JP2861273B2 - Waveform distortion detection circuit - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はビデオ信号の波形歪みの除去回路に関す
る。The present invention relates to a circuit for removing waveform distortion of a video signal.

〔発明の概要〕[Summary of the Invention]

この発明は、例えば、ゴースト除去回路において、ト
ランスバーサルフィルタを、ゴースト除去と相関演算と
に時分割使用することにより、コストダウンをはかった
ものである。According to the present invention, for example, in a ghost elimination circuit, the cost is reduced by using a transversal filter in a time-division manner for ghost elimination and correlation calculation.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

テレビ受像機において、受信したビデオ信号からゴー
スト波成分を除去するには、次のようにすればよい。To remove a ghost wave component from a received video signal in a television receiver, the following may be performed.

すなわち、送信側において、ビデオ信号にゴーストキ
ャンセル用の基準信号（以下、GCR信号と呼ぶ）を付加
しておく。That is, on the transmission side, a ghost canceling reference signal (hereinafter, referred to as a GCR signal) is added to the video signal.

そして、受信側においては、受信したビデオ信号中の
GCR信号（これはゴースト波成分を含む）と、受信側で
形成したGCR信号とを波形比較してゴースト波成分を取
り出すとともに、この取り出されるゴースト波成分がな
くなるように、例えばトランスバーサルフィルタの通過
特性を制御する。Then, on the receiving side, the received video signal
The GCR signal (including the ghost wave component) and the GCR signal formed on the receiving side are compared in waveform to extract the ghost wave component, and pass through a transversal filter so that the extracted ghost wave component disappears. Control characteristics.

そして、このときのGCR信号として、第５図に示すよ
うな信号SGCRが考えられている。Then, a signal SGCR as shown in FIG. 5 is considered as the GCR signal at this time.

すなわち、同図において、HDは水平同期パルス、BRST
はバースト信号を示し、第１のGCR信号GCRは、同図Ａに
示すように、水平期間の後ろ側に位置するバー波形とさ
れるとともに、その幅は44.7μ秒、レベルは70IREとさ
れる。また、立ち上がり特性はsinX/Xのリンギング特性
である。That is, in the figure, HD is the horizontal synchronization pulse, BRST
Represents a burst signal, and the first GCR signal GCR has a bar waveform located at the rear side of the horizontal period as shown in FIG. 2A, a width of 44.7 μsec, and a level of 70 IRE. . The rising characteristic is a ringing characteristic of sinX / X.

さらに、第２のGCR信号PDSは、同図Ｂに示すように、
ペデスタル波形（０レベル）とされる。Further, the second GCR signal PDS is, as shown in FIG.
A pedestal waveform (0 level) is set.

そして、第６図Ａに示すように、ビデオ信号の８フィ
ールド期間を繰り返し周期とし、その第１、第３、第
６、第８番目のフィ−ルド期間の第18ラインあるいは第
281ラインに、GCR信号GCRが挿入され、残る第２、第
４、第５、第７番目のフィールド期間の第18ラインある
いは第281ラインに、信号PDSが挿入され、このGCR信号S
GCRの挿入されたビデオ信号が送信される。Then, as shown in FIG. 6A, an eight-field period of the video signal is set as a repetition period, and the eighteenth line or the eighteenth field period of the first, third, sixth, and eighth field periods is used.
The GCR signal GCR is inserted into the 281st line, and the signal PDS is inserted into the 18th line or the 281st line in the remaining second, fourth, fifth, and seventh field periods.
The video signal with the GCR inserted is transmitted.

そして、第１〜第８番目のGCR信号SGCRを信号S₁〜S₈
とするとき、受信側において、同図Ｂに示すような演算
を行えば、その演算結果は信号GCRとなる。またゴース
トがあれば、この演算結果には、信号GCRのゴースト波
成分Sgも含まれることになる。Then, the first to eighth GCR signals SGCR are transmitted to the signals S _{1 to} S _8.
Then, if the receiving side performs an operation as shown in FIG. B, the operation result becomes a signal GCR. If there is a ghost, the calculation result also includes the ghost wave component Sg of the signal GCR.

したがって、この演算結果の信号GCR（及びSg）から
ゴースト除去を行うことができる。Therefore, the ghost can be removed from the signal GCR (and Sg) of the operation result.

