JPH0437372A - Detecting circuit for waveform distortion - Google Patents
Detecting circuit for waveform distortionInfo
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- Picture Signal Circuits (AREA)
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はビデオ信号の波形歪みの除去回路に関する。[Detailed description of the invention] [Industrial application field] The present invention relates to a circuit for removing waveform distortion of a video signal.
この発明は、例えば、ゴースト除去回路において、トラ
ンスバーサルフィルタを、ゴースト除去と相関演算とに
時分割使用することにより、コストダウンをはかったも
のである。In the present invention, for example, in a ghost removal circuit, a transversal filter is used in time division for ghost removal and correlation calculation, thereby reducing costs.
テレビ受像機において、受信したビデオ信号からゴース
ト波成分を除去するには、次のようにすればよい。In a television receiver, ghost wave components can be removed from a received video signal as follows.
すなわち、送信側において、ビデオ信号にゴーストキャ
ンセル用の基準信号(以下、GCR信号と呼ぶ)を付加
してお(。That is, on the transmitting side, a reference signal for ghost cancellation (hereinafter referred to as a GCR signal) is added to the video signal.
そして、受信側においては、受信したビデオ信号中のG
CR信号(これはゴースト波成分を含む)と、受信側で
形成したGCR信号とを波形比較してゴースト波成分を
取り出すとともに、この取り出されるゴースト波成分が
なくなるように、例えばトランスバーサルフィルタの通
過特性を制御する。On the receiving side, G in the received video signal is
The waveforms of the CR signal (which includes a ghost wave component) and the GCR signal formed on the receiving side are compared to extract the ghost wave component, and the filter is passed through a transversal filter, for example, so that the extracted ghost wave component is eliminated. Control characteristics.
そして、このときのGCR信号として、第5図に示すよ
うな信号5GCRが考えられている。As the GCR signal at this time, a signal 5GCR as shown in FIG. 5 is considered.
すなわち、同図において、HDは水平同期パルス、BR
STはバースト信号を示し、第1のGCR信号GCRは
、同図Aに示すように、水平期間の後ろ側に位置するバ
ー波形とされるとともに、その幅は44.7μ秒、レベ
ルは701REとされる。また、立ち上がり特性は5i
nX/Xのリンギング特性である。That is, in the same figure, HD is the horizontal synchronizing pulse, BR
ST indicates a burst signal, and the first GCR signal GCR has a bar waveform located at the rear of the horizontal period, as shown in A of the same figure, and has a width of 44.7 μs and a level of 701RE. be done. Also, the rise characteristic is 5i
This is the ringing characteristic of nX/X.
さらに、第2のGCR信号PDSは、同図Bに示すよう
に、ペデスタル波形(0レベル)とされる。Furthermore, the second GCR signal PDS has a pedestal waveform (0 level), as shown in FIG.
そして、第6図Aに示すように、ビデオ信号の8フイ一
ルド期間を繰り返し周期とし、その第1、第3、第6、
第8番目のフィールド期間の第18ラインあるいは第2
81ラインに、GCR信号GCRが挿入され、残る第2
、第4、第5、第7番目のフィールド期間の第18ライ
ンあるいは第281ラインに、信号PDSが挿入され、
このGCR信号5GCRの挿入されたビデオ信号が送信
される。As shown in FIG. 6A, the 8-field period of the video signal is used as a repetition period, and the first, third, sixth,
18th line or 2nd line of 8th field period
The GCR signal GCR is inserted into the 81st line, and the remaining 2nd line
, the signal PDS is inserted into the 18th line or the 281st line of the 4th, 5th, and 7th field periods,
A video signal with this GCR signal 5GCR inserted is transmitted.
そして、第1〜第8番目のGCR信号5GCRを信号3
1〜S、とするとき、受信側において、同図已に示すよ
うな演算を行えば、その演算結果は信号GCRとなる。Then, the first to eighth GCR signals 5GCR are converted into signal 3.
1 to S, if the receiving side performs the calculation as shown in the same figure, the result of the calculation will be the signal GCR.
また、ゴーストがあれば、この演算結果には、信号GC
Rのゴースト波成分Sgも含まれることになる。Also, if there is a ghost, this calculation result will include the signal GC
A ghost wave component Sg of R is also included.
