WO2020059814A1 - モータ制御装置、モータシステム及びインバータ制御方法 - Google Patents

モータ制御装置、モータシステム及びインバータ制御方法 Download PDF

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WO2020059814A1
WO2020059814A1 PCT/JP2019/036816 JP2019036816W WO2020059814A1 WO 2020059814 A1 WO2020059814 A1 WO 2020059814A1 JP 2019036816 W JP2019036816 W JP 2019036816W WO 2020059814 A1 WO2020059814 A1 WO 2020059814A1
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pwm signal
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duty ratio
motor
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PCT/JP2019/036816
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隆志 大場
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ミネベアミツミ株式会社
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device, a motor system, and an inverter control method.
  • the present disclosure provides a motor control device, a motor system, and an inverter control method that can accurately detect at least two phase currents within one cycle of a carrier.
  • the present disclosure An inverter that drives a motor based on a two-phase or three-phase PWM signal; A current detector that outputs a detection signal corresponding to a current value of a current flowing to the DC side of the inverter; A current detection unit that detects a phase current of each phase flowing through the motor by acquiring the detection signal based on the PWM signal; A duty ratio setting unit that sets a duty ratio of each phase of the PWM signal based on a detected value of a phase current of each phase; A PWM signal generation unit that generates the PWM signal by comparing the set value of the duty ratio of each phase with the level of a carrier whose level periodically increases and decreases, The PWM signal generation unit is configured to perform a first energization time in a first half period of the carrier and a second energization in a second half period of the carrier based on the set value of the duty ratio of each phase.
  • a motor control device that adjusts the first energizing time and the second energizing time.
  • Motor and An inverter that drives the motor based on a two-phase or three-phase PWM signal;
  • a current detector that outputs a detection signal corresponding to a current value of a current flowing to the DC side of the inverter;
  • a current detection unit that detects a phase current of each phase flowing through the motor by acquiring the detection signal based on the PWM signal;
  • a duty ratio setting unit that sets a duty ratio of each phase of the PWM signal based on a detected value of a phase current of each phase;
  • a PWM signal generation unit that generates the PWM signal by comparing the set value of the duty ratio of each phase with the level of a carrier whose level periodically increases and decreases,
  • the PWM signal generation unit is configured to perform a first energization time in a first half period of the carrier and a second energization in a second half period of the carrier based on the set value of the duty ratio of each phase.
  • a detection signal corresponding to a current value of a current flowing to the DC side of the inverter that drives the motor is obtained based on a two-phase or three-phase PWM signal;
  • a phase current of each phase flowing through the motor is detected, Setting a duty ratio of each phase of the PWM signal based on a detected value of a phase current of each phase;
  • the PWM signal is generated by comparing the set value of the duty ratio of each phase with the level of a carrier whose level periodically increases and decreases,
  • An inverter control method for energizing the inverter based on the PWM signal Based on the set value of the duty ratio of each phase, calculate a first energizing time in the first half period of the carrier and a second energizing time in the second half period of the carrier, Based on the calculated values of the first energizing time and the second energizing time, the current detecting unit sets the first energ
  • 1 is a diagram illustrating a configuration of a motor control system according to an embodiment of the present disclosure.
  • 5 is a timing chart illustrating an example of an upper arm-side three-phase PWM signal generated by a PWM signal generation unit. It is a flowchart which shows an example of the underflow interruption process performed for every 1 cycle of a carrier. It is a flowchart which shows an example of the overflow interruption process performed for every 1 cycle of a carrier.
  • 9 is a flowchart illustrating an example of a first current detection process. 9 is a flowchart illustrating an example of a second current detection process.
  • 5 is a flowchart illustrating an example of a process in step S31 or step S32 in FIG.
  • FIG. 5 is a flowchart illustrating an example of a process in step S31 or step S32 in FIG. 5 is a flowchart illustrating an example of a process in step S31 or step S32 in FIG.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating each process of adjusting the energization time by adjusting at least one of the phase and the duty ratio in the case of two-phase modulation.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a motor system according to an embodiment of the present disclosure.
  • the motor system 1 shown in FIG. 1 controls the rotation operation of the motor 4.
  • Specific examples of the equipment on which the motor system 1 is mounted include OA equipment such as a copy machine and home electric appliances such as a personal computer and a refrigerator, but the equipment is not limited thereto.
  • the motor system 1 includes at least a motor 4 and a motor control device 100.
  • the motor 4 has a plurality of coils.
  • the motor 4 has, for example, a three-phase coil including a U-phase coil, a V-phase coil, and a W-phase coil.
  • Specific examples of the motor 4 include a three-phase brushless motor.
  • the motor control device 100 controls on / off of a plurality of switching elements connected in a three-phase bridge according to an energization pattern including a two-phase or three-phase PWM signal, thereby controlling the motor via an inverter that converts DC to three-phase AC. Drive.
  • the motor control device 100 includes an inverter 23, a current detector 24, a current detector 27, an energization pattern generator 35, a drive circuit 33, and a current detection timing adjuster 34.
  • the inverter 23 is a circuit that converts a DC supplied from the DC power supply 21 into a three-phase AC by switching a plurality of switching elements, and causes a driving current of the three-phase AC to flow through the motor 4 to rotate the rotor of the motor 4. is there.
  • the inverter 23 converts a plurality of energization patterns generated by the energization pattern generation unit 35 (more specifically, a two-phase or three-phase PWM signal generated by the PWM signal generation unit 32 in the energization pattern generation unit 35). Based on this, the motor 4 is driven.
  • the inverter 23 has a plurality of switching elements 25U +, 25V +, 25W +, 25U-, 25V-, and 25W- connected in a three-phase bridge.
  • the switching elements 25U +, 25V +, and 25W + are high-side switching elements (upper arms) connected to the positive electrode side of the DC power supply 21 via the positive-side bus 22a.
  • the switching elements 25U-, 25V-, and 25W- are low-side switching elements (lower arms) connected to the negative electrode side (specifically, the ground side) of the DC power supply 21.
  • the plurality of switching elements 25U +, 25V +, 25W +, 25U-, 25V-, and 25W- respectively correspond to a plurality of drive signals supplied from the drive circuit 33 based on the PWM signal included in the above-described energization pattern. It is turned on or off according to the drive signal.
  • connection point between the switching element 25U + and the switching element 25U- is connected to one end of the U-phase coil of the motor 4.
  • the connection point between the switching element 25V + and the switching element 25V- is connected to one end of the V-phase coil of the motor 4.
  • the connection point between the switching element 25W + and the switching element 25W- is connected to one end of the W-phase coil of the motor 4.
  • the other ends of the U-phase coil, the V-phase coil, and the W-phase coil are connected to each other.
  • the switching element include an N-channel type MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) and IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor).
  • MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the switching elements are not limited to these.
  • the current detector 24 outputs a detection signal Sd corresponding to the current value of the current flowing on the DC side of the inverter 23.
  • the current detector 24 shown in FIG. 1 generates a detection signal Sd corresponding to the value of the current flowing through the negative bus 22b.
  • the current detector 24 is, for example, a current detection element arranged on the negative bus 22b, and more specifically, a shunt resistor inserted into the negative bus 22b.
  • a current detection element such as a shunt resistor generates a voltage signal corresponding to a current value of a current flowing therein as a detection signal Sd.
  • the current detection unit 27 obtains the detection signal Sd based on a plurality of conduction patterns (more specifically, two-phase or three-phase PWM signals) generated by the conduction pattern generation unit 35, and , The phase currents Iu, Iv, Iw of the respective phases U, V, W are detected. More specifically, the current detection unit 27 obtains the detection signal Sd at an acquisition timing synchronized with a plurality of energization patterns (more specifically, two-phase or three-phase PWM signals), and thus flows to the motor 4. The phase currents Iu, Iv, Iw of the U, V, W phases are detected. The acquisition timing of the detection signal Sd is set by the current detection timing adjustment unit 34.
  • the current detection unit 27 takes in the analog voltage detection signal Sd generated by the current detector 24 into an AD (Analog to digital) converter at the acquisition timing set by the current detection timing adjustment unit 34. Then, the current detection unit 27 AD-converts the received analog detection signal Sd into a digital detection signal Sd, and digitally processes the digital detection signal Sd after the AD conversion, whereby the U, V, W of the motor 4 is converted.
  • the phase currents Iu, Iv, Iw of each phase are detected.
  • the detected values of the phase currents Iu, Iv, Iw of each phase detected by the current detection unit 27 are supplied to the energization pattern generation unit 35.
  • the energization pattern generation unit 35 generates a pattern for energizing the inverter 23 (energization pattern of the inverter 23) based on the detected values of the phase currents Iu, Iv, Iw of the motor 4 detected by the current detection unit 27.
  • the energization pattern of the inverter 23 may be rephrased as a pattern for energizing the motor 4 (energization pattern of the motor 4).
  • the energization pattern of the inverter 23 includes, for example, a two-phase or three-phase PWM signal for energizing the inverter 23 so that the motor 4 rotates.
  • the energization pattern generation unit 35 determines the rotor position of the motor 4 based on, for example, the detected values of the phase currents Iu, Iv, Iw of the motor 4 detected by the current detection unit 27, and sets the motor 4 to the determined rotor position.
  • a plurality of energization patterns are generated such that the rotor follows.
  • the energization pattern generation unit 35 has, for example, at least a duty ratio setting unit 31 and a PWM signal generation unit 32.
  • the duty ratio setting unit 31 sets the duty ratio of each phase of the two-phase or three-phase PWM signal based on the detected values of the phase currents Iu, Iv, Iw of the motor 4 detected by the current detection unit 27.
  • the PWM signal generation unit 32 compares the duty ratio of each phase (set value of the duty ratio of each phase) set by the duty ratio setting unit 31 with the level of the carrier C, and the level changes with the set value. A two-phase or three-phase PWM signal is generated.
  • the carrier C is a carrier signal whose level periodically increases and decreases.
  • the energization pattern generation unit 35 When the energization pattern generation unit 35 generates the energization pattern of the inverter 23 by vector control, the energization pattern generation unit 35 includes at least the vector control unit 30, the duty ratio setting unit 31, and the PWM signal generation unit 32.