そして、この場合、４フィ−ルド期間離れたバースト
信号BRST、色信号及び水平同期パルスHDは、それぞれ互
いに同相なので、信号S₁〜S₈を演算するとき、バースト
信号BRST、色信号及び水平同期パルスHDは、それぞれ相
殺される。In this case, 4 Fi - field period apart the burst signal BRST, the color signal and the horizontal synchronization pulses HD, since each of phase with each other, when calculating the signal S ₁ to S _8, the burst signal BRST, the color signal and the horizontal sync The pulses HD are each canceled.

したがって、演算結果の信号GCR（及びゴースト波成
分Sg）には、バースト信号BRST、色信号及び水平同期パ
ルスHDは含まれないので、いわゆる前ゴースト及び後ゴ
ーストの除去及び波形等化などに対して最大で45μ秒の
範囲で対応できる。また、80μ秒程度までのロングゴー
ストに対しても誤検出を生じることがない。Therefore, since the signal GCR (and the ghost wave component Sg) of the operation result does not include the burst signal BRST, the color signal, and the horizontal synchronization pulse HD, the so-called front ghost and rear ghost removal and waveform equalization are performed. Up to 45 μs can be handled. In addition, erroneous detection does not occur even for a long ghost up to about 80 μsec.

第７図は、このGCR信号SGCRを使用するゴースト除去
回路の一例を示す。FIG. 7 shows an example of a ghost removal circuit using the GCR signal SGCR.

すなわち、（１）はテレビ受像機の映像検波回路を示
し、この検波回路（１）から上述したGCR信号SGCRの付
加されたカラーコンポジットビデオ信号SYが取り出さ
れ、この信号SYが、A/Dコンバータ（２）に供給されて
１サンプルが例えば８ビットのデジタルビデオ信号SYに
変換され、この信号SYが、例えば640段（640タップ）の
トランスバーサルフィルタ（３）を通じてD/Aコンバー
タ（４）に供給されてもとのアナログビデオ信号SYに変
換され、この信号SYが端子（５）に取り出される。That is, (1) shows a video detection circuit of a television receiver, from which the above-mentioned color composite video signal SY to which the GCR signal SGCR is added is extracted from this detection circuit (1), and this signal SY is converted into an A / D converter. One sample is supplied to (2) and converted into a digital video signal SY of, for example, 8 bits. This signal SY is transmitted to a D / A converter (4) through a transversal filter (3) of, for example, 640 stages (640 taps). The supplied analog video signal SY is converted into the original analog video signal SY, and this signal SY is taken out to the terminal (5).

そして、このとき、検出回路（10）において、GCR信
号SGCRからゴースト波成分が検出され、この検出出力に
よりフィルタ（３）の通過特性が制御されてゴースト波
成分が除去される。At this time, a ghost wave component is detected from the GCR signal SGCR in the detection circuit (10), and the pass characteristic of the filter (3) is controlled by the detection output to remove the ghost wave component.

すなわち、第６図Ｂに示す演算は、同図Ｃに示すよう
に書き換えることができ、これは各フィ−ルド期間のGC
R信号SGCRを、順に積算していけばよいことを示してい
る。That is, the operation shown in FIG. 6B can be rewritten as shown in FIG.
This indicates that the R signal SGCR should be accumulated in order.

そこで、A/Dコンバータ（２）からのデジタルビデオ
信号SYが、ゲート回路（11）に供給されてGCR信号SGCR
（前後の検出期間を含む）が取り出され、この信号SGCR
がバッファメモリ（12）に供給されて１フィ−ルド期間
ごとにそのフィ−ルド期間のGCR信号SGCRが保持され
る。Then, the digital video signal SY from the A / D converter (2) is supplied to the gate circuit (11) and the GCR signal SGCR
(Including the preceding and following detection periods) is taken out and this signal SGCR
Is supplied to the buffer memory (12), and the GCR signal SGCR in the field period is held for each field period.

そして、このメモリ（12）のGCR信号SGCRが、演算回
路（21）に供給される。この演算回路（21）及び以後の
回路（22）〜（28）は、実際にはマイクロコンピュータ
（20）及びソフトウエアにより構成されるものである
が、ここではハードウエアにより表現している。Then, the GCR signal SGCR of the memory (12) is supplied to the arithmetic circuit (21). The arithmetic circuit (21) and the following circuits (22) to (28) are actually constituted by a microcomputer (20) and software, but are represented by hardware here.

