JPH0437372A - Detecting circuit for waveform distortion - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To reduce the cost by using a transversal filter in time division for ghost elimination and correlation operation in a circuit such as a ghost elimination circuit. CONSTITUTION:A video signal SY from an A/D converter 2 is fed to a switch circuit 41 and a value Xn is extracted from a microcomputer 20 and fed to the circuit 41 and its switch output is fed to a signal input terminal TIN of a transversal filter 3. Moreover, the video signal SY from a video detection circuit 1 is fed to a switch circuit 42 and the signal SY from a D/A converter 4 is fed to the circuit 42 and its switch output is extracted. Moreover, a value Ti or Ym is extracted from the microcomputer 20 and the values Ti, Ym are fed to the circuits 41,42 as the control signal.

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はビデオ信号の波形歪みの除去回路に関する。[Detailed description of the invention] [Industrial application field] The present invention relates to a circuit for removing waveform distortion of a video signal.

〔発明の概要〕[Summary of the invention]

この発明は、例えば、ゴースト除去回路において、トラ
ンスバーサルフィルタを、ゴースト除去と相関演算とに
時分割使用することにより、コストダウンをはかったも
のである。In the present invention, for example, in a ghost removal circuit, a transversal filter is used in time division for ghost removal and correlation calculation, thereby reducing costs.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

テレビ受像機において、受信したビデオ信号からゴース
ト波成分を除去するには、次のようにすればよい。In a television receiver, ghost wave components can be removed from a received video signal as follows.

すなわち、送信側において、ビデオ信号にゴーストキャ
ンセル用の基準信号（以下、ＧＣＲ信号と呼ぶ）を付加
してお（。That is, on the transmitting side, a reference signal for ghost cancellation (hereinafter referred to as a GCR signal) is added to the video signal.

そして、受信側においては、受信したビデオ信号中のＧ
ＣＲ信号（これはゴースト波成分を含む）と、受信側で
形成したＧＣＲ信号とを波形比較してゴースト波成分を
取り出すとともに、この取り出されるゴースト波成分が
なくなるように、例えばトランスバーサルフィルタの通
過特性を制御する。On the receiving side, G in the received video signal is
The waveforms of the CR signal (which includes a ghost wave component) and the GCR signal formed on the receiving side are compared to extract the ghost wave component, and the filter is passed through a transversal filter, for example, so that the extracted ghost wave component is eliminated. Control characteristics.

そして、このときのＧＣＲ信号として、第５図に示すよ
うな信号５ＧＣＲが考えられている。As the GCR signal at this time, a signal 5GCR as shown in FIG. 5 is considered.

すなわち、同図において、ＨＤは水平同期パルス、ＢＲ
ＳＴはバースト信号を示し、第１のＧＣＲ信号ＧＣＲは
、同図Ａに示すように、水平期間の後ろ側に位置するバ
ー波形とされるとともに、その幅は４４．７μ秒、レベ
ルは７０１ＲＥとされる。また、立ち上がり特性は５ｉ
ｎＸ／Ｘのリンギング特性である。That is, in the same figure, HD is the horizontal synchronizing pulse, BR
ST indicates a burst signal, and the first GCR signal GCR has a bar waveform located at the rear of the horizontal period, as shown in A of the same figure, and has a width of 44.7 μs and a level of 701RE. be done. Also, the rise characteristic is 5i
This is the ringing characteristic of nX/X.

さらに、第２のＧＣＲ信号ＰＤＳは、同図Ｂに示すよう
に、ペデスタル波形（０レベル）とされる。Furthermore, the second GCR signal PDS has a pedestal waveform (0 level), as shown in FIG.

そして、第６図Ａに示すように、ビデオ信号の８フイ一
ルド期間を繰り返し周期とし、その第１、第３、第６、
第８番目のフィールド期間の第１８ラインあるいは第２
８１ラインに、ＧＣＲ信号ＧＣＲが挿入され、残る第２
、第４、第５、第７番目のフィールド期間の第１８ライ
ンあるいは第２８１ラインに、信号ＰＤＳが挿入され、
このＧＣＲ信号５ＧＣＲの挿入されたビデオ信号が送信
される。As shown in FIG. 6A, the 8-field period of the video signal is used as a repetition period, and the first, third, sixth,
18th line or 2nd line of 8th field period
The GCR signal GCR is inserted into the 81st line, and the remaining 2nd line
, the signal PDS is inserted into the 18th line or the 281st line of the 4th, 5th, and 7th field periods,
A video signal with this GCR signal 5GCR inserted is transmitted.