  • the vector control unit 30 determines the torque current command Iqref and the exciting current based on the difference between the measured or estimated value of the rotational speed of the motor 4 and the rotational speed command ⁇ ref. Generate a command Idref.
  • the vector control unit 30 determines the rotor position ⁇ of the motor 4 based on the phase currents Iu, Iv, Iw of the U, V, and W phases of the motor 4, and performs a vector control operation using the determined rotor position ⁇ . , The torque current Iq and the excitation current Id.
  • the vector control unit 30 performs, for example, a PI control operation on the difference between the torque current command Iqref and the torque current Iq to generate a voltage command Vq.
  • the vector control unit 30 performs, for example, a PI control operation on a difference between the exciting current command Idref and the exciting current Id, and generates a voltage command Vd.
  • the vector control unit 30 converts the voltage commands Vq, Vd into phase voltage commands Vu, Vv, Vw of U, V, W phases using the above rotor position ⁇ .
  • the phase voltage commands Vu, Vv, Vw of each phase are supplied to the duty ratio setting unit 31.
  • the duty ratio setting unit 31 generates duty ratios Udu, Vdu, Wdu for generating two-phase or three-phase PWM signals based on the phase voltage commands Vu, Vv, Vw of each phase supplied from the vector control unit 30. Set.
  • the PWM signal generation unit 32 compares the duty ratios Udu, Vdu, and Wdu of each phase set by the duty ratio setting unit 31 with the level of the carrier C, thereby generating an energization pattern including a two-phase or three-phase PWM signal. Generate.
  • the PWM signal generation unit 32 also generates a lower-arm driving PWM signal obtained by inverting the upper-arm driving two-phase or three-phase PWM signal, adds a dead time if necessary, and then generates the generated PWM signal. Is output to the drive circuit 33.
  • the drive circuit 33 outputs a drive signal for switching the six switching elements 25U +, 25V +, 25W +, 25U-, 25V-, and 25W- included in the inverter 23 according to the energization pattern including the applied PWM signal. As a result, a three-phase AC driving current is supplied to the motor 4, and the rotor of the motor 4 rotates.
  • the current detection timing adjustment unit 34 allows the current detection unit 27 to control each of the currents within one cycle of the carrier C based on the carrier C supplied from the PWM signal generation unit 32 and the PWM signal generated by the PWM signal generation unit 32. An acquisition timing for detecting two phase currents among the phase currents of the phases is determined.
  • the current detection unit 27 detects the phase currents Iu, Iv, and Iw by acquiring the detection signals Sd at a plurality of acquisition timings determined by the current detection timing adjustment unit 34.
  • the functions of the current detection unit 27, the energization pattern generation unit 35, and the current detection timing adjustment unit 34 are realized by the operation of a CPU (Central Processing Unit) by a program readablely stored in a storage device (not shown). Is done. For example, each of these functions is realized by cooperation of hardware and software in a microcomputer including a CPU.
  • a CPU Central Processing Unit
  • FIG. 2 is a timing chart showing an example of the upper-arm three-phase PWM signals (U +, V +, W +) generated by the PWM signal generator 32.
  • the triangular wave in the PWM counter shown in FIG. 2 indicates the count value of the carrier counter (that is, the level of the carrier C).
  • the two-phase PWM signal has an energization pattern in which a specific one-phase (for example, W-phase) PWM signal among the three-phase PWM signals is always fixed at a low level.
  • the active level of the PWM signal is defined as a high level. In this case, when the PWM signal is at a high level, the switching element is turned on, and when the PWM signal is at a low level, the switching element is turned off.
  • the active level of the PWM signal may be defined as a low level according to a circuit configuration or the like.
  • the current detection unit 27 can detect a current of a specific phase according to the energization pattern for the switching elements 25U +, 25V +, and 25W + on the upper arm side. .
  • the current detection unit 27 outputs a specific phase according to the energization pattern to the lower-arm switching elements 25U-, 25V-, and 25W. The current may be detected.
  • both ends of the current detector 24 such as a shunt resistor are connected.
  • the voltage value of the generated voltage corresponds to the current value of the positive U-phase current Iu +. Therefore, the current detection unit 27 can detect the current value of the positive U-phase current Iu + by acquiring the detection signal Sd at the acquisition timing A within the conduction time T21.
  • the energization time T21 is a time from t4 to t5.
  • the current detection timing adjustment unit 34 determines when the PWM signal transitions to a logic level different from the other two phases (in this case, the timing t4 when the U-phase PWM signal transitions from the same low level as the V-phase and W-phase to the high level). ), The acquisition timing A is set when a predetermined delay time tda has elapsed. At this time, the current detection timing adjustment unit 34 sets the acquisition timing A within the energization time T21.
  • the current detector 24 such as a shunt resistor is used.
  • the voltage value of the voltage generated at both ends corresponds to the current value of the negative W-phase current Iw-. Therefore, the current detection unit 27 can detect the current value of the negative W-phase current Iw ⁇ by acquiring the detection signal Sd at the acquisition timing B within the conduction time T11.
  • the energization time T11 is a time from t1 to t2.
  • the current detection timing adjuster 34 determines when the PWM signal transitions to a logic level different from the other two phases (in this case, the timing t1 at which the W-phase PWM signal transitions from the same high level as the U-phase and V-phase to the low level). ), The acquisition timing B is set when a predetermined delay time tdb has elapsed. At this time, the current detection timing adjustment unit 34 sets the acquisition timing B within the energization time T11.
  • the current detection unit 27 can also detect the current values of other phase currents.
  • the three-phase currents are time-divided. Can be detected. Since the sum of the three phase currents is zero, in the case of three-phase modulation, if the current detection unit 27 can detect two phase currents among the three phase currents, it can also detect the remaining one phase current. .
  • the energization times T11 and T21 each need to have an energization width longer than the minimum stabilization time (hereinafter, also referred to as the minimum time ⁇ ).
  • the minimum time ⁇ is, for example, 4 microseconds.
  • the specific one-phase PWM signal among the three phases is low and the remaining two It is necessary to keep the energized state in which the PWM signal is high level for a minimum time ⁇ or more. Alternatively, it is necessary to keep the energized state in which the PWM signal of the specific one of the three phases is at a high level and the PWM signals of the remaining two phases are at a low level for a minimum time ⁇ or longer. If the energization time is shorter than the minimum time ⁇ , the detection error of the phase current tends to increase.
  • the PWM signal generation unit 32 calculates the energization times T11 and T21 based on the duty ratio of each phase set by the duty ratio setting unit 31 based on the detected value of the phase current of each phase. I do. Then, the PWM signal generation unit 32 determines, based on the calculated values of the energization times T11 and T21, an energization width (minimum time ⁇ or more) at which the current detection unit 27 can detect two phase currents among the phase currents of each phase. ), The energization times T11 and T21 are adjusted.
  • the energization time T11 is an example of a first energization time in the first half cycle period of the carrier C, and represents a period during which one of the two phase currents can be detected.
  • the energization time T21 is an example of a second energization time in the latter half cycle period of the carrier C, and represents a period during which the phase current of the other phase of the two phase currents can be detected.
  • the PWM signal generation unit 32 adjusts the energizing times T11 and T21 to the energizing width equal to or longer than the minimum time ⁇ based on the calculated values of the energizing times T11 and T21, thereby reducing the increase in the phase current detection error. Can be suppressed.
  • the PWM signal generation unit 32 acquires the set value of the duty ratio of each phase derived from the phase current of each phase through control processing such as vector control based on the detected value from the duty ratio setting unit 31 and acquires the acquired value.
  • the energization time T11 is calculated from the set value of the duty ratio of each phase.
  • the PWM signal generation unit 32 performs a correction process of extending the energization time T11 to an energization width equal to or longer than the minimum time ⁇ .
  • the current detection unit 27 can accurately detect a phase current that can be detected within the energization time T11. Similar correction processing can be performed on the calculated value of the energization time T21. Therefore, at least two phase currents can be accurately detected within one cycle of the carrier C.
  • the energization time T11 for detecting one phase current of the two phases and the energization time T21 for detecting the other phase current are determined by the first half period and the second half period of one cycle of the carrier C.
  • the period is divided into: Therefore, compared with the case where there are two acquisition timings in the half cycle period of the carrier C, the time interval between the acquisition timings A and B (interruption processing time interval) can be more relaxed. With this allowance, it is possible to suppress a delay in the acquisition timing even when a CPU having a relatively low processing capacity is used.
  • the PWM signal generation unit 32 adjusts the energization times T11 and T21 to be equal to or more than the minimum time ⁇ by shifting the phase of at least one of the two-phase or three-phase PWM signals, for example. Is preferred. In particular, the PWM signal generation unit 32 preferably shifts the phase of at least one of the two-phase or three-phase PWM signals without changing the duty ratio of the at least one PWM signal.
  • the voltage between the phases applied to the motor 4 via the inverter 23 does not change even if the rising position and the falling position of the PWM signal pulse are shifted by the same time as long as the difference in the duty ratio between the phases is constant. It is. Since the voltage between the phases does not change, hunting of the current flowing through the motor 4 can be suppressed.
  • the PWM signal generation unit 32 generates a PWM signal of each phase using one carrier C common to each phase. Since the carrier C is a symmetrical triangular wave centered on the phase tb, the circuit configuration for generating the PWM signal waveform of each phase can be simplified.
  • the carrier counter is counting down to phase ta, counting up from phase ta to phase tb, and counting down from phase tb. Thus, the count-up period and the count-down period are repeated.
  • the PWM signal generator 32 compares each set value of the duty ratio of each phase with the level of the carrier C.
  • the PWM signal generation unit 32 sets the level of the PWM signal to a high level during a period in which the set value of the duty ratio of the PWM signal is larger than the level of the carrier C based on the comparison result.
  • the PWM signal generation unit 32 sets the level of the PWM signal to the low level during a period in which the set value of the duty ratio of the PWM signal is smaller than the level of the carrier C.
  • FIG. 3 is a flowchart showing an example of the underflow interruption process executed every one cycle of the carrier C.
  • the underflow interrupt processing shown in FIG. 3 occurs at each timing of the bottom phase ta of the carrier C.