すなわち、演算回路（21）においても、メモリ（12）
に保持されているGCR信号SGCRが、１フィ−ルド期間ご
とに第６図Ｃの式にしたがって順に加算あるいは減算さ
れ、第８図Ａに示すように、８フィ−ルド期間の演算結
果である信号GCR（そのゴースト波成分Sgを含む）が取
り出される。そして、この信号GCRはバー波形なので、
パルス応答にするため、この信号GCRが微分回路（22）
に供給されて同図Ｂに示すように微分パルスPpとされ、
このパルスPpが相関演算回路（23）に供給される。That is, in the arithmetic circuit (21), the memory (12)
The GCR signal SGCR held in the above is sequentially added or subtracted in accordance with the formula of FIG. 6C for each field period, and as shown in FIG. 8A, is the operation result of the eight field period. The signal GCR (including the ghost wave component Sg) is extracted. And since this signal GCR is a bar waveform,
To make a pulse response, this signal GCR is used as a differentiation circuit (22)
Is supplied to the differential pulse Pp as shown in FIG.
This pulse Pp is supplied to the correlation operation circuit (23).

また、フィルタ（３）からのビデオ信号SYが、ゲート
回路（13）に供給されてGCR信号SGCR（前後の検出期間
を含む）が取り出され、この信号SGCRがバッファメモリ
（14）に供給されて１フィ−ルド期間ごとにそのフィ−
ルド期間のGCR信号SGCRが保持される。Further, the video signal SY from the filter (3) is supplied to the gate circuit (13) to extract the GCR signal SGCR (including the preceding and following detection periods), and this signal SGCR is supplied to the buffer memory (14). The field every one field period
The GCR signal SGCR for the first period is held.

そして、このメモリ（14）のGCR信号SGCRが、演算回
路（24）に供給されて演算回路（21）における演算と同
様にして第９図Ａに示すように、８フィ−ルド期間の演
算結果である信号GCR（そのゴースト波成分Sgを含む）
が取り出され、この信号GCRが微分回路（27）に供給さ
れた後に、減算回路（25）に供給されるとともに、基準
GCR信号形成回路（26）から基準波形の信号GCR（第５図
Ｃ）が取り出され、この信号GCRが減算回路（26）に供
給される。したがって、減算回路（26）からは、第９図
Ｂに示すように、受信した信号GCRのゴースト波成分Sg
を含む第９図Ｃに示す微分パルスPqが取り出される（こ
のゴースト波成分Sgは、除去できなかったエラー分でも
ある）。Then, the GCR signal SGCR of the memory (14) is supplied to the arithmetic circuit (24), and the arithmetic result in the eight field period is obtained as shown in FIG. 9A in the same manner as the arithmetic in the arithmetic circuit (21). GCR (including its ghost wave component Sg)
The signal GCR is supplied to a differentiating circuit (27) and then supplied to a subtracting circuit (25).
A reference waveform signal GCR (FIG. 5C) is extracted from the GCR signal forming circuit (26), and the signal GCR is supplied to a subtraction circuit (26). Therefore, as shown in FIG. 9B, the ghost wave component Sg of the received signal GCR is output from the subtraction circuit (26).
The differential pulse Pq shown in FIG. 9C is extracted (this ghost wave component Sg is also an error that could not be removed).

そして、このパルスPqが相関演算回路（23）に供給さ
れる。Then, the pulse Pq is supplied to the correlation operation circuit (23).

この相関演算回路（23）は、パルスPpとパルスPqの積
和演算を行ってゴースト情報を得るものであり、この演
算回路（23）においては、第10図に示すようなルーチン
（30）の処理が行われる。This correlation operation circuit (23) obtains ghost information by performing a product-sum operation of the pulse Pp and the pulse Pq. In this operation circuit (23), a routine (30) shown in FIG. Processing is performed.

ただし、第８図Ｂに示すように、パルスPpのサンプル
数は64サンプルとする。また、 i ：フィルタ（３）のタップ番号。ｉ＝０〜639 m ：ゴースト除去期間（例えば−２μ秒〜＋45秒）に
おける、パルスPqに対するサンプリング点 n ：パルスPpのサンプリング点。ｎ＝０〜63 Xn ：パルスPpの量子化値 Ym ：パルスPqの量子化値 RSLT:演算結果 とする。However, as shown in FIG. 8B, the number of samples of the pulse Pp is 64 samples. I: Tap number of filter (3). i = 0 to 639 m: a sampling point for the pulse Pq in a ghost removal period (for example, −2 μs to +45 seconds) n: a sampling point of the pulse Pp. n = 0 to 63 Xn: Quantized value of pulse Pp Ym: Quantized value of pulse Pq RSLT: Calculation result

また、演算回路（23）は、マイコン（20）の処理を等
価的にハードウエアとして図示しているだけであり、実
際には、ルーチン（30）の処理はマイコン（20）により
実行される。Further, the arithmetic circuit (23) only equivalently illustrates the processing of the microcomputer (20) as hardware, and the processing of the routine (30) is actually executed by the microcomputer (20).

