JPH07193733A - Waveform distortion detecting circuit - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To improve detection accuracy for a fine ghost component by time- dividedly conducting correlation operation between a main signal component and a ghost signal component and changing a waveform level to be inputted to a transversal filter in accordance with the operation of the main signal component and that of the ghost signal component. CONSTITUTION:A 1st gain control circuit 31 for changing the level of a data value Xn obtained by quantizing a differential pulse waveform PGCR outputted from a microcomputer 8 as an input signal to the transversal filter 3 at the time of correlation operation is connected between a microcomputer 8 and a 1st switch circuit 21. A 2nd gain control circuit 32 for changing the gain of a value RSTn supplied from the filter 3 to the microcomputer 8 through a gate circuit 6 and a buffer memory 7 is connected between the memory 7 and the microcomputer 8. Consequently the level of a waveform inputted to the filter 3 can be changed.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は相関演算を利用した波形
歪み検出回路に関わり、例えばビデオ信号のゴースト成
分を除去するゴースト除去回路に適用して好適なものと
される。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a waveform distortion detecting circuit using a correlation operation, and is preferably applied to a ghost removing circuit for removing a ghost component of a video signal.

【０００２】[0002]

【従来の技術】テレビジョン受像機等において受信した
ビデオ信号に含まれたゴースト成分を除去するために、
例えば送信側で映像信号にゴーストキャンセル用信号
（以下ＧＣＲ（Ghost Cansel Reference）信号という）
を挿入し、受信側でこのＧＣＲ信号に基づいて相関演算
によりゴースト信号成分を検出して、この検出データに
応じてトランスバーサルフィルタの特性を可変すること
により受信信号からゴースト信号成分を除去する方法が
知られている。2. Description of the Related Art In order to remove a ghost component contained in a video signal received by a television receiver or the like,
For example, a ghost cancellation signal (hereinafter referred to as a GCR (Ghost Cansel Reference) signal) is added to a video signal on the transmitting side.
A ghost signal component is detected by a correlation operation based on the GCR signal on the receiving side, and the characteristics of the transversal filter are varied according to the detected data to remove the ghost signal component from the received signal. It has been known.

【０００３】図６（ａ）（ｂ）は上記ＧＣＲ信号の一例
を示す波形図であり、これらの図においてＨＤは水平同
期信号を、BRSTはカラーバースト信号を示している。そ
して、ＧＣＲ信号SGCRとしては、図６（ａ）に示すＧＣ
Ｒ波形GCR と図６（ｂ）に示すペデスタル波形PDS が一
組として設定されている。この図６（ａ）に示すＧＣＲ
波形GCR は、水平期間の後ろ側に位置するバー波形とさ
れると共に、その幅は４４．７μ秒、レベルは７０IRE
とされる。また、立上がり特性はｓｉｎχ／χのリンギ
ング特性とされており、この信号波形をフーリエ変換し
て周波数軸上で示すと、その周波数スペクトルは映像帯
域としてほぼ４．２MHz までフラットな特性となるよう
に形成されている。また、図６（ｂ）に示すペデスタル
波形PDS は、この図に示すように０レベルとされてい
る。FIGS. 6A and 6B are waveform diagrams showing an example of the GCR signal. In these figures, HD indicates a horizontal synchronizing signal and BRST indicates a color burst signal. Then, as the GCR signal SGCR, the GC shown in FIG.
The R waveform GCR and the pedestal waveform PDS shown in FIG. 6B are set as a set. The GCR shown in FIG. 6 (a)
The waveform GCR is a bar waveform located behind the horizontal period, its width is 44.7 μs, and its level is 70IRE.
It is said that Further, the rising characteristic is a sin χ / χ ringing characteristic. When this signal waveform is Fourier transformed and shown on the frequency axis, the frequency spectrum becomes flat up to almost 4.2 MHz as the video band. Has been formed. The pedestal waveform PDS shown in FIG. 6B is at 0 level as shown in this figure.

【０００４】そして、上記ＧＣＲ信号としてのＧＣＲ波
形GCR およびペデスタル波形PDS は、例えば図７に示す
ようにして映像信号に挿入されている。つまり、映像信
号の８フィールド期間を繰り返し周期とし、その第１、
第３、第６、第８フィールドにおけるそれぞれの第１８
Ｈあるいは第２８１ＨにＧＣＲ波形GCR が挿入され、残
りの第２、第４、第５、第７フィールドにおけるそれぞ
れの第１８Ｈあるいは第２８０Ｈにペデスタル波形PDS
が挿入される。The GCR waveform GCR and the pedestal waveform PDS as the GCR signal are inserted in the video signal as shown in FIG. 7, for example. That is, the 8 field period of the video signal is set as a repeating cycle,
Each 18th in the 3rd, 6th and 8th fields
The GCR waveform GCR is inserted in the H or 281H, and the pedestal waveform PDS is inserted in the 18th or 280H of the remaining 2nd, 4th, 5th or 7th fields.
Is inserted.

【０００５】ところで、映像信号においては４フィール
ド分先の水平同期信号ＨＤ及びカラーバースト信号BRST
は同相とされている。そこで、第１フィールドの１８Ｈ
のＧＣＲ波形GCR から第５フィールドの１８Ｈのペデス
タル波形PDS を減算すれば、互いのフィールドの水平同
期信号ＨＤとカラーバースト信号BRSTが相殺されるため
に、図６（ｃ）に示すＧＣＲ波形SGCR(F) が得られるこ
ととなる。さらに、例えばこの波形を微分回路に介すれ
ば、図６（ｄ）に示すような微分パルス波形PGCRを得る
ことができる。そして実際に受信映像信号にゴースト成
分が映像信号が含まれていれば、図８（ａ）のＧＣＲ波
形SGCRおよび図８（ｂ）の微分パルス波形PGCRの矢印Ａ
に示すように、ゴースト成分も含まれることとなる。例
えば、図８（ｂ）に示すゴースト成分としての微分パル
スは少なくとも主信号成分に対するゴースト成分のレベ
ルおよび時間差を表している。これに基づいてゴースト
成分を検出することができる。By the way, in the video signal, the horizontal synchronizing signal HD and the color burst signal BRST four fields ahead
Are in phase. Therefore, 18H of the first field
If the pedestal waveform PDS of 18H of the fifth field is subtracted from the GCR waveform GCR of the above, the horizontal synchronizing signal HD and the color burst signal BRST of the respective fields cancel each other out, so the GCR waveform SGCR ( F) will be obtained. Further, for example, if this waveform is passed through a differentiating circuit, a differential pulse waveform PGCR as shown in FIG. 6D can be obtained. If the received video signal actually contains a video signal with a ghost component, the arrow A of the GCR waveform SGCR of FIG. 8A and the differential pulse waveform PGCR of FIG.
As shown in, the ghost component is also included. For example, the differential pulse as the ghost component shown in FIG. 8B represents at least the level and time difference of the ghost component with respect to the main signal component. The ghost component can be detected based on this.

【０００６】そこで、実際のゴースト成分の検出にあた
っては、８フィールド期間において第１と第５、第２と
第６、第３と第７、第４と第８フィールドごとの１８Ｈ
について上記したような減算を行って４セットのＧＣＲ
波形SGCR(F) （ゴースト成分を含む）を得て、更にこれ
らの平均をとるという演算を行っている。つまり、図７
に示すように、第１フィールド〜第８フィールドに示す
ＧＣＲ波形GCR あるいはペデスタル波形PDS をそれぞれ
Ｓ₁ 〜Ｓ₈ とすると、 （数１） Ｓ＝１／４｛−（Ｓ₅ −Ｓ₁ ）＋（Ｓ₆ −Ｓ
₂ ）−（Ｓ₇ −Ｓ₃ ）＋（Ｓ₈ −Ｓ₄ ）｝＝ＧＣＲ で示される演算を行うものである。上記演算処理によっ
て得られたＧＣＲ波形SGCR(F) は、ゴースト成分が含ま
れていれば、例えば図８（ａ）に示したような主信号成
分に対してゴースト信号成分が合成された波形がGCR ＋
Ｓｇとして得られることとなり、この後微分回路を介す
ることで同様に図８（ｂ）に示す微分パルスＰｇとされ
てゴースト信号成分の検出を行うことができる。この場
合、前述のように（数１）による演算処理によって得ら
れたＧＣＲ波形SGCR(F) は、水平同期信ＨＤおよびバー
スト信号BRSTは相殺されて含まれていない。このため、
いわゆる前ゴースト及び後ゴーストの除去及び波形等化
などに対して最大で４４．７μ秒の範囲で対応でき、ま
た、８０μ秒程度までのロングゴーストに対しても誤検
出を生じることがない。Therefore, in the actual detection of the ghost component, 18H for every 1st and 5th, 2nd and 6th, 3rd and 7th, 4th and 8th fields in the 8 field period.
4 sets of GCRs with subtraction as described above for
The waveform SGCR (F) (including the ghost component) is obtained, and the average of these is calculated. That is, FIG.
As shown in, when the GCR waveform GCR or the pedestal waveform PDS shown in the first field to the eighth field is S _{1 to} S ₈ , respectively, (Equation 1) S = 1/4 {− (S ₅ −S ₁ ) + (S ₆ -S
_{2) - (S 7 -S 3} ) + (S 8 -S 4)} = performs a computation represented by GCR. If the ghost component is included in the GCR waveform SGCR (F) obtained by the above arithmetic processing, for example, a waveform obtained by combining the ghost signal component with the main signal component as shown in FIG. GCR +
Since it is obtained as Sg, the ghost signal component can be detected by using the differentiating circuit as the differentiated pulse Pg shown in FIG. 8B. In this case, as described above, the GCR waveform SGCR (F) obtained by the arithmetic processing according to (Equation 1) does not include the horizontal synchronizing signal HD and the burst signal BRST offset from each other. For this reason,
So-called front ghost and rear ghost removal and waveform equalization can be handled within a maximum range of 44.7 μsec, and erroneous detection does not occur even for long ghosts up to about 80 μsec.

【０００７】そこで、図９のブロック図を参照してゴー
スト除去装置の一例について説明する。この図におい
て、１は受信信号について検波を行い検波信号ＳＹを出
力する検波回路であり、２は検波回路１から供給された
検波信号ＳＹについて、例えば４ｆｓｃ（ｆｓｃ＝色副
搬送波周波数）のサンプル周波数でＡ／Ｄ変換を行うＡ
／Ｄコンバータを示す。３はトランスバーサルフィルタ
を示し、Ａ／Ｄコンバータ２にてデジタル信号化された
検波信号ＳＹが入力される。このトランスバーサルフィ
ルタ３は例えばタップ付遅延線と、各々のタップに任意
のタップ利得（荷重）を与えられる係数器と、全てのタ
ップについての荷重出力の総和を得る加算回路から構成
され、有限のインパルス応答のフィルタ特性を有する。
そして、たとえば、図のようにトランスバーサルフィル
タ３の出力を後述するマイクロコンピュータ８に供給
し、このマイクロコンピュータ８から出力される修正量
データＴｉに基づいてトランスバーサルフィルタ３の係
数を制御することにより、トランスバーサルフィルタ３
ではこれに応じた打ち消し信号を生成してゴースト信号
成分を除去していくことができる。An example of the ghost removing device will be described with reference to the block diagram of FIG. In the figure, 1 is a detection circuit for detecting a received signal and outputting a detection signal SY, and 2 is a sampling frequency of the detection signal SY supplied from the detection circuit 1, for example, 4 fsc (fsc = color subcarrier frequency). A to perform A / D conversion
Shows a / D converter. Reference numeral 3 denotes a transversal filter, to which the detection signal SY digitized by the A / D converter 2 is input. The transversal filter 3 is composed of, for example, a delay line with taps, a coefficient unit that gives an arbitrary tap gain (load) to each tap, and an adder circuit that obtains the sum of the load outputs for all taps. It has a filter characteristic of impulse response.
Then, for example, the output of the transversal filter 3 is supplied to a microcomputer 8 described later as shown in the figure, and the coefficient of the transversal filter 3 is controlled based on the correction amount data Ti output from the microcomputer 8. , Transversal filter 3
Then, a cancellation signal corresponding to this can be generated to remove the ghost signal component.