したがって、この演算結果の信号GCR(及びSg)か
らゴースト除去を行うことができる。Therefore, ghost removal can be performed from the signal GCR (and Sg) resulting from this calculation.
そして、この場合、8フイ一ルド期間離れたバースト信
号BRST、色信号及び水平同期パルスHDは、それぞ
れ互いに同相なので、信号S I−S sを演算すると
き、バースト信号BRST、色信号及び水平同期パルス
HDは、それぞれ相殺される。In this case, the burst signal BRST, the color signal, and the horizontal synchronization pulse HD, which are separated by 8 field periods, are in phase with each other, so when calculating the signal S I-S s, the burst signal BRST, the color signal, and the horizontal synchronization pulse HD are in phase. The pulses HD are each canceled out.
したがって、演算結果の信号GCR(及びゴースト波成
分Sg)には、バースト信号BR3T、色信号及び水平
同期パルスHDは含まれないので、いわゆる前ゴースト
及び後ゴーストの除去及び波形等化などに対して最大で
45μ秒の範囲で対応できる。Therefore, the signal GCR (and ghost wave component Sg) resulting from the calculation does not include the burst signal BR3T, the color signal, and the horizontal synchronization pulse HD, so it is difficult to remove the so-called front ghost and rear ghost, waveform equalization, etc. It can handle up to 45 microseconds.
また、80μ秒程度までのロングゴーストに対しても誤
検出を生じることがない。Moreover, false detection does not occur even for long ghosts up to about 80 μsec.
第7図は、このGCR信号5GCRを使用するゴースト
除去回路の一例を示す。FIG. 7 shows an example of a ghost removal circuit using this GCR signal 5GCR.
すなわち、(1)はテレビ受像機の映像検波回路を示し
、この検波回路(1)から上述したGCR信号5GCR
の付加されたカラーコンポジットビデオ信号SYが取り
出され、この信号SYが、A/Dコンバータ(2)に供
給されて1サンプルが例えば8ビツトのデジタルビデオ
信号SYに変換され、この信号syが、例えば640段
(640タツプ)のトランスバーサルフィルタ(3)を
通じてD/Aコンバータ(4)に供給されてもとのアナ
ログビデオ信号SYに変換され、この信号SYが端子(
5)に取り出される。That is, (1) shows the video detection circuit of the television receiver, and the above-mentioned GCR signal 5GCR is output from this detection circuit (1).
A color composite video signal SY to which SY is added is extracted, and this signal SY is supplied to an A/D converter (2) to convert one sample into, for example, an 8-bit digital video signal SY. It is supplied to the D/A converter (4) through a 640-stage (640-tap) transversal filter (3) and converted into the original analog video signal SY, and this signal SY is sent to the terminal (
5).
そして、このとき、検出回路(10)において、GCR
信号5GCRからゴースト波成分が検出され、この検出
出力によりフィルタ(3)の通過特性が制御されてゴー
スト波成分が除去される。At this time, in the detection circuit (10), the GCR
A ghost wave component is detected from the signal 5GCR, and the detection output controls the passage characteristics of the filter (3) to remove the ghost wave component.
すなわち、第6図Bに示す演算は、同図Cに示すように
書き換えることができ、これは各フィールド期間のGC
R信号5GCRを、順に積算していけばよいことを示し
ている。That is, the calculation shown in FIG. 6B can be rewritten as shown in FIG.
This indicates that it is sufficient to integrate the R signals 5GCR in order.
そこで、A/Dコンバータ(2)からのデジタルビデオ
信号SYが、ゲート回路(11)に供給されてGCR信
号5GCR(前後の検出期間を含む)が取り出され、こ
の信号5GCRがバッファメモリ(12)に供給されて
lフィールド期間ごとにそのフィールド期間のGCR信
号5GCRが保持される。Therefore, the digital video signal SY from the A/D converter (2) is supplied to the gate circuit (11) and the GCR signal 5GCR (including the previous and subsequent detection periods) is taken out, and this signal 5GCR is sent to the buffer memory (12). The GCR signal 5GCR of the field period is held for every l field period.