そして、このルーチン（30）の処理が実行されると、
そのステップ（32）において、演算結果RSLTが演算回路
（23）から出力されて変換回路（28）に供給され、その
演算結果RSLTは、フィルタ（３）の第ｉ番目のタップに
対するタップ係数（タップ利得）Tiに変換される。When the processing of this routine (30) is executed,
In the step (32), the operation result RSLT is output from the operation circuit (23) and supplied to the conversion circuit (28), and the operation result RSLT is a tap coefficient (tap) for the i-th tap of the filter (3). Gain) converted to Ti.

そして、この係数Tiがフィルタ（３）に供給され、フ
ィルタ（３）から取り出されるGCR信号SGCRのゴースト
波成分Sgが相殺されて除去されるように、フィルタ
（３）の通過特性が制御される。Then, the coefficient Ti is supplied to the filter (3), and the pass characteristic of the filter (3) is controlled such that the ghost wave component Sg of the GCR signal SGCR extracted from the filter (3) is canceled and removed. .

したがって、このとき、フィルタ（３）において、ビ
デオ信号SYのゴースト波成分も除去され、端子（５）に
は、ゴースト波成分の含まれないビデオ信号SYが取り出
される。Therefore, at this time, the ghost wave component of the video signal SY is also removed by the filter (3), and the video signal SY containing no ghost wave component is extracted from the terminal (5).

文献:1989年テレビジョン学会全国大会誌 「ゴーストキャンセル基準信号方式」 〔発明が解決しようとする課題〕 ところが、上述のように、演算回路（23）における相
関演算をルーチン（30）により実行すると、図からも明
らかなように、ステップ（31）における乗算を、フィル
タ（３）のタップ数と、パルスPpのサンプル数との積で
ある40960回（＝640タップ×64サンプル）行わなければ
ならない。Reference: The 1989 National Convention of the Institute of Television Engineers of Japan "Ghost cancellation reference signal system" [Problems to be solved by the invention] However, as described above, when the correlation operation in the arithmetic circuit (23) is executed by the routine (30) As is clear from the figure, the multiplication in step (31) must be performed 40960 times (= 640 taps × 64 samples) which is the product of the number of taps of the filter (3) and the number of samples of the pulse Pp.

しかし、マイコン（20）にとって乗算は最も時間のか
かる処理の１つであり、ソフトウエアによって乗算を４
万回以上も実行すると、多くの時間が必要となり、実際
的ではなくなってしまう。However, multiplication is one of the most time-consuming processes for the microcomputer (20).
Running more than ten thousand times would require a lot of time and would be impractical.

その点、この相関演算回路（23）をハードウエアによ
り構成すれば、高速に演算できる。しかし、そのために
は専用の相関演算回路が必要であり、コストアップとな
ってしまう。In this regard, if the correlation calculation circuit (23) is configured by hardware, high-speed calculation can be performed. However, this requires a dedicated correlation operation circuit, which increases the cost.

この発明は、これらの問題点を一掃しようとするもの
である。The present invention seeks to eliminate these problems.

〔課題を解決するための手段〕[Means for solving the problem]

今、トランスバーサルフィルタ（３）について考える
と、これは標準型（出力加算型）の場合、第11図に示す
ような構成でIC化されている。Now, considering the transversal filter (3), in the case of a standard type (output addition type), it is implemented as an IC with a configuration as shown in FIG.

ただし、D₀〜D₆₃₉は単位期間の遅延回路、M₀〜M₆₃₉は
乗算回路、A₀は加算回路、SRはシフトレジスタ、T_INは
信号入力端子、T_OUTは信号出力端子、T_TAPはタップ係数
入力端子である。そして、レジスタSRにより、タップ係
数が直列データから並列データに変換されて乗算回路M₀
〜M₆₃₉にロードされる。However, D _{0 to} D ₆₃₉ are unit period delay circuits, M _{0 to} M ₆₃₉ are multiplier circuits, A ₀ is an adder circuit, SR is a shift register, T _IN is a signal input terminal, T _OUT is a signal output terminal, T _TAP Is a tap coefficient input terminal. Then, the tap coefficient is converted from serial data to parallel data by the register SR, and the multiplication circuit M ₀
~ _M639 is loaded.