そして、第１〜第８番目のＧＣＲ信号５ＧＣＲを信号３
１〜Ｓ、とするとき、受信側において、同図已に示すよ
うな演算を行えば、その演算結果は信号ＧＣＲとなる。Then, the first to eighth GCR signals 5GCR are converted into signal 3.
1 to S, if the receiving side performs the calculation as shown in the same figure, the result of the calculation will be the signal GCR.

また、ゴーストがあれば、この演算結果には、信号ＧＣ
Ｒのゴースト波成分Ｓｇも含まれることになる。Also, if there is a ghost, this calculation result will include the signal GC
A ghost wave component Sg of R is also included.

したがって、この演算結果の信号ＧＣＲ（及びＳｇ）か
らゴースト除去を行うことができる。Therefore, ghost removal can be performed from the signal GCR (and Sg) resulting from this calculation.

そして、この場合、８フイ一ルド期間離れたバースト信
号ＢＲＳＴ、色信号及び水平同期パルスＨＤは、それぞ
れ互いに同相なので、信号Ｓ　Ｉ−Ｓ　ｓを演算すると
き、バースト信号ＢＲＳＴ、色信号及び水平同期パルス
ＨＤは、それぞれ相殺される。In this case, the burst signal BRST, the color signal, and the horizontal synchronization pulse HD, which are separated by 8 field periods, are in phase with each other, so when calculating the signal S I-S s, the burst signal BRST, the color signal, and the horizontal synchronization pulse HD are in phase. The pulses HD are each canceled out.

したがって、演算結果の信号ＧＣＲ（及びゴースト波成
分Ｓｇ）には、バースト信号ＢＲ３Ｔ、色信号及び水平
同期パルスＨＤは含まれないので、いわゆる前ゴースト
及び後ゴーストの除去及び波形等化などに対して最大で
４５μ秒の範囲で対応できる。Therefore, the signal GCR (and ghost wave component Sg) resulting from the calculation does not include the burst signal BR3T, the color signal, and the horizontal synchronization pulse HD, so it is difficult to remove the so-called front ghost and rear ghost, waveform equalization, etc. It can handle up to 45 microseconds.

また、８０μ秒程度までのロングゴーストに対しても誤
検出を生じることがない。Moreover, false detection does not occur even for long ghosts up to about 80 μsec.

第７図は、このＧＣＲ信号５ＧＣＲを使用するゴースト
除去回路の一例を示す。FIG. 7 shows an example of a ghost removal circuit using this GCR signal 5GCR.

すなわち、（１）はテレビ受像機の映像検波回路を示し
、この検波回路（１）から上述したＧＣＲ信号５ＧＣＲ
の付加されたカラーコンポジットビデオ信号ＳＹが取り
出され、この信号ＳＹが、Ａ／Ｄコンバータ（２）に供
給されて１サンプルが例えば８ビツトのデジタルビデオ
信号ＳＹに変換され、この信号ｓｙが、例えば６４０段
（６４０タツプ）のトランスバーサルフィルタ（３）を
通じてＤ／Ａコンバータ（４）に供給されてもとのアナ
ログビデオ信号ＳＹに変換され、この信号ＳＹが端子（
５）に取り出される。That is, (1) shows the video detection circuit of the television receiver, and the above-mentioned GCR signal 5GCR is output from this detection circuit (1).
A color composite video signal SY to which SY is added is extracted, and this signal SY is supplied to an A/D converter (2) to convert one sample into, for example, an 8-bit digital video signal SY. It is supplied to the D/A converter (4) through a 640-stage (640-tap) transversal filter (3) and converted into the original analog video signal SY, and this signal SY is sent to the terminal (
5).

そして、このとき、検出回路（１０）において、ＧＣＲ
信号５ＧＣＲからゴースト波成分が検出され、この検出
出力によりフィルタ（３）の通過特性が制御されてゴー
スト波成分が除去される。At this time, in the detection circuit (10), the GCR
A ghost wave component is detected from the signal 5GCR, and the detection output controls the passage characteristics of the filter (3) to remove the ghost wave component.

すなわち、第６図Ｂに示す演算は、同図Ｃに示すように
書き換えることができ、これは各フィールド期間のＧＣ
Ｒ信号５ＧＣＲを、順に積算していけばよいことを示し
ている。That is, the calculation shown in FIG. 6B can be rewritten as shown in FIG.
This indicates that it is sufficient to integrate the R signals 5GCR in order.

そこで、Ａ／Ｄコンバータ（２）からのデジタルビデオ
信号ＳＹが、ゲート回路（１１）に供給されてＧＣＲ信
号５ＧＣＲ（前後の検出期間を含む）が取り出され、こ
の信号５ＧＣＲがバッファメモリ（１２）に供給されて
ｌフィールド期間ごとにそのフィールド期間のＧＣＲ信
号５ＧＣＲが保持される。Therefore, the digital video signal SY from the A/D converter (2) is supplied to the gate circuit (11) and the GCR signal 5GCR (including the previous and subsequent detection periods) is taken out, and this signal 5GCR is sent to the buffer memory (12). The GCR signal 5GCR of the field period is held for every l field period.