【０００８】４はトランスバーサルフィルタ３の出力に
ついてＤ／Ａ変換を行い、ゴースト除去処理を経たアナ
ログの検波信号ＳＹとして出力するＤ／Ａコンバータ、
５はこの検波信号ＳＹを内部又は外部の他の所要回路に
供給するための端子である。Reference numeral 4 denotes a D / A converter which performs D / A conversion on the output of the transversal filter 3 and outputs it as an analog detection signal SY which has undergone ghost removal processing.
Reference numeral 5 is a terminal for supplying the detected signal SY to other required circuits inside or outside.

【０００９】６はトランスバーサルフィルタ３から供給
されるデジタル信号から、フィールド期間ごとの１８Ｈ
あるいは２８１Ｈに挿入されているＧＣＲ信号SGCR（Ｇ
ＣＲ波形GCR 、ペデスタル波形PDS ）を抽出して出力す
るゲート回路であり、７はゲート回路６から供給されて
くるＧＣＲ信号SGCRを１フィールド期間ごとに保持して
マイクロコンピュータ８に出力するバッファメモリを示
す。Numeral 6 indicates 18H for each field period from the digital signal supplied from the transversal filter 3.
Alternatively, the GCR signal SGCR (G
Reference numeral 7 denotes a gate circuit for extracting and outputting the CR waveform GCR and the pedestal waveform PDS, and a buffer memory 7 for holding the GCR signal SGCR supplied from the gate circuit 6 for each one field period and outputting it to the microcomputer 8. Show.

【００１０】図の破線で示す８はマイクロコンピュータ
である。したがって破線内の回路構成は実際にはコンピ
ュータ及びソフトウェアにより実現されるものである
が、ここでは動作手段を示す便宜上ハードウェアにより
示している。このマイクロコンピュータ８においてはバ
ッファメモリ６から１フィールド期間ごとに入力される
ＧＣＲ波形SGCRに基づいてゴースト信号成分の検出を行
い、この検出結果に応じてトランスバーサルフィルタ３
の係数を制御する修正量データＴｉを出力するものであ
る。このマイクロコンピュータ８において９はフィール
ド演算回路を示し、バッファメモリ６からのＧＣＲ信号
SGCRについて、図７及び（数１）により説明した８フィ
ールドシーケンスの演算を行って、例えば図８（ｃ）に
示したと同様の波形、つまりＧＣＲ波形GCR とゴースト
信号成分Ｓｇが合成された信号（GCR ＋Ｓｇ）を得る。
例えば、（数１）に示した演算は、 （数２） Ｓ＝１／４（Ｓ₁ −Ｓ₂ ＋Ｓ₃ −Ｓ₄ −Ｓ₅
＋Ｓ₆ −Ｓ₇ ＋Ｓ₈ ） と書き換えることが可能であり、実際のフィールド演算
はフィールド順に得られるＧＣＲ信号SGCRを上記のよう
に積算してけばよい。Reference numeral 8 shown by a broken line in the drawing is a microcomputer. Therefore, the circuit configuration in the broken line is actually realized by a computer and software, but here it is shown by hardware for convenience of showing the operating means. In the microcomputer 8, the ghost signal component is detected based on the GCR waveform SGCR input from the buffer memory 6 every one field period, and the transversal filter 3 is detected according to the detection result.
The correction amount data Ti for controlling the coefficient of is output. In this microcomputer 8, 9 indicates a field operation circuit, which is a GCR signal from the buffer memory 6.
For the SGCR, the 8-field sequence operation described with reference to FIG. 7 and (Equation 1) is performed, and for example, a waveform similar to that shown in FIG. 8C, that is, a signal in which the GCR waveform GCR and the ghost signal component Sg are combined ( GCR + Sg) is obtained.
For example, the calculation shown in (Equation 1) is (Equation 2) S = 1/4 (S ₁ −S ₂ + S ₃ −S ₄ −S ₅
+ S ₆ −S ₇ + S ₈ ) can be rewritten, and the actual field operation can be performed by accumulating the GCR signals SGCR obtained in the field order as described above.

【００１１】１０は所定の時定数が設定された微分回路
を示す。フィールド演算回路９から出力されたゴースト
信号成分を含むＧＣＲ波形（GCR ＋Ｓｇ）はこの微分回
路１０を介することで、微分パルス波形Ｐｇ（＝微分パ
ルスPGCR＋微分パルス化されたゴースト信号成分）に変
化される。この微分パルスＰｇは、ゴースト成分を含む
場合には、例えば図８（ｂ）にて説明したと同様の波形
として得られる。Reference numeral 10 indicates a differentiating circuit in which a predetermined time constant is set. The GCR waveform (GCR + Sg) including the ghost signal component output from the field operation circuit 9 is changed to the differential pulse waveform Pg (= differential pulse PGCR + differential pulsed ghost signal component) through the differentiating circuit 10. It When the differential pulse Pg includes a ghost component, it is obtained as a waveform similar to that described with reference to FIG. 8B, for example.

【００１２】１１は基準パルス生成回路であり、この基
準パルス生成回路においてはフィールド演算後のＧＣＲ
波形SGCR（この場合はゴースト成分を含まない理想波形
とされる）を微分回路１０と同様の時定数により微分し
て得られる微分パルス波形（PGCR）を発生するものであ
り、例えば図６（ｄ）に示した波形が得られて出力され
る。１２は相関演算回路であり、微分回路１０から入力
される微分パルス波形Ｐｇと、基準パルス生成回路１１
から入力される微分パルス波形（PGCR）に付いて積和演
算を行うことにより、主信号成分の位置情報とこれに対
するゴースト信号成分の情報を得るものであり、例えば
この相関演算回路１２では図１０のフローチャートのス
テップF101〜F109に示すような処理が行われているもの
とする。ただし、微分パルス波形PGCRのサンプル数は図
６（ｄ）に示すように６４サンプルとする。また、 ｉ：トランスバーサルフィルタ３のタップ番号。 ｉ＝
０〜６３９ ｍ：ゴースト除去期間（例えば−２μ秒〜＋４５μ秒）
における、微分パルス波形Ｐｇに対するサンプリング
点。 ｎ：微分パルス波形PGCRに対するサンプリング点。 Ｘｎ：微分パルス波形PGCRの量子化値 Ｙｍ：微分パルス波形Ｐｇの量子化値 ＲＳＬＴｎ：演算結果 とする。また、相関演算回路１２はマイクロコンピュー
タ８の内部の回路構成の一部であるから、この図１０に
示す処理ルーチンもマイクロコンピュータ８により実行
される。Reference numeral 11 is a reference pulse generating circuit. In this reference pulse generating circuit, GCR after field calculation is performed.
A differential pulse waveform (PGCR) obtained by differentiating a waveform SGCR (in this case, an ideal waveform not containing a ghost component) with a time constant similar to that of the differentiating circuit 10, is generated, for example, as shown in FIG. The waveform shown in () is obtained and output. Reference numeral 12 denotes a correlation calculation circuit, which differentiates the differential pulse waveform Pg input from the differentiation circuit 10 and the reference pulse generation circuit 11
The differential pulse waveform (PGCR) input from the above is used to obtain the position information of the main signal component and the information of the ghost signal component with respect to the position information of the main signal component. It is assumed that the processes shown in steps F101 to F109 of the flowchart of FIG. However, the number of samples of the differential pulse waveform PGCR is 64 samples as shown in FIG. Also, i: the tap number of the transversal filter 3. i =
0 to 639 m: ghost removal period (for example, -2 μsec to +45 μsec)
At the sampling point for the differential pulse waveform Pg. n: Sampling point for the differential pulse waveform PGCR. Xn: Quantized value of differential pulse waveform PGCR Ym: Quantized value of differential pulse waveform Pg RSLTn: Let it be a calculation result. Further, since the correlation calculation circuit 12 is a part of the internal circuit configuration of the microcomputer 8, the processing routine shown in FIG. 10 is also executed by the microcomputer 8.

【００１３】上記のようにして相関演算回路１２で得ら
れた演算結果ＲＳＬＴｎは、例えば図１１（ａ）の波形
図に示すように、Ｄで示される遅延量により主信号Ｍの
位置及びこれに対するゴースト成分Ｇの位置情報が得ら
れ、さらに主信号Ｍとゴースト成分Ｇのレベル情報が得
られている。そこで、この演算結果ＲＳＬＴｎからゴー
スト成分のみを取り出すために、図９に示すように、相
関演算回路１２の出力であるＲＳＬＴｎが減算器１４に
供給される。The operation result RSLTn obtained by the correlation operation circuit 12 as described above is, for example, as shown in the waveform diagram of FIG. 11A, the position of the main signal M and the position of the main signal M depending on the delay amount shown by D. The position information of the ghost component G is obtained, and further the level information of the main signal M and the ghost component G is obtained. Therefore, in order to extract only the ghost component from the calculation result RSLTn, the output RSLTn of the correlation calculation circuit 12 is supplied to the subtractor 14 as shown in FIG.

【００１４】１３の主信号パルス生成回路では、上述の
理想信号としての微分パルス波形PGCRと、この微分パル
ス波形PGCR自身とで例えば図１０の処理による相関演算
を行って得られる自己演算結果パルス波形CGCRを生成し
て減算器１４に供給する。この自己演算結果パルス波形
CGCRは例えば図１１（ｂ）に示す波形のデータとなる。
つまり、この自己演算結果パルス波形CGCRは、元のビデ
オ信号にゴースト成分Ｓｇが含まれていない場合に、フ
ィールド演算回路９→微分回路１０→相関演算回路１２
を介して得られる演算結果のデータＲＳＬＴｎに等しく
なる。したがって実際には減算器１４において、相関演
算回路１２から入力された演算結果ＲＳＬＴｎから主信
号パルス生成回路１３から入力される自己演算結果パル
ス波形CGCRを減算することでゴースト成分のみのパルス
波形データＧＲＳＬＴｎが得られることとなる。パルス
波形データＧＲＳＬＴｎの波形を図１１（ｃ）に示す。
このように、ゴースト成分のパルス波形データＧＲＳＬ
Ｔｎはゴースト成分についての相関演算結果に等しく、
トランスバーサルフィルタ３によって除去しきれなかっ
たエラー成分でもあることになる。In the main signal pulse generator 13 of FIG. 13, the self-calculation result pulse waveform obtained by performing the correlation calculation by the processing of FIG. 10 with the differential pulse waveform PGCR as the above-mentioned ideal signal and the differential pulse waveform PGCR itself. CGCR is generated and supplied to the subtractor 14. This self-calculation result pulse waveform
CGCR is, for example, the data of the waveform shown in FIG.
That is, this self-calculation result pulse waveform CGCR has a field calculation circuit 9 → differential circuit 10 → correlation calculation circuit 12 when the original video signal does not include the ghost component Sg.
It becomes equal to the data RSLTn of the operation result obtained through. Therefore, in practice, the subtractor 14 subtracts the self-calculation result pulse waveform CGCR input from the main signal pulse generation circuit 13 from the calculation result RSLTn input from the correlation calculation circuit 12 to generate pulse waveform data GRSLTn containing only ghost components. Will be obtained. The waveform of the pulse waveform data GRSLTn is shown in FIG.
Thus, the ghost component pulse waveform data GRSL
Tn is equal to the correlation calculation result for the ghost component,
It is also an error component that cannot be completely removed by the transversal filter 3.