この発明は、このようにトランスバーサルフィルタ
（３）が構成されていることに着目し、トランスバーサ
ルフィルタ（３）を、ゴースト波成分の除去と、相関演
算とに時分割的に使用するようにしたものである。The present invention focuses on the fact that the transversal filter (3) is configured as described above, and uses the transversal filter (3) in a time-division manner for removing a ghost wave component and performing a correlation operation. It was done.

〔作用〕[Action]

ハードウエアにより乗算が実行され、高速に相関演算
が実行されるとともに、そのハードウエアによるコスト
アップがほとんどない。The multiplication is executed by hardware, the correlation operation is executed at high speed, and the cost is hardly increased by the hardware.

〔実施例〕〔Example〕

第１図において、A/Dコンバータ（２）からのビデオ
信号SYがスイッチ回路（41）に供給されるとともに、マ
イコン（20）から後述する値Xnが取り出されてスイッチ
回路（41）に供給され、そのスイッチ出力がトランスバ
ーサルフィルタ（３）の信号入力端子T_INに供給され
る。In FIG. 1, a video signal SY from an A / D converter (2) is supplied to a switch circuit (41), and a value Xn described later is extracted from a microcomputer (20) and supplied to the switch circuit (41). , the switch output is supplied to the signal input terminal T _iN of the transversal filter (3).

また、映像検波回路（１）からのビデオ信号SYがスイ
ッチ回路（42）に供給されるとともに、D/Aコンバータ
（４）からのビデオ信号SYがスイッチ回路（42）に供給
され、そのスイッチ出力が端子（５）に取り出される。The video signal SY from the video detection circuit (1) is supplied to the switch circuit (42), and the video signal SY from the D / A converter (4) is supplied to the switch circuit (42), and the switch output Is taken out to the terminal (5).

さらに、マイコン（20）から値TiあるいはYmが取り出
され、これら値Ti、Ymがタップ入力端子T_TAPに供給され
る。Further, the microcomputer (20) the value Ti or Ym taken from these values Ti, the Ym are supplied to the tap input terminal T _TAP.

また、マイコン（20）からスイッチ回路（41）、（4
2）にそれらの制御信号が供給され、フィルタ（３）の
タップ係数Tiを設定している期間には、スイッチ回路
（41）は、図の状態と、図とは逆の状態とに交互に切り
換えられ、スイッチ回路（42）は図とは逆の状態に切り
換えられる。そして、フィルタ（３）のタップ係数Tiの
設定が終了すると、スイッチ回路（41）、（42）は図の
状態に切り換えられる。Also, switch circuits (41), (4)
During the period when these control signals are supplied to 2) and the tap coefficient Ti of the filter (3) is set, the switch circuit (41) alternates between the state shown in the figure and the state opposite to the figure. The switching is performed, and the switch circuit (42) is switched to the state opposite to the state shown in the figure. When the setting of the tap coefficient Ti of the filter (3) is completed, the switch circuits (41) and (42) are switched to the states shown in the figure.

このような構成において、まず、スイッチ回路（41）
が８フィ−ルド期間にわたって図の状態に接続される。In such a configuration, first, the switch circuit (41)
Are connected to the state shown in the figure for eight field periods.

したがって、この状態（８フィ−ルド期間）では、こ
の除去回路は、等価的に第２図の構成となるので、マイ
コン（20）において、GCR信号SGCRから上述のようにし
てパルスPp、P_qの値Xn、Ymが取り出される。なお、この
とき、それまでに求めたタップ係数Tiがマイコン（20）
からフィルタ（３）に供給されている。Therefore, in this state (8-field period), the removal circuit is equivalently configured as shown in FIG. 2, so that the microcomputer (20) uses the GCR signal SGCR to generate the pulses Pp and _Pq as described above. Xn and Ym are extracted. At this time, the tap coefficient Ti obtained so far is calculated by the microcomputer (20)
To the filter (3).

