JP2841879B2 - インバータの直流制動制御方法 - Google Patents
インバータの直流制動制御方法Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電圧形インバータのその
負荷誘導電動機に対する直流制動制御方法に関する。
負荷誘導電動機に対する直流制動制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種のインバータの直流制動制
御方法としては図３にその制御動作時の動作波形図を示
す如きものが知られている。また図２は誘導電動機を負
荷とする電圧形インバータの主回路基本回路図である。
御方法としては図３にその制御動作時の動作波形図を示
す如きものが知られている。また図２は誘導電動機を負
荷とする電圧形インバータの主回路基本回路図である。
【０００３】先ず図２において、１は交流電源からの入
力を整流する整流回路、Ｃは平滑コンデンサ、３は誘導
電動機である。また２は図示していない転流ダイオード
を逆並列に接続した図示パワートランジスタの如きスイ
ッチング素子をその各相上下各アームに有するブリッジ
構成のインバータであり、通常は前記整流回路１により
得られた直流電圧を所定電圧所定周波数の交流電圧に変
換し前記電動機３に給電してこれを可変速駆動し、また
前記電動機３の直流制動時には、例えば図示スイッチン
グトランジスタＴＲ1 とＴＲ2 との如く、前記インバー
タブリッジ中の異る二相の上及び下アームのスイッチン
グ素子を対にしてスイッチング動作させその平均値が所
定値となるパルス状直流電圧を前記電動機３に給電して
これを制動するものである。
力を整流する整流回路、Ｃは平滑コンデンサ、３は誘導
電動機である。また２は図示していない転流ダイオード
を逆並列に接続した図示パワートランジスタの如きスイ
ッチング素子をその各相上下各アームに有するブリッジ
構成のインバータであり、通常は前記整流回路１により
得られた直流電圧を所定電圧所定周波数の交流電圧に変
換し前記電動機３に給電してこれを可変速駆動し、また
前記電動機３の直流制動時には、例えば図示スイッチン
グトランジスタＴＲ1 とＴＲ2 との如く、前記インバー
タブリッジ中の異る二相の上及び下アームのスイッチン
グ素子を対にしてスイッチング動作させその平均値が所
定値となるパルス状直流電圧を前記電動機３に給電して
これを制動するものである。
【０００４】次に図３は、図２に示すインバータ回路に
対し前記従来の直流制動制御方法を用いた場合の回路各
部の動作波形図であり、前記インバータ２の図示二相に
おける上アームトランジスタＴＲ1 と下アームトランジ
スタＴＲ2 とが共に同一の周期Ｔ1 にて導通（ＯＮ）と
しゃ断（ＯＦＦ）動作とを繰返し、該両トランジスタＴ
Ｒ1 とＴＲ2 とのＯＮ時期重複期間をそのパルス時間幅
とする電圧パルス列として前記電動機３への直流制動電
圧Ｖが決定され、図２に示していない制御回路により前
記電圧Ｖがその所定値となるように前記パルス時間幅が
制御されている。
対し前記従来の直流制動制御方法を用いた場合の回路各
部の動作波形図であり、前記インバータ２の図示二相に
おける上アームトランジスタＴＲ1 と下アームトランジ
スタＴＲ2 とが共に同一の周期Ｔ1 にて導通（ＯＮ）と
しゃ断（ＯＦＦ）動作とを繰返し、該両トランジスタＴ
Ｒ1 とＴＲ2 とのＯＮ時期重複期間をそのパルス時間幅
とする電圧パルス列として前記電動機３への直流制動電
圧Ｖが決定され、図２に示していない制御回路により前
記電圧Ｖがその所定値となるように前記パルス時間幅が
制御されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】一般にインバータによ
り直流制動状態にある誘導電動機の騒音低減或いは通電
電流リップル低減等のためには前記インバータの給電す
るパルス列をなす直流電圧のパルス周波数はできるだけ
高いことが望ましい。一方前記直流電圧を出力するイン
バータ主回路の各スイッチング素子のスイッチング損失
は前記パルス周波数の増大と共に増加し、該スイッチン
グ損失の面から前記パルス周波数の上限が制約される。