【００１５】上記ゴースト成分のパルス波形データＧＲ
ＳＬＴｎが入力される１５は変換器を示している。この
変換器１５ではパルス波形データＧＲＳＬＴｎからトラ
ンスバーサルフィルタ３の第ｉ番目のタップに対するタ
ップ係数（タップ利得）Ｔｉに変換する。このタップ係
数Ｔｉがトランスバーサルフィルタ３に帰還されること
でゴースト信号成分の打ち消し信号が得られ、フィルタ
の通過特性が制御されることとなる。そして、上記した
動作が繰り返されていくことでトランスバーサルフィル
タ３の特性は徐々にゴースト信号成分Ｓｇを除去するよ
うに収束していき、これにともない表示される画像に表
れているゴーストも消えていくこととなる。Pulse waveform data GR of the ghost component
Reference numeral 15 is a converter to which SLTn is input. The converter 15 converts the pulse waveform data GRSLTn into a tap coefficient (tap gain) Ti for the i-th tap of the transversal filter 3. The tap coefficient Ti is fed back to the transversal filter 3, so that a cancellation signal of the ghost signal component is obtained and the pass characteristic of the filter is controlled. The characteristics of the transversal filter 3 gradually converge by removing the ghost signal component Sg by repeating the above-described operation, and the ghost appearing in the displayed image disappears accordingly. I will go.

【００１６】ただし、相関演算回路１２において実際に
図１０に示した処理動作を実行したとすると、ステップ
F103における乗算処理についてトランスバーサルフィル
タ３のタップ数と微分パルスPGCRのサンプル数との積で
ある４０６９０回（＝６４０タップ×６４サンプル）行
う必要があるが、マイクロコンピュータＭＣ８にとって
乗算はもっとも時間を要する処理の１つであるので、例
えば乗算を４００００回以上ソフトウェアにより実行す
るのは実際的でない。そこで次に説明するように、相関
演算回路１２で行っていた相関演算処理を、変わりにト
ランスバーサルフィルタ３を用いて行うことにより演算
に要する時間を短縮してその効率を高める方法が提案さ
れている。However, if the processing operation shown in FIG.
The multiplication process in F103 needs to be performed 40690 times (= 640 taps × 64 samples) which is the product of the number of taps of the transversal filter 3 and the number of samples of the differential pulse PGCR, but the multiplication requires the most time for the microcomputer MC8. Since it is one of the processes, it is not practical to execute multiplication by software more than 40,000 times, for example. Therefore, as will be described below, a method has been proposed in which the time required for the calculation is shortened and the efficiency thereof is improved by performing the correlation calculation process performed by the correlation calculation circuit 12 by using the transversal filter 3 instead. There is.

【００１７】ここでトランスバーサルフィルタ３につい
て考えると、これを標準の出力加算型とした場合には、
例えば図１２に示すような構成によりＩＣ化されてい
る。即ちこの図において、Ｄ０〜Ｄ６３９は単位時間の
遅延回路、Ｍ０〜Ｍ６３９は乗算回路、Ａ０は加算回
路、Ｒ０〜Ｒ６３９はタップ係数レジスタを示す。ま
た、Ｔ_inは信号入力端子、Ｔ_out は信号出力端子、Ｔ
_add はタップ係数レジスタ指定アドレス入力、ＡＤはア
ドレスデコーダ、Ｔ_tap はタップ係数入力端子である。
そして、タップ係数レジスタＲ０〜Ｒ６３９によりタッ
プ係数が乗算回路Ｍ０〜Ｍ６３９にロードされる。Considering the transversal filter 3 here, if it is a standard output addition type,
For example, it is integrated into an IC with the configuration shown in FIG. That is, in this figure, D0 to D639 are unit time delay circuits, M0 to M639 are multiplication circuits, A0 is an addition circuit, and R0 to R639 are tap coefficient registers. Further, T _in is a signal input terminal, T _out is a signal output terminal, and T in
_add is a tap coefficient register designated address input, AD is an address decoder, and T _tap is a tap coefficient input terminal.
Then, the tap coefficients are loaded into the multiplication circuits M0 to M639 by the tap coefficient registers R0 to R639.

【００１８】図１３は上記構成のトランスバーサルフィ
ルタ３を有すると共に、相関演算処理をトランスバーサ
ルフィルタ３により行うように構成される波形歪み検出
回路、すなわちゴースト除去回路を示すブロック図であ
る。なお、図９と同一部分は同一符合を付して説明を省
略する。この図の構成では、検波回路１から出力された
検波信号ＳＹはＡ／Ｄコンバータ２と第２スイッチ回路
２２に供給される。また、Ａ／Ｄコンバータ２からデジ
タル信号として出力された検波信号ＳＹは第１スイッチ
回路２１に供給され、また、この第１スイッチ回路２１
にはＭＣ８にて後述するようにして得られるＸｎ（微分
パルス波形PGCRの量子化値）が供給される。第１スイッ
チ回路２１は上記２つの信号を択一的に切換えてトラン
スバーサルフィルタ３の信号入力端子Ｔ_in（図１２に示
す）に入力される。FIG. 13 is a block diagram showing a waveform distortion detecting circuit, that is, a ghost removing circuit, which is configured to have the transversal filter 3 having the above-described configuration and to perform the correlation calculation processing by the transversal filter 3. The same parts as those in FIG. 9 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted. In the configuration of this figure, the detection signal SY output from the detection circuit 1 is supplied to the A / D converter 2 and the second switch circuit 22. Further, the detection signal SY output from the A / D converter 2 as a digital signal is supplied to the first switch circuit 21, and the first switch circuit 21
Is supplied with Xn (quantized value of differential pulse waveform PGCR) obtained in MC8 as described later. The first switch circuit 21 selectively switches the above two signals and inputs them to the signal input terminal T _in (shown _in FIG. 12) of the transversal filter 3.

【００１９】また、トランスバーサルフィルタ３を介し
Ｄ／Ａコンバータ４に供給されてアナログ化された検波
信号ＳＹは第２スイッチ回路２２に対して供給される。
この第２のスイッチ回路２２では、先の検波回路１から
直接入力される検波信号ＳＹと、上記Ｄ／Ａコンバータ
４から入力された検波信号ＳＹを択一的に選択して出力
端子５に供給する。なお、第１スイッチ回路２１及び第
２スイッチ回路２２の切換えはそれぞれマイクロコンピ
ュータ８の制御により行われる。また、この図の構成に
おいてはマイクロコンピュータ８よりトランスバーサル
フィルタ３に対して、このトランスバーサルフィルタの
タップ係数とされる信号Ｔｉあるいは信号Ｙｍ（微分パ
ルス波形Ｐｇの量子化値）が得られ、これらの信号がト
ランスバーサルフィルタ３のタップ係数入力端子Ｔ_tap
に供給され、また、図示していないがマイクロコンピュ
ータ８からはアドレス指定値がタップ係数レジスタ指定
アドレス入力Ｔ_add に入力される、これにより信号Ｔｉ
あるいは信号Ｙｍのデータが所望のタップ係数レジスタ
Ｒ０〜Ｒ６３９に設定される。Further, the detection signal SY which is supplied to the D / A converter 4 through the transversal filter 3 and is analogized is supplied to the second switch circuit 22.
In the second switch circuit 22, the detection signal SY directly input from the previous detection circuit 1 and the detection signal SY input from the D / A converter 4 are selectively selected and supplied to the output terminal 5. To do. The switching of the first switch circuit 21 and the second switch circuit 22 is performed by the control of the microcomputer 8. Further, in the configuration of this figure, the signal Ti or the signal Ym (quantized value of the differential pulse waveform Pg) which is the tap coefficient of the transversal filter is obtained from the microcomputer 8 to the transversal filter 3, and these signals are obtained. Is a tap coefficient input terminal T _{tap of the} transversal filter 3.
Is supplied to the tap coefficient register designation address input T _add from the microcomputer 8 (not shown).
Alternatively, the data of the signal Ym is set in the desired tap coefficient registers R0 to R639.

【００２０】上述したように、第１スイッチ回路２１及
び第２スイッチ回路２２の切換えはそれぞれマイクロコ
ンピュータ８の制御により行われるが、具体的には第１
スイッチ回路２１は８フィールド演算を行うために８フ
ィールド期間のＧＣＲ信号をトランスバーサルフィルタ
３からゲート回路６及びバッファメモリ７を介して入力
する際には、図１３の状態に切換えられ、一方、マイク
ロコンピュータ８からの信号Ｘｎをトランスバーサルフ
ィルタ３に供給する際には図１３とは逆の状態に切換え
られる。また、第２スイッチ回路２２はこのゴースト除
去回路が後述するゴースト除去動作を開始した場合に図
１３の状態に切換えられ、映像信号からゴースト信号成
分が充分除去された時点で図１３とは逆の状態に切り替
わるものとされる。As described above, the switching of the first switch circuit 21 and the second switch circuit 22 is carried out under the control of the microcomputer 8, respectively.
The switch circuit 21 is switched to the state of FIG. 13 when inputting the GCR signal in the 8-field period from the transversal filter 3 through the gate circuit 6 and the buffer memory 7 in order to perform the 8-field operation. When the signal Xn from the computer 8 is supplied to the transversal filter 3, the state is switched to the state opposite to that shown in FIG. The second switch circuit 22 is switched to the state shown in FIG. 13 when the ghost removing circuit starts a ghost removing operation described later, and at the time when the ghost signal component is sufficiently removed from the video signal, the reverse of FIG. It is supposed to switch to the state.

【００２１】したがって上記構成の回路においてゴース
ト除去動作が開始された場合、先ず８フィールド期間に
おいては第２スイッチ回路２２は図１３に示す切換え状
態を維持し、第１スイッチ回路２１も図１３に示す状態
に切換えられる。即ち、この際のゴースト除去回路の回
路構成が等価的に図１４に示すものとなる。したがっ
て、マイクロコンピュータ８内部においてはトランスバ
ーサルフィルタ３からゲート回路６及びバッファメモリ
７を介して入力されたＧＣＲ信号（ＧＣＲ波形GCR 及び
ペデスタル波形PDS)に基づきゴースト成分を含む微分パ
ルス波形Ｐｇを量子化した値Ｙｍが得られ、また、図９
において説明したように例えば基準パルス生成回路１１
にて得られる微分パルス波形PGCRを量子化したデータ値
Ｘｎが取り出される。なお、この際それまでに求められ
たタップ係数の修正量を示すデータ信号Ｔｉがマイクロ
コンピュータ８からトランスバーサルフィルタ３に供給
されている。従って、この回路構成時はトランスバーサ
ルフィルタはゴースト成分除去用フィルタとして機能す
る。Therefore, when the ghost removing operation is started in the circuit having the above-mentioned configuration, first, the second switch circuit 22 maintains the switching state shown in FIG. 13 in the eight field period, and the first switch circuit 21 also shows in FIG. It is switched to the state. That is, the circuit configuration of the ghost elimination circuit at this time is equivalently shown in FIG. Therefore, in the microcomputer 8, the differential pulse waveform Pg including the ghost component is quantized based on the GCR signal (GCR waveform GCR and pedestal waveform PDS) input from the transversal filter 3 through the gate circuit 6 and the buffer memory 7. The obtained value Ym is obtained, and FIG.
As described above, for example, the reference pulse generation circuit 11
A data value Xn obtained by quantizing the differential pulse waveform PGCR obtained in (1) is taken out. At this time, the data signal Ti indicating the correction amount of the tap coefficient obtained up to that time is supplied from the microcomputer 8 to the transversal filter 3. Therefore, in this circuit configuration, the transversal filter functions as a ghost component removing filter.

