弾性軸伝達関数、ＦLは
軸トルクτSと外乱トルクτLの差トルクを受けて負荷速
度ωLを出力する負荷伝達関数である。
デル化できる。図中、ＦMはモータトルク指令τMと軸ト
ルクτSの差トルクを受けて速度ωMを出力するモータ伝
達関数、ＦSはモータ速度ωMと負荷速度ωLとの差速度
を受けて軸トルクτSを出力する弾性軸伝達関数、ＦLは
軸トルクτSと外乱トルクτLの差トルクを受けて負荷速
度ωLを出力する負荷伝達関数である。
【０００４】このモデルを用いた速度制御系は図１３に
示すように、速度指令ｎL＊とモータ検出速度ｎM -との
偏差をＰＩ演算する速度アンプ２と、アンプ２の出力と
検出速度が入力する外乱抑制回路３と、この回路３の出
力と検出速度入力しモータトルク指令τMを２慣性共振
系８に出力する振動抑制回路５と、速度検出器９で構成
されている。
示すように、速度指令ｎL＊とモータ検出速度ｎM -との
偏差をＰＩ演算する速度アンプ２と、アンプ２の出力と
検出速度が入力する外乱抑制回路３と、この回路３の出
力と検出速度入力しモータトルク指令τMを２慣性共振
系８に出力する振動抑制回路５と、速度検出器９で構成
されている。
【０００５】外乱抑制回路３は外力による負荷の急激な
変動（外乱）を抑制するもので、図１の符号３1で示す
ように最小次元又は完全次元の負荷トルクオブザーバよ
り構成できる。
変動（外乱）を抑制するもので、図１の符号３1で示す
ように最小次元又は完全次元の負荷トルクオブザーバよ
り構成できる。
【０００６】振動抑制回路５は、図１４〜図１６に示す
ように、共振比制御回路と、共振比制御＋一次遅れ補償
フィルタ回路及び低慣性化制御回路等があるが、何れも
軸トルクを推定する最小次元又は完全次元軸トルクオブ
ザーバ５０６を持っている。
ように、共振比制御回路と、共振比制御＋一次遅れ補償
フィルタ回路及び低慣性化制御回路等があるが、何れも
軸トルクを推定する最小次元又は完全次元軸トルクオブ
ザーバ５０６を持っている。
【０００７】図１４の共振比制御回路は、軸トルクオブ
ザーバ５０６の出力を２慣性共振系８の共振周波数と反
共振周波数の比が一定値になるようにするための定数を
Ｋとしたとき（Ｋ−１）倍する共振比ゲイン回路５０５
と、外乱抑制回路（図１３）の出力τiを共振比ゲイン
倍するゲイン回路５０２との差をモータトルク指令τM
とする制御方法である。この制御方式の特徴は、２慣性
共振系の共振周波数と***振周波数との比を一定値にす
ることで振動を起こりにくくし、高速な軸トルク推定に
より振動を抑制する回路である。
ザーバ５０６の出力を２慣性共振系８の共振周波数と反
共振周波数の比が一定値になるようにするための定数を
Ｋとしたとき（Ｋ−１）倍する共振比ゲイン回路５０５
と、外乱抑制回路（図１３）の出力τiを共振比ゲイン
倍するゲイン回路５０２との差をモータトルク指令τM
とする制御方法である。この制御方式の特徴は、２慣性
共振系の共振周波数と***振周波数との比を一定値にす
ることで振動を起こりにくくし、高速な軸トルク推定に
より振動を抑制する回路である。
【０００８】図１５の共振比制御に一次遅れ補償を適用
した回路は、共振比制御の入力段に一次遅れ補償フィル
タ５０１を挿入することにより、軸トルクオブザーバ５
０６のカットオフ周波数が低い場合でも、見かけ上カッ
トオフ周波数を高くでき振動抑制特性を補償するもので
ある。（電気学会、産業電力電気応用研究会資料ＩＥＡ
−９４−１２Ｐ.１，特願平６−２７６１６７） 図１６の低慣性化制御回路は、一次遅れ補償フィルタ５
０４を図示のように挿入することにより、共振比制御に
一次遅れフィルタを適用した図１５の場合よりも補償効
果を上げている。また、共振比制御や共振比制御に一次
遅れ補償フィルタを適用した場合には外乱抑制回路（図
１３）からモータへのトルク指令τMまでの間にゲイン
回路５０２や一次遅れ補償フィルタ５０１が入っている
が、低慣性化制御にはなにも挿入されていないことであ
る。こうすることで、振動抑制回路の出力を入り切りす
ることが簡単になり、後述する極低速域での振動抑制回
路の停止とその再開が円滑に行うことができる。（平成
７年電気学会全国大会ＮＯ．８６９，特願平６−６５７
６３，特願平６−２７１６４５） 以上の制御系は連続時間系で論議されている。しかしな
がら、実用上はソフトウエアで実現されるため離散時間
系にしなければならない。また、図１３の速度検出器９
も離散時間系である。制御系の計算周期とモータ速度の
検出周期は同期したものではなく独立な周期を持ってい
る。そのため、モータが高回転で回っており、速度検出
周期が制御周期よりも短い場合には連続的な速度信号が
得られるために問題は起こらないが、極低速でモータが
回転し、速度検出の周期が制御周期よりも長くなってく
ると正確な速度が検出できなくなり、制御系が不安定に
なるという問題が起こる（図１８）。
した回路は、共振比制御の入力段に一次遅れ補償フィル
タ５０１を挿入することにより、軸トルクオブザーバ５
０６のカットオフ周波数が低い場合でも、見かけ上カッ
トオフ周波数を高くでき振動抑制特性を補償するもので
ある。（電気学会、産業電力電気応用研究会資料ＩＥＡ
−９４−１２Ｐ.１，特願平６−２７６１６７） 図１６の低慣性化制御回路は、一次遅れ補償フィルタ５
０４を図示のように挿入することにより、共振比制御に
一次遅れフィルタを適用した図１５の場合よりも補償効
果を上げている。また、共振比制御や共振比制御に一次