そして、８フィ−ルド期間が経過すると、スイッチ回
路（41）が第１図とは逆の状態に接続され、したがっ
て、等価的に第３図の構成とされる。Then, after the lapse of eight field periods, the switch circuit (41) is connected in a state opposite to that of FIG. 1, and thus has the equivalent configuration of FIG.

続いて、第４図Ａに示すように、マイコン（20）によ
りフィルタ（３）の乗算回路M₀〜M₆₃₉に値Y₀〜Y₆₃₉がセ
ットされる（実際には、レジスタSRに値Y₀〜Y₆₃₉がセッ
トされるのであるが、ここでは図示の都合上、乗算回路
M₀〜M₆₃₉にセットされるものとする）。Subsequently, as shown in FIG. 4A, the values Y ₀ to Y ₆₃₉ are set in the multiplication circuits M _{0 to} M ₆₃₉ of the filter (3) by the microcomputer (20) (actually, the value Y is stored in the register SR). _{0 to} Y ₆₃₉ are set. Here, for convenience of illustration, a multiplication circuit is set.
M _{0 to} M ₆₃₉ ).

次に、マイコン（20）によりフィルタ（３）に入力信
号として“0"が供給されて同図Ｂに示すように、遅延回
路D₀〜D₆₃₉がクリアされ、続いて、マイコン（20）から
フィルタ（３）に入力信号として値X₆₃〜X₀が供給され
て同図Ｃに示すように、遅延回路D₀〜D₆₃に値X₀〜X₆₃が
セットされる。Next, “0” is supplied as an input signal to the filter (3) by the microcomputer (20) to clear the delay circuits D _{0 to} D ₆₃₉ as shown in FIG. The values X _{63 to} X ₀ are supplied to the filter (3) as input signals, and the values X _{0 to} X ₆₃ are set in the delay circuits D _{0 to} D ₆₃ as shown in FIG.

さらに、同図Ｄに示すように、遅延回路D₀〜D₆₃₉の値
X₀〜X₆₃₉と、乗算回路M₀〜M₆₃₉の値Y₀〜Y₆₃₉とが乗算さ
れるとともに、その乗算結果が加算回路A₀において加算
され、その加算結果がフィルタ（３）から出力信号とし
て取り出される。Further, as shown in FIG. D, the values of the delay circuits D _{0 to} D ₆₃₉
And X ₀ to X _639, along with the values Y ₀ to Y ₆₃₉ of the multiplier circuit M ₀ ~M ₆₃₉ are multiplied, the multiplication result is added in adder circuit A _0, outputs the addition result from the filter (3) It is extracted as a signal.

この場合、この出力信号は、ｉ＝０のときの値X₀〜X
₆₃と、値Y₀〜Y₆₃₉との積和演算の結果にほかならず、ｉ
＝０のときの値RSLTである。In this case, this output signal has values X _{0 to} X when i = 0.
₆₃ and the result of the product-sum operation of the values Y _{0 to} Y ₆₃₉ , i
This is the value RSLT when = 0.

そこで、この値RSLTがフィルタ（３）からゲート回路
（13）及びメモリ（14）を通じてマイコン（20）に取り
込まれ、第０番目のタップ係数T₀に変換されて記憶され
る。Then, this value RSLT is taken into the microcomputer (20) from the filter (3) through the gate circuit (13) and the memory (14), converted into the _0th tap coefficient T0, and stored.

次に、第４図Ｅに示すように、遅延回路D₀〜D₆₃₉の値
X₀〜X₆₃₉が１遅延回路分だけ出力側にシフトされ、続い
て同図Ｆに示すように、遅延回路D₀〜D₆₃₉の値X₀〜X₆₃₉
と、乗算回路M₀〜M₆₃₉の値Y₀〜Y₆₃₉とが乗算されるとと
もに、その乗算結果が加算回路A₀において加算され、そ
の加算結果がｉ＝１のときの値RSLTとしてフィルタ
（３）から取り出される。そして、この値RSLTが、マイ
コン（20）において第１番目のタップ係数T₁に変換され
て記憶される。Next, as shown in FIG. 4E, the values of the delay circuits D _{0 to} D ₆₃₉ are determined.
X _{0 to} X ₆₃₉ are shifted to the output side by one delay circuit, and then the values X _{0 to} X ₆₃₉ of the delay circuits D _{0 to} D ₆₃₉ as shown in FIG.
When, along with the values Y ₀ to Y ₆₃₉ of the multiplier circuit M ₀ ~M ₆₃₉ are multiplied, the multiplication result is added in adder circuit A _0, the filter as a value RSLT when the addition result is i = 1 ( 3). Then, this value RSLT is converted into the _first tap coefficient T1 in the microcomputer (20) and stored.