【００２２】そして、８フィールド期間が終了すると第
１スイッチ回路２１が図１３とは逆の状態に切り替えら
れ、第２スイッチ回路は図１３に示す状態が継続され
る。したがって、等価的には図１５に示す回路の構成と
なり、トランスバーサルフィルタ３の入力信号端子Ｔ_in
には微分パルス波形PGCRを量子化したデータ値Ｘｎが、
タップ係数入力端子Ｔ_tap には微分パルス波形Ｐｇを量
子化した値Ｙｍがそれぞれマイクロコンピュータ８から
入力可能な状態となる。When the 8-field period ends, the first switch circuit 21 is switched to the state opposite to that shown in FIG. 13, and the second switch circuit 21 continues in the state shown in FIG. Therefore, equivalently, the circuit configuration shown in FIG. 15 is obtained, and the input signal terminal T _in of the transversal filter 3 is
Is the data value Xn obtained by quantizing the differential pulse waveform PGCR,
A value Ym obtained by quantizing the differential pulse waveform Pg can be input from the microcomputer 8 to the tap coefficient input terminal T _tap .

【００２３】この場合のトランスバーサルフィルタ３に
おける動作について図１６を参照して説明する。先ず、
図１６（ａ）に示すように、マイクロコンピュータ８よ
り微分パルス波形Ｐｇを量子化した値としてのＹ０〜Ｙ
６３９が乗算回路Ｍ０〜Ｍ６３９に対してセットされる
（実際には、タップ係数レジスタＲ０〜Ｒ６３９（図１
２参照）に対して値Ｙ０〜Ｙ６３９がセットされるので
あるが、ここでは図示の都合上、乗算回路Ｍ０〜Ｍ６３
９にセットされるものとする。次に、マイクロコンピュ
ータ８によりトランスバーサルフィルタ３に対して入力
信号として『０』を供給して、図１６（ｂ）に示すよう
に遅延回路Ｄ０〜Ｄ６３９をクリアし、続いて、マイク
ロコンピュータ８からトランスバーサルフィルタ３に入
力信号として微分パルス波形PGCRを量子化したデータ値
としてのＸ０〜Ｘ６３が出力されて遅延回路Ｄ０〜Ｄ６
３に対してセットされる（図１６（ｃ））。更に、図１
６（ｄ）に示すように、遅延回路Ｄ０〜Ｄ６３９の値Ｘ
０〜Ｘ６３、０、０・・・・、０に対して、乗算回路Ｍ
０〜Ｍ６３９にセットされている値Ｙ０〜Ｙ６３９が乗
算される。これと共にこれらの乗算結果が加算回路Ａ０
において加算され、その加算結果ＲＳＬＴｎがトランス
バーサルフィルタ３の出力信号として信号出力端子Ｔ
_out から出力される。この際の出力信号は、トランスバ
ーサルフィルタ３のタップ番号を示すｉ＝０の時におけ
る値Ｘ０〜Ｘ６３と値Ｙ０〜Ｙ６３９との乗算結果にほ
かならず、この図１６（ｄ）に示した状態の時点での加
算結果はＲＳＬＴ０で示される。そしてこの値ＲＳＬＴ
０は図１５に示すようにゲート回路６及びバッファメモ
リ７を介してマイクロコンピュータ８に相関演算結果Ｒ
ＳＬＴ０として取り込まれる。そして、マイクロコンピ
ュータ８では値ＲＳＬＴ０について、タップ係数を示す
データＴｉのうち、第０番目のタップ係数データＴ０に
変換して記憶する。The operation of the transversal filter 3 in this case will be described with reference to FIG. First,
As shown in FIG. 16A, Y0 to Y as values obtained by quantizing the differential pulse waveform Pg from the microcomputer 8.
639 is set for the multiplication circuits M0 to M639 (actually, the tap coefficient registers R0 to R639 (see FIG. 1).
2) are set to the values Y0 to Y639, but here, for convenience of illustration, the multiplication circuits M0 to M63 are set.
It shall be set to 9. Next, the microcomputer 8 supplies "0" as an input signal to the transversal filter 3 to clear the delay circuits D0 to D639 as shown in FIG. X0 to X63 as data values obtained by quantizing the differential pulse waveform PGCR are output to the transversal filter 3 as input signals, and the delay circuits D0 to D6 are output.
3 is set (FIG. 16 (c)). Furthermore, FIG.
As shown in FIG. 6 (d), the value X of the delay circuits D0 to D639
0 to X63, 0, 0 ...
The values Y0 to Y639 set in 0 to M639 are multiplied. Along with this, the result of these multiplications is the addition circuit A0.
At the signal output terminal T as an output signal of the transversal filter 3.
is output from the _out. The output signal at this time is nothing but the multiplication result of the values X0 to X63 and the values Y0 to Y639 when i = 0 indicating the tap number of the transversal filter 3, and the output signal of the state shown in FIG. The addition result at the time point is indicated by RSLT0. And this value RSLT
0 indicates a correlation calculation result R to the microcomputer 8 via the gate circuit 6 and the buffer memory 7 as shown in FIG.
Captured as SLT0. Then, the microcomputer 8 converts the value RSLT0 into the 0th tap coefficient data T0 of the data Ti indicating the tap coefficient and stores it.

【００２４】次に遅延回路Ｄ０〜Ｄ６３９の値Ｘ０〜Ｘ
６３、０、０・・・０が１遅延回路分だけ出力側にシフ
トされると共に、遅延回路Ｄ０に対して『０』がマイク
ロコンピュータ８よりセットされるため、トランスバー
サルフィルタ３は図１６（ｅ）に示す状態になる。続い
て、図１６（ｆ）に示すように遅延回路Ｄ０〜Ｄ６３９
の値０、Ｘ０〜Ｘ６３、０、０・・・・、０に対して、
乗算回路Ｍ０〜Ｍ６３９にセットされている値Ｙ０〜Ｙ
６３９が乗算され、これと共にこれらの乗算結果が加算
回路Ａ０において加算され、その加算結果がｉ＝１のと
きの値ＲＳＬＴ１としてトランスバーサルフィルタ３の
信号出力端子Ｔ_out からゲート回路６に出力される。こ
の値ＲＳＬＴ１はゲート回路６及びバッファメモリ７を
介してマイクロコンピュータ８に取り込まれ、このマイ
クロコンピュータ８においてタップ係数を示すデータＴ
ｉのうち、第１番目のタップ係数データＴ１に変換され
て記憶されることとなる。Next, the values X0 to X of the delay circuits D0 to D639.
0 is shifted to the output side by one delay circuit, and "0" is set to the delay circuit D0 by the microcomputer 8, so that the transversal filter 3 can be configured as shown in FIG. The state shown in e) is obtained. Then, as shown in FIG. 16F, delay circuits D0 to D639 are provided.
0, X0 to X63, 0, 0 ...
The values Y0 to Y set in the multiplication circuits M0 to M639
639 is multiplied, and the multiplication results are added together in the addition circuit A0, and the addition result is output to the gate circuit 6 from the signal output terminal T _out of the transversal filter 3 as the value RSLT1 when i = 1. . This value RSLT1 is taken into the microcomputer 8 via the gate circuit 6 and the buffer memory 7, and the data T indicating the tap coefficient in the microcomputer 8 is taken.
Of i, it is converted into the first tap coefficient data T1 and stored.

【００２５】更に、遅延回路Ｄ０〜Ｄ６３９の値０、Ｘ
０〜Ｘ６３、０、０・・・・、０が１遅延回路分だけ出
力側にシフトされると共に、遅延回路Ｄ０に対して
『０』がマイクロコンピュータ８よりセットされるた
め、トランスバーサルフィルタ３は図１６（ｇ）に示す
状態になる。続いて、図１６（ｈ）に示すように、遅延
回路Ｄ０〜Ｄ６３９の値０、０、Ｘ０〜Ｘ６３、０、０
・・・・、０に対して、乗算回路Ｍ０〜Ｍ６３９にセッ
トされている値Ｙ０〜Ｙ６３９が乗算されると共にこれ
らの乗算結果が加算回路Ａ０において加算され、その加
算結果がｉ＝２のときの値ＲＳＬＴ２としてトランスバ
ーサルフィルタ３の信号出力端子Ｔ_out からゲート回路
６に出力される。この値ＲＳＬＴ２はゲート回路６及び
バッファメモリ７を介してマイクロコンピュータ８に入
力されて、ここで第２番目のタップ係数データＴ２に変
換されて記憶される。Further, the delay circuits D0 to D639 have values 0 and X.
0 is shifted to the output side by one delay circuit and "0" is set to the delay circuit D0 by the microcomputer 8, so that the transversal filter 3 Is in the state shown in FIG. Then, as shown in FIG. 16 (h), the values 0, 0, X0-X63, 0, 0 of the delay circuits D0-D639.
.., 0 is multiplied by the values Y0 to Y639 set in the multiplication circuits M0 to M639, and the multiplication results are added in the addition circuit A0, and the addition result is i = 2 Is output from the signal output terminal T _out of the transversal filter 3 to the gate circuit 6. This value RSLT2 is input to the microcomputer 8 via the gate circuit 6 and the buffer memory 7, where it is converted into the second tap coefficient data T2 and stored.

【００２６】そして以降、遅延回路Ｄ０〜Ｄ６３９の値
のシフト動作と、乗算回路Ｍ０〜Ｍ６３９及び加算回路
Ａ０による積和演算動作とが交互に繰り返され、トラン
スバーサルフィルタ３からは第ｉ番目の値ＲＳＬＴｉが
出力され、この値がマイクロコンピュータ８にてタップ
係数Ｔｉに順次変換されて記憶される。Thereafter, the shift operation of the values of the delay circuits D0 to D639 and the multiply-add operation by the multiplying circuits M0 to M639 and the adder circuit A0 are alternately repeated, and the i-th value from the transversal filter 3 is repeated. RSLTi is output, and this value is sequentially converted into a tap coefficient Ti by the microcomputer 8 and stored.

【００２７】すなわち上記動作が行われることにより、
トランスバーサルフィルタ３からは相関演算結果として
第０番目の値ＲＳＬＴ０から第６３９番目の値ＲＳＬＴ
６３９までが順に出力され、マイクロコンピュータでは
これらの相関演算結果に基づいて全てのタップ係数Ｔ０
〜Ｔ６３９に変換されて記憶されることになる。そし
て、このようにして全てのタップ係数Ｔ０〜Ｔ６３９が
求められると、第１スイッチ回路２１は再び図１４と等
価となる状態（即ち図１３と同様の状態）となるように
切換えられる。従って前述のように、８フィールド期間
にわたって、マイクロコンピュータ８内部においてはト
ランスバーサルフィルタ３からゲート回路６及びバッフ
ァメモリ７を介して入力されたＧＣＲ信号（ＧＣＲ波形
GCR及びペデスタル波形PDS)に基づきゴースト成分を含
む微分パルス波形Ｐｇを量子化した値Ｙｍが得られ、ま
た、微分パルス波形PGCRを量子化したデータ値Ｘｎが取
り出される。このとき、先の図１５に示す状態であった
時に求められたタップ係数Ｔｉがマイクロコンピュータ
８からトランスバーサルフィルタ３に供給されて乗算回
路Ｍ０〜Ｍ６３９にセットされることにより、トランス
バーサルフィルタを通過する検波信号ＳＹに含まれるゴ
ースト信号成分Ｓｇが除去されていく。That is, by performing the above operation,
From the transversal filter 3, as a correlation calculation result, the 0th value RSLT0 to the 639th value RSLT
639 are sequentially output, and the microcomputer outputs all tap coefficients T0 based on these correlation calculation results.
~ T639 will be converted and stored. Then, when all the tap coefficients T0 to T639 are obtained in this way, the first switch circuit 21 is switched again to a state equivalent to that in FIG. 14 (that is, the same state as in FIG. 13). Therefore, as described above, the GCR signal (GCR waveform) input from the transversal filter 3 through the gate circuit 6 and the buffer memory 7 in the microcomputer 8 over the eight field period.
A quantized value Ym of the differential pulse waveform Pg including a ghost component is obtained based on the GCR and the pedestal waveform PDS), and a quantized data value Xn of the differential pulse waveform PGCR is obtained. At this time, the tap coefficient Ti obtained in the state shown in FIG. 15 is supplied from the microcomputer 8 to the transversal filter 3 and set in the multiplication circuits M0 to M639, so that the tap coefficient Ti passes through the transversal filter. The ghost signal component Sg included in the detected signal SY is removed.