遅れ補償フィルタを適用した場合には外乱抑制回路（図
１３）からモータへのトルク指令τMまでの間にゲイン
回路５０２や一次遅れ補償フィルタ５０１が入っている
が、低慣性化制御にはなにも挿入されていないことであ
る。こうすることで、振動抑制回路の出力を入り切りす
ることが簡単になり、後述する極低速域での振動抑制回
路の停止とその再開が円滑に行うことができる。（平成
７年電気学会全国大会ＮＯ．８６９，特願平６−６５７
６３，特願平６−２７１６４５） 以上の制御系は連続時間系で論議されている。しかしな
がら、実用上はソフトウエアで実現されるため離散時間
系にしなければならない。また、図１３の速度検出器９
も離散時間系である。制御系の計算周期とモータ速度の
検出周期は同期したものではなく独立な周期を持ってい
る。そのため、モータが高回転で回っており、速度検出
周期が制御周期よりも短い場合には連続的な速度信号が
得られるために問題は起こらないが、極低速でモータが
回転し、速度検出の周期が制御周期よりも長くなってく
ると正確な速度が検出できなくなり、制御系が不安定に
なるという問題が起こる（図１８）。
【０００９】この極低速域における特性を改善するため
に速度検出方法として次のような方式を採用している。
速度検出には通常ロータリーエンコーダが使用される。
ロータリーエンコーダの出力は図１７のようになり、１
ｆ方式と呼ばれるＡ相またはＢ相信号の１周期のパルス
を拾い速度計算するものである。これは精度はよいが速
度検出周期が長くなるため、極低速域においては制御周
期よりも速度検出周期が長くなり、速度演算が粗くなる
ことにより速度系が不安定になる。
に速度検出方法として次のような方式を採用している。
速度検出には通常ロータリーエンコーダが使用される。
ロータリーエンコーダの出力は図１７のようになり、１
ｆ方式と呼ばれるＡ相またはＢ相信号の１周期のパルス
を拾い速度計算するものである。これは精度はよいが速
度検出周期が長くなるため、極低速域においては制御周
期よりも速度検出周期が長くなり、速度演算が粗くなる
ことにより速度系が不安定になる。
【００１０】また、４ｆ方式と呼ばれるものがあり、Ａ
相信号とＢ相信号の両方のパルスの情報を使用する方式
もあるが、Ａ相信号とＢ相信号との位相差の精度誤差が
あるため、正確な速度検出ができない。これらの問題を
解決するために、１ｆ方式と４ｆ方式の長所をあわせた
オーバラップ速度検出方式が提案されている（電気学
会、産業電力電気応用研究会資料ＩＥＡ−９４−１６
Ｐ.３７）。
相信号とＢ相信号の両方のパルスの情報を使用する方式
もあるが、Ａ相信号とＢ相信号との位相差の精度誤差が
あるため、正確な速度検出ができない。これらの問題を
解決するために、１ｆ方式と４ｆ方式の長所をあわせた
オーバラップ速度検出方式が提案されている（電気学
会、産業電力電気応用研究会資料ＩＥＡ−９４−１６
Ｐ.３７）。
【００１１】オーバラップ速度検出方式は、図１９のよ
うに４つのエッジ信号をオーバラップさせ、４ｆの周期
で１ｆの精度の信号を検出できる方法である。この方式
により従来の制御方法に比べて１／４の回転数まで安定
に制御可能となる。
うに４つのエッジ信号をオーバラップさせ、４ｆの周期
で１ｆの精度の信号を検出できる方法である。この方式
により従来の制御方法に比べて１／４の回転数まで安定
に制御可能となる。
【００１２】離散時間系においては、オブザーバのモデ
ル速度の算出周期とモータの速度検出周期が同期してい
ないため、そのままでは差分演算ができない。そのため
に平均化処理を行う必要がある。
ル速度の算出周期とモータの速度検出周期が同期してい
ないため、そのままでは差分演算ができない。そのため
に平均化処理を行う必要がある。
【００１３】平均化処理の原理は図２０のようになり、
速度検出周期あるいは速度制御周期に同期したところで
モデル速度あるいは検出速度の平均を計算し、時間をあ
わせて差分計算するものである。（電気学会、産業電力
電気応用研究会資料ＩＥＡ−９４−１６Ｐ.３７） また極低速において、上記の速度検出方法による検出波
形は図２１のようになるが、負荷トルクオブザーバや軸
トルクオブザーバを含む図１３の制御系では、この階段
状の検出速度変化が負荷トルク、または軸トルクの急変
と同様の働きをし、制御系が不安定となるため、オブザ
ーバゲインを上げることができなくなる。また、速度検
出周期が速度制御周期よりも長い場合には、信号の休止
期間が無駄時間となりこれも不安定要因となる。
速度検出周期あるいは速度制御周期に同期したところで
モデル速度あるいは検出速度の平均を計算し、時間をあ
わせて差分計算するものである。（電気学会、産業電力
電気応用研究会資料ＩＥＡ−９４−１６Ｐ.３７） また極低速において、上記の速度検出方法による検出波
形は図２１のようになるが、負荷トルクオブザーバや軸
トルクオブザーバを含む図１３の制御系では、この階段
状の検出速度変化が負荷トルク、または軸トルクの急変
と同様の働きをし、制御系が不安定となるため、オブザ
ーバゲインを上げることができなくなる。また、速度検
出周期が速度制御周期よりも長い場合には、信号の休止
期間が無駄時間となりこれも不安定要因となる。
【００１４】そのため図２２のようにオブザーバのモデ
ル速度と速度検出値を用いて速度推定を行う（電学論
Ｄ，１１５巻１１号，平成７年Ｐ.１３１６）。すると
速度推定値は図２３のように信号の休止期間においても