そして、このメモリ(12)のGCR信号5GCRが、
演算回路(21)に供給される。この演算回路(21)
及び以後の回路(22)〜(28)は、実際にはマイク
ロコンピュータ(20)及びソフトウェアにより構成さ
れるものであるが、ここではハードウェアにより表現し
ている。Then, the GCR signal 5GCR of this memory (12) is
It is supplied to an arithmetic circuit (21). This calculation circuit (21)
Although the following circuits (22) to (28) are actually constructed by the microcomputer (20) and software, they are expressed by hardware here.
すなわち、演算回路(21)において、メモリ(12)
に保持されているGCR信号5GCRが、1フイ一ルド
期間ごとに第6図Cの弐にしたがって順に加算あるいは
減算され、第8図Aに示すように、8フイ一ルド期間の
演算結果である信号GCR(そのゴースト波成分Sgを
含む)が取り出される。そして、この信号GCRはバー
波形なので、パルス応答にするため、この信号GCRが
微分回路(22)に供給されて同図Bに示すように微分
パルスppとされ、このパルスppが相関演算回路(2
3)に供給される。That is, in the arithmetic circuit (21), the memory (12)
The GCR signal 5GCR held in is sequentially added or subtracted in accordance with the second part of FIG. 6C every one field period, and as shown in FIG. The signal GCR (including its ghost wave component Sg) is extracted. Since this signal GCR has a bar waveform, in order to make it a pulse response, this signal GCR is supplied to a differentiating circuit (22) and is converted into a differentiated pulse pp as shown in FIG. 2
3).
また、フィルタ(3)からのビデオ信号SYが、ゲート
回路(13)に供給されてGCR信号5GCR(前後の
検出期間を含む)が取り出され、この信号5GCRがバ
ッファメモリ(14)に供給されて1フイ一ルド期間ご
とにそのフィールド期間のGCR信号5GCRが保持さ
れる。Further, the video signal SY from the filter (3) is supplied to the gate circuit (13), a GCR signal 5GCR (including the previous and subsequent detection periods) is taken out, and this signal 5GCR is supplied to the buffer memory (14). The GCR signal 5GCR of the field period is held for each field period.
そして、このメモリ(14)のGCR信号5GCRが、
演算回路(24)に供給されて演算回路(21)におけ
る演算と同様にして第9図Aに示すように、8フイ一ル
ド期間の演算結果である信号GCR(そのゴースト波成
分Sgを含む)が取り出され、この信号GCRが減算回
路(25)に供給されるとともに、基準GCR信号形成
回路(26)から基準波形の信号GCR(第5図A)が
取り出され、この信号GCRが減算回路(26)に供給
される。したがって、減算回路(26)からは、第9図
Bに示すように、受信した信号GCRのゴースト波成分
Sgが取り出される(このゴースト波成分Sgは、除去
できなかったエラー分でもある)。Then, the GCR signal 5GCR of this memory (14) is
The signal GCR (including its ghost wave component Sg) is supplied to the arithmetic circuit (24) and is the arithmetic result of the 8-field period, as shown in FIG. is taken out, and this signal GCR is supplied to the subtraction circuit (25), and at the same time, a reference waveform signal GCR (FIG. 5A) is taken out from the reference GCR signal forming circuit (26), and this signal GCR is supplied to the subtraction circuit (25). 26). Therefore, as shown in FIG. 9B, the subtraction circuit (26) extracts the ghost wave component Sg of the received signal GCR (this ghost wave component Sg is also the error that could not be removed).
そして、このゴースト波成分Sgが、微分回路(27)
に供給されて同図Cに示すように微分パルスpqとされ
、このパルスPqが相関演算回路(23)に供給される
。Then, this ghost wave component Sg is sent to the differentiating circuit (27)
This pulse Pq is supplied to the correlation calculation circuit (23), and is converted into a differential pulse pq as shown in FIG.
この相関演算回路(23)は、パルスPpとPqとの積
和演算を行ってゴースト情報を得るものであり、この演
算回路(23)においては、第10図に示すようなルー
チン(30)の処理が行われる。This correlation calculation circuit (23) performs a product-sum calculation of pulses Pp and Pq to obtain ghost information, and this calculation circuit (23) performs a routine (30) as shown in FIG. Processing takes place.