り直流制動状態にある誘導電動機の騒音低減或いは通電
電流リップル低減等のためには前記インバータの給電す
るパルス列をなす直流電圧のパルス周波数はできるだけ
高いことが望ましい。一方前記直流電圧を出力するイン
バータ主回路の各スイッチング素子のスイッチング損失
は前記パルス周波数の増大と共に増加し、該スイッチン
グ損失の面から前記パルス周波数の上限が制約される。
【０００６】従って前記の如き従来の直流制動制御方法
においては、図３に示す如く直流電圧Ｖのパルス周波数
ｆ＝１／Ｔ1 の増大を図ればスイッチングトランジスタ
ＴＲ 1 とＴＲ2 とにおけるスイッチング損失の増加を招
くことになり、前記パルス周波数ｆをその所望値に増大
させることが困難となることがあった。
においては、図３に示す如く直流電圧Ｖのパルス周波数
ｆ＝１／Ｔ1 の増大を図ればスイッチングトランジスタ
ＴＲ 1 とＴＲ2 とにおけるスイッチング損失の増加を招
くことになり、前記パルス周波数ｆをその所望値に増大
させることが困難となることがあった。
【０００７】上記に鑑み本発明は、前記従来の方法に比
し大幅なスイッチング損失の低減を図り前記パルス周波
数の一層の高周波化を可能とするインバータの直流制動
制御方法の提供を目的とするものである。
し大幅なスイッチング損失の低減を図り前記パルス周波
数の一層の高周波化を可能とするインバータの直流制動
制御方法の提供を目的とするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のインバータの直流制動制御方法は、誘導電
動機を可変速駆動する電圧形インバータの出力を所定交
流出力から所定直流出力に変更して前記電動機の制動を
行う前記インバータの直流制動制御方法であって、前記
の所定直流出力を得るために対をなして断続動作する前
記インバータの主回路ブリッジ構成における或る一相の
上アームスイッチング素子と他の一相の下アームスイッ
チング素子との動作に関して、所定の時間幅をもつパル
ス列として与えられる前記所定直流出力と同一の周期Ｔ
1 と、該周期Ｔ1 に比し十分に大なる周期Ｔ2 とを規定
し、期間Ｔ2 にわたり連続導通状態となせば続く期間Ｔ
2 においては前記周期Ｔ1 にて断続動作させるものとし
斯様な動作を周期２Ｔ2 にて繰返させ、且つ前記両素子
の一方が前記の連続導通状態にあれば他の一方の素子は
前記の断続状態となす如く該両素子相互の動作状態に前
記周期Ｔ2 の時間的づれを設けるものとし、更に前記周
期Ｔ1 は前記電動機運転時の騒音抑制と前記スイッチン
グ素子のスイッチング損失の許容値等を考慮したできる
だけ高い動作周波数に対応するものとして設定し、また
前記周期Ｔ2 は前記周期Ｔ1 に比し十分大であり且つ前
記両スイッチング素子の熱時定数に比し十分小なるもの
として設定するものとする。
に、本発明のインバータの直流制動制御方法は、誘導電
動機を可変速駆動する電圧形インバータの出力を所定交
流出力から所定直流出力に変更して前記電動機の制動を
行う前記インバータの直流制動制御方法であって、前記
の所定直流出力を得るために対をなして断続動作する前
記インバータの主回路ブリッジ構成における或る一相の
上アームスイッチング素子と他の一相の下アームスイッ
チング素子との動作に関して、所定の時間幅をもつパル
ス列として与えられる前記所定直流出力と同一の周期Ｔ
1 と、該周期Ｔ1 に比し十分に大なる周期Ｔ2 とを規定
し、期間Ｔ2 にわたり連続導通状態となせば続く期間Ｔ
2 においては前記周期Ｔ1 にて断続動作させるものとし
斯様な動作を周期２Ｔ2 にて繰返させ、且つ前記両素子
の一方が前記の連続導通状態にあれば他の一方の素子は
前記の断続状態となす如く該両素子相互の動作状態に前
記周期Ｔ2 の時間的づれを設けるものとし、更に前記周
期Ｔ1 は前記電動機運転時の騒音抑制と前記スイッチン
グ素子のスイッチング損失の許容値等を考慮したできる
だけ高い動作周波数に対応するものとして設定し、また
前記周期Ｔ2 は前記周期Ｔ1 に比し十分大であり且つ前
記両スイッチング素子の熱時定数に比し十分小なるもの
として設定するものとする。