さらに、同図Ｆに示すように、遅延回路D₀〜D₆₃₉の値
X₀〜X₆₃₉が１遅延回路分だけ出力側にシフトされ、続い
て同図Ｈに示すように、遅延回路D₀〜D₆₃₉の値X₀〜X₆₃₉
と，乗算回路M₀〜M₆₃₉の値Y₀〜Y₆₃₉とが乗算されるとと
もに、その乗算結果が加算回路A₀において加算され、そ
の加算結果がｉ＝２のときの値RSLTとしてフィルタ
（３）から取り出される。そして、この値RSLTが、マイ
コン（20）において第２番目のタップ係数T₂に変換され
て記憶される。Further, as shown in FIG. _9F , the values of the delay circuits D _{0 to} D ₆₃₉
X _{0 to} X ₆₃₉ are shifted to the output side by one delay circuit, and then, as shown in FIG. H, the values X _{0 to} X ₆₃₉ of the delay circuits D _{0 to} D ₆₃₉ are shifted.
When, along with the values Y ₀ to Y ₆₃₉ of the multiplier circuit M ₀ ~M ₆₃₉ are multiplied, the multiplication result is added in adder circuit A _0, the filter as a value RSLT when the addition result is i = 2 ( 3). Then, this value RSLT is converted into the _second tap coefficient T2 in the microcomputer (20) and stored.

そして、以後、遅延回路D₀〜D₆₃₉の値X₀〜X₆₃₉のシフ
ト動作と、乗算回路M₀〜M₆₃₉及び加算回路A₀による積和
演算動作とが交互に繰り返され、フィルタ（３）からは
第ｉ番目の値RSLTが出力されるとともに、この値RSLT
が、マイコン（20）においてタップ係数Tiに変換されて
記憶される。Thereafter, the shift operation of the values X _{0 to} X ₆₃₉ of the delay circuits D _{0 to} D ₆₃₉ and the product-sum operation by the multiplication circuits M _{0 to} M ₆₃₉ and the addition circuit A ₀ are alternately repeated, and the filter (3 ) Outputs the i-th value RSLT, and this value RSLT
Is converted into a tap coefficient Ti in the microcomputer (20) and stored.

こうして、フィルタ（３）からは、第０番目の値RSLT
から第639番目の値RSLTまでが順に出力され、すべての
タップ係数T₀〜T₆₃₉がマイコン（20）に求められる。Thus, from the filter (3), the 0th value RSLT
To the 639th value RSLT are output in order, and all the tap coefficients T _{0 to} T ₆₃₉ are obtained by the microcomputer (20).

そして、すべてのタップ係数T₀〜T₆₃₉が求められる
と、スイッチ回路（41）が再び第２図の状態に切り換え
られ、８フィ−ルド期間にわたってGCR信号SGCRからパ
ルスPp、パルスPqの値Xn、Ymが取り出される。なお、こ
のとき、それまでに求めたタップ係数Tiがマイコン（2
0）からフィルタ（３）に供給されている。Then, when all the tap coefficients T ₀ through T ₆₃₉ is determined, the switch circuit (41) is switched again to the state of FIG. 2, 8 Fi - the GCR signal SGCR over field period pulse Pp, pulse Pq values Xn , Ym are taken out. At this time, the tap coefficient Ti obtained so far is the microcomputer (2
0) to the filter (3).

そして、８フィ−ルド期間が経過すると、スイッチ回
路（41）は第３図の状態に切り換えられ、タップ係数Ti
が求められる。When the eight field period has elapsed, the switch circuit (41) is switched to the state shown in FIG.
Is required.

そして、以後、この第２図の状態の動作と、第３図の
状態の動作とが交互に繰り返され、フィルタ（３）のタ
ップ係数Tiは、GCR信号SGCRのゴースト波成分Sgがなく
なる方向に収束されていく。Thereafter, the operation in the state shown in FIG. 2 and the operation in the state shown in FIG. 3 are alternately repeated, and the tap coefficient Ti of the filter (3) is set so that the ghost wave component Sg of the GCR signal SGCR disappears. It is being converged.