ただし、第8図Bに示すように、パルスppのサンプル
数は64サンプルとする。また、i:フィルタ(3)の
タップ番号、i=0〜639m:ゴースト除去期間(例
えば−2μ秒〜+45秒)における、パルスPqに対す
るサンプリング点
n:パルスPpのサンプリング点。n=o〜63Xn:
パルスPpの量子化値
Ym:パルスPqの量子化値
RSLT :演算結果
とする。However, as shown in FIG. 8B, the number of samples of pulse pp is 64 samples. Further, i: tap number of filter (3), i=0 to 639m: sampling point for pulse Pq in the ghost removal period (for example, -2 μ seconds to +45 seconds) n: sampling point of pulse Pp. n=o~63Xn:
Quantization value Ym of pulse Pp: Quantization value RSLT of pulse Pq: Calculation result.
また、演算回路(23)は、マイコン(20)の処理を
等価的にハードウェアとして図示しているだけであり、
実際には、ルーチン(30)の処理はマイコン(20)
により実行される。In addition, the arithmetic circuit (23) is only shown as equivalent hardware for the processing of the microcomputer (20).
In reality, the routine (30) is processed by the microcomputer (20).
Executed by
そして、このルーチン(30)の処理が実行されると、
そのステップ(32)において、演算結果RSLTが演
算回路(23)から出力されて変換回路(28)に供給
され、その演算結果R5LTは、フィルタ(3)の第1
番目のタップに対するタップ係数(タップ利得)Tiに
変換される。Then, when the processing of this routine (30) is executed,
In the step (32), the calculation result RSLT is output from the calculation circuit (23) and supplied to the conversion circuit (28), and the calculation result R5LT is applied to the first filter (3).
It is converted into a tap coefficient (tap gain) Ti for the th tap.
そして、この係数Tiがフィルタ(3)に供給され、フ
ィルタ(3)から取り出されるGCR信号5GCRのゴ
ースト波成分Sgが相殺されて除去されるように、フィ
ルタ(3)の通過特性が制御される。This coefficient Ti is then supplied to the filter (3), and the pass characteristics of the filter (3) are controlled so that the ghost wave component Sg of the GCR signal 5GCR extracted from the filter (3) is canceled out and removed. .
したがって、このとき、フィルタ(3)において、ビデ
オ信号SYのゴースト波成分も除去され、端子(5)に
は、ゴースト波成分の含まれないビデオ信号SYが取り
出される。Therefore, at this time, the ghost wave component of the video signal SY is also removed in the filter (3), and the video signal SY containing no ghost wave component is taken out at the terminal (5).
文献: 19B9年テレビジョン学会全国大会誌「ゴー
ストキャンセル基準信号方式」
〔発明が解決しようとする課題〕
ところが、上述のように、演算回路(23)における相
関演算をルーチン(30)により実行すると、図からも
明らかなように、ステップ(31)における乗算を、フ
ィルタ(3)のタップ数と、パルスPPのサンプル数と
の積である40960回(=640タップ×64サンプ
ル)行わなければならない。Literature: 19B9 Journal of the National Conference of the Television Society "Ghost Cancellation Standard Signal System" [Problem to be Solved by the Invention] However, as described above, when the correlation calculation in the calculation circuit (23) is executed by the routine (30), As is clear from the figure, the multiplication in step (31) must be performed 40,960 times (=640 taps×64 samples), which is the product of the number of taps of filter (3) and the number of samples of pulse PP.
しかし、マイコン(20)にとって乗算は最も時間のか
かる処理の1つであり、ソフトウェアによって乗算を4
万回以上も実行すると、多くの時間が必要となり、実際
的ではなくなってしまう。However, multiplication is one of the most time-consuming processes for the microcontroller (20), and software
Executing it more than 10,000 times would require a lot of time and would be impractical.
その点、この相関演算回路(23)をハードウェアによ
り構成すれば、高速に演算できる。しかし、そのために
は専用の相関演算回路が必要であり、コストアップとな
ってしまう。In this respect, if this correlation calculation circuit (23) is configured by hardware, high-speed calculation can be achieved. However, this requires a dedicated correlation calculation circuit, which increases the cost.
この発明は、これらの問題点を一掃しようとするもので
ある。This invention attempts to eliminate these problems.