そして、このメモリ（１２）のＧＣＲ信号５ＧＣＲが、
演算回路（２１）に供給される。この演算回路（２１）
及び以後の回路（２２）〜（２８）は、実際にはマイク
ロコンピュータ（２０）及びソフトウェアにより構成さ
れるものであるが、ここではハードウェアにより表現し
ている。Then, the GCR signal 5GCR of this memory (12) is
It is supplied to an arithmetic circuit (21). This calculation circuit (21)
Although the following circuits (22) to (28) are actually constructed by the microcomputer (20) and software, they are expressed by hardware here.

すなわち、演算回路（２１）において、メモリ（１２）
に保持されているＧＣＲ信号５ＧＣＲが、１フイ一ルド
期間ごとに第６図Ｃの弐にしたがって順に加算あるいは
減算され、第８図Ａに示すように、８フイ一ルド期間の
演算結果である信号ＧＣＲ（そのゴースト波成分Ｓｇを
含む）が取り出される。そして、この信号ＧＣＲはバー
波形なので、パルス応答にするため、この信号ＧＣＲが
微分回路（２２）に供給されて同図Ｂに示すように微分
パルスｐｐとされ、このパルスｐｐが相関演算回路（２
３）に供給される。That is, in the arithmetic circuit (21), the memory (12)
The GCR signal 5GCR held in is sequentially added or subtracted in accordance with the second part of FIG. 6C every one field period, and as shown in FIG. The signal GCR (including its ghost wave component Sg) is extracted. Since this signal GCR has a bar waveform, in order to make it a pulse response, this signal GCR is supplied to a differentiating circuit (22) and is converted into a differentiated pulse pp as shown in FIG. 2
3).

また、フィルタ（３）からのビデオ信号ＳＹが、ゲート
回路（１３）に供給されてＧＣＲ信号５ＧＣＲ（前後の
検出期間を含む）が取り出され、この信号５ＧＣＲがバ
ッファメモリ（１４）に供給されて１フイ一ルド期間ご
とにそのフィールド期間のＧＣＲ信号５ＧＣＲが保持さ
れる。Further, the video signal SY from the filter (3) is supplied to the gate circuit (13), a GCR signal 5GCR (including the previous and subsequent detection periods) is taken out, and this signal 5GCR is supplied to the buffer memory (14). The GCR signal 5GCR of the field period is held for each field period.

そして、このメモリ（１４）のＧＣＲ信号５ＧＣＲが、
演算回路（２４）に供給されて演算回路（２１）におけ
る演算と同様にして第９図Ａに示すように、８フイ一ル
ド期間の演算結果である信号ＧＣＲ（そのゴースト波成
分Ｓｇを含む）が取り出され、この信号ＧＣＲが減算回
路（２５）に供給されるとともに、基準ＧＣＲ信号形成
回路（２６）から基準波形の信号ＧＣＲ（第５図Ａ）が
取り出され、この信号ＧＣＲが減算回路（２６）に供給
される。したがって、減算回路（２６）からは、第９図
Ｂに示すように、受信した信号ＧＣＲのゴースト波成分
Ｓｇが取り出される（このゴースト波成分Ｓｇは、除去
できなかったエラー分でもある）。Then, the GCR signal 5GCR of this memory (14) is
The signal GCR (including its ghost wave component Sg) is supplied to the arithmetic circuit (24) and is the arithmetic result of the 8-field period, as shown in FIG. is taken out, and this signal GCR is supplied to the subtraction circuit (25), and at the same time, a reference waveform signal GCR (FIG. 5A) is taken out from the reference GCR signal forming circuit (26), and this signal GCR is supplied to the subtraction circuit (25). 26). Therefore, as shown in FIG. 9B, the subtraction circuit (26) extracts the ghost wave component Sg of the received signal GCR (this ghost wave component Sg is also the error that could not be removed).

そして、このゴースト波成分Ｓｇが、微分回路（２７）
に供給されて同図Ｃに示すように微分パルスｐｑとされ
、このパルスＰｑが相関演算回路（２３）に供給される
。Then, this ghost wave component Sg is sent to the differentiating circuit (27)
This pulse Pq is supplied to the correlation calculation circuit (23), and is converted into a differential pulse pq as shown in FIG.