  • FIG. 4 is a flowchart illustrating an example of an overflow interrupt process executed for each cycle of the carrier C.
  • the overflow interrupt processing shown in FIG. 4 occurs at each timing of the peak phase tb of the carrier C.
  • the current detection interrupt processing for obtaining the detection signal Sd by the current detection unit 27 (for example, the interrupt processing for AD conversion of the detection signal Sd) is performed separately from the processing illustrated in FIGS. 3 and 4 (see FIGS. 5 and 6). Is executed twice within one cycle of
  • FIG. 5 is a flowchart showing an example of a first current detection process executed when a predetermined delay time tdb elapses from the time when the PWM signal transitions to a logic level different from the other two phases (in FIG. 2, timing t1). is there.
  • the current detection timing adjustment unit asserts the setting register of the acquisition timing B.
  • the current detection unit 27 acquires the detection signal Sd by the AD converter (Step S41), and stores the acquired value of the detection signal Sd in the first acquisition register.
  • FIG. 6 is a flowchart showing an example of a second current detection process executed when a predetermined delay time tda has elapsed from the time when the PWM signal transitions to a logic level different from the other two phases (in FIG. 2, timing t4). is there.
  • the current detection timing adjustment unit asserts the setting register of the acquisition timing A.
  • the current detection unit 27 acquires the detection signal Sd by the AD converter (step S51), and stores the acquired value of the detection signal Sd in the second acquisition register.
  • the current detection unit 27 calculates the current values of the three-phase currents Iu, Iv, Iw based on the setting values of the detection signal Sd stored in the first acquisition register and the second acquisition register, respectively.
  • step S11 the vector control unit 30 estimates the rotor position ⁇ of the motor 4 by vector control calculation based on the current calculation values of the three-phase currents Iu, Iv, Iw detected by the current detection unit 27. As described above, the vector control unit 30 performs speed control based on the rotor position ⁇ (step S13), performs current control such as PI control (step S15), and outputs the phase voltage commands Vu, Vv, and Vw for each phase. (Control amount) is calculated (step S17).
  • step S19 the duty ratio setting unit 31 sets the duty ratio of each phase based on the phase voltage commands Vu, Vv, Vw of each phase calculated in step S17. Then, in step S21, based on the duty ratio of each phase set by duty ratio setting unit 31, PWM signal generation unit 32 determines which of the plurality of energization patterns will control energization of inverter 23 based on the duty ratio of each phase. Is determined.
  • the PWM signal generation unit 32 refers to the modulation setting memory in which the setting value of the modulation scheme is stored, and determines whether the storage value of the modulation setting memory is set to two-phase modulation or three-phase modulation. Judge whether it is.
  • the PWM signal generation unit 32 generates an energization pattern including each PWM signal for two-phase modulation (step S31).
  • the PWM signal generation unit 32 generates an energization pattern including each PWM signal for three-phase modulation (step S32).
  • FIGS. 7A, 7B, and 8 are flowcharts showing an example of the processing in step S31 or step S32 in FIG.
  • step S61 of FIG. 7A the PWM signal generation unit 32 controls the energization of the inverter 23 by using one of a plurality of energization patterns based on the duty ratio of each phase set by the duty ratio setting unit 31. Is determined.
  • energization patterns P1 to P6 are prepared.
  • the plurality of energization patterns are divided according to the magnitude relationship between the OFF widths of the PWM signals of the respective phases extending to both the phase delay side and the phase advance side around the reference phase tb (see FIG. 2) of the carrier C.
  • the OFF width is small, medium, and large in the order of U phase, V phase, and W phase (OFF width of W phase> OFF width of V phase> U phase Off width).
  • the off widths of the other energization patterns P2 to P6 are, respectively, small, large, medium, small, large, medium, large, small, large, medium, small, large, medium, small, large, medium, and small in the order of U phase, V phase, and W phase.
  • step S61 of FIG. 7A when the PWM signal generation unit 32 determines that the energization pattern used for the energization control of the inverter 23 is the energization pattern P1 (see FIG. 2), it performs the processing of steps S62 and S63.
  • step S62 the PWM signal generator 32 calculates the energizing time T21 based on the duty ratio of each phase set by the duty ratio setting unit 31 based on the detected value of the phase current of each phase.
  • step S63 the PWM signal generation unit 32 calculates the energization time T11 based on the duty ratio of each phase set by the duty ratio setting unit 31 based on the detected value of the phase current of each phase.
  • FIG. 9 is a diagram showing each process of adjusting the energization time by adjusting at least one of the phase and the duty ratio in the case of two-phase modulation.
  • a broken line indicates a PWM signal before adjustment
  • a solid line indicates a PWM signal before adjustment or after adjustment.
  • step S64 the PWM signal generation unit 32 determines whether or not the first condition that “the calculated values of the energization times T21 and T11 are all equal to or longer than ⁇ ” is satisfied.
  • the PWM signal generation unit 32 does not execute the adjustment of the energization times T21 and T11.
  • the current detection timing adjustment unit 34 sets the acquisition timing A within the energization time T21 and sets the acquisition timing B within the energization time T11 as shown in S64 of FIG. 9 (step S65).
  • the PWM signal generation unit 32 performs the process of step S66.
  • step S66 the PWM signal generation unit 32 determines whether or not the second condition that “the calculated value of the energizing time T21 is equal to or more than half of ⁇ and less than ⁇ and the calculated value of the energizing time T11 is equal to or more than ⁇ ” is satisfied. Is determined.
  • the PWM signal generation unit 32 shifts the phase of the V-phase PWM signal to the delay side without changing the duty ratio of the V-phase PWM signal, as shown in S66 of FIG. Shift (step S67: pulse position adjustment).
  • the energization width for the energization time T11 longer than ⁇ is further extended, the energization width for the energization time T21 less than ⁇ can be extended to ⁇ or more.
  • the current detection timing adjustment unit 34 sets the acquisition timing A within the adjusted energization time T21, and sets the acquisition timing B within the adjusted energization time T11 (step S68).
  • the PWM signal generation unit 32 performs the process of step S69.
  • step S69 the PWM signal generation unit 32 determines whether or not the third condition that the calculated value of the energization time T21 is equal to or more than ⁇ and the calculated value of the energization time T11 is equal to or more than half of ⁇ and less than ⁇ is satisfied. Is determined.
  • the PWM signal generation unit 32 shifts the phase of the V-phase PWM signal to the delay side without changing the duty ratio of the V-phase PWM signal, as shown in S69 of FIG. Shift (step S70: pulse position adjustment).
  • the energization width for the energization time T21 longer than ⁇ is further extended, the energization width for the energization time T11 less than ⁇ can be extended to ⁇ or more.
  • the current detection timing adjustment unit 34 sets the acquisition timing A within the adjusted energization time T21, and sets the acquisition timing B within the adjusted energization time T11 (step S71).
  • the PWM signal generation unit 32 executes the process in step S72.
  • step S72 the PWM signal generation unit 32 determines that the fourth condition is that the calculated value of the energization time T21 is equal to or more than half of ⁇ and less than ⁇ and the calculated value of the energization time T11 is equal to or more than half of ⁇ and less than ⁇ . It is determined whether or not the condition is satisfied.
  • the PWM signal generation unit 32 shifts the phase of the V-phase PWM signal to the delay side without changing the duty ratio of the V-phase PWM signal, as shown in S72 of FIG. Shift (step S73: pulse position adjustment).
  • Step S73 pulse position adjustment
  • the PWM signal generation unit 32 advances the phase of the U-phase PWM signal without changing the duty ratio of the U-phase PWM signal, as shown in S72 of FIG.
  • Step S73 pulse position adjustment
  • the power supply width for the power supply time T21 less than ⁇ can be extended to ⁇ or more
  • the power supply width for the power supply time T11 less than ⁇ can be extended to ⁇ or more.
  • the current detection timing adjustment unit 34 sets the acquisition timing A within the adjusted energization time T21, and sets the acquisition timing B within the adjusted energization time T11 (step S74).
  • the PWM signal generation unit 32 performs the process of step S75 in FIG. 7B.
  • step S75 the PWM signal generation unit 32 determines whether or not the fifth condition that the calculated value of the energization time T21 is equal to or more than ⁇ and the calculated value of the energization time T11 is equal to or more than zero and less than half of ⁇ is satisfied. Is determined.
  • the PWM signal generation unit 32 performs an adjustment to reduce the duty ratio of the U-phase PWM signal as shown in S75 of FIG. 9 (Step S76: pulse width adjustment).
  • Step S76 pulse width adjustment
  • the PWM signal generation unit 32 delays the phase of the V-phase PWM signal without changing the duty ratio of the V-phase PWM signal, as illustrated in S75 of FIG.
  • Step S77 pulse position adjustment.
  • the current detection timing adjustment unit 34 sets the acquisition timing A within the adjusted energization time T21, and sets the acquisition timing B within the adjusted energization time T11 (step S78).
  • the PWM signal generation unit 32 performs the process of step S79.
  • step S79 the PWM signal generation unit 32 determines whether or not the sixth condition that the calculated value of the energization time T21 is equal to or more than zero and less than half of ⁇ and the calculated value of the energization time T11 is equal to or more than ⁇ is satisfied. Is determined.
  • the PWM signal generation unit 32 performs an adjustment to reduce the duty ratio of the U-phase PWM signal as shown in S79 of FIG. 9 (Step S80: pulse width adjustment).
  • Step S81 pulse position adjustment.
  • the power supply width for the power supply time T11 longer than ⁇ can be maintained at ⁇ or more, and the power supply width for the power supply time T21 less than half of ⁇ can be extended to ⁇ or more.
  • the current detection timing adjustment unit 34 sets the acquisition timing A within the adjusted energization time T21, and sets the acquisition timing B within the adjusted energization time T11 (step S82).
  • the PWM signal generation unit 32 executes the process of step S83.
  • step S83 the PWM signal generation unit 32 determines that the seventh condition is that the calculated value of the energization time T21 is equal to or greater than zero and less than half of ⁇ and the calculated value of the energization time T11 is equal to or greater than zero and less than half of ⁇ . It is determined whether or not the condition is satisfied.