滑らかな値となる。これを速度検出値の代わりに速度フ
ィードバックやオブザーバの入力としてやることにより
極低速においても円滑な速度制御をすることができる。
ル速度と速度検出値を用いて速度推定を行う（電学論
Ｄ，１１５巻１１号，平成７年Ｐ.１３１６）。すると
速度推定値は図２３のように信号の休止期間においても
滑らかな値となる。これを速度検出値の代わりに速度フ
ィードバックやオブザーバの入力としてやることにより
極低速においても円滑な速度制御をすることができる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】上記従来の振動抑制回
路は、連続的にモータ速度が得られることを前提として
設計されており、極低速域における離散的な速度検出変
化により振動抑制特性が悪化するだけでなく、振動抑制
回路が外乱トルクを生じてしまう場合もある。
路は、連続的にモータ速度が得られることを前提として
設計されており、極低速域における離散的な速度検出変
化により振動抑制特性が悪化するだけでなく、振動抑制
回路が外乱トルクを生じてしまう場合もある。
【００１６】本発明は、従来のこのような問題点を解決
すべくなされたものであり、その目的とするところは、
上記図１９，２０の速度検出方式と、極低速域での特性
改善を行う負荷トルクオブザーバ及び振動抑制回路の３
つの回路を組み合わせて極低速域でも円滑な速度制御が
できるようにした２慣性系制御回路を提供することにあ
る。
すべくなされたものであり、その目的とするところは、
上記図１９，２０の速度検出方式と、極低速域での特性
改善を行う負荷トルクオブザーバ及び振動抑制回路の３
つの回路を組み合わせて極低速域でも円滑な速度制御が
できるようにした２慣性系制御回路を提供することにあ
る。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明の２慣性系制御回
路は、速度指令と速度信号との偏差を増幅する速度アン
プと、このアンプの出力信号と速度信号から負荷トルク
を推定して２慣性系トルク指令を出力する外乱抑制用の
負荷トルクオブザーバと、このオブザーバからのトルク
指令を共振比倍し、その共振倍した信号と速度信号から
軸トルクを推定して２慣性系にモータトルク指令を出力
する振動抑制用の共振比制御回路又はこのオブザーバか
らのトルク指令と速度信号から軸トルクを推定して２慣
性系にモータトルク指令を出力する振動抑制用の低慣性
化制御回路と、ロータリーエンコーダを用いてそのＡ相
信号及びＢ相信号の４つのエッジ信号を検出してオーバ
ラップさせたパルスを前記速度信号として出力する速度
検出器で構成する。
路は、速度指令と速度信号との偏差を増幅する速度アン
プと、このアンプの出力信号と速度信号から負荷トルク
を推定して２慣性系トルク指令を出力する外乱抑制用の
負荷トルクオブザーバと、このオブザーバからのトルク
指令を共振比倍し、その共振倍した信号と速度信号から
軸トルクを推定して２慣性系にモータトルク指令を出力
する振動抑制用の共振比制御回路又はこのオブザーバか
らのトルク指令と速度信号から軸トルクを推定して２慣
性系にモータトルク指令を出力する振動抑制用の低慣性
化制御回路と、ロータリーエンコーダを用いてそのＡ相
信号及びＢ相信号の４つのエッジ信号を検出してオーバ
ラップさせたパルスを前記速度信号として出力する速度
検出器で構成する。
【００１８】振動抑制用に共振比制御回路を用いた場合
は、その前段に一次遅れ補償フィルタを適用する。
は、その前段に一次遅れ補償フィルタを適用する。
【００１９】また、極低速域において振動抑制用の回路
を切り、２慣性系を負荷トルクオブザーバからのトルク
指令で制御させる手段を設けるとよい。
を切り、２慣性系を負荷トルクオブザーバからのトルク
指令で制御させる手段を設けるとよい。
【００２０】この場合、極低速域において、負荷トルク
オブザーバのモデル速度を用いて速度推定を行う手段を
設け、この推定した速度信号を速度アンプへのフィード
バック信号とするとよい。
オブザーバのモデル速度を用いて速度推定を行う手段を
設け、この推定した速度信号を速度アンプへのフィード
バック信号とするとよい。
【００２１】または、振動抑制用の回路のモータモデル
速度を用いた速度推定を行う手段を設け、この推定した
速度信号を負荷トルクオブザーバの速度信号ないし速度
アンプへのフィードバック信号とするとよい。
速度を用いた速度推定を行う手段を設け、この推定した
速度信号を負荷トルクオブザーバの速度信号ないし速度
アンプへのフィードバック信号とするとよい。
【００２２】
実施の形態１ 図１に２慣性振動系の速度制御系を示す。図中、１は速
度指令値ｎL＊と速度検出値ｎM -との偏差を検出する偏
差検出器、２はこの偏差を増幅する速度アンプ、３1は
このアンプに接続された外乱抑制回路としての負荷トル
クオブザーバ、５1はこのオブザーバからの２慣性トル
ク指令τML＊を受けて２慣性（振動）系８にトルク指令
τM＊を出力する振動抑制回路としての共振比制御回
路、９1は図１９に示したオーバラップ速度検出方式に
よりモータ速度を検出する速度検出器である。
度指令値ｎL＊と速度検出値ｎM -との偏差を検出する偏
差検出器、２はこの偏差を増幅する速度アンプ、３1は
このアンプに接続された外乱抑制回路としての負荷トル
クオブザーバ、５1はこのオブザーバからの２慣性トル