この相関演算回路（２３）は、パルスＰｐとＰｑとの積
和演算を行ってゴースト情報を得るものであり、この演
算回路（２３）においては、第１０図に示すようなルー
チン（３０）の処理が行われる。This correlation calculation circuit (23) performs a product-sum calculation of pulses Pp and Pq to obtain ghost information, and this calculation circuit (23) performs a routine (30) as shown in FIG. Processing takes place.

ただし、第８図Ｂに示すように、パルスｐｐのサンプル
数は６４サンプルとする。また、ｉ：フィルタ（３）の
タップ番号、ｉ＝０〜６３９ｍ：ゴースト除去期間（例
えば−２μ秒〜＋４５秒）における、パルスＰｑに対す
るサンプリング点 ｎ：パルスＰｐのサンプリング点。ｎ＝ｏ〜６３Ｘｎ：
パルスＰｐの量子化値 Ｙｍ：パルスＰｑの量子化値 ＲＳＬＴ　：演算結果 とする。However, as shown in FIG. 8B, the number of samples of pulse pp is 64 samples. Further, i: tap number of filter (3), i=0 to 639m: sampling point for pulse Pq in the ghost removal period (for example, -2 μ seconds to +45 seconds) n: sampling point of pulse Pp. n=o~63Xn:
Quantization value Ym of pulse Pp: Quantization value RSLT of pulse Pq: Calculation result.

また、演算回路（２３）は、マイコン（２０）の処理を
等価的にハードウェアとして図示しているだけであり、
実際には、ルーチン（３０）の処理はマイコン（２０）
により実行される。In addition, the arithmetic circuit (23) is only shown as equivalent hardware for the processing of the microcomputer (20).
In reality, the routine (30) is processed by the microcomputer (20).
Executed by

そして、このルーチン（３０）の処理が実行されると、
そのステップ（３２）において、演算結果ＲＳＬＴが演
算回路（２３）から出力されて変換回路（２８）に供給
され、その演算結果Ｒ５ＬＴは、フィルタ（３）の第１
番目のタップに対するタップ係数（タップ利得）Ｔｉに
変換される。Then, when the processing of this routine (30) is executed,
In the step (32), the calculation result RSLT is output from the calculation circuit (23) and supplied to the conversion circuit (28), and the calculation result R5LT is applied to the first filter (3).
It is converted into a tap coefficient (tap gain) Ti for the th tap.

そして、この係数Ｔｉがフィルタ（３）に供給され、フ
ィルタ（３）から取り出されるＧＣＲ信号５ＧＣＲのゴ
ースト波成分Ｓｇが相殺されて除去されるように、フィ
ルタ（３）の通過特性が制御される。This coefficient Ti is then supplied to the filter (3), and the pass characteristics of the filter (3) are controlled so that the ghost wave component Sg of the GCR signal 5GCR extracted from the filter (3) is canceled out and removed. .

したがって、このとき、フィルタ（３）において、ビデ
オ信号ＳＹのゴースト波成分も除去され、端子（５）に
は、ゴースト波成分の含まれないビデオ信号ＳＹが取り
出される。Therefore, at this time, the ghost wave component of the video signal SY is also removed in the filter (3), and the video signal SY containing no ghost wave component is taken out at the terminal (5).

文献：　１９Ｂ９年テレビジョン学会全国大会誌「ゴー
ストキャンセル基準信号方式」 〔発明が解決しようとする課題〕 ところが、上述のように、演算回路（２３）における相
関演算をルーチン（３０）により実行すると、図からも
明らかなように、ステップ（３１）における乗算を、フ
ィルタ（３）のタップ数と、パルスＰＰのサンプル数と
の積である４０９６０回（＝６４０タップ×６４サンプ
ル）行わなければならない。Literature: 19B9 Journal of the National Conference of the Television Society "Ghost Cancellation Standard Signal System" [Problem to be Solved by the Invention] However, as described above, when the correlation calculation in the calculation circuit (23) is executed by the routine (30), As is clear from the figure, the multiplication in step (31) must be performed 40,960 times (=640 taps×64 samples), which is the product of the number of taps of filter (3) and the number of samples of pulse PP.

しかし、マイコン（２０）にとって乗算は最も時間のか
かる処理の１つであり、ソフトウェアによって乗算を４
万回以上も実行すると、多くの時間が必要となり、実際
的ではなくなってしまう。However, multiplication is one of the most time-consuming processes for the microcontroller (20), and software
Executing it more than 10,000 times would require a lot of time and would be impractical.

その点、この相関演算回路（２３）をハードウェアによ
り構成すれば、高速に演算できる。しかし、そのために
は専用の相関演算回路が必要であり、コストアップとな
ってしまう。In this respect, if this correlation calculation circuit (23) is configured by hardware, high-speed calculation can be achieved. However, this requires a dedicated correlation calculation circuit, which increases the cost.