  • the PWM signal generation unit 32 performs an adjustment to reduce the duty ratio of the U-phase and V-phase PWM signals as shown in S83 of FIG. 9 (step S84: pulse width). Adjustment).
  • step S83 the PWM signal generation unit 32 shifts the phase of the U-phase PWM signal to the leading side and shifts the phase of the V-phase PWM signal, as shown in S83 of FIG. Shift to the delay side (step S85: pulse position adjustment).
  • step S84 and S85 the width of the power supply for the power supply times T21 and T11 that are less than half of ⁇ can be extended to ⁇ or more.
  • the current detection timing adjustment unit 34 sets the acquisition timing A within the adjusted energization time T21 and sets the acquisition timing B within the adjusted energization time T11 (step S86).
  • the PWM signal generation unit 32 executes the process of step S87.
  • step S87 the PWM signal generation unit 32 changes the duty ratio of each phase to a fixed value that allows the current detection unit 27 to detect two phase currents among the phase currents of each phase (step S87). ).
  • the current detection timing adjustment unit 34 sets the acquisition timing A within the energization time T21 after the duty ratio has been adjusted to a fixed value capable of detecting the phase current of one of the two phases (step S88). .
  • the current detection timing adjustment unit 34 sets the acquisition timing B within the energization time T11 after the duty ratio has been adjusted to a fixed value capable of detecting the phase current of the other phase of the two phases (Step S11). S88).
  • each of the calculated values of the energization times T11 and T21 becomes a value that cannot secure ⁇ .
  • the PWM signal generation unit 32 adjusts the duty ratio of each phase of the PWM signal as in steps S76, S80, and S84, so that the energization times T11 and T21 are adjusted. Is adjusted to ⁇ or more.
  • the duty ratios are also adjusted to adjust the energization widths of the energization times T11 and T21 to ⁇ or more. Can be adjusted.
  • the PWM signal generation unit 32 sets each phase to a fixed value that allows the current detection unit 27 to detect two phase currents among the phases as in step S87. Change the duty ratio of. As described above, in the adjustment of both the phase and the duty ratio, even when the energization widths of the energization times T11 and T21 cannot be set to ⁇ or more, the current detection unit 27 determines the phase current of two phases among the phases by the energization times T11 and T11. It can be detected at each of T21.
  • step S61 of FIG. 7A when the PWM signal generation unit 32 determines that the energization pattern used for the energization control of the inverter 23 is not the energization pattern P1, as illustrated in FIG. 8, the PWM signal generation unit 32 illustrated in FIGS. The same processing as in each step is performed. That is, for each of the energization patterns P1 to P6, the PWM signal generation unit 32 performs the processing of steps S62 to S88 shown in FIGS. 7A and 7B.
  • the current detector that outputs the detection signal corresponding to the current value of the current flowing to the DC side of the inverter may output the detection signal corresponding to the current value of the current flowing to the positive bus.
  • the current detector may be a sensor such as a CT (Current Transformer).

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Abstract

モータを駆動するインバータの直流側に流れる電流の電流値に対応する検出信号を、ＰＷＭ信号に基づいて取得し、前記検出信号を前記ＰＷＭ信号に基づいて取得することによって、前記モータに流れる各相の相電流を検出し、前記各相の相電流の検出値に基づいて、前記ＰＷＭ信号の各相のデューティ比を設定し、前記各相のデューティ比の設定値を、キャリアのレベルと比較することによって、前記ＰＷＭ信号を生成し、前記各相のデューティ比の設定値に基づいて、前記キャリアの前半の半周期期間内の第１の通電時間と前記キャリアの後半の半周期期間内の第２の通電時間とを算出し、第１及び第２の通電時間の算出値に基づいて、前記電流検出部が前記各相の相電流のうち２相の相電流を検出可能な通電幅に、第１及び第２の通電時間を調整する、インバータ制御方法。

Description

モータ制御装置、モータシステム及びインバータ制御方法
　本発明は、モータ制御装置、モータシステム及びインバータ制御方法に関する。
　モータを制御するためにＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流を検出する場合、インバータ回路の直流部に挿入した１つのシャント抵抗を用いて電流検出を行う技術がある。この方式で３相の全ての電流を検出するには、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation，パルス幅変調）キャリアの１周期内において、２相以上の電流を検出できるように２相又は３相のＰＷＭ信号パターンを発生させる必要がある（例えば、特許文献１参照）。
特開２０１５－８４６３２号公報
　しかしながら、従来の技術では、キャリアの１周期内で少なくとも２相の相電流を精度良く検出できないことがある。
　そこで、本開示は、キャリアの１周期内で少なくとも２相の相電流を精度良く検出できる、モータ制御装置、モータシステム及びインバータ制御方法を提供する。
　本開示は、
　２相又は３相のＰＷＭ信号に基づいてモータを駆動するインバータと、
　前記インバータの直流側に流れる電流の電流値に対応する検出信号を出力する電流検出器と、
　前記ＰＷＭ信号に基づいて前記検出信号を取得することによって、前記モータに流れる各相の相電流を検出する電流検出部と、
　前記各相の相電流の検出値に基づいて、前記ＰＷＭ信号の各相のデューティ比を設定するデューティ比設定部と、
　前記各相のデューティ比の設定値を、レベルが周期的に増減するキャリアのレベルと比較することによって、前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部とを備え、
　前記ＰＷＭ信号生成部は、前記各相のデューティ比の設定値に基づいて、前記キャリアの前半の半周期期間内の第１の通電時間と前記キャリアの後半の半周期期間内の第２の通電時間とを算出し、前記第１の通電時間及び前記第２の通電時間の算出値に基づいて、前記電流検出部が前記各相の相電流のうち２相の相電流を検出可能な通電幅に、前記第１の通電時間及び前記第２の通電時間を調整する、モータ制御装置を提供する。