【００２８】そして８フィールド期間が経過すると、第
１スイッチ回路２１は図１５に示す相関演算時の等価回
路構成となるように切換えられ、先に図１６を参照して
説明したようにしてタップ係数Ｔｉが求められていくこ
ととなる。更に以降、第１スイッチ回路の切換えに伴っ
て図１４に示す等価回路となる状態と、図１５に示す等
価回路となる状態とが交互に繰り返されて、上述した動
作がなされていくことで、トランスバーサルフィルタ３
の通過特性はＧＣＲ信号に含まれるゴースト成分Ｓｇが
無くなるように収束されていく。After the lapse of 8 field periods, the first switch circuit 21 is switched to have the equivalent circuit configuration at the time of the correlation calculation shown in FIG. 15, and the tap coefficient is changed as described above with reference to FIG. Ti will be required. After that, the state of the equivalent circuit shown in FIG. 14 and the state of the equivalent circuit shown in FIG. 15 are alternately repeated with the switching of the first switch circuit, and the above-described operation is performed. Transversal filter 3
The pass characteristic of is converged so that the ghost component Sg included in the GCR signal disappears.

【００２９】そして、トランスバーサルフィルタ３の通
過特性が充分に収束してゴースト成分の検出が所定レベ
ル以下になったような時点で、第１スイッチ回路２１は
図１３に示す状態に固定され、更に、これまで図１３に
示す状態に切換えられていた第２スイッチ回路２２がこ
れとは逆の状態に切換えられるので、出力端子５にはゴ
ースト成分が充分に除去された検波信号ＳＹが取り出さ
れる。なお、上記のように第２スイッチ回路２２は、ト
ランスバーサルフィルタ３の通過特性設定が行われてい
る期間は図１３に示す状態に切換えられた状態になって
いるから、その設定中の不安定な検波信号ＳＹが出力さ
れることを防止している。Then, when the pass characteristic of the transversal filter 3 is sufficiently converged and the detection of the ghost component is below a predetermined level, the first switch circuit 21 is fixed in the state shown in FIG. Since the second switch circuit 22 which has been switched to the state shown in FIG. 13 is switched to the opposite state, the detection signal SY from which the ghost component is sufficiently removed is taken out from the output terminal 5. As described above, the second switch circuit 22 is switched to the state shown in FIG. 13 during the period when the pass characteristic setting of the transversal filter 3 is being performed, so that the instability during the setting is unstable. This prevents the detection signal SY from being output.

【００３０】上記構成のようにすれば、トランスバーサ
ルフィルタ３というハードウェアにより相関演算が成さ
れるので、その演算が高速にでき、充分に実用となる時
間内にゴースト波成分の除去を行うことができる。ま
た、相関演算は１つのトランスバーサルフィルタ３によ
りゴースト成分除去と相関演算とで時分割的に成される
ためハードウェアにおける変更も必要ない。According to the above-mentioned configuration, since the correlation calculation is performed by the hardware of the transversal filter 3, the calculation can be performed at high speed, and the ghost wave component can be removed within a sufficiently practical time. You can Further, since the correlation calculation is performed in a time-division manner by the ghost component removal and the correlation calculation by one transversal filter 3, there is no need to change the hardware.

【００３１】[0031]

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記構成に
おいてトランスバーサルフィルタ３の入力信号を例えば
８ビットで量子化して、−１．０〜１．０の間の値とし
て扱うこととし、また、トランスバーサルフィルタ３の
タップ係数について例えば１０ビットで量子化して−
１．０〜１．０の間の値として扱うこととした場合、こ
れらの値の相関演算結果としては８ビット×１０ビット
の１８ビットとしての積算結果出力となるが、ここで、
コスト等の観点からトランスバーサルフィルタ３の回路
規模の縮小を図ろうとすると、上記積算結果出力１８ビ
ットのうち例えば上位１２ビットのみを加算したものを
出力とする構成を取らざるをえない。従って、この場合
には積算結果出力１８ビットのうち下位６ビットで表現
される小さな値は切り捨てられたと同様のこととなり、
正確な相関演算結果が得られなくなる。By the way, in the above configuration, the input signal of the transversal filter 3 is quantized by, for example, 8 bits and treated as a value between -1.0 and 1.0. Quantize the tap coefficient of the Versal filter 3 with 10 bits, for example,
When treated as a value between 1.0 and 1.0, the correlation result of these values is an integrated result output of 8 bits × 10 bits of 18 bits.
In order to reduce the circuit scale of the transversal filter 3 from the viewpoint of cost and the like, it is necessary to adopt a configuration in which, for example, only the upper 12 bits of the 18 bits of the integration result output are added and output. Therefore, in this case, the small value represented by the lower 6 bits of the 18 bits of the integrated result output is the same as being truncated,
An accurate correlation calculation result cannot be obtained.

【００３２】このことは、例えば図１７（ａ）に示すよ
うに相関演算時の入力信号である微分パルス波形PGCRを
量子化したデータ値Ｘｎのレベルの大きさを制限して、
Ｙｍとの相関演算との結果の主信号成分Ｍがオーバーフ
ローしないようにすると、相関演算結果ＲＳＬＴｎとし
て−２^-12 〜２^-12 の間の値に相当する事になるゴース
ト成分Ｇのレベルは小さくなりすぎ、実際の相関演算結
果には表れなくなることを意味する。また逆に、上記の
ように値Ｘｎのレベルの大きさを制限せずにそのままト
ランスバーサルフィルタ３に供給して相関演算を行う
と、図１７（ｂ）に示すようにゴースト成分Ｇのレベル
は図１７（ａ）に比して大きくなって相関演算結果とし
て検出可能になるが、主信号成分はオーバーフロー成分
Ｆ_L として示すようにオーバーフローしてしまい、これ
について正確な演算結果が得られない。This means that, for example, as shown in FIG. 17A, the magnitude of the level of the data value Xn obtained by quantizing the differential pulse waveform PGCR which is the input signal at the time of the correlation calculation is limited,
If the main signal component M as a result of the correlation calculation with Ym is prevented from overflowing, the level of the ghost component G that corresponds to a value between -2 ^{-12 and} 2 ^-12 as the correlation calculation result RSLTn is small. It means that it becomes too much and does not appear in the actual correlation calculation result. On the contrary, if the value of the value Xn is supplied to the transversal filter 3 as it is and the correlation calculation is performed without limiting the magnitude of the level of the value Xn as described above, the level of the ghost component G becomes as shown in FIG. Although become detectable as the correlation calculation result is larger than in FIG. 17 (a), the main signal component would overflow as shown as an overflow component F _L, no accurate calculation result is obtained for this.

【００３３】これを解決するためには、例えばトランス
バーサルフィルタ３の出力信号幅の広いもの（ビット数
が大きいもの）を用いることで小さなゴースト成分も演
算結果に表すことが可能となるが、トランスバーサルフ
ィルタ３の規模が大きくなるためコストアップとなる。To solve this, a small ghost component can be represented in the calculation result by using, for example, a transversal filter 3 having a wide output signal width (having a large number of bits). Since the scale of the Versal filter 3 is increased, the cost is increased.

【００３４】[0034]

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
問題点を解決するため、受信した映像信号が供給される
トランスバーサルフィルタと、このトランスバーサルフ
ィルタの出力からゴースト検出用信号を抽出するゴース
ト検出用信号抽出部と、ここで抽出されたゴースト検出
用信号に基づいてゴースト信号成分を検出可能な検出部
とを備え、この検出部で検出されたゴースト信号成分に
基づいてトランスバーサルフィルタの通過特性を制御す
るフィルタ特性可変信号を供給するようにされた波形歪
み検出回路において、検出部に対して基準ゴースト検出
用信号を生成する基準ゴースト検出用信号生成部を設け
ることとし、さらに抽出されたゴースト検出用信号と基
準ゴースト検出用信号をトランスバーサルフィルタに供
給して相関演算を行い、この相関演算結果に基づいてフ
ィルタ特性可変信号を生成するようにすることとした。
そして、この場合の相関演算は、主信号成分を検出する
ための相関演算と主信号成分以外の部分を検出するため
の相関演算とに分割して行うものとした。そして、抽出
されたゴースト検出用信号のゲインを可変してトランス
バーサルフィルタに供給可能な第１のゲイン制御部と、
トランスバーサルフィルタから出力される相関演算結果
のデータのゲインを可変可能な第２のゲイン制御部を設
けることとした。In order to solve the above problems, the present invention solves the above problems by providing a transversal filter to which a received video signal is supplied and a ghost detecting signal for extracting a ghost detection signal from the output of the transversal filter. A detection signal extraction unit and a detection unit capable of detecting a ghost signal component based on the ghost detection signal extracted here, and passing through a transversal filter based on the ghost signal component detected by this detection unit In the waveform distortion detection circuit adapted to supply the filter characteristic variable signal for controlling the characteristic, the reference ghost detection signal generation unit for generating the reference ghost detection signal is provided for the detection unit, and further extracted. Supply the ghost detection signal and the reference ghost detection signal to the transversal filter for correlation calculation. There, it was decided to generate a filter characteristic changing signal based on the correlation calculation result.
The correlation calculation in this case is divided into a correlation calculation for detecting the main signal component and a correlation calculation for detecting a portion other than the main signal component. Then, a first gain control unit capable of varying the gain of the extracted ghost detection signal and supplying it to the transversal filter,
A second gain control unit capable of varying the gain of the data of the correlation calculation result output from the transversal filter is provided.

【００３５】そして、第１のゲイン制御部は、例えば主
信号成分を検出するための相関演算時において、抽出さ
れたゴースト検出用信号のゲインが減衰されるようにゲ
イン設定するものとし、第２のゲイン制御部は第１のゲ
イン制御部でなされた減衰分を補償するようにゲイン設
定するものとした。さらに、第１のゲイン制御部及び第
２のゲイン制御部はマイクロコンピュータのソフトウェ
アにより構成することとした。更にゴースト検出用信号
としては、映像信号の所定位置に挿入されるＧＣＲ信号
を用いることとした。Then, the first gain control section sets the gain so that the gain of the extracted ghost detection signal is attenuated, for example, at the time of correlation calculation for detecting the main signal component, and the second gain control section The gain control unit of 1 is set to gain so as to compensate for the attenuation amount performed by the first gain control unit. Furthermore, the first gain control section and the second gain control section are configured by software of a microcomputer. Further, as the ghost detection signal, a GCR signal inserted at a predetermined position of the video signal is used.