この発明は、これらの問題点を一掃しようとするもので
ある。This invention attempts to eliminate these problems.

〔課題を解決するための手段〕[Means to solve the problem]

今、トランスバーサルフィルタ（３）について考えると
、これは標準型（出力加電型）の場合、第１１図に示す
ような構成でＩＣ化されている。Now, considering the transversal filter (3), if it is a standard type (output power addition type), it is implemented as an IC with a configuration as shown in FIG.

ただし、Ｄ０〜Ｄ６３．は単位期間の遅延回路、Ｍ０〜
Ｍ１１．は乗算回路、Ａｏは加算回路、ＳＲはシフトレ
ジスタ、ＴＩＮは信号入力端子、’ｒｏｏｔは信号出力
端子、ＴＴＡＦはタップ係数入力端子である。However, D0 to D63. is a unit period delay circuit, M0~
M11. is a multiplication circuit, Ao is an addition circuit, SR is a shift register, TIN is a signal input terminal, 'root is a signal output terminal, and TTAF is a tap coefficient input terminal.

そして、レジスタＳＲにより、タップ係数が直列データ
から並列データに変換されて乗算回路Ｍ０〜Ｍ　６３　
ｇにロードされる。Then, the tap coefficients are converted from serial data to parallel data by register SR, and multiplier circuits M0 to M63
g.

この発明は、このようにトランスバーサルフィルタ（３
）が構成されていることに着目し、トランスバーサルフ
ィルタ（３）を、ゴースト波成分の除去と、相関演算と
に時分割的に使用するようにしたものである。In this way, the present invention provides a transversal filter (3
), and the transversal filter (3) is used in a time-sharing manner for removing ghost wave components and performing correlation calculations.

〔作用］ ハードウェアにより乗算が実行され、高速に相関演算が
実行されるとともに、そのハードウェアによるコストア
ップがほとんどない。[Operation] Multiplication is performed by hardware, correlation calculations are performed at high speed, and there is almost no increase in cost due to the hardware.

〔実施例〕〔Example〕

第１図において、Ａ／Ｄコンバータ（２）からのビデオ
信号ＳＹがスイッチ回路（４１）に供給されるとともに
、マイコン（２０）から後述する値Ｘｎが取り出されて
スイッチ回路（４■）に供給され、そのスイッチ出力が
トランスバーサルフィルタ（３）の信号入力端子ＴＩＮ
に供給される。In Fig. 1, a video signal SY from an A/D converter (2) is supplied to a switch circuit (41), and a value Xn, which will be described later, is taken out from a microcomputer (20) and supplied to a switch circuit (4). The switch output is the signal input terminal TIN of the transversal filter (3).
supplied to

また、映像検波回路（１）からのビデオ信号ｓｙがスイ
ッチ回路（４２）に供給されるとともに、Ｄ／Ａコンバ
ータ（４）からのビデオ信号ＳＹがスイッチ回路（４２
）に供給され、そのスイッチ出力が端子（５）に取り出
される。Further, the video signal SY from the video detection circuit (1) is supplied to the switch circuit (42), and the video signal SY from the D/A converter (4) is supplied to the switch circuit (42).
), and its switch output is taken out to terminal (5).

さらに、マイコン（２０）から値ＴｉあるいはＹｍが取
り出され、これら値Ｔｉ、Ｙｍがタップ入力端子Ｔ、Ａ
、に供給される。Furthermore, the value Ti or Ym is taken out from the microcomputer (20), and these values Ti and Ym are used at the tap input terminals T and A.
, is supplied to.

また、マイコン（２０）からスイッチ回路（４１）、（
４２）にそれらの制御信号が供給され、フィルタ（３）
のタップ係数Ｔｉを設定している期間には、スイッチ回
路（４１）は、図の状態と、図とは逆の状態とに交互に
切り換えられ、スイッチ回路（４２）は図とは逆の状態
に切り換えられる。そして、フィルタ（３）のタップ係
数Ｔｉの設定が終了すると、スイッチ回路（４１）、（
４２）は図の状態に切り換えられる。Also, from the microcomputer (20) to the switch circuit (41), (
42) are supplied with those control signals, and the filter (3)
During the period when the tap coefficient Ti is set, the switch circuit (41) is alternately switched between the state shown in the figure and the state opposite to that shown in the figure, and the switch circuit (42) is switched to the state opposite to that shown in the figure. can be switched to Then, when the setting of the tap coefficient Ti of the filter (3) is completed, the switch circuit (41), (
42) is switched to the state shown in the figure.