ク指令τML＊を受けて２慣性（振動）系８にトルク指令
τM＊を出力する振動抑制回路としての共振比制御回
路、９1は図１９に示したオーバラップ速度検出方式に
よりモータ速度を検出する速度検出器である。
【００２３】負荷トルクオブザーバ３1は、速度アンプ
２からのトルク指令と該オブザーバで推定した負荷推定
値ＺL∧を加算して２慣性トルク指令τM＊を出力する加
算器３１と、トルク指令の前回値をうる遅れ回路３２
と、このトルク指令の前回値と負荷推定値との差をとる
減算器３３と、この減算器からの差信号が入力する２慣
性モデル３４と、このモデルに接続された加算器と、こ
の加算器からの信号の前回値をえて加算器３５に出力す
る遅れ回路と、この加算器３５からの２慣性モデル速度
ｎML′∧の平均値を求める平均値処理回路３７と、この
２慣性モデル速度平均値と速度検出値ｎM -との差を求め
る減算器３８と、この差信号をＫL倍して前記負荷推定
値ＺL∧を出力するオブザーバゲイン回路３９で構成さ
れている。
２からのトルク指令と該オブザーバで推定した負荷推定
値ＺL∧を加算して２慣性トルク指令τM＊を出力する加
算器３１と、トルク指令の前回値をうる遅れ回路３２
と、このトルク指令の前回値と負荷推定値との差をとる
減算器３３と、この減算器からの差信号が入力する２慣
性モデル３４と、このモデルに接続された加算器と、こ
の加算器からの信号の前回値をえて加算器３５に出力す
る遅れ回路と、この加算器３５からの２慣性モデル速度
ｎML′∧の平均値を求める平均値処理回路３７と、この
２慣性モデル速度平均値と速度検出値ｎM -との差を求め
る減算器３８と、この差信号をＫL倍して前記負荷推定
値ＺL∧を出力するオブザーバゲイン回路３９で構成さ
れている。
【００２４】また、共振比制御回路５1は、負荷トルク
オブザーバ３1からの２慣性系トルク指令を２慣性系の
共振周波数と***振周波数の比を一定にするためＫ倍す
るゲイン回路５２と、該共振比制御回路５1で推定した
軸トルク推定値τS∧を（Ｋ−１）倍するゲイン回路５
５と、２慣性系トルク指令と軸トルク推定値との差を求
め２慣性系８へモータトルク指令τM＊を出力する減算
器５６と、このトルク指令の前回値を求める遅れ回路５
７と、この前回値と該回路５1で推定した軸トルク推定
値との差を求める減算器５８と、この差信号が入力する
モータモデル５９と、このモデルに接続された加算器６
０と、この加算器からの信号の前回値を求めて加算器６
０に出力する遅れ回路６１と、加算器６０からのモータ
モデル速度ｎM′∧の平均値を求める平均化処理回路６
２と、このモータモデル速度平均値と速度検出値ｎM -と
の差を求める減算器６３と、この差信号をＫS倍して前
記軸トルク推定値τS(i)∧を出力するオブザーバゲイン
回路６４で構成されている。
オブザーバ３1からの２慣性系トルク指令を２慣性系の
共振周波数と***振周波数の比を一定にするためＫ倍す
るゲイン回路５２と、該共振比制御回路５1で推定した
軸トルク推定値τS∧を（Ｋ−１）倍するゲイン回路５
５と、２慣性系トルク指令と軸トルク推定値との差を求
め２慣性系８へモータトルク指令τM＊を出力する減算
器５６と、このトルク指令の前回値を求める遅れ回路５
７と、この前回値と該回路５1で推定した軸トルク推定
値との差を求める減算器５８と、この差信号が入力する
モータモデル５９と、このモデルに接続された加算器６
０と、この加算器からの信号の前回値を求めて加算器６
０に出力する遅れ回路６１と、加算器６０からのモータ
モデル速度ｎM′∧の平均値を求める平均化処理回路６
２と、このモータモデル速度平均値と速度検出値ｎM -と
の差を求める減算器６３と、この差信号をＫS倍して前
記軸トルク推定値τS(i)∧を出力するオブザーバゲイン
回路６４で構成されている。
【００２５】以上のように、速度検出器９1としてオー
バラップ速度検出方式のものを使用したので、速度検出
周期が短縮でき低速における振動抑制が実現できる。ま
た、極低速域において速度検出器９1からの速度情報に
休止する期間があっても、負荷トルクオブザーバ３1は
負荷トルク推定と共にモデル速度を利用して速度推定が
なされるので、滑らかな速度情報として速度制御を円滑
にできる。同様に、共振比制御回路５1もモデル速度を
利用して速度制御を円滑にする。
バラップ速度検出方式のものを使用したので、速度検出
周期が短縮でき低速における振動抑制が実現できる。ま
た、極低速域において速度検出器９1からの速度情報に
休止する期間があっても、負荷トルクオブザーバ３1は
負荷トルク推定と共にモデル速度を利用して速度推定が
なされるので、滑らかな速度情報として速度制御を円滑
にできる。同様に、共振比制御回路５1もモデル速度を
利用して速度制御を円滑にする。
【００２６】実施の形態２ 図２について、１図に示したものと同一構成部分は同一
符号を付してその重複する説明を省略する。図２におい
て、５2は負荷トルクオブザーバ３1に接続され２慣性系
８にトルク指令を出力する共振比制御＋一次遅れ補償フ
ィルタ回路である。この回路５２の前段に一次遅れ補償
フィルタ５１を設けた点で、図１の共振比制御回路５1
と相違するものとなっている。その他の回路構成は図１
のものと変わりがない。
符号を付してその重複する説明を省略する。図２におい
て、５2は負荷トルクオブザーバ３1に接続され２慣性系
８にトルク指令を出力する共振比制御＋一次遅れ補償フ
ィルタ回路である。この回路５２の前段に一次遅れ補償