今、トランスバーサルフィルタ(3)について考えると
、これは標準型(出力加電型)の場合、第11図に示す
ような構成でIC化されている。Now, considering the transversal filter (3), if it is a standard type (output power addition type), it is implemented as an IC with a configuration as shown in FIG.
ただし、D0〜D63.は単位期間の遅延回路、M0〜
M11.は乗算回路、Aoは加算回路、SRはシフトレ
ジスタ、TINは信号入力端子、’rootは信号出力
端子、TTAFはタップ係数入力端子である。However, D0 to D63. is a unit period delay circuit, M0~
M11. is a multiplication circuit, Ao is an addition circuit, SR is a shift register, TIN is a signal input terminal, 'root is a signal output terminal, and TTAF is a tap coefficient input terminal.
そして、レジスタSRにより、タップ係数が直列データ
から並列データに変換されて乗算回路M0〜M 63
gにロードされる。Then, the tap coefficients are converted from serial data to parallel data by register SR, and multiplier circuits M0 to M63
g.
この発明は、このようにトランスバーサルフィルタ(3
)が構成されていることに着目し、トランスバーサルフ
ィルタ(3)を、ゴースト波成分の除去と、相関演算と
に時分割的に使用するようにしたものである。In this way, the present invention provides a transversal filter (3
), and the transversal filter (3) is used in a time-sharing manner for removing ghost wave components and performing correlation calculations.
〔作用]
ハードウェアにより乗算が実行され、高速に相関演算が
実行されるとともに、そのハードウェアによるコストア
ップがほとんどない。[Operation] Multiplication is performed by hardware, correlation calculations are performed at high speed, and there is almost no increase in cost due to the hardware.
第1図において、A/Dコンバータ(2)からのビデオ
信号SYがスイッチ回路(41)に供給されるとともに
、マイコン(20)から後述する値Xnが取り出されて
スイッチ回路(4■)に供給され、そのスイッチ出力が
トランスバーサルフィルタ(3)の信号入力端子TIN
に供給される。In Fig. 1, a video signal SY from an A/D converter (2) is supplied to a switch circuit (41), and a value Xn, which will be described later, is taken out from a microcomputer (20) and supplied to a switch circuit (4). The switch output is the signal input terminal TIN of the transversal filter (3).
supplied to
また、映像検波回路(1)からのビデオ信号syがスイ
ッチ回路(42)に供給されるとともに、D/Aコンバ
ータ(4)からのビデオ信号SYがスイッチ回路(42
)に供給され、そのスイッチ出力が端子(5)に取り出
される。Further, the video signal SY from the video detection circuit (1) is supplied to the switch circuit (42), and the video signal SY from the D/A converter (4) is supplied to the switch circuit (42).
), and its switch output is taken out to terminal (5).
さらに、マイコン(20)から値TiあるいはYmが取
り出され、これら値Ti、Ymがタップ入力端子T、A
、に供給される。Furthermore, the value Ti or Ym is taken out from the microcomputer (20), and these values Ti and Ym are used at the tap input terminals T and A.
, is supplied to.
また、マイコン(20)からスイッチ回路(41)、(
42)にそれらの制御信号が供給され、フィルタ(3)
のタップ係数Tiを設定している期間には、スイッチ回
路(41)は、図の状態と、図とは逆の状態とに交互に
切り換えられ、スイッチ回路(42)は図とは逆の状態
に切り換えられる。そして、フィルタ(3)のタップ係
数Tiの設定が終了すると、スイッチ回路(41)、(
42)は図の状態に切り換えられる。Also, from the microcomputer (20) to the switch circuit (41), (
42) are supplied with those control signals, and the filter (3)
During the period when the tap coefficient Ti is set, the switch circuit (41) is alternately switched between the state shown in the figure and the state opposite to that shown in the figure, and the switch circuit (42) is switched to the state opposite to that shown in the figure. can be switched to Then, when the setting of the tap coefficient Ti of the filter (3) is completed, the switch circuit (41), (
42) is switched to the state shown in the figure.
このような構成において、まず、スイッチ回路(41)
が8フイ一ルド期間にわたって図の状態に接続される。In such a configuration, first, the switch circuit (41)
is connected to the state shown for a period of 8 fields.