【００３６】[0036]

【作用】上記構成によれば、主信号成分とゴースト成分
をそれぞれ相関演算する際に、第１のゲイン制御回路に
よりそれぞれ各成分の検出に適当なレベルの入力信号を
トランスバーサルフィルタに供給することが可能とな
る。また、第２のゲイン制御回路によりトランスバーサ
ルフィルタの出力について可変されたゲインの補償をし
て適正に成分検出を行うことが可能となる。また、第１
のゲイン制御回路、第２ゲイン制御回路についてマイク
ロコンピュータにより構成すれば、ゲイン制御はソフト
ウェアにより実現できる。According to the above construction, when the main signal component and the ghost component are respectively subjected to the correlation calculation, the first gain control circuit supplies the transversal filter with the input signal of the appropriate level for detecting the respective components. Is possible. Further, the second gain control circuit can compensate the variable gain of the output of the transversal filter to properly detect the component. Also, the first
If the gain control circuit and the second gain control circuit of 1 are configured by a microcomputer, the gain control can be realized by software.

【００３７】[0037]

【実施例】図１はゴースト除去回路とされる本発明の波
形歪み検出回路の実施例を示すブロック図であり、図９
及び図１３と同一部分は同一符号を付して説明を省略す
る。またトランスバーサルフィルタ３の構成も図１２に
示したと同様でよい。本実施例の波形歪み検出回路にお
いては、後述の相関演算時にトランスバーサルフィルタ
３の入力信号としてマイクロコンピュータ８から出力さ
れる微分パルス波形PGCRを量子化したデータ値Ｘｎのレ
ベルを可変するための第１ゲイン制御回路３１が、マイ
クロコンピュータ８と第１のスイッチ回路２１間に設け
られる。また、相関演算結果としてトランスバーサルフ
ィルタ３からゲート回路６及びバッファメモリ７を介し
てマイクロコンピュータ８に供給される値ＲＳＬＴｎの
ゲインを可変する第２ゲイン制御回路３２がバッファメ
モリ７とマイクロコンピュータ８の間に設けられる。1 is a block diagram showing an embodiment of a waveform distortion detecting circuit of the present invention which is a ghost removing circuit.
The same parts as those in FIG. 13 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted. The configuration of the transversal filter 3 may be the same as that shown in FIG. In the waveform distortion detection circuit of the present embodiment, the first value for varying the level of the data value Xn obtained by quantizing the differential pulse waveform PGCR output from the microcomputer 8 as the input signal of the transversal filter 3 at the time of the correlation calculation described later. The 1-gain control circuit 31 is provided between the microcomputer 8 and the first switch circuit 21. In addition, the second gain control circuit 32 for varying the gain of the value RSLTn supplied from the transversal filter 3 to the microcomputer 8 via the gate circuit 6 and the buffer memory 7 as a result of the correlation calculation includes the buffer memory 7 and the microcomputer 8. It is provided between.

【００３８】上記構成の波形歪み検出回路のゴースト成
分除去動作について、図２、図３及び図４を参照して説
明する。例えば先ず８フィールド期間では、第２スイッ
チ回路２２は図に示す切換え状態を維持し、第１スイッ
チ回路２１も図に示す状態に切換えられる。この際バッ
ファメモリ７の後段に接続される第２ゲイン制御回路３
２は、通過信号のゲインの可変は行わずにその利得は
『１』とされる。従って、この場合の等価的回路構成と
しては図３に示す状態となる。この図３は、先に説明し
た図１４と同一のゴースト成分除去用の回路構成である
から、したがって、マイクロコンピュータ８内部におい
てはトランスバーサルフィルタ３からゲート回路６及び
バッファメモリ７を介して入力されたＧＣＲ信号SGCR
（ＧＣＲ波形GCR 及びペデスタル波形PDS)に基づきゴー
スト成分を含む微分パルス波形Ｐｇを量子化した値Ｙｍ
が得られ、また、図９において説明したように例えば基
準パルス生成回路１１にて得られる微分パルス波形PGCR
を量子化したデータ値Ｘｎが取り出される。また、それ
までに求められたタップ係数を示すデータ信号Ｔｉがマ
イクロコンピュータ８からトランスバーサルフィルタ３
に供給されている。The ghost component removing operation of the waveform distortion detecting circuit having the above configuration will be described with reference to FIGS. 2, 3 and 4. For example, first, in the 8-field period, the second switch circuit 22 maintains the switching state shown in the figure, and the first switch circuit 21 is also switched to the state shown in the figure. At this time, the second gain control circuit 3 connected to the subsequent stage of the buffer memory 7
For No. 2, the gain of the passing signal is not changed and the gain is set to "1". Therefore, the equivalent circuit configuration in this case is as shown in FIG. Since FIG. 3 has the same circuit configuration for removing the ghost component as that of FIG. 14 described above, therefore, in the microcomputer 8, the transversal filter 3 inputs the signal through the gate circuit 6 and the buffer memory 7. GCR signal SGCR
Quantized value Ym of the differential pulse waveform Pg including the ghost component based on (GCR waveform GCR and pedestal waveform PDS)
And the differential pulse waveform PGCR obtained by, for example, the reference pulse generation circuit 11 as described with reference to FIG.
A quantized data value Xn is extracted. In addition, the data signal Ti indicating the tap coefficient obtained so far is transmitted from the microcomputer 8 to the transversal filter 3
Is being supplied to.

【００３９】そして、８フィールド期間が終了すると、
第１スイッチ回路２１が図１とは逆の状態に切り替えら
れ、第２スイッチ回路は図に示す状態が継続される。し
たがって、等価的には図２に示す相関演算用の回路構成
となり、トランスバーサルフィルタ３の入力信号端子Ｔ
_inには微分パルス波形PGCRを量子化したデータ値Ｘｎ
が、タップ係数入力端子Ｔ_tap には微分パルス波形Ｐｇ
を量子化した値Ｙｍがそれぞれマイクロコンピュータ８
から入力可能な状態となる。更に本実施例では、後述の
ように第１ゲイン制御回路３１でデータ値Ｘｎの値をト
ランスバーサルフィルタ３に入力する前段階において制
御し、ここで制御されたデータ値Ｘｎを用いて得られた
相関演算結果のデータＲＳＬＴｎを第２ゲイン制御回路
３２で補償するという制御が行われる。なお、この第１
ゲイン制御回路３１と第２ゲイン制御回路３２は便宜上
ハードウェアとして図に示しているが、実際にはマイク
ロコンピュータ８のソフトウェアにより構成可能であ
り、このように構成すればハード部品等の増設が必要な
いためにコスト的に有利である。When the 8-field period ends,
The first switch circuit 21 is switched to the state opposite to that in FIG. 1, and the second switch circuit is maintained in the state shown in the figure. Therefore, the circuit configuration for correlation calculation shown in FIG. 2 is equivalently obtained, and the input signal terminal T of the transversal filter 3 is
_In is the data value Xn obtained by quantizing the differential pulse waveform PGCR.
However, the differential pulse waveform Pg is applied to the tap coefficient input terminal T _tap.
The quantized value Ym is the microcomputer 8
You can enter from. Further, in the present embodiment, as described later, the first gain control circuit 31 controls the data value Xn before inputting it to the transversal filter 3, and the data value Xn obtained here is used for control. Control is performed in which the second gain control circuit 32 compensates the data RSLTn of the correlation calculation result. In addition, this first
Although the gain control circuit 31 and the second gain control circuit 32 are shown as hardware for convenience in the figure, they can actually be configured by software of the microcomputer 8. If configured in this way, additional hardware parts or the like are required. There is no cost advantage.

【００４０】この場合のトランスバーサルフィルタ３に
おける動作について図４を参照して説明する。例えば図
４（ａ）に示すように、マイクロコンピュータ８より微
分パルス波形Ｐｇを量子化した値としてのＹ０〜Ｙ６３
９が乗算回路Ｍ０〜Ｍ６３９に対してセットされる（実
際には、タップ係数レジスタＲ０〜Ｒ６３９（図１２参
照）に対して値Ｙ０〜Ｙ６３９がセットされるのである
が、ここでは図示の都合上、乗算回路Ｍ０〜Ｍ６３９に
セットされるものとする）。次に、マイクロコンピュー
タ８によりトランスバーサルフィルタ３に対して入力信
号として『０』を供給して、図４（ｂ）に示すように遅
延回路Ｄ０〜Ｄ６３９をクリアする。The operation of the transversal filter 3 in this case will be described with reference to FIG. For example, as shown in FIG. 4A, Y0 to Y63 as values obtained by quantizing the differential pulse waveform Pg from the microcomputer 8.
9 is set to the multiplication circuits M0 to M639 (actually, the values Y0 to Y639 are set to the tap coefficient registers R0 to R639 (see FIG. 12), but here, for convenience of illustration, , Multiplication circuits M0 to M639). Next, the microcomputer 8 supplies "0" as an input signal to the transversal filter 3 to clear the delay circuits D0 to D639 as shown in FIG. 4B.

【００４１】本実施例では、この相関演算動作において
主信号成分についての相関演算結果を得るための段階
と、ゴースト信号成分についての相関演算結果を得るた
めの段階とに時分割される。そして例えば、先ず主信号
成分についての相関演算結果を得るための動作となる。
この際、マイクロコンピュータ８からは第１ゲイン制御
回路３１に微分パルス波形PGCRを量子化した値Ｘ０〜Ｘ
６３が供給される。ここで、第１ゲイン制御回路３１で
は主信号成分の演算結果についてオーバーフローとなら
ないように、供給された値Ｘ０〜Ｘ６３について例えば
１／４倍の利得によりレベルを小さくして、これを値Ｇ
Ｘ０〜ＧＸ６３として第１スイッチ回路２１を介してト
ランスバーサルフィルタ３の信号入力端子Ｔ_inに供給す
る。これにより図４（ｃ）に示すように遅延回路Ｄ０〜
Ｄ６３９に対して、それぞれ値ＧＸ０〜ＧＸ６３、０、
０、・・・・０がセットされる。In this embodiment, the correlation calculation operation is time-divided into a step for obtaining the correlation calculation result for the main signal component and a step for obtaining the correlation calculation result for the ghost signal component. Then, for example, the operation is first to obtain the correlation calculation result for the main signal component.
At this time, the microcomputer 8 causes the first gain control circuit 31 to quantize the differentiated pulse waveform PGCR from X0 to X.
63 is supplied. Here, in the first gain control circuit 31, the level of the supplied values X0 to X63 is reduced by a gain of, for example, ¼ to prevent the overflow of the calculation result of the main signal component, and this value is set to the value G.
The signals X0 to GX63 are supplied to the signal input terminal T _in of the transversal filter 3 via the first switch circuit 21. As a result, as shown in FIG. 4C, the delay circuits D0 to D0
For D639, the values GX0-GX63, 0,
0 ... 0 is set.

【００４２】この後は、先に図１６にて説明したと同様
の動作により、図４（ｄ）〜図４（ｈ）に示すように遅
延回路Ｄ０〜Ｄ６３９の値のシフト動作と、乗算回路Ｍ
０〜Ｍ６３９及び加算回路Ａ０による積和演算動作とが
交互に繰り返される。トランスバーサルフィルタ３から
は第ｉ番目の値ＲＳＬＴｉが出力され、この値がマイク
ロコンピュータ８にてタップ係数Ｔｉに逐次変換されて
記憶される。ただし、この場合の相関演算動作について
は主信号成分のみを得る回数だけ行われればよく、例え
ばこの相関演算回数を６４回と設定するならば、トラン
スバーサルフィルタ３からは第０番目の値ＲＳＬＴ０か
ら第６３番目の値ＲＳＬＴ６３が順次出力される。この
ときの主信号成分Ｍの相関演算結果については、図１７
（ａ）に示すように１．０〜−１．０の間に適正に得ら
れる。Thereafter, by the same operation as described above with reference to FIG. 16, the value shift operation of the delay circuits D0 to D639 and the multiplication circuit are performed as shown in FIGS. M
0 to M639 and the product-sum operation by the adder circuit A0 are alternately repeated. The i-th value RSLTi is output from the transversal filter 3, and this value is sequentially converted into a tap coefficient Ti by the microcomputer 8 and stored. However, the correlation calculation operation in this case may be performed only the number of times when only the main signal component is obtained. For example, if the number of correlation calculations is set to 64, the transversal filter 3 starts from the 0th value RSLT0. The 63rd value RSLT63 is sequentially output. The correlation calculation result of the main signal component M at this time is shown in FIG.
As shown in (a), it is properly obtained between 1.0 and -1.0.