このような構成において、まず、スイッチ回路（４１）
が８フイ一ルド期間にわたって図の状態に接続される。In such a configuration, first, the switch circuit (41)
is connected to the state shown for a period of 8 fields.

したがって、この状態（８フイ一ルド期間）では、この
除去回路は、等価的に第２図の構成となるので、マイコ
ン（２０）において、ＧＣＲ信号５ＧＣＲから上述のよ
うにしてパルスｐｐ、ｐｑの値Ｘｎ、Ｙｍが取り出され
る。なお、このとき、それまでに求めたタップ係数Ｔｉ
がマイコン（２０）からフィルタ（３）に供給されてい
る。Therefore, in this state (8 field period), this removal circuit equivalently has the configuration shown in FIG. Values Xn and Ym are taken out. In addition, at this time, the tap coefficient Ti obtained so far
is supplied from the microcomputer (20) to the filter (3).

そして、８フイ一ルド期間が経過すると、スイッチ回路
（４１）が第１図とは逆の状態に接続され、したがって
、等価的に第３図の構成とされる。Then, after the 8-field period has elapsed, the switch circuit (41) is connected in a state opposite to that shown in FIG. 1, and therefore equivalently has the configuration shown in FIG. 3.

続いて、第４図Ａに示すように、マイコン（２０）によ
りフィルタ（３）の乗算回路Ｍ０〜Ｍ６１．に値Ｙ０〜
Ｙ６３．がセットされる（実際には、レジスタＳＲに値
Ｙ。−Ｙ、３．がセットされるのであるが、ここでは図
示の都合上、乗算回路Ｍ０〜Ｍ６３．にセットされるも
のとする）。Subsequently, as shown in FIG. 4A, the microcomputer (20) controls the multiplication circuits M0 to M61. of the filter (3). value Y0~
Y63. is set (actually, the value Y.-Y, 3. is set in the register SR, but for convenience of illustration, it is assumed that it is set in the multiplier circuits M0 to M63.).

次に、マイコン（２０）によりフィルタ（３）に入力信
号として“０”が供給されて同図Ｂに示すように、遅延
回路Ｄ０〜Ｄ６３．がクリアされ、続いて、マイコン（
２０）からフィルタ（３）に入力信号として値Ｘ６３〜
Ｘ０が供給されて同図Ｃに示すように、遅延回路Ｄ０〜
Ｄ６３に値Ｘ０〜ｘｉｓがセントされる。Next, "0" is supplied as an input signal to the filter (3) by the microcomputer (20), and as shown in FIG. is cleared, and then the microcontroller (
20) to the filter (3) with the value X63~
When X0 is supplied, as shown in FIG.
The value X0 to xis is sent to D63.

さらに、同図りに示すように、遅延回路Ｄ０〜Ｄ６３？
（７）値ｘ　ｏ〜ｘ　、３．と、乗算回路Ｍ　ｏ　〜Ｍ
　ｈ　３ｑ　（７）値Ｙ０〜Ｙ１９とが乗算されるとと
もに、その乗算結果が加算回路Ａ０において加算され、
その加算結果がフィルタ（３）から出力信号として取り
出される。Furthermore, as shown in the figure, delay circuits D0 to D63?
(7) Value xo~x, 3. and multiplier circuit M o ~M
h3q (7) The values Y0 to Y19 are multiplied, and the multiplication results are added in the addition circuit A0,
The addition result is taken out as an output signal from the filter (3).

この場合、この出力信号は、ｉ＝０のときの値χ。〜χ
６．と、値Ｙ０〜Ｙ４３．との積和演算の結果にほかな
らず、ｉ＝０のときの値Ｒ５ＬＴである。In this case, this output signal has the value χ when i=0. ~χ
6. and the values Y0 to Y43. This is nothing but the result of the product-sum operation with , and is the value R5LT when i=0.

そこで、この値Ｒ５ＬＴがフィルタ（３）からゲート回
路（１３）及びメモリ（１４）を通じてマイコン（２０
）に取り込まれ、第０番目のタップ係数Ｔｏに変換され
て記憶される。Therefore, this value R5LT is passed from the filter (3) to the gate circuit (13) and memory (14) to the microcomputer (20
), converted into the 0th tap coefficient To, and stored.