フィルタ５１を設けた点で、図１の共振比制御回路５1
と相違するものとなっている。その他の回路構成は図１
のものと変わりがない。
【００２７】この回路５2は図１の共振比制御回路５1に
一次遅れ補償フィルタ５１を設けたものとなっているの
で、フィルタの時定数を適当に選択することによって見
かけ上オブザーバ（５1）のカットオフ周波数を高くす
ることができるので、図１の回路に比し、オブザーバゲ
インが小さい場合でも共振することがなくなる。
一次遅れ補償フィルタ５１を設けたものとなっているの
で、フィルタの時定数を適当に選択することによって見
かけ上オブザーバ（５1）のカットオフ周波数を高くす
ることができるので、図１の回路に比し、オブザーバゲ
インが小さい場合でも共振することがなくなる。
【００２８】実施の形態３ 図３について、５3は負荷トルクオブザーバ３1に接続さ
れ、２慣性系８にトルク指令を出力する低慣性化制御回
路である。この回路は、トルクオブザーバ３１からの２
慣性トルク指令が入力する一次遅れ補償フィルタ５３
と、オブザーバゲイン回路６４からの軸トルク推定値を
一次遅れ補償フィルタ５３からの信号の差をとりゲイン
回路５５に出力する減算器５４とが設けられ、減算器が
負荷トルクオブザーバ３１からの２慣性トルク指令と共
振比ゲイン回路５５からの信号との差をとり２慣性系８
にトルク指令を出力するようになっている点で、図１の
共振比制御回路５1と相違するものとなっている。その
他の回路構成は図１のものと変わりがない。
れ、２慣性系８にトルク指令を出力する低慣性化制御回
路である。この回路は、トルクオブザーバ３１からの２
慣性トルク指令が入力する一次遅れ補償フィルタ５３
と、オブザーバゲイン回路６４からの軸トルク推定値を
一次遅れ補償フィルタ５３からの信号の差をとりゲイン
回路５５に出力する減算器５４とが設けられ、減算器が
負荷トルクオブザーバ３１からの２慣性トルク指令と共
振比ゲイン回路５５からの信号との差をとり２慣性系８
にトルク指令を出力するようになっている点で、図１の
共振比制御回路５1と相違するものとなっている。その
他の回路構成は図１のものと変わりがない。
【００２９】この回路５3は、図１の共振比制御回路５1
と同様に回路５７〜６４で軸トルクを推定し、減算器５
６からトルク指令を出力するが、ゲイン回路５５へ入力
するトルク推定値が一次遅れ補償フィルタ５３から一次
遅れの２慣性トルク指令により補償されるので、低慣性
化制御が可能となる。
と同様に回路５７〜６４で軸トルクを推定し、減算器５
６からトルク指令を出力するが、ゲイン回路５５へ入力
するトルク推定値が一次遅れ補償フィルタ５３から一次
遅れの２慣性トルク指令により補償されるので、低慣性
化制御が可能となる。
【００３０】実施の形態４ 図４について、５4は負荷トルクオブザーバ３1に接続さ
れた共振比制御回路である。この回路はゲイン回路５２
と減算器５６の直列回路を極低速時バイパスするバイパ
ススイッチＳＷ1を設けた点で図１の共振比回路５1と相
違するものとなっている。その他の回路構成は図１のも
のと変わりがない。
れた共振比制御回路である。この回路はゲイン回路５２
と減算器５６の直列回路を極低速時バイパスするバイパ
ススイッチＳＷ1を設けた点で図１の共振比回路５1と相
違するものとなっている。その他の回路構成は図１のも
のと変わりがない。
【００３１】この回路５4は、極低速時にスイッチＳＷ1
がＯＮして共振比回路をバイパスさせるので、速度検出
パルスが入ってこないような極低速域における共振比回
路の誤制御を排除することができる。
がＯＮして共振比回路をバイパスさせるので、速度検出
パルスが入ってこないような極低速域における共振比回
路の誤制御を排除することができる。
【００３２】実施の形態５ 図５について、５5は負荷トルクオブザーバ３1に接続さ
れた共振比制御＋一次遅れフィルタ回路である。この回
路は、一次遅れ補償フィルタ５１とゲイン回路５２と減
算器５６の直列回路を極低速時バイパスさせるスイッチ
ＳＷ1を設けた点で図２の共振比制御＋一次遅れフィル
タ回路５2と相違するものとなっている。その他の回路
構成は図２のものと変わりがない。
れた共振比制御＋一次遅れフィルタ回路である。この回
路は、一次遅れ補償フィルタ５１とゲイン回路５２と減
算器５６の直列回路を極低速時バイパスさせるスイッチ
ＳＷ1を設けた点で図２の共振比制御＋一次遅れフィル
タ回路５2と相違するものとなっている。その他の回路
構成は図２のものと変わりがない。
【００３３】この回路５5は、極低速時にスイッチＳＷ1
をＯＮし、共振比制御＋一次遅れフィルタ回路をバイパ
スするので、速度検出パルスが入ってこないような極低
速域における共振比制御＋一次遅れフィルタ回路の誤制
御を排除することができる。
をＯＮし、共振比制御＋一次遅れフィルタ回路をバイパ
スするので、速度検出パルスが入ってこないような極低
速域における共振比制御＋一次遅れフィルタ回路の誤制
御を排除することができる。
【００３４】実施の形態６ 図６について、５6は負荷トルクオブザーバ３1に接続さ
れた低慣性化制御回路である。この回路はゲイン回路５
５と減算器５６との間を低速時に切るスイッチＳＷ2を
設けた点で、図３の低慣性化制御回路と相違する。その
他の回路は図３のものと変わりがない。
れた低慣性化制御回路である。この回路はゲイン回路５
５と減算器５６との間を低速時に切るスイッチＳＷ2を