【００４３】そして、上記のようにして得られた主信号
成分の相関演算結果値ＲＳＬＴ０〜ＲＳＬＴ６３は、ゲ
ート回路６→バッファメモリ７→第２ゲイン制御回路３
２を介してマイクロコンピュータ８内部の例えば減算器
１４に順次供給される経路となるが、第２ゲイン制御回
路３２において、値ＲＳＬＴｎを４倍してからマイクロ
コンピュータ８に入力する。即ち、先に第１ゲイン制御
回路で１／４倍とされたレベルについて、ここで補償を
するわけである。次に、第２ゲイン制御回路３２でレベ
ル補償されたＲＳＬＴ０〜ＲＳＬＴ６３が、順次減算器
１４に入力されて主信号パルス生成回路１３から供給さ
れ自己演算結果パルス波形CGCRにより減算されて、ＧＲ
ＳＬＴ０〜ＧＲＳＬＴ６３として順次出力される。変換
器１５では順次入力されるＧＲＳＬＴ０〜ＧＲＳＬＴ６
３に基づいて、主信号部分に対するタップ係数Ｔ０〜Ｔ
６３を得てこれを記憶することとなる。The correlation calculation result values RSLT0 to RSLT63 of the main signal components obtained as described above are gate circuit 6 → buffer memory 7 → second gain control circuit 3
The value RSLTn is multiplied by 4 in the second gain control circuit 32 and then input to the microcomputer 8 through a route through which the value is sequentially supplied to, for example, the subtractor 14 inside the microcomputer 8. That is, the level that has been made 1/4 times in the first gain control circuit is compensated here. Next, RSLT0 to RSLT63 whose levels have been compensated by the second gain control circuit 32 are sequentially input to the subtractor 14 and supplied from the main signal pulse generation circuit 13 to be subtracted by the self-calculation result pulse waveform CGCR to obtain GR.
The signals are sequentially output as SLT0 to GRSLT63. In the converter 15, GRSLT0 to GRSLT6 sequentially input
3 based on 3, tap coefficients T0 to T for the main signal portion
63 is obtained and stored.

【００４４】更に上記動作に続いては、主信号成分より
小さいとされるゴースト成分についての相関演算が行わ
れる。このときには第１ゲイン制御回路３１の利得は
『１』に変更されてデータレベルの可変を行わないよう
にされる。従って、この際マイクロコンピュータ８から
出力される値Ｘ０〜Ｘ６３はゲイン制御の成されないそ
のままのレベルにて値ＧＸ０〜ＧＸ６３として第１スイ
ッチ回路２１を介してトランスバーサルフィルタ３の信
号入力端子Ｔ_inに供給される。これにより、図４（ｉ）
に示すように遅延回路Ｄ６４〜Ｄ１２７に対して値ＧＸ
０〜ＧＸ６３がセットされる（なお他の遅延素子Ｄ０〜
Ｄ６３、Ｄ１２７〜Ｄ６３９は『０』がセットされてい
る）状態となる。そして次には、図４（ｊ）に示すよう
に遅延回路Ｄ０〜Ｄ６３９の値を乗算回路Ｍ０〜Ｍ６３
９により積算すると共に、この演算結果を加算回路Ａ０
により加算するが、この後は、先に説明したような遅延
回路Ｄ０〜Ｄ６３９の値のシフト動作と、乗算回路Ｍ０
〜Ｍ６３９及び加算回路Ａ０による積和演算動作とが、
主信号部分以外の部分を得られるだけ繰り返される。こ
れにより、例えばトランスバーサルフィルタ３からはゴ
ースト成分の相関演算結果として、第６４番目の値ＲＬ
ＳＴ６４から第６３９番目の値ＲＬＳＴ６３９までが順
次出力される。このときの相関演算結果としては、例え
ば図１７（ｂ）に示すように小さなゴースト成分Ｇの相
関演算結果については２^-12 よりも大きな値として得る
ことができる。Further, following the above operation, correlation calculation is performed on the ghost component which is considered to be smaller than the main signal component. At this time, the gain of the first gain control circuit 31 is changed to "1" so that the data level is not changed. Therefore, at this time, the values X0 to X63 output from the microcomputer 8 are supplied to the signal input terminal T _in of the transversal filter 3 via the first switch circuit 21 as the values GX0 to GX63 at the level where the gain control is not performed. Supplied. As a result, FIG.
Value GX for delay circuits D64 to D127 as shown in
0 to GX63 are set (still other delay elements D0 to D0
D63 and D127 to D639 are set to "0". Then, next, as shown in FIG. 4 (j), the values of the delay circuits D0 to D639 are multiplied by the multiplication circuits M0 to M63.
9, and the calculation result is added by the addition circuit A0.
However, after that, the value shifting operation of the delay circuits D0 to D639 as described above and the multiplication circuit M0 are performed.
~ M639 and the sum of products operation by the adder circuit A0,
It is repeated as many times as possible except the main signal part. Accordingly, for example, the 64th value RL is output from the transversal filter 3 as the correlation calculation result of the ghost component.
The values from ST64 to the 639th value RLST639 are sequentially output. As the correlation calculation result at this time, for example, as shown in FIG. 17B, the correlation calculation result of the small ghost component G can be obtained as a value larger than 2 ⁻¹² .

【００４５】このゴースト成分の相関演算結果とされる
値ＲＬＳＴ６４〜ＲＬＳＴ６３９は、ゲート回路６→バ
ッファメモリ７→第２ゲイン制御回路３２を介してマイ
クロコンピュータ８内部の減算器１４に供給される経路
となるが、この際には、第１ゲイン制御回路３１がゲイ
ンの変更を行っていないので、第２ゲイン制御回路３２
の利得も『１』としてレベル補償を行わないようにされ
る。これにより、第２ゲイン制御回路３２を単に介した
だけのＲＳＬＴ６４〜ＲＳＬＴ６３９が、順次減算器１
４に入力されて主信号パルス生成回路１３から供給され
自己演算結果パルス波形CGCRにより減算されて、ＧＲＳ
ＬＴ６４〜ＧＲＳＬＴ６３９として順次出力される。変
換器１５では順次入力されるＧＲＳＬＴ６４〜ＧＲＳＬ
Ｔ６３９に基づいて、主信号部分以外の成分に対するタ
ップ係数Ｔ６４〜Ｔ６３９を得てこれを記憶することと
なる。The values RLST64 to RLST639, which are the results of the correlation calculation of the ghost components, are supplied to the subtractor 14 in the microcomputer 8 via the gate circuit 6 → buffer memory 7 → second gain control circuit 32. However, since the first gain control circuit 31 does not change the gain at this time, the second gain control circuit 32
The gain is also set to "1" so that level compensation is not performed. As a result, the RSLT64 to RSLT639, which have just passed through the second gain control circuit 32, are sequentially subtracted by the subtractor 1
4 and is supplied from the main signal pulse generation circuit 13 and subtracted by the self-calculation result pulse waveform CGCR to obtain the GRS
It is sequentially output as LT64 to GRSLT639. In the converter 15, GRSLT64 to GRSL that are sequentially input
Based on T639, tap coefficients T64 to T639 for components other than the main signal portion are obtained and stored.

【００４６】すなわち、これまでの動作が行われること
により、マイクロコンピュータ８では上記相関演算結果
に基づいて全てのタップ係数Ｔ０〜Ｔ６３９（このう
ち、Ｔ０〜Ｔ６３が主信号部分に対応し、Ｔ６４〜Ｔ６
３９主信号部分以外の成分に対応）が得られることとな
る。そして、このようにして全てのタップ係数Ｔ０〜Ｔ
６３９が求められると、第１スイッチ回路２１は再び図
３と等価となる状態（即ち図１と同様の状態）となるよ
うに切換えられる。従って前述のように、８フィールド
期間にわたって、マイクロコンピュータ８内部において
はトランスバーサルフィルタ３からゲート回路６及びバ
ッファメモリ７を介して入力されたＧＣＲ信号（ＧＣＲ
波形GCR 及びペデスタル波形PDS)に基づきゴースト成分
を含む微分パルス波形Ｐｇを量子化した値Ｙｍが得ら
れ、また、微分パルス波形PGCRを量子化したデータ値Ｘ
ｎが取り出される。このとき、先の図２に示す状態であ
った時に求められたタップ係数Ｔｉがマイクロコンピュ
ータ８からトランスバーサルフィルタ３に供給されて乗
算回路Ｍ０〜Ｍ６３９にセットされることにより、トラ
ンスバーサルフィルタを通過する検波信号ＳＹに含まれ
るゴースト信号成分Ｓｇは除去されていくこととなる。That is, by performing the above-described operations, the microcomputer 8 calculates all the tap coefficients T0 to T639 (of which T0 to T63 correspond to the main signal portion and T64 to T6
39) (corresponding to components other than the main signal portion). Then, in this way, all tap coefficients T0 to T
When 639 is obtained, the first switch circuit 21 is switched again to a state equivalent to that of FIG. 3 (that is, a state similar to that of FIG. 1). Therefore, as described above, the GCR signal (GCR signal) input from the transversal filter 3 through the gate circuit 6 and the buffer memory 7 in the microcomputer 8 over the eight field period.
Based on the waveform GCR and the pedestal waveform PDS, a quantized value Ym of the differential pulse waveform Pg including a ghost component is obtained, and a quantized data value X of the differential pulse waveform PGCR is obtained.
n is taken out. At this time, the tap coefficient Ti obtained in the state shown in FIG. 2 is supplied from the microcomputer 8 to the transversal filter 3 and set in the multiplication circuits M0 to M639, so that the tap coefficient Ti passes through the transversal filter. The ghost signal component Sg included in the detected signal SY is removed.

【００４７】そして８フィールド期間が経過すると、第
１スイッチ回路２１は図２に示す相関演算時の等価回路
構成となるように切換えられ、図４により説明したよう
にしてタップ係数Ｔｉが求められる。以降、図３に示す
等価回路となる状態と、図２に示す等価回路となる状態
とが交互に繰り返されていくことで、トランスバーサル
フィルタ３の通過特性はＧＣＲ信号に含まれるゴースト
成分Ｓｇが無くなるように収束さしていき、トランスバ
ーサルフィルタ３の通過特性が充分に収束たな時点で、
第１スイッチ回路２１は図１に示す状態に固定され、更
に、これまで図１に示す状態に切換えられていた第２ス
イッチ回路２２がこれとは逆の状態に切換えられるの
で、出力端子５にはゴースト成分が充分に除去された検
波信号ＳＹが取り出される。After the lapse of 8 field periods, the first switch circuit 21 is switched to have the equivalent circuit configuration at the time of the correlation calculation shown in FIG. 2, and the tap coefficient Ti is obtained as described with reference to FIG. After that, by alternately repeating the state of the equivalent circuit shown in FIG. 3 and the state of the equivalent circuit shown in FIG. 2, the pass characteristic of the transversal filter 3 is such that the ghost component Sg included in the GCR signal is When the pass characteristics of the transversal filter 3 have sufficiently converged,
The first switch circuit 21 is fixed to the state shown in FIG. 1, and the second switch circuit 22 which has been switched to the state shown in FIG. The detection signal SY from which the ghost component is sufficiently removed is extracted.