次に、第４図Ｅに示すように、遅延回路Ｄ０〜Ｄ６３９
の値Ｘ、〜Ｘ２，９が１遅延回路分だけ出力側にシフト
され、続いて同図Ｆに示すように、遅延回路Ｄ　ｏ”　
Ｄ　ｂ’ｓｑの値Ｘ　６〜Ｘ　ｂ　ｓ　ｑと、乗算回路
Ｍ０〜Ｍ５１．の値Ｙ０〜Ｙ６３．とが乗算されるとと
もに、その乗算結果が加算回路へ〇において加算され、
その加算結果がｉ＝１のときの値Ｒ５ＬＴとしてフィル
タ（３）から取り出される。そして、この値ＲＳＬＴが
、マイコン（２０）において第１番目のタップ係数Ｔ、
に変換されて記憶される。Next, as shown in FIG. 4E, delay circuits D0 to D639
The values X, ~X2,9 are shifted to the output side by one delay circuit, and then, as shown in FIG.
D b'sq values X 6 to X b sq and multiplier circuits M0 to M51. The value of Y0 to Y63. are multiplied, and the multiplication result is added to the addition circuit at 〇,
The addition result is taken out from the filter (3) as the value R5LT when i=1. Then, this value RSLT is the first tap coefficient T in the microcomputer (20),
is converted and stored.

さらに、同図Ｆに示すように、遅延回路Ｄ０〜Ｄ５８．
の値Ｘ０〜Ｘｔｈ３．が１遅延回路分だけ出力側にシフ
トされ、続いて同図Ｈに示すように、遅延回路り。−Ｄ
、３．の値Ｘ０〜Ｘ６３．と、乗算回路Ｍ０〜Ｍ６３．
の値Ｙ。〜Ｙ、３．とが乗算されるとともに、その乗算
結果が加算回路へ〇において加算され、その加算結果が
ｉ＝２のときの値ＲＳＬＴとしてフィルタ（３）から取
り出される。そして、この値Ｒ３ＬＴが、マイコン（２
０）において第２番目のタップ係数Ｔ２に変換されて記
憶される。Furthermore, as shown in FIG. F, delay circuits D0 to D58.
The value of X0 to Xth3. is shifted to the output side by one delay circuit, and then the delay circuit is shifted as shown in H in the figure. -D
, 3. The value of X0 to X63. and multiplication circuits M0 to M63.
The value of Y. ~Y, 3. At the same time, the multiplication result is added to the addition circuit at 0, and the addition result is taken out from the filter (3) as the value RSLT when i=2. Then, this value R3LT is
0) is converted into the second tap coefficient T2 and stored.

そして、以後、遅延回路Ｄ０〜Ｄ６３９の値ｘ０〜Ｘ　
ｈ、、のシフト動作と、乗算回路Ｍ０〜Ｍ８，９及び加
算回路Ａ０による積和演算動作とが交互に繰り返され、
フィルタ（３）からは第１番目の値ＲＳＬＴが出力され
るとともに、この値Ｒ５ＬＴが、マイコン（２０）にお
いてタップ係数Ｔｉに変換されて記憶される。From then on, the values x0 to X of the delay circuits D0 to D639
The shift operation of h, , and the product-sum calculation operation by the multiplier circuits M0 to M8, 9 and the adder circuit A0 are repeated alternately,
The first value RSLT is output from the filter (3), and this value R5LT is converted into a tap coefficient Ti in the microcomputer (20) and stored.

こうして、フィルタ（３）からは、第０番目の値Ｒ３Ｌ
Ｔから第６３９番目の値ＲＳＬＴまでが順に出力され、
すべてのタップ係数Ｔ０〜Ｔ６３９がマイコン（２０）
に求められる。Thus, from filter (3), the 0th value R3L
The values from T to the 639th value RSLT are output in order,
All tap coefficients T0 to T639 are microcontroller (20)
is required.

そして、すべてのタップ係数Ｔ０〜Ｔ６１．が求められ
ると、スイッチ回路（４１）が再び第２図の状態に切り
換えられ、８フイ一ルド期間にわたってＧＣＲ信号５Ｇ
ＣＲからパルスＰｐ、Ｐｑの値Ｘｎ、Ｙｍが取り出され
る。なお、このとき、それまでに求めたタップ係数Ｔｉ
がマイコン（２０）からフィルタ（３）に供給されてい
る。Then, all the tap coefficients T0 to T61. is determined, the switch circuit (41) is again switched to the state shown in FIG.
Values Xn and Ym of pulses Pp and Pq are taken out from CR. In addition, at this time, the tap coefficient Ti obtained so far
is supplied from the microcomputer (20) to the filter (3).

そして、８フイ一ルド期間が経過すると、スイッチ回路
（４１）は第３図の状態に切り換えられ、タップ係数Ｔ
ｉが求められる。Then, when the 8-field period has elapsed, the switch circuit (41) is switched to the state shown in FIG. 3, and the tap coefficient T
i is found.