設けた点で、図３の低慣性化制御回路と相違する。その
他の回路は図３のものと変わりがない。
【００３５】この回路５3は、極低速時にスイッチＳＷ2
がＯＦＦしてゲイン回路５５の出力がなくなると加算器
５６は負荷トルクオブザーバ３1の出力をそのまま２慣
性系に出力するので、速度検出パルスが入ってこないよ
うな極低速域における低慣性化制御回路の誤制御を排除
することができる。
がＯＦＦしてゲイン回路５５の出力がなくなると加算器
５６は負荷トルクオブザーバ３1の出力をそのまま２慣
性系に出力するので、速度検出パルスが入ってこないよ
うな極低速域における低慣性化制御回路の誤制御を排除
することができる。
【００３６】実施の形態７ 図７について、４は負荷トルクオブザーバ３1の加算器
３５及び３８からの信号の差を取りその差信号を偏差検
出器１に出力する減算器、５は振動抑制回路（５4〜
５6）で、スイッチ（ＳＷ1又はＳＷ2）によって出力し
ない状態にしてある。その他の回路構成は図３〜図６と
同じである。
３５及び３８からの信号の差を取りその差信号を偏差検
出器１に出力する減算器、５は振動抑制回路（５4〜
５6）で、スイッチ（ＳＷ1又はＳＷ2）によって出力し
ない状態にしてある。その他の回路構成は図３〜図６と
同じである。
【００３７】加算器３５は２慣性モデル速度を出力し、
加算器３８は２慣性モデル速度平均値と速度検出器９か
らの検出速度との差信号を出力するので、減算器４から
速度推定値が得られる。図４の回路はこの速度推定値に
より速度制御をするので、極低速時の速度制御が可能と
なる。
加算器３８は２慣性モデル速度平均値と速度検出器９か
らの検出速度との差信号を出力するので、減算器４から
速度推定値が得られる。図４の回路はこの速度推定値に
より速度制御をするので、極低速時の速度制御が可能と
なる。
【００３８】実施の形態８ 図８について、７1は共振比制御回路５1の加算器６０及
び６３からの信号の差を取りその差信号を偏差検出器１
及び負荷トルクオブザーバ３1に出力する減算器であ
る。その他の回路構成は図１のものと同じである。
び６３からの信号の差を取りその差信号を偏差検出器１
及び負荷トルクオブザーバ３1に出力する減算器であ
る。その他の回路構成は図１のものと同じである。
【００３９】加算器６０はモータモデル速度を出力し、
加算器６３はモータモデル速度平均値と速度検出器９か
らの検出速度との差を出力するので、減算器７1から速
度推定値が得られるので、図４の回路はこの速度推定値
により速度制御するので、極低速時の速度制御が可能と
なる。
加算器６３はモータモデル速度平均値と速度検出器９か
らの検出速度との差を出力するので、減算器７1から速
度推定値が得られるので、図４の回路はこの速度推定値
により速度制御するので、極低速時の速度制御が可能と
なる。
【００４０】実施の形態９ 図９について、７2は共振比制御＋一次遅れフィルタ回
路５2の加算器６０及び６３からの信号の差を取りその
差信号を偏差検出器１及び負荷トルクオブザーバ３1に
出力する減算器である。その他の回路構成は図２のもの
と同じである。
路５2の加算器６０及び６３からの信号の差を取りその
差信号を偏差検出器１及び負荷トルクオブザーバ３1に
出力する減算器である。その他の回路構成は図２のもの
と同じである。
【００４１】加算器７2からは図８の加算器７1と同様に
速度推定値が得られるので、図８の場合と同様に極低速
時の速度制御が可能となる。
速度推定値が得られるので、図８の場合と同様に極低速
時の速度制御が可能となる。
【００４２】実施の形態１０ 図１０について、７3は低慣性化制御回路５3の加算器６
０及び６３からの信号の差を取りその差信号を偏差検出
器１及び負荷トルクオブザーバ３1に出力する減算器で
ある。その他の回路構成は図３のものと同じである。
０及び６３からの信号の差を取りその差信号を偏差検出
器１及び負荷トルクオブザーバ３1に出力する減算器で
ある。その他の回路構成は図３のものと同じである。
【００４３】加算器７3からは図８の加算器７1と同様に
速度推定値が得られるので、図８の場合と同様に極低速
時の速度制御が可能となる。
速度推定値が得られるので、図８の場合と同様に極低速
時の速度制御が可能となる。
【００４４】実施の形態１１ 図１１について、７4は低慣性化制御回路５6の加算器６
０及び６３からの信号の差を取りその差信号を偏差検出
器１及び負荷トルクオブザーバ３1に出力する減算器で
ある。その他の回路構成は図６のものと同じである。
０及び６３からの信号の差を取りその差信号を偏差検出
器１及び負荷トルクオブザーバ３1に出力する減算器で
ある。その他の回路構成は図６のものと同じである。
【００４５】加算器７4からは図８の加算器７1と同様に
速度推定値が得られるので、図８の場合と同様に極低速
時の速度制御が可能となる。
速度推定値が得られるので、図８の場合と同様に極低速
時の速度制御が可能となる。
【００４６】
【発明の効果】本発明は、上述のとおり構成されている
ので、次に記載する効果を奏する。
ので、次に記載する効果を奏する。
【００４７】（１）オーバラップ速度検出方式を用いる
ことにより、速度検出周期の短縮化が図れるので、低速
における振動抑制が実現する。
ことにより、速度検出周期の短縮化が図れるので、低速
における振動抑制が実現する。
【００４８】（２）極低速域において振動抑制回路を切
ることで、速度検出パルスが入ってこないような極低速