【００４８】ところで、上述してきた実施例におけるゴ
ースト除去は、図６（ａ）（ｂ）に示したＧＣＲ信号を
リファレンスとしたが、他のリファレンス信号が映像信
号に含まれるような場合にも当然適用することができ
る。例えば図５（ａ）（ｂ）はアメリカにおいて、映像
信号のフィールドごとの所定ラインに挿入されているＧ
ＣＲ信号の波形を示すものであり、ＨＤは水平同期信号
を、BRSTはカラーバースト信号を示している。特にこの
図５（ａ）（ｂ）に示したようなＧＣＲ信号の場合に
は、相関演算によりゴースト成分を検出することがよく
行われるため、本実施例の構成の波形歪み検出回路によ
るゴースト成分除去は特に有利となる。By the way, the ghost removal in the above-described embodiment uses the GCR signal shown in FIGS. 6A and 6B as a reference, but naturally, when other reference signals are included in the video signal. Can be applied. For example, FIGS. 5 (a) and 5 (b) show G inserted in a predetermined line for each field of a video signal in the United States.
The waveforms of the CR signals are shown, where HD is a horizontal synchronizing signal and BRST is a color burst signal. In particular, in the case of the GCR signal as shown in FIGS. 5A and 5B, since the ghost component is often detected by the correlation calculation, the ghost component by the waveform distortion detection circuit having the configuration of the present embodiment. Removal is particularly advantageous.

【００４９】なお、本実施例においては、相関演算時に
先に主信号部分について相関演算を行い、次に主信号部
分以外のゴースト成分について相関演算を行うようにさ
れているが、先に主信号部分以外のゴースト成分につい
て相関演算を行うよう構成することも可能である。ま
た、第１ゲイン制御回路３１におけるゲイン設定も上記
１／４に限定されず、実際の各種条件に応じて変更が可
能であることはいうまでもなく、第２ゲイン制御回路３
２おけるゲイン設定もこれに応じて変更可能である。ま
た、本実施例の波形歪み検出回路は、例えば通常、テレ
ビジョン受像機等の受信装置に装備されるものである
が、例えば単体のゴースト除去装置として構成されるこ
とも考えられる。In this embodiment, at the time of the correlation calculation, the main signal portion is calculated first, and then the ghost component other than the main signal portion is calculated. It is also possible to configure to perform the correlation calculation on the ghost component other than the part. Further, it goes without saying that the gain setting in the first gain control circuit 31 is not limited to 1/4 and can be changed according to various actual conditions.
The gain setting in 2 can be changed accordingly. Further, although the waveform distortion detection circuit of the present embodiment is usually installed in a receiving device such as a television receiver, it may be configured as a single ghost removing device.

【００５０】[0050]

【発明の効果】以上説明したように本発明の波形歪み検
出回路によれば、相関演算を用いて映像信号等に含まれ
るゴースト成分が除去されるが、相関演算を主信号成分
とゴースト信号成分とで時分割的に行い、更に主信号成
分の演算時とゴースト信号成分の演算時とでトランスバ
ーサルフィルタに入力する波形レベルを可変可能とする
ことで、トランスバーサルフィルタの規模を拡大するこ
となく、主信号成分のオーバーフローや微小なゴースト
成分の検出精度を向上させることが可能となる。更に本
発明に対して付加されたゲイン制御回路は、実際にはマ
イクロコンピュータのソフトウェアにより構成可能であ
るなど、波形歪み検出回路の構成にあたって、コストア
ップが抑制されるという効果を有している。As described above, according to the waveform distortion detection circuit of the present invention, the ghost component included in the video signal or the like is removed by using the correlation calculation. However, the correlation calculation is performed by using the main signal component and the ghost signal component. And time-division, and by changing the waveform level input to the transversal filter during the calculation of the main signal component and the ghost signal component, without increasing the scale of the transversal filter. It is possible to improve the accuracy of detecting the overflow of the main signal component and the minute ghost component. Furthermore, the gain control circuit added to the present invention has the effect of suppressing the cost increase in the configuration of the waveform distortion detection circuit because it can be actually configured by software of a microcomputer.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明の波形歪み検出回路の実施例を示すブロ
ック図である。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a waveform distortion detection circuit of the present invention.

【図２】本実施例の波形歪み検出回路の信号経路を等価
的に示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram equivalently showing a signal path of the waveform distortion detection circuit of the present embodiment.

【図３】本実施例の波形歪み検出回路の信号経路を等価
的に示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram equivalently showing a signal path of the waveform distortion detection circuit of the present embodiment.

【図４】本実施例の相関演算時のトランスバーサルフィ
ルタの動作を示す説明図である。FIG. 4 is an explanatory diagram showing the operation of the transversal filter at the time of correlation calculation according to the present embodiment.

【図５】アメリカのＧＣＲ信号を示す波形図である。FIG. 5 is a waveform diagram showing an American GCR signal.

【図６】ＧＣＲ信号及びそのフィールド演算後の波形及
び微分パルス波形を示す波形図である。FIG. 6 is a waveform diagram showing a GCR signal and its waveform after field calculation and a differential pulse waveform.

【図７】ＧＣＲ信号の挿入位置を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing insertion positions of GCR signals.

【図８】ゴースト成分を含むＧＣＲ信号及びその微分パ
ルスを示す波形図である。FIG. 8 is a waveform diagram showing a GCR signal including a ghost component and its differential pulse.

【図９】従来例における波形歪み検出回路の構成を示す
ブロック図である。FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a waveform distortion detection circuit in a conventional example.

【図１０】従来例における相関演算時の処理動作を示す
フローチャートである。FIG. 10 is a flowchart showing a processing operation during correlation calculation in a conventional example.

【図１１】相関演算結果の波形データ、主信号パルスお
よびゴースト信号成分の検出パルスを示す波形図であ
る。FIG. 11 is a waveform diagram showing waveform data of a correlation calculation result, a main signal pulse, and a detection pulse of a ghost signal component.

【図１２】トランスバーサルフィルタの構成を示す図で
ある。FIG. 12 is a diagram showing a configuration of a transversal filter.

【図１３】従来例における波形歪み検出回路の構成を示
すブロック図である。FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a waveform distortion detection circuit in a conventional example.

【図１４】従来例の波形歪み検出回路の信号経路を等価
的に示すブロック図である。FIG. 14 is a block diagram equivalently showing a signal path of a conventional waveform distortion detection circuit.

【図１５】従来例の波形歪み検出回路の信号経路を等価
的に示すブロック図である。FIG. 15 is a block diagram equivalently showing a signal path of a conventional waveform distortion detection circuit.

【図１６】従来例の相関演算時のトランスバーサルフィ
ルタの動作を示す説明図である。FIG. 16 is an explanatory diagram showing the operation of a transversal filter at the time of correlation calculation in the conventional example.

【図１７】相関演算により検出される主信号成分及びゴ
ースト成分を示す波形図である。FIG. 17 is a waveform diagram showing a main signal component and a ghost component detected by a correlation calculation.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

３ トランスバーサルフィルタ ６ ゲート回路 ７ バッファメモリ ８ マイクロコンピュータ ９ フィールド演算回路 １０ 微分回路 １３ 主信号パルス生成回路 １４ 減算器 １５ 変換器 ２１ 第１スイッチ回路 ２２ 第２スイッチ回路 ３１ 第１ゲイン制御回路 ３２ 第２ゲイン制御回路 3 Transversal Filter 6 Gate Circuit 7 Buffer Memory 8 Microcomputer 9 Field Operation Circuit 10 Differentiation Circuit 13 Main Signal Pulse Generation Circuit 14 Subtractor 15 Converter 21 First Switch Circuit 22 Second Switch Circuit 31 First Gain Control Circuit 32 Second 2 gain control circuit

Claims (4)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 受信した映像信号が供給されるトランス
バーサルフィルタと、 前記トランスバーサルフィルタの出力信号からゴースト
検出用信号を抽出するゴースト検出用信号抽出手段と、 前記ゴースト検出用信号抽出手段で抽出されたゴースト
検出用信号に基づいてゴースト信号成分を検出可能な検
出手段とを備え、 前記検出手段で検出されたゴースト信号成分に基づいて
前記トランスバーサルフィルタの通過特性を制御するフ
ィルタ特性可変信号を供給するようにされた波形歪み検
出回路において、 前記検出手段は、基準ゴースト検出用信号を生成する基
準ゴースト検出用信号生成手段が設けられ、前記抽出さ
れたゴースト検出用信号と前記基準ゴースト検出用信号
を前記トランスバーサルフィルタに供給して相関演算を
行い、この相関演算結果に基づいて前記フィルタ特性可
変信号を生成するようにされ、 前記相関演算は、主信号成分を検出するための相関演算
と主信号成分以外の部分を検出するための相関演算とに
分割して行うと共に、 前記抽出されたゴースト検出用信号のゲインを可変して
前記トランスバーサルフィルタに供給可能な第１のゲイ
ン制御手段と、前記トランスバーサルフィルタから出力
される前記相関演算結果のデータのゲインを可変可能な
第２のゲイン制御手段を設けて構成したことを特徴とす
る波形歪み検出回路。1. A transversal filter to which a received video signal is supplied, a ghost detection signal extraction unit that extracts a ghost detection signal from an output signal of the transversal filter, and a ghost detection signal extraction unit. A detection means capable of detecting a ghost signal component based on the ghost detection signal, and a filter characteristic variable signal for controlling the pass characteristic of the transversal filter based on the ghost signal component detected by the detection means. In the waveform distortion detection circuit adapted to be supplied, the detection means is provided with a reference ghost detection signal generating means for generating a reference ghost detection signal, and the extracted ghost detection signal and the reference ghost detection signal are provided. The signal is supplied to the transversal filter for correlation calculation, The filter characteristic variable signal is generated based on a calculation result, and the correlation calculation is divided into a correlation calculation for detecting a main signal component and a correlation calculation for detecting a portion other than the main signal component. And a gain of the data of the correlation calculation result output from the transversal filter, the gain of the extracted ghost detection signal being variable and supplied to the transversal filter. The waveform distortion detection circuit is characterized in that it is provided with a second gain control means capable of varying 【請求項２】 前記第１のゲイン制御手段は、少なくと
も主信号成分を検出するための相関演算時において、前
記抽出されたゴースト検出用信号のゲインが減衰される
ようにゲイン設定されると共に、前記第２のゲイン制御
手段は、前記第１のゲイン制御手段でなされた減衰分を
補償するようにゲイン設定されるように構成したことを
特徴とする請求項１に記載の波形歪み検出回路。2. The first gain control means sets a gain such that the gain of the extracted ghost detection signal is attenuated at least during a correlation calculation for detecting a main signal component, 2. The waveform distortion detection circuit according to claim 1, wherein the second gain control means is configured to set a gain so as to compensate for the attenuation amount made by the first gain control means. 【請求項３】 前記第１のゲイン制御手段及び前記第２
のゲイン制御手段は、マイクロコンピュータのソフトウ
ェアにより構成されることを特徴とする請求項１又は請
求項２に記載の波形歪み検出回路。3. The first gain control means and the second gain control means.
The waveform distortion detection circuit according to claim 1 or 2, wherein the gain control means is constituted by software of a microcomputer. 【請求項４】 前記ゴースト検出用信号は映像信号の所
定位置に挿入されるＧＣＲ信号とされることを特徴とす
る請求項１又は請求項２又は請求項３に記載の波形歪み
検出回路。4. The waveform distortion detection circuit according to claim 1, wherein the ghost detection signal is a GCR signal inserted at a predetermined position of a video signal.