　また、本開示は、
　モータと、
　２相又は３相のＰＷＭ信号に基づいて前記モータを駆動するインバータと、
　前記インバータの直流側に流れる電流の電流値に対応する検出信号を出力する電流検出器と、
　前記ＰＷＭ信号に基づいて前記検出信号を取得することによって、前記モータに流れる各相の相電流を検出する電流検出部と、
　前記各相の相電流の検出値に基づいて、前記ＰＷＭ信号の各相のデューティ比を設定するデューティ比設定部と、
　前記各相のデューティ比の設定値を、レベルが周期的に増減するキャリアのレベルと比較することによって、前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部とを備え、
　前記ＰＷＭ信号生成部は、前記各相のデューティ比の設定値に基づいて、前記キャリアの前半の半周期期間内の第１の通電時間と前記キャリアの後半の半周期期間内の第２の通電時間とを算出し、前記第１の通電時間及び前記第２の通電時間の算出値に基づいて、前記電流検出部が前記各相の相電流のうち２相の相電流を検出可能な通電幅に、前記第１の通電時間及び前記第２の通電時間を調整する、モータシステムを提供する。
　また、本開示は、
　モータを駆動するインバータの直流側に流れる電流の電流値に対応する検出信号を、２相又は３相のＰＷＭ信号に基づいて取得し、
　前記検出信号を前記ＰＷＭ信号に基づいて取得することによって、前記モータに流れる各相の相電流を検出し、
　前記各相の相電流の検出値に基づいて、前記ＰＷＭ信号の各相のデューティ比を設定し、
　前記各相のデューティ比の設定値を、レベルが周期的に増減するキャリアのレベルと比較することによって、前記ＰＷＭ信号を生成し、
　前記ＰＷＭ信号に基づいて前記インバータを通電させる、インバータ制御方法であって、
　前記各相のデューティ比の設定値に基づいて、前記キャリアの前半の半周期期間内の第１の通電時間と前記キャリアの後半の半周期期間内の第２の通電時間とを算出し、
　前記第１の通電時間及び前記第２の通電時間の算出値に基づいて、前記電流検出部が前記各相の相電流のうち２相の相電流を検出可能な通電幅に、前記第１の通電時間及び前記第２の通電時間を調整する、インバータ制御方法を提供する。
　本開示の技術によれば、キャリアの１周期内で少なくとも２相の相電流を精度良く検出できる。
本開示に係る一実施形態のモータ制御システムの構成を例示する図である。 ＰＷＭ信号生成部により生成される上アーム側の３相のＰＷＭ信号の一例を示すタイミングチャートである。 キャリアの１周期毎に実行されるアンダーフロー割込み処理の一例を示すフローチャートである。 キャリアの１周期毎に実行されるオーバーフロー割込み処理の一例を示すフローチャートである。 第１の電流検出処理の一例を示すフローチャートである。 第２の電流検出処理の一例を示すフローチャートである。 図４のステップＳ３１又はステップＳ３２の処理の一例を示すフローチャートである。 図４のステップＳ３１又はステップＳ３２の処理の一例を示すフローチャートである。 図４のステップＳ３１又はステップＳ３２の処理の一例を示すフローチャートである。 ２相変調の場合において、位相とデューティ比の少なくとも一方の調整によって通電時間を調整する各処理を示す図である。
　以下、図面を参照して、本開示に係る実施形態について詳細に説明する。
　図１は、本開示に係る一実施形態のモータシステムの構成を例示する図である。図１に示されるモータシステム１は、モータ４の回転動作を制御する。モータシステム１が搭載される機器の具体例として、コピー機等のＯＡ機器、パーソナルコンピュータ、冷蔵庫等の家電製品などが挙げられるが、当該機器は、これらに限られない。モータシステム１は、モータ４と、モータ制御装置１００とを少なくとも備える。
　モータ４は、複数のコイルを有する。モータ４は、例えば、Ｕ相コイルとＶ相コイルとＷ相コイルとを含む３相コイルを有する。モータ４の具体例として、３相のブラシレスモータなどが挙げられる。
　モータ制御装置１００は、３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を２相又は３相のＰＷＭ信号を含む通電パターンに従いオンオフ制御することで、直流を３相交流に変換するインバータを介してモータを駆動する。モータ制御装置１００は、インバータ２３、電流検出器２４、電流検出部２７、通電パターン生成部３５、駆動回路３３及び電流検出タイミング調整部３４を備える。
　インバータ２３は、直流電源２１から供給される直流を複数のスイッチング素子のスイッチングによって３相交流に変換し、３相交流の駆動電流をモータ４に流すことによって、モータ４のロータを回転させる回路である。インバータ２３は、通電パターン生成部３５によって生成される複数の通電パターン（より具体的には、通電パターン生成部３５内のＰＷＭ信号生成部３２によって生成される２相又は３相のＰＷＭ信号）に基づいて、モータ４を駆動する。
　インバータ２３は、３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子２５Ｕ＋，２５Ｖ＋，２５Ｗ＋，２５Ｕ－，２５Ｖ－，２５Ｗ－を有する。スイッチング素子２５Ｕ＋，２５Ｖ＋，２５Ｗ＋は、それぞれ、直流電源２１の正極側に正側母線２２ａを介して接続されるハイサイドスイッチング素子（上アーム）である。スイッチング素子２５Ｕ－，２５Ｖ－，２５Ｗ－は、それぞれ、直流電源２１の負極側（具体的には、グランド側）に接続されるローサイドスイッチング素子（下アーム）である。複数のスイッチング素子２５Ｕ＋，２５Ｖ＋，２５Ｗ＋，２５Ｕ－，２５Ｖ－，２５Ｗ－は、それぞれ、上述の通電パターンに含まれるＰＷＭ信号に基づいて駆動回路３３から供給される複数の駆動信号のうち、対応する駆動信号に従って、オン又はオフとなる。
　スイッチング素子２５Ｕ＋とスイッチング素子２５Ｕ－との接続点は、モータ４のＵ相コイルの一端に接続される。スイッチング素子２５Ｖ＋とスイッチング素子２５Ｖ－との接続点は、モータ４のＶ相コイルの一端に接続される。スイッチング素子２５Ｗ＋とスイッチング素子２５Ｗ－との接続点は、モータ４のＷ相コイルの一端に接続される。Ｕ相コイルとＶ相コイルとＷ相コイルとのそれぞれの他端は、互いに接続されている。
　スイッチング素子の具体例として、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などが挙げられる。しかし、スイッチング素子は、これらに限られない。
　電流検出器２４は、インバータ２３の直流側に流れる電流の電流値に対応する検出信号Ｓｄを出力する。図１に示される電流検出器２４は、負側母線２２ｂに流れる電流の電流値に対応する検出信号Ｓｄを発生させる。電流検出器２４は、例えば、負側母線２２ｂに配置される電流検出素子であり、より具体的には、負側母線２２ｂに挿入されるシャント抵抗である。シャント抵抗等の電流検出素子は、自身に流れる電流の電流値に対応する電圧信号を検出信号Ｓｄとして発生する。
　電流検出部２７は、通電パターン生成部３５によって生成される複数の通電パターン（より具体的には、２相又は３相のＰＷＭ信号）に基づいて、検出信号Ｓｄを取得することによって、モータ４に流れるＵ，Ｖ，Ｗ各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。より詳細には、電流検出部２７は、複数の通電パターン（より具体的には、２相又は３相のＰＷＭ信号）に同期する取得タイミングで検出信号Ｓｄを取得することによって、モータ４に流れるＵ，Ｖ，Ｗ各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。検出信号Ｓｄの取得タイミングは、電流検出タイミング調整部３４により設定される。
　例えば、電流検出部２７は、電流検出器２４で発生するアナログ電圧の検出信号Ｓｄを、電流検出タイミング調整部３４により設定される取得タイミングでＡＤ（Analog to Digital）変換器に取り込む。そして、電流検出部２７は、取り込んだアナログの検出信号Ｓｄをデジタルの検出信号ＳｄにＡＤ変換し、ＡＤ変換後のデジタルの検出信号Ｓｄをデジタル処理することによって、モータ４のＵ，Ｖ，Ｗ各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。電流検出部２７により検出された各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値は、通電パターン生成部３５に供給される。
　通電パターン生成部３５は、電流検出部２７により検出されるモータ４の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値に基づいて、インバータ２３を通電させるパターン（インバータ２３の通電パターン）を生成する。インバータ２３の通電パターンは、モータ４を通電させるパターン（モータ４の通電パターン）と言い換えてもよい。インバータ２３の通電パターンは、例えば、モータ４が回転するようにインバータ２３を通電させる２相又は３相のＰＷＭ信号を含む。
　通電パターン生成部３５は、例えば、電流検出部２７により検出されるモータ４の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値に基づいてモータ４のロータ位置を決定し、その決定したロータ位置にモータ４のロータが追従するように複数の通電パターンを生成する。
　通電パターン生成部３５は、例えば、デューティ比設定部３１及びＰＷＭ信号生成部３２を少なくとも有する。デューティ比設定部３１は、電流検出部２７により検出されるモータ４の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値に基づいて、２相又は３相のＰＷＭ信号の各相のデューティ比を設定する。ＰＷＭ信号生成部３２は、デューティ比設定部３１により設定される各相のデューティ比（各相のデューティ比の設定値）をキャリアＣのレベルと比較することによって、その設定値でレベルが変化する２相又は３相のＰＷＭ信号を生成する。キャリアＣとは、レベルが周期的に増減する搬送波信号である。
　通電パターン生成部３５は、インバータ２３の通電パターンをベクトル制御により生成する場合、ベクトル制御部３０、デューティ比設定部３１及びＰＷＭ信号生成部３２を少なくとも有する。