域での振動抑制回路による誤制御を除去できる。
ることで、速度検出パルスが入ってこないような極低速
域での振動抑制回路による誤制御を除去できる。
【００４９】（３）極低速域において速度検出器からの
速度情報が休止する期間、負荷トルクオブザーバ又は振
動抑制回路のモデル速度を用いて速度推定し、滑らかな
速度情報としているので、極低速域においても円滑な速
度制御ができる。
速度情報が休止する期間、負荷トルクオブザーバ又は振
動抑制回路のモデル速度を用いて速度推定し、滑らかな
速度情報としているので、極低速域においても円滑な速
度制御ができる。
【図１】実施の形態１にかかる制御回路例を示すブロッ
ク図。
ク図。
【図２】実施の形態２にかかる制御回路例を示すブロッ
ク図。
ク図。
【図３】実施の形態３にかかる制御回路例を示すブロッ
ク図。
ク図。
【図４】実施の形態４にかかる制御回路例を示すブロッ
ク図。
ク図。
【図５】実施の形態５にかかる制御回路例を示すブロッ
ク図。
ク図。
【図６】実施の形態６にかかる制御回路例を示すブロッ
ク図。
ク図。
【図７】実施の形態７にかかる制御回路例を示すブロッ
ク図。
ク図。
【図８】実施の形態８にかかる制御回路例を示すブロッ
ク図。
ク図。
【図９】実施の形態９にかかる制御回路例を示すブロッ
ク図。
ク図。
【図１０】実施の形態１０にかかる制御回路例を示すブ
ロック図。
ロック図。
【図１１】実施の形態１１にかかる制御回路例を示すブ
ロック図。
ロック図。
【図１２】（ａ）は２慣性系を示す斜視図，（ｂ）は２
慣性系モデルを示すブロック図。
慣性系モデルを示すブロック図。
【図１３】速度制御系を示すブロック図。
【図１４】従来共振比制御回路例を示すブロック図。
【図１５】従来共振比制御＋一次遅れ補償フィルタ回路
例を示すブロック図。
例を示すブロック図。
【図１６】従来低慣性化制御回路例を示すブロック図。
【図１７】エンコーダのパルス波形図。
【図１８】従来極低速域における制御周期と検出周期の
関係説明図。
関係説明図。
【図１９】オーバラップ速度検出方式を説明するタイミ
ング図。
ング図。
【図２０】平均化処理を説明するグラフ。
【図２１】従来速度検出方式を説明するグラフ。
【図２２】速度推定回路を示すブロック図。
【図２３】速度推定原理を説明するグラフ。
１…速度偏差検出器 ２…速度アンプ ３…外乱抑制回路 ３1…負荷トルクオブザーバ ３４…２慣性系モデル ３７…平均化処理回路 ５…振動抑制回路 ５1，５4…共振比制御回路 ５2，５5…共振比制御＋一次遅れ補償フィルタ回路 ５3，５6…低慣性化制御回路 ５１，５０１…一次遅れ補償フィルタ ５９…モータモデル ５０３…慣性化ブロック ５０６…軸トルクオブザーバ ６２…平均化処理回路 ８…２慣性（共振）系 ９…速度検出器 ９1…オーバラップ速度検出方式の速度検出器
Claims (7)
- 【請求項１】 速度指令と速度信号との偏差を増幅する
速度アンプと、 このアンプの出力信号と速度信号から負荷トルクを推定
して２慣性系トルク指令を出力する外乱抑制用の負荷ト
ルクオブザーバと、 このオブザーバからのトルク指令を共振比倍し、その共
振倍した信号と速度信号から軸トルクを推定して２慣性
系にモータトルク指令を出力する振動抑制用の共振比制
御回路と、 ロータリーエンコーダを用いてそのＡ相信号及びＢ相信
号の４つのエッジ信号を検出してオーバラップさせたパ
ルスを前記速度信号として出力する速度検出器と、 からなることを特徴とした２慣性系制御回路。 - 【請求項２】 請求項１において、共振比制御回路の前
段に一次遅れ補償フィルタを適用し、振動抑制特性を改
善したことを特徴とする２慣性系制御回路。 - 【請求項３】 速度指令と速度信号との偏差を増幅する
速度アンプと、 このアンプの出力信号と速度信号から負荷トルクを推定
して２慣性系トルク指令を出力する外乱抑制用の負荷ト
ルクオブザーバと、 このオブザーバからのトルク指令と速度信号から軸トル
クを推定して２慣性系にモータトルク指令を出力する振
動抑制用の低慣性化制御回路と、 ロータリーエンコーダを用いてそのＡ相信号及びＢ相信
号の４つのエッジ信号を検出してオーバラップさせたパ
ルスを前記速度信号として出力する速度検出器と、 からなることを特徴とする２慣性系制御回路。 - 【請求項４】 請求項１又は２において、極低速域にお
いて共振比制御回路を切り、２慣性系を負荷トルクオブ
ザーバからのトルク指令で制御させる手段を設けたこと
を特徴とする２慣性系制御回路。 - 【請求項５】 請求項３において、極低速域において低
慣性化制御回路を切り、２慣性系を負荷トルクオブザー
バからのトルク指令で制御させる手段を設けたことを特
徴とする２慣性系制御回路。 - 【請求項６】 請求項４又は５において、極低速域にお
いて、負荷トルクオブザーバのモデル速度を用いて速度
推定を行う手段を設け、この推定した速度信号を速度ア
ンプへのフィードバック信号とすることを特徴とする２
慣性系制御回路。 - 【請求項７】 請求項１，２，３，６のいずれか１つに
おいて、振動抑制用の回路のモータモデル速度を用いて
速度推定を行う手段を設け、この推定した速度信号を負
荷トルクオブザーバの速度信号ないし速度アンプへのフ
ィードバック信号としたことを特徴とする２慣性系制御