【０００９】
【作用】所定の周期Ｔ１ とパルス時間幅ΔＴとを有す
る電圧パルス列をなしその平均直流電圧が所定値となる
如く制御されたインバータの誘導電動機に対する直流制
動電圧Ｖは、前記インバータの主回路ブリッジ構成中の
異なる二相における上下各アームより図２に示すＴＲ1
とＴＲ2 との如く選択され直列接続された２組のスイッ
チング素子を、該両素子の導通状態の重複期間を前記時
間幅ΔＴとなし前記周期Ｔ1 にて断続制御することによ
り得られる。
る電圧パルス列をなしその平均直流電圧が所定値となる
如く制御されたインバータの誘導電動機に対する直流制
動電圧Ｖは、前記インバータの主回路ブリッジ構成中の
異なる二相における上下各アームより図２に示すＴＲ1
とＴＲ2 との如く選択され直列接続された２組のスイッ
チング素子を、該両素子の導通状態の重複期間を前記時
間幅ΔＴとなし前記周期Ｔ1 にて断続制御することによ
り得られる。
【００１０】本発明は、前記従来の方法における如く前
記２組のスイッチング素子を前記周期Ｔ1 にて共に断続
させ且つ該両素子の導通重複期間を前記時間幅ΔＴとな
す制御に代えて、前記２組のスイッチング素子の一方を
期間Ｔ2 （但しＴ2 ≫Ｔ1 ）において連続導通状態とな
し他の一方の素子を前記の周期Ｔ1 ，導通期間ΔＴにて
断続させ且つ斯様な状態を前記両素子に関し交互に反転
繰返し行わせるものであり、前記何れの方法においても
その周期をＴ1 ，パルス時間幅ΔＴの電圧パルス列とし
て前記直流電圧Ｖを得ることができる。
記２組のスイッチング素子を前記周期Ｔ1 にて共に断続
させ且つ該両素子の導通重複期間を前記時間幅ΔＴとな
す制御に代えて、前記２組のスイッチング素子の一方を
期間Ｔ2 （但しＴ2 ≫Ｔ1 ）において連続導通状態とな
し他の一方の素子を前記の周期Ｔ1 ，導通期間ΔＴにて
断続させ且つ斯様な状態を前記両素子に関し交互に反転
繰返し行わせるものであり、前記何れの方法においても
その周期をＴ1 ，パルス時間幅ΔＴの電圧パルス列とし
て前記直流電圧Ｖを得ることができる。
【００１１】しかし前記両素子の周期２Ｔ2 間における
スイッチング回数についてみれば、前記の従来方法時を
Ｎ1 ，本発明時をＮ2とすれば、前記両周期Ｔ1 とＴ2
とがＴ2 ＝Ｔ1 であればＮ2 ＝Ｎ1 であるがＴ2 ≫Ｔ1
となせばＮ2 ≒Ｎ1 ／２となる。従ってスイッチング回
数に比例的に変化する前記両素子におけるスイッチング
損失もまたＴ2 ≫Ｔ1 条件下で本発明時のものは従来方
法時のものに比し略半減する。本発明は、前記周期Ｔ2
を前記両素子の熱時定数に比し十分小なる範囲で前記周
期Ｔ1 に比しできるだけ大なる値に選定し、前記直流電
圧Ｖのパルス周期である前記の周期Ｔ1 を前記の従来方
法時のものと同一となしながら、前記両素子におけるス
イッチング損失の大幅な低減を図るものであり、逆に該
スイッチング損失を同一とすれば前記周期Ｔ1 の大幅な
短縮，従って１／Ｔ1 で規定される前記直流電圧Ｖのパ
ルス周波数の大幅な増大を図ることができる。
スイッチング回数についてみれば、前記の従来方法時を
Ｎ1 ，本発明時をＮ2とすれば、前記両周期Ｔ1 とＴ2
とがＴ2 ＝Ｔ1 であればＮ2 ＝Ｎ1 であるがＴ2 ≫Ｔ1
となせばＮ2 ≒Ｎ1 ／２となる。従ってスイッチング回
数に比例的に変化する前記両素子におけるスイッチング
損失もまたＴ2 ≫Ｔ1 条件下で本発明時のものは従来方
法時のものに比し略半減する。本発明は、前記周期Ｔ2
を前記両素子の熱時定数に比し十分小なる範囲で前記周
期Ｔ1 に比しできるだけ大なる値に選定し、前記直流電
圧Ｖのパルス周期である前記の周期Ｔ1 を前記の従来方
法時のものと同一となしながら、前記両素子におけるス
イッチング損失の大幅な低減を図るものであり、逆に該
スイッチング損失を同一とすれば前記周期Ｔ1 の大幅な
短縮，従って１／Ｔ1 で規定される前記直流電圧Ｖのパ
ルス周波数の大幅な増大を図ることができる。
【００１２】
【実施例】以下本発明の実施例を図１に示すその制御動
作時の動作波形図に従って説明する。なお図１に従って
制御される誘導電動機を負荷とする電圧形インバータの