　ベクトル制御部３０は、外部からモータ４の回転速度指令ωｒｅｆが与えられると、モータ４の回転速度の測定値又は推定値と回転速度指令ωｒｅｆとの差分に基づいて、トルク電流指令Ｉｑｒｅｆと励磁電流指令Ｉｄｒｅｆを生成する。ベクトル制御部３０は、モータ４のＵ，Ｖ，Ｗ各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいて、モータ４のロータ位置θを決定し、その決定したロータ位置θを用いるベクトル制御演算により、トルク電流Ｉｑ及び励磁電流Ｉｄを算出する。ベクトル制御部３０は、トルク電流指令Ｉｑｒｅｆとトルク電流Ｉｑとの差分に対して例えばＰＩ制御演算を行い、電圧指令Ｖｑを生成する。ベクトル制御部３０は、励磁電流指令Ｉｄｒｅｆと励磁電流Ｉｄとの差分に対して例えばＰＩ制御演算を行い、電圧指令Ｖｄを生成する。ベクトル制御部３０は、電圧指令Ｖｑ，Ｖｄを上記のロータ位置θを用いてＵ，Ｖ，Ｗ各相の相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。各相の相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、デューティ比設定部３１に供給される。
　デューティ比設定部３１は、ベクトル制御部３０から供給される各相の相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいて、２相又は３相のＰＷＭ信号を生成するためのデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，Ｗｄｕを設定する。
　ＰＷＭ信号生成部３２は、デューティ比設定部３１により設定される各相のデューティ比Ｕｄｕ，Ｖｄｕ，ＷｄｕをキャリアＣのレベルと比較することによって、２相又は３相のＰＷＭ信号を含む通電パターンを生成する。ＰＷＭ信号生成部３２は、上アーム駆動用の２相又は３相のＰＷＭ信号を反転させた下アーム駆動用のＰＷＭ信号も生成し、必要に応じてデッドタイムを付加した後、生成したＰＷＭ信号を含む通電パターンを駆動回路３３に出力する。
　駆動回路３３は、与えられたＰＷＭ信号を含む通電パターンに従い、インバータ２３に含まれる６つのスイッチング素子２５Ｕ＋，２５Ｖ＋，２５Ｗ＋，２５Ｕ－，２５Ｖ－，２５Ｗ－をスイッチングさせる駆動信号を出力する。これにより、３相交流の駆動電流がモータ４に供給され、モータ４のロータが回転する。
　電流検出タイミング調整部３４は、ＰＷＭ信号生成部３２から供給されるキャリアＣと、ＰＷＭ信号生成部３２により生成されるＰＷＭ信号とに基づいて、電流検出部２７がキャリアＣの１周期内で各相の相電流のうち２相の相電流を検出するための取得タイミングを決定する。
　電流検出部２７は、電流検出タイミング調整部３４により決定される複数の取得タイミングで検出信号Ｓｄを取得することによって、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。
　なお、電流検出部２７、通電パターン生成部３５及び電流検出タイミング調整部３４の各機能は、不図示の記憶装置に読み出し可能に記憶されるプログラムによってＣＰＵ（Central Processing Unit）が動作することにより実現される。例えば、これらの各機能は、ＣＰＵを含むマイクロコンピュータにおけるハードウェアとソフトウェアとの協働により実現される。
　図２は、ＰＷＭ信号生成部３２により生成される上アーム側の３相のＰＷＭ信号（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋）の一例を示すタイミングチャートである。図２に示すＰＷＭカウンタにおける三角波は、キャリアカウンタのカウント値（すなわち、キャリアＣのレベル）を表す。なお、２相のＰＷＭ信号は、３相のＰＷＭ信号のうち特定の１相（例えば、Ｗ相）のＰＷＭ信号がローレベルに常に固定された通電パターンとなる。
　また、本実施形態では、ＰＷＭ信号のアクティブレベルをハイレベルと定義する。この場合、ＰＷＭ信号がハイレベルのとき、スイッチング素子はオンとなり、ＰＷＭ信号がローレベルのとき、スイッチング素子はオフとなる。回路構成等に応じて、ＰＷＭ信号のアクティブレベルをローレベルと定義してもよい。
　インバータ２３がＰＷＭ変調された３相交流を出力している状態では、電流検出部２７は、上アーム側のスイッチング素子２５Ｕ＋，２５Ｖ＋，２５Ｗ＋に対する通電パターンに応じて、特定の相の電流を検出できる。あるいは、インバータ２３がＰＷＭ変調された３相交流を出力している状態では、電流検出部２７は、下アーム側のスイッチング素子２５Ｕ－，２５Ｖ－，２５Ｗに対する通電パターンに応じて、特定の相の電流を検出してもよい。
　例えば図２のように、Ｕ相のＰＷＭ信号のみがハイレベルであり、Ｖ相及びＷ相のＰＷＭ信号が何れもローレベルである通電時間Ｔ２１では、シャント抵抗等の電流検出器２４の両端に発生する電圧の電圧値は正のＵ相電流Ｉｕ＋の電流値に対応する。したがって、電流検出部２７は、通電時間Ｔ２１内の取得タイミングＡで検出信号Ｓｄを取得することによって、正のＵ相電流Ｉｕ＋の電流値を検出できる。通電時間Ｔ２１は、ｔ４からｔ５までの時間である。電流検出タイミング調整部３４は、ＰＷＭ信号が他の２相と異なる論理レベルに遷移する時（この場合、Ｕ相のＰＷＭ信号がＶ相及びＷ相と同じローレベルからハイレベルに遷移するタイミングｔ４）から所定の遅延時間ｔｄａ経過時に取得タイミングＡを設定する。このとき、電流検出タイミング調整部３４は、通電時間Ｔ２１内に、取得タイミングＡを設定する。
　また、例えば図２のように、Ｕ相及びＶ相のＰＷＭ信号の何れもハイレベルであり、Ｗ相のＰＷＭ信号のみがローレベルである通電時間Ｔ１１では、シャント抵抗等の電流検出器２４の両端に発生する電圧の電圧値は負のＷ相電流Ｉｗ－の電流値に対応する。したがって、電流検出部２７は、通電時間Ｔ１１内の取得タイミングＢで検出信号Ｓｄを取得することによって、負のＷ相電流Ｉｗ－の電流値を検出できる。通電時間Ｔ１１は、ｔ１からｔ２までの時間である。電流検出タイミング調整部３４は、ＰＷＭ信号が他の２相と異なる論理レベルに遷移する時（この場合、Ｗ相のＰＷＭ信号がＵ相及びＶ相と同じハイレベルからローレベルに遷移するタイミングｔ１）から所定の遅延時間ｔｄｂ経過時に取得タイミングＢを設定する。このとき、電流検出タイミング調整部３４は、通電時間Ｔ１１内に、取得タイミングＢを設定する。
　同様に、電流検出部２７は、他の相電流の電流値も検出できる。
　このように、２相又は３相のＰＷＭ信号を含む通電パターンに応じて相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのうち２相の相電流を順次検出して記憶すれば、３相分の電流を時分割で検出することが可能となる。３相の相電流の総和が零であることから、電流検出部２７は、３相変調の場合、３相の相電流うち２相の相電流を検出できれば、残り１相の相電流も検出できる。
　また、各スイッチング素子がオンからオフ又はオフからオンに変化するタイミング（例えば、ｔ１～ｔ６）の直後は、電流検出器２４により検出される電流の波形が不安定になりやすい。そのため、電流検出器２４に発生した検出信号Ｓｄを安定した状態で取得するため、通電時間Ｔ１１，Ｔ２１は、それぞれ、最小安定時間（以下、最小時間τとも称する）以上の通電幅が必要である。最小時間τは、例えば４マイクロ秒である。
　電流検出部２７が特定の１相の電流の電流値に対応する検出信号Ｓｄを安定的に取得するためには、３相のうちその特定の１相のＰＷＭ信号がローレベルで残りの２相のＰＷＭ信号がハイレベルの通電状態を最小時間τ以上継続させる必要がある。或いは、３相のうちその特定の１相のＰＷＭ信号がハイレベルで残りの２相のＰＷＭ信号がローレベルの通電状態を最小時間τ以上継続させる必要がある。通電時間が最小時間τ未満であると、相電流の検出誤差が大きくなりやすい。
　そこで、本実施形態では、ＰＷＭ信号生成部３２は、各相の相電流の検出値に基づきデューティ比設定部３１により設定された各相のデューティ比に基づいて、通電時間Ｔ１１，Ｔ２１をそれぞれ算出する。そして、ＰＷＭ信号生成部３２は、通電時間Ｔ１１，Ｔ２１の各算出値に基づいて、電流検出部２７が各相の相電流のうち２相の相電流を検出可能な通電幅（最小時間τ以上の時間）に、通電時間Ｔ１１，Ｔ２１を調整する。通電時間Ｔ１１は、キャリアＣの前半の半周期期間内の第１の通電時間の一例であり、２相の相電流のうち一方の相の相電流を検出可能な期間を表す。通電時間Ｔ２１は、キャリアＣの後半の半周期期間内の第２の通電時間の一例であり、２相の相電流のうち他方の相の相電流を検出可能な期間を表す。
　このように、ＰＷＭ信号生成部３２は、通電時間Ｔ１１，Ｔ２１の各算出値に基づいて最小時間τ以上の通電幅に通電時間Ｔ１１，Ｔ２１を調整することで、相電流の検出誤差の増大を抑制できる。例えば、ＰＷＭ信号生成部３２は、各相の相電流を検出値に基づきベクトル制御等の制御処理を経て導出された各相のデューティ比の設定値を、デューティ比設定部３１から取得し、取得した各相のデューティ比の設定値から通電時間Ｔ１１を算出する。そして、ＰＷＭ信号生成部３２は、その算出された通電時間Ｔ１１が最小時間τ未満であれば、通電時間Ｔ１１を最小時間τ以上の通電幅に伸ばす補正処理を行う。この補正処理により、電流検出部２７は、通電時間Ｔ１１内で検出可能な相電流を精度良く検出可能となる。通電時間Ｔ２１の算出値に対しても同様の補正処理が可能である。したがって、キャリアＣの１周期内で少なくとも２相の相電流を精度良く検出できる。
　また、２相のうち一方の相電流を検出するための通電時間Ｔ１１と他方の相電流を検出するための通電時間Ｔ２１とが、キャリアＣの１周期の前半の半周期期間と後半の半周期期間とに分かれている。そのため、キャリアＣの半周期期間に２回の取得タイミングがある場合に比べて、取得タイミングＡと取得タイミングＢとの間の時間間隔（割込み処理の時間間隔）に余裕ができる。この余裕により、処理能力が比較的低いＣＰＵを使用しても、取得タイミングが遅延することを抑制することができる。
　ＰＷＭ信号生成部３２は、例えば、２相又は３相のＰＷＭ信号のうち少なくとも１相のＰＷＭ信号の位相をシフトさせることによって、通電時間Ｔ１１，Ｔ２１を最小時間τ以上の通電幅に調整することが好ましい。特に、ＰＷＭ信号生成部３２は、２相又は３相のＰＷＭ信号のうち少なくとも１相のＰＷＭ信号の位相を、当該少なくとも１相のＰＷＭ信号のデューティ比を変えずにシフトさせることが好ましい。インバータ２３を介してモータ４に印加する各相間の電圧は、各相間のデューティ比の差が一定であれば、ＰＷＭ信号パルスの立ち上がり位置及び立ち下がり位置を同じ時間だけシフトさせても変わらないからである。各相間の電圧が変わらないため、モータ４に流れる電流のハンチングを抑制できる。
　本実施形態では、ＰＷＭ信号生成部３２は、各相で共通の一つのキャリアＣを用いて、各相のＰＷＭ信号を生成する。位相ｔｂを中心とする左右対称の三角波をキャリアＣとしているため、各相のＰＷＭ信号の波形生成の回路構成を簡素化できる。キャリアカウンタは、位相ｔａまでダウンカウント中であり、位相ｔａから位相ｔｂまでアップカウント中であり、位相ｔｂからダウンカウント中である。このように、カウントアップ期間とカウントダウン期間とが繰り返される。