したがって、この状態(8フイ一ルド期間)では、この
除去回路は、等価的に第2図の構成となるので、マイコ
ン(20)において、GCR信号5GCRから上述のよ
うにしてパルスpp、pqの値Xn、Ymが取り出され
る。なお、このとき、それまでに求めたタップ係数Ti
がマイコン(20)からフィルタ(3)に供給されてい
る。Therefore, in this state (8 field period), this removal circuit equivalently has the configuration shown in FIG. Values Xn and Ym are taken out. In addition, at this time, the tap coefficient Ti obtained so far
is supplied from the microcomputer (20) to the filter (3).
そして、8フイ一ルド期間が経過すると、スイッチ回路
(41)が第1図とは逆の状態に接続され、したがって
、等価的に第3図の構成とされる。Then, after the 8-field period has elapsed, the switch circuit (41) is connected in a state opposite to that shown in FIG. 1, and therefore equivalently has the configuration shown in FIG. 3.
続いて、第4図Aに示すように、マイコン(20)によ
りフィルタ(3)の乗算回路M0〜M61.に値Y0〜
Y63.がセットされる(実際には、レジスタSRに値
Y。−Y、3.がセットされるのであるが、ここでは図
示の都合上、乗算回路M0〜M63.にセットされるも
のとする)。Subsequently, as shown in FIG. 4A, the microcomputer (20) controls the multiplication circuits M0 to M61. of the filter (3). value Y0~
Y63. is set (actually, the value Y.-Y, 3. is set in the register SR, but for convenience of illustration, it is assumed that it is set in the multiplier circuits M0 to M63.).
次に、マイコン(20)によりフィルタ(3)に入力信
号として“0”が供給されて同図Bに示すように、遅延
回路D0〜D63.がクリアされ、続いて、マイコン(
20)からフィルタ(3)に入力信号として値X63〜
X0が供給されて同図Cに示すように、遅延回路D0〜
D63に値X0〜xisがセントされる。Next, "0" is supplied as an input signal to the filter (3) by the microcomputer (20), and as shown in FIG. is cleared, and then the microcontroller (
20) to the filter (3) with the value X63~
When X0 is supplied, as shown in FIG.
The value X0 to xis is sent to D63.
さらに、同図りに示すように、遅延回路D0〜D63?
(7)値x o〜x 、3.と、乗算回路M o 〜M
h 3q (7)値Y0〜Y19とが乗算されるとと
もに、その乗算結果が加算回路A0において加算され、
その加算結果がフィルタ(3)から出力信号として取り
出される。Furthermore, as shown in the figure, delay circuits D0 to D63?
(7) Value xo~x, 3. and multiplier circuit M o ~M
h3q (7) The values Y0 to Y19 are multiplied, and the multiplication results are added in the addition circuit A0,
The addition result is taken out as an output signal from the filter (3).
この場合、この出力信号は、i=0のときの値χ。〜χ
6.と、値Y0〜Y43.との積和演算の結果にほかな
らず、i=0のときの値R5LTである。In this case, this output signal has the value χ when i=0. ~χ
6. and the values Y0 to Y43. This is nothing but the result of the product-sum operation with , and is the value R5LT when i=0.
そこで、この値R5LTがフィルタ(3)からゲート回
路(13)及びメモリ(14)を通じてマイコン(20
)に取り込まれ、第0番目のタップ係数Toに変換され
て記憶される。Therefore, this value R5LT is passed from the filter (3) to the gate circuit (13) and memory (14) to the microcomputer (20
), converted into the 0th tap coefficient To, and stored.
次に、第4図Eに示すように、遅延回路D0〜D639
の値X、〜X2,9が1遅延回路分だけ出力側にシフト
され、続いて同図Fに示すように、遅延回路D o”
D b’sqの値X 6〜X b s qと、乗算回路
M0〜M51.の値Y0〜Y63.とが乗算されるとと
もに、その乗算結果が加算回路へ〇において加算され、
その加算結果がi=1のときの値R5LTとしてフィル
タ(3)から取り出される。そして、この値RSLTが
、マイコン(20)において第1番目のタップ係数T、
に変換されて記憶される。Next, as shown in FIG. 4E, delay circuits D0 to D639
The values X, ~X2,9 are shifted to the output side by one delay circuit, and then, as shown in FIG.