主回路構成は従来方法におけると同じく前記図２に示す
ものと同一である。図１に示す如く、前記トランジスタ
ＴＲ1 とＴＲ2 とは互に期間Ｔ2 の時間的づれを有して
同一のスイッチング動作を行い、それぞれ周期２Ｔ2 に
て繰返し動作し、期間Ｔ2 において周期Ｔ1 の導通（Ｏ
Ｎ）・しゃ断（ＯＦＦ）動作を行えば続く期間Ｔ2 にお
いては連続導通（ＯＮ）を行うものである。従って前記
直流電圧Ｖは前記両素子ＴＲ1 とＴＲ2 との導通状態重
複期間ΔＴの電圧パルス幅を有し周期Ｔ1 にて繰返す電
圧パルス列として得られ、該パルス幅ΔＴは前記電圧パ
ルス列の平均電圧が所定値となるように制御される。
作時の動作波形図に従って説明する。なお図１に従って
制御される誘導電動機を負荷とする電圧形インバータの
主回路構成は従来方法におけると同じく前記図２に示す
ものと同一である。図１に示す如く、前記トランジスタ
ＴＲ1 とＴＲ2 とは互に期間Ｔ2 の時間的づれを有して
同一のスイッチング動作を行い、それぞれ周期２Ｔ2 に
て繰返し動作し、期間Ｔ2 において周期Ｔ1 の導通（Ｏ
Ｎ）・しゃ断（ＯＦＦ）動作を行えば続く期間Ｔ2 にお
いては連続導通（ＯＮ）を行うものである。従って前記
直流電圧Ｖは前記両素子ＴＲ1 とＴＲ2 との導通状態重
複期間ΔＴの電圧パルス幅を有し周期Ｔ1 にて繰返す電
圧パルス列として得られ、該パルス幅ΔＴは前記電圧パ
ルス列の平均電圧が所定値となるように制御される。
【００１３】次に期間２Ｔ2 間における前記両素子ＴＲ
1 とＴＲ2 とのスイッチング動作回数をその導通（Ｏ
Ｎ）としゃ断（ＯＦＦ）との両動作を対としてみれば、
図１の例示の場合はそれぞれ４回であり、因に図３に示
す従来方法に従う場合はそれぞれ６回となる。従って前
記両素子のスイッチング損失についても本発明時は前記
従来方法時の略４／６に減少することになり、逆に前記
従来方法時の損失が許容されるならば前記直流電圧Ｖの
パルス周波数（１／Ｔ1 ）は前記従来方法時の約６／４
倍の増大が許されることになる。
1 とＴＲ2 とのスイッチング動作回数をその導通（Ｏ
Ｎ）としゃ断（ＯＦＦ）との両動作を対としてみれば、
図１の例示の場合はそれぞれ４回であり、因に図３に示
す従来方法に従う場合はそれぞれ６回となる。従って前
記両素子のスイッチング損失についても本発明時は前記
従来方法時の略４／６に減少することになり、逆に前記
従来方法時の損失が許容されるならば前記直流電圧Ｖの
パルス周波数（１／Ｔ1 ）は前記従来方法時の約６／４
倍の増大が許されることになる。
【００１４】
【発明の効果】本発明によれば、電圧形インバータによ
るその負荷誘導電動機の直流制動制御時、前記インバー
タの主回路ブリッジ構成中の異なる二相における上下各
アームそれぞれから選択され対をなして直列接続された
２組のスイッチング素子を、該両素子の一方を期間Ｔ2
において連続導通状態となし他の一方を所要直流制動電
圧のパルス周期Ｔ1 （但しＴ1 ≪Ｔ2 ）にて所要導通期
間を有して断続させ、且つ斯様な状態を前記両素子に関
し交互に反転繰返し行わせることにより、所要のパルス
周波数１／Ｔ1 を有する前記直流制動電圧を得るに際し
ての前記両素子のスイッチング損失の大幅な低減が可能
となり、従ってまた同一の許容損失に対しては前記直流
制動電圧のパルス周波数の大幅な増大を図ることが可能
となる。
るその負荷誘導電動機の直流制動制御時、前記インバー
タの主回路ブリッジ構成中の異なる二相における上下各
アームそれぞれから選択され対をなして直列接続された
２組のスイッチング素子を、該両素子の一方を期間Ｔ2
において連続導通状態となし他の一方を所要直流制動電
圧のパルス周期Ｔ1 （但しＴ1 ≪Ｔ2 ）にて所要導通期
間を有して断続させ、且つ斯様な状態を前記両素子に関
し交互に反転繰返し行わせることにより、所要のパルス
周波数１／Ｔ1 を有する前記直流制動電圧を得るに際し
ての前記両素子のスイッチング損失の大幅な低減が可能
となり、従ってまた同一の許容損失に対しては前記直流
制動電圧のパルス周波数の大幅な増大を図ることが可能
となる。
【図１】本発明の実施例を示す直流制動制御時のインバ