　ＰＷＭ信号生成部３２は、各相のデューティ比の各設定値をキャリアＣのレベルと比較する。ＰＷＭ信号生成部３２は、この比較結果に基づき、ＰＷＭ信号のデューティ比の設定値がキャリアＣのレベルよりも大きい期間に、当該ＰＷＭ信号のレベルをハイレベルに設定する。一方、ＰＷＭ信号生成部３２は、この比較結果に基づき、ＰＷＭ信号のデューティ比の設定値がキャリアＣのレベルよりも小さい期間に、当該ＰＷＭ信号のレベルをローレベルに設定する。
　図３は、キャリアＣの１周期毎に実行されるアンダーフロー割込み処理の一例を示すフローチャートである。本実施形態では、キャリアＣのボトムの位相ｔａのタイミング毎に、図３に示すアンダーフロー割込み処理が発生する。一方、図４は、キャリアＣの１周期毎に実行されるオーバーフロー割込み処理の一例を示すフローチャートである。本実施形態では、キャリアＣのピークの位相ｔｂのタイミング毎に、図４に示すオーバーフロー割込み処理が発生する。
　電流検出部２７が検出信号Ｓｄを取得する電流検出割込み処理（例えば、検出信号ＳｄをＡＤ変換する割込み処理）は、図３，４に示す処理とは別に（図５，６参照）、キャリアＣの１周期内で２回実行される。
　図５は、ＰＷＭ信号が他の２相と異なる論理レベルに遷移する時（図２の場合、タイミングｔ１）から所定の遅延時間ｔｄｂ経過時に実行する第１の電流検出処理の一例を示すフローチャートである。電流検出タイミング調整部３４は、キャリアカウンタのカウント値が、タイミングｔ１から遅延時間ｔｄｂ経過した時に相当する値に一致すると、取得タイミングＢの設定レジスタをアサートする。電流検出部２７は、取得タイミングＢの設定レジスタがアサートされると、検出信号ＳｄをＡＤ変換器により取得し（ステップＳ４１）、その検出信号Ｓｄの取得値を第１取得レジスタに格納する。
　図６は、ＰＷＭ信号が他の２相と異なる論理レベルに遷移する時（図２の場合、タイミングｔ４）から所定の遅延時間ｔｄａ経過時に実行する第２の電流検出処理の一例を示すフローチャートである。電流検出タイミング調整部３４は、キャリアカウンタのカウント値が、タイミングｔ４から遅延時間ｔｄａ経過した時に相当する値に一致すると、取得タイミングＡの設定レジスタをアサートする。電流検出部２７は、取得タイミングＡの設定レジスタがアサートされると、検出信号ＳｄをＡＤ変換器により取得し（ステップＳ５１）、その検出信号Ｓｄの取得値を第２取得レジスタに格納する。
　電流検出部２７は、第１取得レジスタ及び第２取得レジスタにそれぞれ格納された検出信号Ｓｄの設定値に基づいて、３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの電流値を算出する。
　図３について説明する。ステップＳ１１にて、ベクトル制御部３０は、電流検出部２７により検出される３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの電流算出値に基づいて、モータ４のロータ位置θをベクトル制御演算により推定する。ベクトル制御部３０は、上述のように、ロータ位置θに基づいて速度制御を行い（ステップＳ１３）、ＰＩ制御等の電流制御を行い（ステップＳ１５）、各相の相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ（制御量）を算出する（ステップＳ１７）。
　ステップＳ１９にて、デューティ比設定部３１は、ステップＳ１７で算出された各相の相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいて、各相のデューティ比を設定する。そして、ステップＳ２１にて、ＰＷＭ信号生成部３２は、デューティ比設定部３１により設定された各相のデューティ比に基づいて、複数の通電パターンのうちどの通電パターンによってインバータ２３の通電を制御するのかを判定する。
　図４について説明する。ステップＳ３０にて、ＰＷＭ信号生成部３２は、変調方式の設定値が格納される変調設定メモリを参照し、変調設定メモリの格納値が２相変調に設定されているのか３相変調に設定されているのかを判断する。ＰＷＭ信号生成部３２は、２相変調に設定されている場合、２相変調用の各ＰＷＭ信号を含む通電パターンを生成する（ステップＳ３１）。一方、ＰＷＭ信号生成部３２は、３相変調に設定されている場合、３相変調用の各ＰＷＭ信号を含む通電パターンを生成する（ステップＳ３２）。
　図７Ａ、図７Ｂ及び図８は、図４のステップＳ３１又はステップＳ３２の処理の一例を示すフローチャートである。
　図７ＡのステップＳ６１にて、ＰＷＭ信号生成部３２は、デューティ比設定部３１により設定された各相のデューティ比に基づいて、複数の通電パターンのうちどの通電パターンによってインバータ２３の通電を制御するのかを判定する。
　本実施形態では、６つの通電パターンＰ１～Ｐ６が用意されている。複数の通電パターンは、キャリアＣの基準位相ｔｂ（図２参照）を中心に位相遅れ側と位相進み側の両側に拡がる各相のＰＷＭ信号のオフ幅の大小関係によって区分けされている。例えば、図２に示される通電パターンＰ１は、オフ幅が、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の順番で、小中大となっている（Ｗ相のオフ幅＞Ｖ相のオフ幅＞Ｕ相のオフ幅）。他の通電パターンＰ２～Ｐ６は、それぞれ、オフ幅が、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の順番で、小大中、中小大、中大小、大中小、大小中となっている。
　図７ＡのステップＳ６１にて、ＰＷＭ信号生成部３２は、インバータ２３の通電制御に使用する通電パターンが通電パターンＰ１（図２参照）であると判定した場合、ステップＳ６２，Ｓ６３の処理を行う。
　ステップＳ６２にて、ＰＷＭ信号生成部３２は、各相の相電流の検出値に基づきデューティ比設定部３１により設定された各相のデューティ比に基づいて、通電時間Ｔ２１を算出する。ステップＳ６３にて、ＰＷＭ信号生成部３２は、各相の相電流の検出値に基づきデューティ比設定部３１により設定された各相のデューティ比に基づいて、通電時間Ｔ１１を算出する。
　以下の各ステップの説明では、上述の最小時間τを単にτと称する。また、図９を参照して各ステップについて説明する。図９は、２相変調の場合において、位相とデューティ比の少なくとも一方の調整によって通電時間を調整する各処理を示す図である。図９において、破線は、調整前のＰＷＭ信号を示し、実線は、未調整又は調整後のＰＷＭ信号を示す。
　ステップＳ６４にて、ＰＷＭ信号生成部３２は、「通電時間Ｔ２１，Ｔ１１の各算出値がいずれもτ以上である」という第１条件が成立するか否かを判定する。ＰＷＭ信号生成部３２は、第１条件が成立する場合（Ｓ６４Ｙｅｓ）、通電時間Ｔ２１，Ｔ１１の調整を実行しない。電流検出タイミング調整部３４は、図９のＳ６４に示されるように、通電時間Ｔ２１内に取得タイミングＡを設定し、通電時間Ｔ１１内に取得タイミングＢを設定する（ステップＳ６５）。一方、ＰＷＭ信号生成部３２は、第１条件が成立しない場合（Ｓ６４Ｎｏ）、ステップＳ６６の処理を実行する。
　ステップＳ６６にて、ＰＷＭ信号生成部３２は、「通電時間Ｔ２１の算出値がτの半分以上τ未満であり且つ通電時間Ｔ１１の算出値がτ以上である」という第２条件が成立するか否かを判定する。ＰＷＭ信号生成部３２は、第２条件が成立する場合（Ｓ６６Ｙｅｓ）、図９のＳ６６に示すように、Ｖ相のＰＷＭ信号のデューティ比を変えずにＶ相のＰＷＭ信号の位相を遅れ側にシフトする（ステップＳ６７：パルス位置調整）。これにより、τ以上の通電時間Ｔ１１の通電幅は更に伸びる一方、τ未満の通電時間Ｔ２１の通電幅をτ以上に伸ばすことができる。電流検出タイミング調整部３４は、調整後の通電時間Ｔ２１内に取得タイミングＡを設定し、調整後の通電時間Ｔ１１内に取得タイミングＢを設定する（ステップＳ６８）。一方、ＰＷＭ信号生成部３２は、第２条件が成立しない場合（Ｓ６６Ｎｏ）、ステップＳ６９の処理を実行する。
　ステップＳ６９にて、ＰＷＭ信号生成部３２は、「通電時間Ｔ２１の算出値がτ以上であり且つ通電時間Ｔ１１の算出値がτの半分以上τ未満である」という第３条件が成立するか否かを判定する。ＰＷＭ信号生成部３２は、第３条件が成立する場合（Ｓ６９Ｙｅｓ）、図９のＳ６９に示すように、Ｖ相のＰＷＭ信号のデューティ比を変えずにＶ相のＰＷＭ信号の位相を遅れ側にシフトする（ステップＳ７０：パルス位置調整）。これにより、τ以上の通電時間Ｔ２１の通電幅は更に伸びる一方、τ未満の通電時間Ｔ１１の通電幅をτ以上に伸ばすことができる。電流検出タイミング調整部３４は、調整後の通電時間Ｔ２１内に取得タイミングＡを設定し、調整後の通電時間Ｔ１１内に取得タイミングＢを設定する（ステップＳ７１）。一方、ＰＷＭ信号生成部３２は、第３条件が成立しない場合（Ｓ６９Ｎｏ）、ステップＳ７２の処理を実行する。
　ステップＳ７２にて、ＰＷＭ信号生成部３２は、「通電時間Ｔ２１の算出値がτの半分以上τ未満であり且つ通電時間Ｔ１１の算出値がτの半分以上τ未満である」という第４条件が成立するか否かを判定する。ＰＷＭ信号生成部３２は、第４条件が成立する場合（Ｓ７２Ｙｅｓ）、図９のＳ７２に示すように、Ｖ相のＰＷＭ信号のデューティ比を変えずにＶ相のＰＷＭ信号の位相を遅れ側にシフトする（ステップＳ７３：パルス位置調整）。また、ＰＷＭ信号生成部３２は、第４条件が成立する場合（Ｓ７２Ｙｅｓ）、図９のＳ７２に示すように、Ｕ相のＰＷＭ信号のデューティ比を変えずにＵ相のＰＷＭ信号の位相を進み側にシフトする（ステップＳ７３：パルス位置調整）。ステップＳ７３により、τ未満の通電時間Ｔ２１の通電幅をτ以上に伸ばすことができ、τ未満の通電時間Ｔ１１の通電幅をτ以上に伸ばすことができる。電流検出タイミング調整部３４は、調整後の通電時間Ｔ２１内に取得タイミングＡを設定し、調整後の通電時間Ｔ１１内に取得タイミングＢを設定する（ステップＳ７４）。一方、ＰＷＭ信号生成部３２は、第４条件が成立しない場合（Ｓ７２Ｎｏ）、図７ＢのステップＳ７５の処理を実行する。
　ステップＳ７５にて、ＰＷＭ信号生成部３２は、「通電時間Ｔ２１の算出値がτ以上であり且つ通電時間Ｔ１１の算出値が零以上τの半分未満である」という第５条件が成立するか否かを判定する。ＰＷＭ信号生成部３２は、第５条件が成立する場合（Ｓ７５Ｙｅｓ）、図９のＳ７５に示すように、Ｕ相のＰＷＭ信号のデューティ比を小さくする調整をする（ステップＳ７６：パルス幅調整）。また、ＰＷＭ信号生成部３２は、第５条件が成立する場合（Ｓ７５Ｙｅｓ）、図９のＳ７５に示すように、Ｖ相のＰＷＭ信号のデューティ比を変えずにＶ相のＰＷＭ信号の位相を遅れ側にシフトする（ステップＳ７７：パルス位置調整）。ステップＳ７６，Ｓ７７により、τ以上の通電時間Ｔ２１の通電幅をτ以上に維持することができ、τの半分未満の通電時間Ｔ１１の通電幅をτ以上に伸ばすことができる。電流検出タイミング調整部３４は、調整後の通電時間Ｔ２１内に取得タイミングＡを設定し、調整後の通電時間Ｔ１１内に取得タイミングＢを設定する（ステップＳ７８）。一方、ＰＷＭ信号生成部３２は、第５条件が成立しない場合（Ｓ７５Ｎｏ）、ステップＳ７９の処理を実行する。