D b'sq values X 6 to X b sq and multiplier circuits M0 to M51. The value of Y0 to Y63. are multiplied, and the multiplication result is added to the addition circuit at 〇,
The addition result is taken out from the filter (3) as the value R5LT when i=1. Then, this value RSLT is the first tap coefficient T in the microcomputer (20),
is converted and stored.
さらに、同図Fに示すように、遅延回路D0〜D58.
の値X0〜Xth3.が1遅延回路分だけ出力側にシフ
トされ、続いて同図Hに示すように、遅延回路り。−D
、3.の値X0〜X63.と、乗算回路M0〜M63.
の値Y。〜Y、3.とが乗算されるとともに、その乗算
結果が加算回路へ〇において加算され、その加算結果が
i=2のときの値RSLTとしてフィルタ(3)から取
り出される。そして、この値R3LTが、マイコン(2
0)において第2番目のタップ係数T2に変換されて記
憶される。Furthermore, as shown in FIG. F, delay circuits D0 to D58.
The value of X0 to Xth3. is shifted to the output side by one delay circuit, and then the delay circuit is shifted as shown in H in the figure. -D
, 3. The value of X0 to X63. and multiplication circuits M0 to M63.
The value of Y. ~Y, 3. At the same time, the multiplication result is added to the addition circuit at 0, and the addition result is taken out from the filter (3) as the value RSLT when i=2. Then, this value R3LT is
0) is converted into the second tap coefficient T2 and stored.
そして、以後、遅延回路D0〜D639の値x0〜X
h、、のシフト動作と、乗算回路M0〜M8,9及び加
算回路A0による積和演算動作とが交互に繰り返され、
フィルタ(3)からは第1番目の値RSLTが出力され
るとともに、この値R5LTが、マイコン(20)にお
いてタップ係数Tiに変換されて記憶される。From then on, the values x0 to X of the delay circuits D0 to D639
The shift operation of h, , and the product-sum calculation operation by the multiplier circuits M0 to M8, 9 and the adder circuit A0 are repeated alternately,
The first value RSLT is output from the filter (3), and this value R5LT is converted into a tap coefficient Ti in the microcomputer (20) and stored.
こうして、フィルタ(3)からは、第0番目の値R3L
Tから第639番目の値RSLTまでが順に出力され、
すべてのタップ係数T0〜T639がマイコン(20)
に求められる。Thus, from filter (3), the 0th value R3L
The values from T to the 639th value RSLT are output in order,
All tap coefficients T0 to T639 are microcontroller (20)
is required.
そして、すべてのタップ係数T0〜T61.が求められ
ると、スイッチ回路(41)が再び第2図の状態に切り
換えられ、8フイ一ルド期間にわたってGCR信号5G
CRからパルスPp、Pqの値Xn、Ymが取り出され
る。なお、このとき、それまでに求めたタップ係数Ti
がマイコン(20)からフィルタ(3)に供給されてい
る。Then, all the tap coefficients T0 to T61. is determined, the switch circuit (41) is again switched to the state shown in FIG.
Values Xn and Ym of pulses Pp and Pq are taken out from CR. In addition, at this time, the tap coefficient Ti obtained so far
is supplied from the microcomputer (20) to the filter (3).
そして、8フイ一ルド期間が経過すると、スイッチ回路
(41)は第3図の状態に切り換えられ、タップ係数T
iが求められる。Then, when the 8-field period has elapsed, the switch circuit (41) is switched to the state shown in FIG. 3, and the tap coefficient T
i is found.
そして、以後、この第2図の状態の動作と、第3図の状
態の動作とが交互に繰り返され、フィルタ(3)のタッ
プ係数Tiは、GCR信号5GCRのゴースト波成分S
gがなくなる方向に収束されていく。Thereafter, the operation in the state shown in FIG. 2 and the operation in the state shown in FIG. 3 are repeated alternately, and the tap coefficient Ti of the filter (3) is set to the ghost wave component S
It is converging in the direction that g disappears.
そして、十分に収束すると、スイッチ回路(41)は、
第1図の状態に固定され、したがって、端子(5)にゴ
ースト波成分の除去されたビデオ信号SYが取り出され
る。Then, when it is sufficiently converged, the switch circuit (41) becomes
The state shown in FIG. 1 is fixed, and therefore, the video signal SY from which the ghost wave component has been removed is taken out at the terminal (5).