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8311134A JPH10155292A (ja) | 1996-11-22 | 1996-11-22 | ２慣性系制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8311134A JPH10155292A (ja) | 1996-11-22 | 1996-11-22 | ２慣性系制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10155292A true JPH10155292A (ja) | 1998-06-09 |
Family
ID=18013543
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8311134A Pending JPH10155292A (ja) | 1996-11-22 | 1996-11-22 | ２慣性系制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10155292A (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001082462A1 (fr) * | 2000-04-20 | 2001-11-01 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Commande de moteur |
| JP2007043884A (ja) * | 2005-06-30 | 2007-02-15 | Juki Corp | 多慣性共振系の振動抑制制御方法及び装置 |
| JP2007236185A (ja) * | 2006-02-03 | 2007-09-13 | Juki Corp | 位置決め装置の同期防振制御装置 |
| JP2008182828A (ja) * | 2007-01-25 | 2008-08-07 | Juki Corp | ミシン主軸のモータ制御方法及び装置 |
| JP2008182829A (ja) * | 2007-01-25 | 2008-08-07 | Juki Corp | Ｘｙ方向自動送り縫いミシンのｘｙ軸モータ制御方法及び装置 |
| JP2009145364A (ja) * | 2009-03-30 | 2009-07-02 | Sinfonia Technology Co Ltd | 動力伝達系の試験装置とその制御方法 |
| CN105093935A (zh) * | 2015-08-24 | 2015-11-25 | 南京理工大学 | 直驱电机***的模型不确定性补偿的滑模控制方法 |
| CN105159077A (zh) * | 2015-08-24 | 2015-12-16 | 南京理工大学 | 直驱电机***干扰补偿的有限时间连续滑模控制方法 |
| CN106849797A (zh) * | 2017-04-10 | 2017-06-13 | 福州大学 | 一种双惯性永磁同步电机的电流无源控制方法 |
| CN113794411A (zh) * | 2021-08-31 | 2021-12-14 | 西北工业大学 | 航空柱塞泵用内嵌式永磁同步电机的多重抗扰控制方法 |
-
1996
- 1996-11-22 JP JP8311134A patent/JPH10155292A/ja active Pending
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001082462A1 (fr) * | 2000-04-20 | 2001-11-01 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Commande de moteur |
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| JP2009145364A (ja) * | 2009-03-30 | 2009-07-02 | Sinfonia Technology Co Ltd | 動力伝達系の試験装置とその制御方法 |
| JP4656245B2 (ja) * | 2009-03-30 | 2011-03-23 | シンフォニアテクノロジー株式会社 | 動力伝達系の試験装置とその制御方法 |
| CN105093935A (zh) * | 2015-08-24 | 2015-11-25 | 南京理工大学 | 直驱电机***的模型不确定性补偿的滑模控制方法 |
| CN105159077A (zh) * | 2015-08-24 | 2015-12-16 | 南京理工大学 | 直驱电机***干扰补偿的有限时间连续滑模控制方法 |
| CN106849797A (zh) * | 2017-04-10 | 2017-06-13 | 福州大学 | 一种双惯性永磁同步电机的电流无源控制方法 |
| CN113794411A (zh) * | 2021-08-31 | 2021-12-14 | 西北工业大学 | 航空柱塞泵用内嵌式永磁同步电机的多重抗扰控制方法 |
| CN113794411B (zh) * | 2021-08-31 | 2023-02-07 | 西北工业大学 | 航空柱塞泵用内嵌式永磁同步电机的多重抗扰控制方法 |
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