　ステップＳ７９にて、ＰＷＭ信号生成部３２は、「通電時間Ｔ２１の算出値が零以上τの半分未満であり且つ通電時間Ｔ１１の算出値がτ以上である」という第６条件が成立するか否かを判定する。ＰＷＭ信号生成部３２は、第６条件が成立する場合（Ｓ７９Ｙｅｓ）、図９のＳ７９に示すように、Ｕ相のＰＷＭ信号のデューティ比を小さくする調整をする（ステップＳ８０：パルス幅調整）。また、ＰＷＭ信号生成部３２は、第６条件が成立する場合（Ｓ７９Ｙｅｓ）、図９のＳ７９に示すように、Ｕ相のＰＷＭ信号の位相を進み側にシフトする（ステップＳ８１：パルス位置調整）。ステップＳ８０，Ｓ８１により、τ以上の通電時間Ｔ１１の通電幅をτ以上に維持することができ、τの半分未満の通電時間Ｔ２１の通電幅をτ以上に伸ばすことができる。電流検出タイミング調整部３４は、調整後の通電時間Ｔ２１内に取得タイミングＡを設定し、調整後の通電時間Ｔ１１内に取得タイミングＢを設定する（ステップＳ８２）。一方、ＰＷＭ信号生成部３２は、第６条件が成立しない場合（Ｓ７９Ｎｏ）、ステップＳ８３の処理を実行する。
　ステップＳ８３にて、ＰＷＭ信号生成部３２は、「通電時間Ｔ２１の算出値が零以上τの半分未満であり且つ通電時間Ｔ１１の算出値が零以上τの半分未満である」という第７条件が成立するか否かを判定する。ＰＷＭ信号生成部３２は、第７条件が成立する場合（Ｓ８３Ｙｅｓ）、図９のＳ８３に示すように、Ｕ相及びＶ相のＰＷＭ信号のデューティ比を小さくする調整をする（ステップＳ８４：パルス幅調整）。また、ＰＷＭ信号生成部３２は、第７条件が成立する場合（Ｓ８３Ｙｅｓ）、図９のＳ８３に示すように、Ｕ相のＰＷＭ信号の位相を進み側にシフトしＶ相のＰＷＭ信号の位相を遅れ側にシフトする（ステップＳ８５：パルス位置調整）。ステップＳ８４，Ｓ８５により、τの半分未満の通電時間Ｔ２１，Ｔ１１の通電幅をτ以上に伸ばすことができる。電流検出タイミング調整部３４は、調整後の通電時間Ｔ２１内に取得タイミングＡを設定し、調整後の通電時間Ｔ１１内に取得タイミングＢを設定する（ステップＳ８６）。一方、ＰＷＭ信号生成部３２は、第７条件が成立しない場合（Ｓ８３Ｎｏ）、ステップＳ８７の処理を実行する。
　ステップＳ８７にて、ＰＷＭ信号生成部３２は、電流検出部２７が各相の相電流のうち２相の相電流を検出可能な固定値に、それらの各相のデューティ比を変更する（ステップＳ８７）。電流検出タイミング調整部３４は、２相のうち、一方の相の相電流を検出可能な固定値にデューティ比が調整された後の通電時間Ｔ２１内に、取得タイミングＡを設定する（ステップＳ８８）。また、電流検出タイミング調整部３４は、２相のうち、他方の相の相電流を検出可能な固定値にデューティ比が調整された後の通電時間Ｔ１１内に、取得タイミングＢを設定する（ステップＳ８８）。
　このように、少なくとも１相のＰＷＭ信号のデューティ比を変えずに、その少なくとも１相のＰＷＭ信号の位相をシフトしても、通電時間Ｔ１１，Ｔ２１の各算出値が、τを確保できない値の場合（上述の第１～４条件がいずれも成立しない場合）がある。ＰＷＭ信号生成部３２は、上述の第１～４条件がいずれも成立しない場合、ステップＳ７６，Ｓ８０，Ｓ８４のように、ＰＷＭ信号の各相のデューティ比を調整することによって、通電時間Ｔ１１，Ｔ２１をτ以上に調整する。このように、位相のシフトのみの調整では、通電時間Ｔ１１，Ｔ２１の各通電幅をτ以上にできない場合でも、デューティ比も調整することによって、通電時間Ｔ１１，Ｔ２１の各通電幅をτ以上に調整することができる。
　また、各相のデューティ比を調整しても、通電時間Ｔ１１，Ｔ２１の各算出値がτを確保できない値の場合（上述の第５～７条件がいずれも成立しない場合）がある。ＰＷＭ信号生成部３２は、上述の第５～７条件がいずれも成立しない場合、ステップＳ８７のように、電流検出部２７が各相のうち２相の相電流を検出可能な固定値に各相のデューティ比を変更する。このように、位相とデューティ比の両方の調整では、通電時間Ｔ１１，Ｔ２１の各通電幅をτ以上にできない場合でも、電流検出部２７が各相のうち２相の相電流を通電時間Ｔ１１，Ｔ２１のそれぞれで検出できる。
　一方、図７ＡのステップＳ６１にて、ＰＷＭ信号生成部３２は、インバータ２３の通電制御に使用する通電パターンが通電パターンＰ１でないと判定した場合、図８に示すように、図７Ａ，７Ｂに示す各ステップと同様の処理を行う。つまり、通電パターンＰ１～Ｐ６のそれぞれについて、ＰＷＭ信号生成部３２は、図７Ａ，７Ｂに示すステップＳ６２～Ｓ８８の処理を行う。
　以上、モータ制御装置、モータシステム及びインバータ制御方法を実施形態により説明したが、本発明は上記の実施形態に限定されるものではない。他の実施形態の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が、本発明の範囲内で可能である。
　例えば、インバータの直流側に流れる電流の電流値に対応する検出信号を出力する電流検出器は、正側母線に流れる電流の電流値に対応する検出信号を出力するものでもよい。また、電流検出器は、ＣＴ（Current Transformer）等のセンサでもよい。
　本国際出願は、２０１８年９月２０日に出願した日本国特許出願第２０１８－１７６３５７号に基づく優先権を主張するものであり、日本国特許出願第２０１８－１７６３５７号の全内容を本国際出願に援用する。
４　モータ
２１　直流電源
２２ａ　正側母線
２２ｂ　負側母線
２３　インバータ
２４　電流検出器
２７　電流検出部
３０　ベクトル制御部
３１　デューティ比設定部
３２　ＰＷＭ信号生成部
３３　駆動回路
３４　電流検出タイミング調整部
３５　通電パターン生成部

Claims (7)

  1. 　２相又は３相のＰＷＭ信号に基づいてモータを駆動するインバータと、
    　前記インバータの直流側に流れる電流の電流値に対応する検出信号を出力する電流検出器と、
    　前記ＰＷＭ信号に基づいて前記検出信号を取得することによって、前記モータに流れる各相の相電流を検出する電流検出部と、
    　前記各相の相電流の検出値に基づいて、前記ＰＷＭ信号の各相のデューティ比を設定するデューティ比設定部と、
    　前記各相のデューティ比の設定値を、レベルが周期的に増減するキャリアのレベルと比較することによって、前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部とを備え、
    　前記ＰＷＭ信号生成部は、前記各相のデューティ比の設定値に基づいて、前記キャリアの前半の半周期期間内の第１の通電時間と前記キャリアの後半の半周期期間内の第２の通電時間とを算出し、前記第１の通電時間及び前記第２の通電時間の算出値に基づいて、前記電流検出部が前記各相の相電流のうち２相の相電流を検出可能な通電幅に、前記第１の通電時間及び前記第２の通電時間を調整する、モータ制御装置。
  2. 　前記ＰＷＭ信号生成部は、前記ＰＷＭ信号のうち少なくとも１相のＰＷＭ信号の位相をシフトさせることによって、前記第１の通電時間及び前記第２の通電時間を前記通電幅に調整する、請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 　前記ＰＷＭ信号生成部は、前記少なくとも１相のＰＷＭ信号のデューティ比を変えずに前記位相をシフトさせる、請求項２に記載のモータ制御装置。
  4. 　前記ＰＷＭ信号生成部は、前記少なくとも１相のＰＷＭ信号のデューティ比を変えずに前記位相をシフトしても、前記算出値が前記通電幅を確保できない値の場合、前記各相のデューティ比を調整することによって、前記第１の通電時間及び前記第２の通電時間を前記通電幅に調整する、請求項３に記載のモータ制御装置。
  5. 　前記ＰＷＭ信号生成部は、前記各相のデューティ比を調整しても、前記算出値が前記通電幅を確保できない値の場合、前記電流検出部が前記各相の相電流のうち２相の相電流を検出可能な固定値に前記各相のデューティ比を変更する、請求項４に記載のモータ制御装置。
  6. 　モータと、
    　２相又は３相のＰＷＭ信号に基づいて前記モータを駆動するインバータと、
    　前記インバータの直流側に流れる電流の電流値に対応する検出信号を出力する電流検出器と、
    　前記ＰＷＭ信号に基づいて前記検出信号を取得することによって、前記モータに流れる各相の相電流を検出する電流検出部と、
    　前記各相の相電流の検出値に基づいて、前記ＰＷＭ信号の各相のデューティ比を設定するデューティ比設定部と、
    　前記各相のデューティ比の設定値を、レベルが周期的に増減するキャリアのレベルと比較することによって、前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部とを備え、
    　前記ＰＷＭ信号生成部は、前記各相のデューティ比の設定値に基づいて、前記キャリアの前半の半周期期間内の第１の通電時間と前記キャリアの後半の半周期期間内の第２の通電時間とを算出し、前記第１の通電時間及び前記第２の通電時間の算出値に基づいて、前記電流検出部が前記各相の相電流のうち２相の相電流を検出可能な通電幅に、前記第１の通電時間及び前記第２の通電時間を調整する、モータシステム。
  7. 　モータを駆動するインバータの直流側に流れる電流の電流値に対応する検出信号を、２相又は３相のＰＷＭ信号に基づいて取得し、
    　前記検出信号を前記ＰＷＭ信号に基づいて取得することによって、前記モータに流れる各相の相電流を検出し、
    　前記各相の相電流の検出値に基づいて、前記ＰＷＭ信号の各相のデューティ比を設定し、
    　前記各相のデューティ比の設定値を、レベルが周期的に増減するキャリアのレベルと比較することによって、前記ＰＷＭ信号を生成し、
    　前記ＰＷＭ信号に基づいて前記インバータを通電させる、インバータ制御方法であって、
    　前記各相のデューティ比の設定値に基づいて、前記キャリアの前半の半周期期間内の第１の通電時間と前記キャリアの後半の半周期期間内の第２の通電時間とを算出し、
    　前記第１の通電時間及び前記第２の通電時間の算出値に基づいて、前記各相の相電流のうち２相の相電流を検出可能な通電幅に、前記第１の通電時間及び前記第２の通電時間を調整する、インバータ制御方法。
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