そして、十分に収束すると、スイッチ回路（41）は、
第１図の状態に固定され、したがって、端子（５）にゴ
ースト波成分の除去されたビデオ信号SYが取り出され
る。Then, when sufficiently converged, the switch circuit (41)
The video signal SY from which the ghost wave component has been removed is taken out at the terminal (5), which is fixed to the state shown in FIG.

なお、このフィルタ（３）の特性の設定が行われてい
る期間には、スイッチ回路（42）が図とは逆に切り換え
られて検波回路（１）からのビデオ信号SYが端子（５）
に出力され、その設定中の不安定なビデオ信号SYの出力
されることが防止される。During the period when the characteristics of the filter (3) are being set, the switch circuit (42) is switched in the opposite direction as shown, and the video signal SY from the detection circuit (1) is supplied to the terminal (5).
And the unstable video signal SY during the setting is prevented from being output.

〔発明の効果〕〔The invention's effect〕

こうして、この発明によれば、ゴースト波成分が除去
されるが、この場合、特にこの発明によれば、ハードウ
エアにより相関演算を行っているので、その演算を高速
に行うことができ、十分に実用となる時間内にゴースト
波成分の除去を行うことができる。Thus, according to the present invention, the ghost wave component is removed. In this case, particularly, according to the present invention, since the correlation operation is performed by hardware, the operation can be performed at high speed, and the operation can be sufficiently performed. The ghost wave component can be removed within a practical time.

しかも、その相関演算をハードウエアにより行うと
き、専用の相関演算回路を設けないで、トランスバーサ
ルフィルタ（３）を、ゴースト波成分の除去と相関演算
とに時分割的に使用して行っているので、ハードウエア
によるコストアップがほとんどない。Moreover, when the correlation calculation is performed by hardware, a dedicated correlation calculation circuit is not provided, and the transversal filter (3) is used for time-division elimination of ghost wave components and correlation calculation. Therefore, there is almost no increase in cost due to hardware.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

第１図はこの発明の一例の系統図、第２図〜第11図はそ
の説明のための図である。 （１）は映像検波回路、（２）はA/Dコンバータ、
（３）はトランスバーサルフィルタ、（４）はD/Aコン
バータ、（10）は検出回路、（11）、（13）はゲート回
路、（12）、（14）はバッファメモリ、（20）はマイク
ロコンピュータである。FIG. 1 is a system diagram of an example of the present invention, and FIGS. 2 to 11 are diagrams for explanation thereof. (1) is a video detection circuit, (2) is an A / D converter,
(3) is a transversal filter, (4) is a D / A converter, (10) is a detection circuit, (11) and (13) are gate circuits, (12) and (14) are buffer memories, and (20) is It is a microcomputer.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 長峰 孝有 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソ ニー株式会社内 (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04N 5/14 - 5/217──────────────────────────────────────────────────続 き Continuation of the front page (72) Inventor Takayu Nagamine 6-7-35 Kita-Shinagawa, Shinagawa-ku, Tokyo Inside Sony Corporation (58) Field surveyed (Int. Cl. ⁶ , DB name) H04N 5 / 14-5/217

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】受信したビデオ信号をトランスバーサルフ
ィルタに供給し、 このトランスバーサルフィルタの出力信号からGCR信号
を取り出し、 この取り出したGCR信号から波形歪み成分を取り出し、 この取り出した波形歪み成分に基づいて上記トランスバ
ーサルフィルタの通過特性を制御してこのトランスバー
サルフィルタから波形歪み成分の除去されたビデオ信号
を取り出すようにした波形歪み成分の除去回路におい
て、 波形歪み成分の除去されていないビデオ信号からGCR信
号を取り出し、 この取り出したGCR信号と、上記取り出した波形歪み成
分とを上記トランスバーサルフィルタに供給して相関演
算を行い、 この相関演算の結果を、上記トランスバーサルフィルタ
に上記通過特性の制御信号として供給する ようにした波形歪みの検出回路。1. A received video signal is supplied to a transversal filter, a GCR signal is extracted from an output signal of the transversal filter, a waveform distortion component is extracted from the extracted GCR signal, and based on the extracted waveform distortion component. In the waveform distortion component removal circuit, which controls the pass characteristics of the transversal filter to extract the video signal from which the waveform distortion component has been removed from the transversal filter, The GCR signal is extracted, the extracted GCR signal and the extracted waveform distortion component are supplied to the transversal filter to perform a correlation operation, and the result of the correlation operation is transmitted to the transversal filter to control the pass characteristics. Waveform distortion detection circuit that is supplied as a signal .