そして、以後、この第２図の状態の動作と、第３図の状
態の動作とが交互に繰り返され、フィルタ（３）のタッ
プ係数Ｔｉは、ＧＣＲ信号５ＧＣＲのゴースト波成分Ｓ
ｇがなくなる方向に収束されていく。Thereafter, the operation in the state shown in FIG. 2 and the operation in the state shown in FIG. 3 are repeated alternately, and the tap coefficient Ti of the filter (3) is set to the ghost wave component S
It is converging in the direction that g disappears.

そして、十分に収束すると、スイッチ回路（４１）は、
第１図の状態に固定され、したがって、端子（５）にゴ
ースト波成分の除去されたビデオ信号ＳＹが取り出され
る。Then, when it is sufficiently converged, the switch circuit (41) becomes
The state shown in FIG. 1 is fixed, and therefore, the video signal SY from which the ghost wave component has been removed is taken out at the terminal (5).

なお、このフィルタ（３）の特性の設定が行われている
期間には、スイッチ回路（４２）が図とは逆に切り換え
られて検波回路（１）からのビデオ信号ｓｙが端子（５
）に出力され、その設定中の不安定なビデオ信号ＳＹの
出力されることが防止される。Note that during the period when the characteristics of the filter (3) are being set, the switch circuit (42) is switched in the opposite direction to the diagram, and the video signal sy from the detection circuit (1) is connected to the terminal (5).
), and the unstable video signal SY being set is prevented from being output.

（発明の効果〕 こうして、この発明によれば、ゴースト波成分が除去さ
れるが、この場合、特にこの発明によれば、ハードウェ
アにより相関演算を行っているので、その演算を高速に
行うことができ、十分に実用となる時間内にゴースト波
成分の除去を行うことができる。(Effects of the Invention) Thus, according to the present invention, the ghost wave component is removed, but in this case, especially according to the present invention, since the correlation calculation is performed by hardware, the calculation can be performed at high speed. Therefore, the ghost wave component can be removed within a sufficient amount of time for practical use.

しかも、その相関演算をハードウェアにより行うとき、
専用の相関演算回路を設けないで、トランスバーサルフ
ィルタ（３）を、ゴースト波成分の除去と相関演算とに
時分割的に使用して行っているので、ハードウェアによ
るコストアップがほとんどない。Moreover, when the correlation calculation is performed by hardware,
Since the transversal filter (3) is used for removing ghost wave components and performing correlation calculations in a time-sharing manner without providing a dedicated correlation calculation circuit, there is almost no increase in hardware costs.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図はこの発明の一例の系統図、第２図〜第１１図は
その説明のための図である。 （１）は映像検波回路、（２）はＡ／Ｄコンバータ、（
３）はトランスバーサルフィルタ、（４）はＤ／Ａコン
バータ、（１０）は検出回路、（１１）、（１３）はゲ
ート回路、（１２）、（１４）はバッファメモリ、（２
ｏ）はマイクロコンピュータである。 代 理 人 松 隈 秀 盛 第５図 第６図 フローチャートFIG. 1 is a system diagram of an example of the present invention, and FIGS. 2 to 11 are diagrams for explaining the same. (1) is a video detection circuit, (2) is an A/D converter, (
3) is a transversal filter, (4) is a D/A converter, (10) is a detection circuit, (11), (13) are gate circuits, (12), (14) are buffer memories, (2)
o) is a microcomputer. Agent Hidemori Matsukuma Figure 5 Figure 6 Flowchart

Claims (1)

【特許請求の範囲】 受信したビデオ信号をトランスバーサルフィルタに供給
し、 このトランスバーサルフィルタの出力信号からＧＣＲ信
号を取り出し、 この取り出したＧＣＲ信号から波形歪み成分を取り出し
、 この取り出した波形歪み成分に基づいて上記トランスバ
ーサルフィルタの通過特性を制御してこのトランスバー
サルフィルタから波形歪み成分の除去されたビデオ信号
を取り出すようにした波形歪み成分の除去回路において
、 波形歪み成分の除去されていないビデオ信号からＧＣＲ
信号を取り出し、 この取り出したＧＣＲ信号と、上記取り出した波形歪み
成分とを上記トランスバーサルフィルタに供給して相関
演算を行い、 ようにした波形歪みの検出回路。[Claims] A received video signal is supplied to a transversal filter, a GCR signal is extracted from the output signal of the transversal filter, a waveform distortion component is extracted from the extracted GCR signal, and a waveform distortion component is extracted from the extracted waveform distortion component. In the waveform distortion component removal circuit, the video signal from which the waveform distortion component has not been removed is extracted from the transversal filter by controlling the pass characteristic of the transversal filter based on the video signal from which the waveform distortion component has not been removed. From GCR
A waveform distortion detection circuit which extracts a signal, supplies the extracted GCR signal and the extracted waveform distortion component to the transversal filter, and performs a correlation calculation.