なお、このフィルタ(3)の特性の設定が行われている
期間には、スイッチ回路(42)が図とは逆に切り換え
られて検波回路(1)からのビデオ信号syが端子(5
)に出力され、その設定中の不安定なビデオ信号SYの
出力されることが防止される。Note that during the period when the characteristics of the filter (3) are being set, the switch circuit (42) is switched in the opposite direction to the diagram, and the video signal sy from the detection circuit (1) is connected to the terminal (5).
), and the unstable video signal SY being set is prevented from being output.
(発明の効果〕
こうして、この発明によれば、ゴースト波成分が除去さ
れるが、この場合、特にこの発明によれば、ハードウェ
アにより相関演算を行っているので、その演算を高速に
行うことができ、十分に実用となる時間内にゴースト波
成分の除去を行うことができる。(Effects of the Invention) Thus, according to the present invention, the ghost wave component is removed, but in this case, especially according to the present invention, since the correlation calculation is performed by hardware, the calculation can be performed at high speed. Therefore, the ghost wave component can be removed within a sufficient amount of time for practical use.
しかも、その相関演算をハードウェアにより行うとき、
専用の相関演算回路を設けないで、トランスバーサルフ
ィルタ(3)を、ゴースト波成分の除去と相関演算とに
時分割的に使用して行っているので、ハードウェアによ
るコストアップがほとんどない。Moreover, when the correlation calculation is performed by hardware,
Since the transversal filter (3) is used for removing ghost wave components and performing correlation calculations in a time-sharing manner without providing a dedicated correlation calculation circuit, there is almost no increase in hardware costs.
第1図はこの発明の一例の系統図、第2図〜第11図は
その説明のための図である。
(1)は映像検波回路、(2)はA/Dコンバータ、(
3)はトランスバーサルフィルタ、(4)はD/Aコン
バータ、(10)は検出回路、(11)、(13)はゲ
ート回路、(12)、(14)はバッファメモリ、(2
o)はマイクロコンピュータである。
代
理
人
松
隈
秀
盛
第5図
第6図
フローチャートFIG. 1 is a system diagram of an example of the present invention, and FIGS. 2 to 11 are diagrams for explaining the same. (1) is a video detection circuit, (2) is an A/D converter, (
3) is a transversal filter, (4) is a D/A converter, (10) is a detection circuit, (11), (13) are gate circuits, (12), (14) are buffer memories, (2)
o) is a microcomputer. Agent Hidemori Matsukuma Figure 5 Figure 6 Flowchart
Claims (1)
し、 このトランスバーサルフィルタの出力信号からGCR信
号を取り出し、 この取り出したGCR信号から波形歪み成分を取り出し
、 この取り出した波形歪み成分に基づいて上記トランスバ
ーサルフィルタの通過特性を制御してこのトランスバー
サルフィルタから波形歪み成分の除去されたビデオ信号
を取り出すようにした波形歪み成分の除去回路において
、 波形歪み成分の除去されていないビデオ信号からGCR
信号を取り出し、 この取り出したGCR信号と、上記取り出した波形歪み
成分とを上記トランスバーサルフィルタに供給して相関
演算を行い、 ようにした波形歪みの検出回路。[Claims] A received video signal is supplied to a transversal filter, a GCR signal is extracted from the output signal of the transversal filter, a waveform distortion component is extracted from the extracted GCR signal, and a waveform distortion component is extracted from the extracted waveform distortion component. In the waveform distortion component removal circuit, the video signal from which the waveform distortion component has not been removed is extracted from the transversal filter by controlling the pass characteristic of the transversal filter based on the video signal from which the waveform distortion component has not been removed. From GCR
A waveform distortion detection circuit which extracts a signal, supplies the extracted GCR signal and the extracted waveform distortion component to the transversal filter, and performs a correlation calculation.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2144887A JP2861273B2 (en) | 1990-06-01 | 1990-06-01 | Waveform distortion detection circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2144887A JP2861273B2 (en) | 1990-06-01 | 1990-06-01 | Waveform distortion detection circuit |
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Publication Number | Publication Date |
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JPH0437372A true JPH0437372A (en) | 1992-02-07 |
JP2861273B2 JP2861273B2 (en) | 1999-02-24 |
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1990
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