ータ主回路各部の動作波形図
ータ主回路各部の動作波形図
【図２】誘導電動機を負荷とする電圧形インバータの主
回路基本回路図
回路基本回路図
【図３】従来方法の実施例を示す直流制動制御時のイン
バータ主回路各部の動作波形図
バータ主回路各部の動作波形図
１ 整流回路 ２ インバータ ３ 誘導電動機 Ｃ 平滑コンデンサ ＴＲ1 スイッチングトランジスタ ＴＲ2 スイッチングトランジスタ
Claims (2)
- 【請求項１】誘導電動機を可変速駆動する電圧形インバ
ータの出力を所定交流出力から所定直流出力に変更して
前記電動機の制動を行う前記インバータの直流制動制御
方法であって、前記の所定直流出力を得るために対をな
して断続動作する前記インバータの主回路ブリッジ構成
における或る一相の上アームスイッチング素子と他の一
相の下アームスイッチング素子との動作に関して、所定
の時間幅をもつパルス列として与えられる前記所定直流
出力と同一の周期Ｔ1 と、該周期Ｔ1 に比し十分に大な
る周期Ｔ2 とを規定し、期間Ｔ2 にわたり連続導通状態
となせば続く期間Ｔ2 においては前記周期Ｔ1 にて断続
動作させるものとし斯様な動作を周期２Ｔ2 にて繰返さ
せ、且つ前記両素子の一方が前記の連続導通状態にあれ
ば他の一方の素子は前記の断続状態となす如く該両素子
相互の動作状態に前記周期Ｔ2 の時間的づれを設けるこ
とを特徴とするインバータの直流制動制御方法。 - 【請求項２】請求項１記載のインバータの直流制動制御
方法において、前記周期Ｔ1 は前記電動機運転時の騒音
抑制と前記スイッチング素子のスイッチング損失の許容
値等を考慮したできるだけ高い動作周波数に対応するも
のとして設定し、また前記周期Ｔ2 は前記周期Ｔ1 に比
し十分大であり且つ前記両スイッチング素子の熱時定数
に比し十分小なるものとして設定することを特徴とする
インバータの直流制動制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP662791A JP2841879B2 (ja) | 1991-01-24 | 1991-01-24 | インバータの直流制動制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP662791A JP2841879B2 (ja) | 1991-01-24 | 1991-01-24 | インバータの直流制動制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04248384A JPH04248384A (ja) | 1992-09-03 |
| JP2841879B2 true JP2841879B2 (ja) | 1998-12-24 |
Family
ID=11643601
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP662791A Expired - Fee Related JP2841879B2 (ja) | 1991-01-24 | 1991-01-24 | インバータの直流制動制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2841879B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002374689A (ja) * | 2001-06-14 | 2002-12-26 | Mitsubishi Electric Corp | 電動機駆動装置及び洗濯機 |
| JP6095336B2 (ja) * | 2012-11-27 | 2017-03-15 | 株式会社マキタ | 電動工具 |
-
1991
- 1991-01-24 JP JP662791A patent/JP2841879B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04248384A (ja) | 1992-09-03 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |