JP2794999B2 - エコーキャンセル方式 - Google Patents

エコーキャンセル方式

Info

Publication number
JP2794999B2
JP2794999B2 JP3228616A JP22861691A JP2794999B2 JP 2794999 B2 JP2794999 B2 JP 2794999B2 JP 3228616 A JP3228616 A JP 3228616A JP 22861691 A JP22861691 A JP 22861691A JP 2794999 B2 JP2794999 B2 JP 2794999B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
echo
pseudo
output
signal
pcm
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP3228616A
Other languages
English (en)
Other versions
JPH05129989A (ja
Inventor
史昭 菅谷
陽太郎 八塚
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
KDDI Corp
Original Assignee
Kokusai Denshin Denwa KK
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Kokusai Denshin Denwa KK filed Critical Kokusai Denshin Denwa KK
Priority to JP3228616A priority Critical patent/JP2794999B2/ja
Priority to US07/925,681 priority patent/US5247512A/en
Priority to CA002075843A priority patent/CA2075843C/en
Priority to FR929210039A priority patent/FR2683413B1/fr
Publication of JPH05129989A publication Critical patent/JPH05129989A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP2794999B2 publication Critical patent/JP2794999B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
    • H04M9/00—Arrangements for interconnection not involving centralised switching
    • H04M9/08—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic
    • H04M9/082—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic using echo cancellers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
    • H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、遠距離電話回線等の回
線エコーやＴＶ会議システムの音響信号等に含まれるエ
コーを消去することができるエコーキャンセル方式に関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】ここでは、電話回線におけるエコーキャ
ンセラ装置を中心に従来技術について説明する。図１
は、６４ｋｂｉｔ／ｓＰＣＭインターフェイスを持った
従来のエコーキャンセラ装置１を用いたＰＣＭ電話回線
の基本構成図を示したものである。エコーキャンセラ装
置１の入力出力信号は６４ｋｂｉｔ／ｓ（８ｋＨｚサン
プリング、８ビット非線形量子化）ＰＣＭでインターフ
ェイスされ、装置内で、入力信号に対しては非線形ＰＣ
Ｍを線形ＰＣＭのディジタル信号に変換して処理し、出
力信号は８ビット非線形ＰＣＭに変換して出力すること
を前提として説明する。ここで、非線形量子化器で量子
化された通常の８ビットＰＣＭコードを非線形ＰＣＭ信
号、線形量子化されたディジタル信号を線形ＰＣＭ信号
と呼ぶ。
【０００３】ＰＣＭ電話回線では、通常、回線構成上図
１に示すように２線４線変換器を用いており、遠端話者
のＰＣＭ音声信号がＰＣＭ復号器によりアナログ信号に
変換された後、２線４線変換器４を介してエコーとして
相手側回線に漏れ込み、遠端話者に伝送されてしまう。
この時、衛星回線のように回線遅延時間が大きいと、こ
のエコーが通話品質を劣下させてしまい通話がしにくく
なる。これを解決するために、最近では図１のごとくＰ
ＣＭインターフェイスを持つエコーキャンセラ装置１を
導入しエコーを消去する方法が用いられている。
【０００４】図１において、遠端話者のＰＣＭ音声信号
は、エコーキャンセラ装置１の受信入力端子２(Sin) を
介して、受信出力端子３(Rout)から出力され、少なくと
も１個のＰＣＭ復号器６２、２線４線変換器４及び少な
くとも１個のＰＣＭ符号器６１からなるエコーパスを経
て送信入力端子５(Sin) に回線エコーとして回り込み伝
送される。この回線エコーを消去するため、送信入力端
子５に入力された非線形ＰＣＭ送信入力信号を線形コー
ド変換器６３１により線形の振幅特性を持ったディジタ
ル信号である線形ＰＣＭ送信入力信号に変換した後、疑
似エコー発生器６で得られた疑似エコーを減算器７を介
して差し引き、残留エコーを得、さらに非線形コード変
換器６４により線形ＰＣＭ信号で表わされている残留エ
コーを非線形ＰＣＭの非線形送信出力信号に変換後、再
び６４ｋｂｉｔ／ｓＰＣＭ信号として送信出力端子８(S
out)から出力する。ここでは詳細な説明を省略するが、
残留エコーをセンタクリッパに通した後に非線形コード
変換器６４に入力する場合もある。また、残留エコー
は、疑似エコー発生器６に入力され下記のエコーパス推
定のために使われている。ここで、エコーキャンセラ装
置１の受信出力端子３(Rout)から送信入力端子５(Sin)
に回線エコーとして回り込み伝送されるまでに通過した
２線４線変換器４を含めた回線をエコーパスとして表現
する。
【０００５】また、ＰＣＭ多リンク接続の電話回線の場
合には、非線形ＰＣＭ信号をアナログ信号に変換するＰ
ＣＭ復号器６２と２線４線変換器４との間に６４ｋｂｉ
ｔ／ｓＰＣＭ符号器６１及び復号器６２と同一のものが
複数個それぞれ挿入された状態となる。ー方、２線４線
変換器４とアナログ信号を非線形ＰＣＭ信号に変換する
６４ｋｂｉｔ／ｓＰＣＭ符号器６１との間に同様に複数
個の６４ｋｂｉｔ／ｓＰＣＭ符号器６１及び復号器６２
と同一のものが複数個挿入される。
【０００６】線形コード変換器６３２により８ｂｉｔ非
線形ＰＣＭコードのＰＣＭ受信入力信号を例えば１４ｂ
ｉｔ線形ＰＣＭコードの線形ＰＣＭ受信入力信号に変換
後、疑似エコー発生器６に入力する。疑似エコー発生器
６では、前記エコーパスの伝送特性を線形ＦＩＲ型ディ
ジタル・フィルタで近似して、その伝送系のインパルス
応答を与えるフィルタ係数を残留エコーレベルが最小と
なるように適応制御して（伝送系のインパルス応答を推
定していることになる）、さらに、それと線形ＰＣＭ受
信入力信号とを用いて線形ＰＣＭの疑似エコーを発生さ
せている。疑似エコー発生器６におけるサンプル毎のフ
ィルタ係数更新のための適応制御アルゴリズムとして
は、計算時間の制限から現状では計算量の少ないＬＭＳ
（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）法や学習同定
法と呼ばれる方法等が使用されている。また、端子３か
らは非線形ＰＣＭ受信入力信号がそのまま受信出力信号
として送出される。以後の説明では、前記のＦＩＲ型モ
デルによる疑似エコー発生器６と適応制御アルゴリズム
として学習同定法を用いたエコーキャンセラ装置を例に
とり説明する。
【０００７】図２は従来のエコーキャンセラ装置１の基
本構成を示した図で、上記の疑似エコー発生器６、減算
器７、非線形ＰＣＭ信号を線形ＰＣＭ信号に変換する線
形コード変換器６３１及び６３２、線形ＰＣＭ信号を非
線形ＰＣＭ信号に変換する非線形コード変換器６４、下
記のダブルトーク検出器１３及び低レベル信号検出器１
４とから構成される。
【０００８】擬似エコー発生器６はＦＩＲ型適応ディジ
タル・フィルタで構成されており、線形コード変換器６
３２を介して得られたタップ数分の線形ＰＣＭ受信入力
信号系列を記憶するＸレジスタ９、フィルタ係数を記憶
するＨレジスタ１０、Ｘレジスタ９内の線形ＰＣＭ受信
入力信号とＨレジスタ１０に格納しているフィルタ係数
とからＦＩＲフィルタ出力である疑似エコーを生成する
ための積和回路１１、フィルタ係数の適応制御のために
フィルタ係数修正量を計算し、前サンプル時点のフィル
タ係数を格納しているＨレジスタ１０の内容に加算する
ことによりフィルタ係数を更新する係数制御回路１２と
からなっている。係数制御回路１２におけるＨレジスタ
１０のフィルタ係数修正量の計算には、減算器７の出力
として得られる残留エコーとＸレジスタ９内の受信入力
信号系列とを用いる。ダブルトーク検出器１３では、下
記のようにダブルトークを検出して制御信号を係数制御
回路１２に送出する。低レベル信号検出器１４では、線
形コード変換器６３２から得られた線形ＰＣＭ受信信号
系列から低レベル信号であることを検出して制御信号を
係数制御回路１２に送出する。
【０００９】Ｘレジスタ９は、フィルタのタップ数をＮ
とすると、Ｎ個のシフトレジスタからなり、その内容を
Ｘ0 、Ｘ1 、Ｘ2 、・・・、ＸN-1 とし、現サンプリン
グ時点ｔでの線形ＰＣＭ受信入力信号をｘ［ｔ］とする
と、レジスタに過去のｘ［ｔ−（Ｎ−１）］までの線形
ＰＣＭ受信入力信号が格納されている。エコー消去のた
めのサンプリング時点での処理が行われる毎に、それら
の内容はシフトされ、新たに新しい線形ＰＣＭ受信入力
信号が格納される。
【００１０】Ｈレジスタ１０は、フィルタ係数を格納し
たタップ係数個のレジスタからなり、その内容をＨ0 、
Ｈ1 、Ｈ2 、・・・、ＨN-1 と表し、係数制御回路１２
を介してレジスタ内容が更新される。
【００１１】積和回路１１では、本回路を介して、Ｘレ
ジスタ９に格納されている線形ＰＣＭ受信入力信号系列
と、Ｈレジスタ１０に格納されているフィルタ係数から
積和演算を行いフィルタ出力である線形ＰＣＭ信号で現
された疑似エコーを生成する。
【００１２】ここで、係数制御回路１２におけるフィル
タ係数の更新アルゴリズムについて以下具体的に説明す
る。サンプリング時点ｔにおけるＦＩＲフィルタのＸレ
ジスタ９の内容を（１）式で表す。
【数１】
【００１３】また、サンプリング時点ｔにおけるＨレジ
スタ１０の内容を（２）式で表す。
【数２】
【００１４】この時、疑似エコー発生器６からの疑似エ
コーとしてのＦＩＲフィルタ出力ｙ［ｔ］は（３）式で
与えられる。
【数３】
【００１５】以後、これを（４）式と表す。
【数４】
【００１６】残留エコーは、送信入力端子５から線形コ
ード変換器６３１を介して得られた線形ＰＣＭ送信入力
信号をｅ［ｔ］とすると（５）式で与えられる。
【数５】
【００１７】ここで、残留エコーｅｒ［ｔ］の電力が常
に最小となるように係数制御回路１２においてＨレジス
タ１０のフィルタ係数を更新すればエコーを減少させる
ことができる。
【００１８】係数制御回路１２における学習同定法を用
いたフィルタ係数の適応制御アルゴリズムは、フィルタ
係数修正量ΔＨｔを（６）式で表すと、（７）式で与え
られる。（６）式内のｇはステップゲインで、０＜ｇ＜
２の領域内で、フィルタ係数が収束することが知られて
いる。
【数６】
【数７】
【００１９】図３は、従来型エコーキャンセラ装置１の
係数制御回路１２の一実施例を示している。学習同定法
を使ったフィルタ係数の適応制御回路を示しており
（６）式及び（７）式を実現した回路である。端子１２
０を介してＸレジスタ９に格納されている線形ＰＣＭ受
信入力信号系列が入力され、端子１２１を介して残留エ
コーが入力される。乗算器１５１では、残留エコーと線
形ＰＣＭ受信入力信号系列との乗算処理が行われる。ス
テップゲイン選択器１５３では端子１２２を介して入力
されるダブルトーク検出器１３及び端子１２３を介して
入力される低レベル信号検出器１４からの制御信号を使
ってステップゲインを選択し乗算器１５２に出力する。
乗算器１５２では、ステップゲイン選択器１５３で選択
されたステップゲインと乗算器１５１の出力信号の乗算
を行う。一方、端子１２０を介してＸレジスタから得ら
れた受信入力信号系列から電力計算器１５０において電
力を求める。除算器１５４では、乗算器１５２の出力信
号を電力計算器１５０の出力の電力で除算する正規化処
理を行う。その出力を（６）式のフィルタ係数修正量と
して、端子１２５を介して入力されるＨレジスタ１０に
格納されている現在のフィルタ係数Ｈｔとレジスタ加算
器１５５を介して加算し、端子１２４を介して更新後の
フィルタ係数Ｈｔ＋１としてＨレジスタに格納する。レ
ジスタ制御器１５６では、端子１２２を介して入力され
るダブルトーク検出器１３及び端子１２３を介して入力
される低レベル信号検出器１４からの制御信号を使っ
て、レジスタ加算器１５５のレジスタ更新停止処理の制
御を行う。
【００２０】上記のフィルタ係数更新アルゴリズムにお
いては、残留エコーは（５）式のごとく単に回線エコー
と疑似エコーとの差だけから構成される必要があるが、
線形コード変換器６３１から得られた線形ＰＣＭ送信入
力信号には非線形ＰＣＭ符号化に伴う量子化雑音が常に
存在している。従って、アナログ回線に接続するため線
形Ａ／Ｄ、Ｄ／Ａ変換器を用いた入出力インターフェイ
スを持つエコーキャンセラに比較して、受信入力信号と
は相関のない独立な量子化雑音が存在する。この量子化
雑音は疑似エコー発生器６で推定できず、たとえ疑似エ
コーが受信入力信号内の回線エコーと一致し、消去され
ても、残留エコー内にそのまま量子化雑音が残る。従っ
て、（６）式のフィルタ係数修正量ΔＨｔを誤った方向
に修正してしまい、その修正量がＨレジスタ１０の内容
に加算されるので、誤ったフィルタ係数としてＨレジス
タが更新され、疑似エコーが回線エコーとずれてしま
う。特にエコー・リターン・ロスが小さく、エコーの振
幅が大きい場合にはそれに比例して大きい量子化雑音が
発生することから、疑似エコーの推定精度を劣化させて
しまう。この為、減算器７の入出力信号の電力比で与え
られるエコー・リターン・ロス・エンハンスメントがＰ
ＣＭ符号化で決定される信号対量子化雑音比以上には改
善できない。また、送信入力側のエコーパスがＰＣＭ多
リンク構成されていると、リンク数毎に平均して３ｄＢ
ずつ量子化雑音は増加する。これらの理由から、低レベ
ルのエコーと回線エコーの量子化雑音成分によって電話
音声品質が劣化してしまう。
【００２１】送信入力端子５(Sin) に大きな回線雑音が
加わった場合や、近端話者の音声が加わった場合（ダブ
ルトーク）にもこれらの量子化雑音は増加する。特にダ
ブルトーク状態では、近端話者信号、回線雑音に加えて
量子化雑音により急激なフィルタ係数の誤修正を生じＨ
レジスタ１０を発散させてしまう。このため、一般には
近端話者が話中であることをいち早くダブルトーク検出
器１３を使って検出して、係数制御回路１２におけるフ
ィルタ係数更新処理を止めるか、あるいはフィルタ係数
修正量の計算におけるステップゲインｇを小さくするか
のいずれかの処理を行っているが、この場合にも量子化
雑音による悪影響は避けられない。
【００２２】従来ダブルトーク検出器１３に使用するダ
ブルトーク検出方式の一実施例を以下に示す。
【００２３】（ダブルトーク検出方式）受信入力端子２
(Rin) を介して得られた線形ＰＣＭ受信入力信号ｘの平
均電力をＸａｖ、送信入力端子５(Sin) を介して得られ
た線形ＰＣＭ送信入力信号ｅの平均電力をＥａｖ、ダブ
ルトーク検出マージンをＬｍ（ｄＢ）とし、これら信号
を比較して（８）式が成り立つ時、ダブルトークと判定
する。
【数８】
【００２４】ダブルト−ク検出器１３では、上記の受信
入力信号ｘ、送信入力信号ｅ各々からの平均電力Ｘａｖ
及び平均電力Ｅａｖをもとめ（８）式を計算することに
よりダブルト−ク判定を行い、（８）式が成り立つ時に
は、係数制御回路１２へダブルトーク検出信号を送出し
て、フィルタ係数更新停止処理またはステップゲインｇ
を減少させる。
【００２５】また、端子２(Rin) に低レベル音声信号が
入力され、これと同時に端子５(Sin) より大きな回線雑
音が加わると、そのままではフィルタ係数推定誤差が大
きくなる。そのため、低レベル信号検出器１４では、線
形ＰＣＭ受信入力信号の平均電力を計算し、これがスレ
ショルド以下の時、ダブルトーク検出時と同様に、低レ
ベル信号検出信号を係数制御回路１２へ送出し、フィル
タ係数更新停止処理またはステップゲインｇを減少させ
る。
【００２６】
【従来の方式の問題点】上記の６４ｋｂｉｔ／ｓＰＣＭ
インターフェイスを持つエコーキャンセラ装置の動作の
説明の如く、ＰＣＭ回線を用いた電話回線で使用する場
合には、送信入力側のＰＣＭ回線で生じた量子化雑音を
エコーキャンセラが推定することができず、残留エコー
として回線エコーの量子化雑音が残りエコー消去特性が
劣化する。
【００２７】即ち、６４ｋｂｉｔ／ｓＰＣＭインターフ
ェイスを使用する回線構成におけるエコーキャンセラ方
式では、疑似エコー発生器６においてエコーパス特性を
線形のＦＩＲフィルタで推定しているため、ＰＣＭの非
線形処理がエコーパスの回線構成に含まれていると、こ
の非線形処理により発生した量子化雑音成分を推定する
ことができず、残留エコーとして残り、エコー消去特性
を劣化させ、低レベルエコーとして電話音声品質を劣化
させる。これまで、このような非線形処理を伴うＰＣＭ
回線に接続した場合にも優れたエコー消去能力を有する
エコーキャンセラ装置はない。また、ＰＣＭ符号器６１
がオーバロードした場合にも大きな量子化雑音が発生し
同様な問題が生じる。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、ＰＣＭ回線
の非線形処理により発生した量子化雑音或はＰＣＭオー
バロードがある回線においても優れたエコー消去能力を
有するエコーキャンセル方式を提供することを目的とす
る。
【００２９】
【課題を解決するための手段】上記の問題を解決するた
めの本発明によるエコーキャンセラ装置は、エコーパス
を推定するためのＦＩＲフィルタによる疑似エコー発生
器６と減算器７との間に疑似エコーに対して量子化雑音
を発生させる為の非線形量子化処理器を導入して、回線
エコーのみならず回線エコーの量子化雑音をも消去させ
ることを特徴としており、エコー消去特性の優れた高品
質な音声通話を可能とする新しいエコーキャンセラ装置
を提供する。
【００３０】
【実施例】以下に本発明によるエコーキャンセラ装置の
構成及びその動作について４つの実施例を挙げ詳細に説
明する。
【００３１】
【実施例１】本発明の実施例として、１つの疑似エコー
発生器６を用いた場合のエコーキャンセラ方式について
説明する。その一構成例を図４に示す。非線形量子化処
理器２７、疑似エコー発生器６と減算器７との間にこれ
を接続するかバイパスするための接続切り替えスイッチ
２８、このスイッチ２８を制御するスイッチ制御回路２
９を新たに付加している。図４では、従来装置と重複す
る部分は省略し、説明に必要な構成だけを示している。
【００３２】ここで、動作モードとして従来と同様の動
作をする線形処理モードと下記に述べる非線形処理モー
ドを設ける。非線形処理モードでは、疑似エコー発生器
６の出力に対して、その出力を非線形ＰＣＭコードに変
換し、更に得られた非線形ＰＣＭコードを線形ＰＣＭコ
ードに再変換処理する線形→非線形→線形ＰＣＭコード
変換処理を行わせる非線形量子化処理器２７を経て疑似
エコー発生器の出力である疑似エコーの振幅に対応した
量子化雑音を発生させ付加しこれを新たに疑似エコーと
して、端子２８１を介して減算器７に入力する。
【００３３】線形処理モードでは、従来の如く疑似エコ
ー発生器６の出力を端子２８２を介して直接減算器７に
入力する。これらのモードをスイッチ回路２８によって
選択させ残留エコーを求める。スイッチ回路２８ではス
イッチ制御回路２９からのモード制御情報により端子２
８１あるいは端子２８２の接続の選択が行われる。スイ
ッチ制御回路２９では、線形コード変換器６３１からの
線形ＰＣＭ送信入力信号の電力と減算器７の出力の残留
エコーの電力を計算し、エコー消去量を求め、これを基
にエコーキャンセラの収束状態を検出し、スイッチ回路
２８及び疑似エコー発生器６内のステップゲインを制御
する。エコーキャセラが動作開始時等に収束してないと
見なされる状態では、線形処理モードとしてスイッチ回
路２８の接続を端子２８２とし、しかも疑似エコー発生
器６のステップゲインも比較的大きい値を設定し、従来
のエコーキャンセラと同様な動作を行わせる。また、収
束していると判断された場合には、非線形処理モードと
して、スイッチ２８の接続を端子２８１とし、非線形量
子化処理器２７を介して得られた疑似エコーを減算器７
に入力しエコーキャンセラを動作させる。
【００３４】エコーキャンセラの初期動作状態において
は、収束していないことから線形処理モードが選択さ
れ、一方、収束した状態と見なせる場合には、一般にエ
コー消去量が大きくなることから、これが予め定められ
たスレショルドを越えておれば収束したと見なし、非線
形処理モードとして線形→非線形→線形ＰＣＭコード変
換により生成された量子化雑音を持つ疑似エコーを非線
形量子化処理器２７を介して減算器７に入力する。
【００３５】線形ＰＣＭ送信入力信号は回線エコーの量
子化雑音を含んでおり、しかも２５６通りのレベルしか
持たない。一方、疑似エコー発生器６の出力が、例えば
１４ビットの線形コードで現されていると仮定すると、
１６３８４通りのレベルが存在し、線形ＰＣＭ送信入力
信号との差をゼロとすることはほとんどできず、残留エ
コーが残る。しかし、エコーキャンセラが収束状態にあ
るとき、疑似エコー発生器６の出力をＰＣＭ符号化と同
様の非線形量子化して、２５６通りのレベルになるよう
に量子化雑音を付加した疑似エコーを減算器７に入力す
ると、線形ＰＣＭ送信入力信号と全く同一の値とするこ
とが可能となり、残留エコーはゼロとなり、回線エコー
のみならずその量子化雑音も消去できることになる。
【００３６】この場合には、疑似エコー発生器６からの
出力が線形ＰＣＭ送信入力信号と同一となるような量子
化ステップ幅以内の出力を発生できるように疑似エコー
発生器６内のステップゲインを予め決められた小さい値
に設定する必要がある。これにより、収束状態を保ち線
形ＰＣＭ送信入力と同一のレベルコードの疑似エコーを
発生し易くすることができる。このように、収束状態で
は、疑似エコー発生器６の出力を一旦ＰＣＭ処理して等
価な量子化雑音を発生させることにより、回線エコーの
みならず送信入力信号内の量子化雑音をも打ち消すこと
ができる。
【００３７】更に、ダブルトーク検出器１３および低レ
ベル信号検出器１４を併用してもよい。すなわち、ダブ
ルトークの状態が発生すると、ダブルトーク検出器１３
の検出出力にしたがって、従来のエコーキャンセラのよ
うに線形処理モードに戻し、疑似エコー発生器のステッ
プゲインを０とし、適応係数制御を停止しても良いし、
非線形処理モードのままで、ステップゲインを０とし、
適応係数制御を停止してもよい。
【００３８】ー方、線形ＰＣＭ受信入力信号が低レベル
で、低レベル信号検出器１４が低レベル信号を検出した
場合には、従来と同様に線形処理モードにして適応係数
制御を停止するか、あるいは非線形処理モードでそれを
停止してもよい。特性にほとんど差はない。
【００３９】以上のような構成を行うことにより、通常
状態での回線エコーを消去するだけでなく、ＰＣＭ回線
で生じた量子化雑音をも消去できる。
【００４０】
【実施例２】本実施例は多リンクＰＣＭ回線を対象とし
て適用でき、１リンクＰＣＭ回線でもより高いエコー消
去特性を持った本発明のエコーキャンセラ方式の一実施
例である。その構成例を図５示す。また、非線形量子化
処理器２７１の詳細な構成例を図５Ａに示す。これらの
構成例は、説明に必要な構成だけを示している。
【００４１】特に、図４の非線形量子化処理器２７と異
なり、図５に示すごとく非線形量子化処理器２７１で
は、非線形処理モードにおいて疑似エコー発生器６の出
力を多出力型非線形量子化器２７１２で、非線形ＰＣＭ
コードに変換した後、その非線形コードに隣接した予め
決められた複数個、例えばＭ個の非線形ＰＣＭコードを
用意して、それぞれの非線形ＰＣＭコードを逆量子化し
た線形ＰＣＭ出力値を得、最適疑似エコー選択回路２７
１１において、それらのＭ個の線形ＰＣＭ出力値の間
で、線形コード変換器６３１を介し、非線形量子化処理
器２７１の入力端子２８３から入力される線形ＰＣＭ送
信入力信号との差が最小になる出力値を最適線形ＰＣＭ
疑似エコーとして選択し、減算器７に入力して、減算器
７の出力として残差エコー信号を得る。複数の非線形Ｐ
ＣＭコードとしては基となるコードを中心として前後の
隣接したコードを決められた数程用意すれば良い。
【００４２】実施例１では、非線形量子化処理器２７か
ら１つの線形ＰＣＭ疑似エコーが出力され、それが線形
ＰＣＭ送信入力信号とずれると完全には量子化雑音を消
去できない部分が発生する。特に、非線形処理モードで
動作させるときの疑似エコー発生器６のステップゲイン
を大きくするとこのような状態が発生し易く、特性劣化
を生じる。また、ＰＣＭ多リンク回線構成では線形ＰＣ
Ｍ送信入力信号内の量子化雑音の振幅がリンク数に従っ
て大きくなっており、実施例１の構成では十分に量子化
雑音を消去できない。本発明の実施例２の如く複数の非
線形ＰＣＭコードに対応した線形ＰＣＭ出力値の中から
最適な線形ＰＣＭ疑似エコーを得ることができる非線形
量子化処理器２７１を導入することにより、線形ＰＣＭ
送信入力信号と一致させることができ、幅広く量子化雑
音を消去できる。従って、多リンクＰＣＭ回線に適した
エコーキャンセラ装置を実現できる。また、これは１リ
ンクのＰＣＭ回線にも有効である。
【００４３】ダブルトーク時あるいは低レベル受信入力
時には実施例１と同様な動作をさせれば良い。動作の説
明は省略する。また、非線形処理モードで動作させる際
の疑似エコー発生器６のステップゲインは実施例１の非
線形処理モードの時のより若干大きい値を用いることも
でき、収束速度が改善される。
【００４４】
【実施例３】図６は、２個の疑似エコー発生器を並列に
配置した本発明のＰＣＭインターフェイスを持つエコー
キャンセラ装置の一実施例である。その基本構成とし
て、２個の疑似エコー発生器を、各々主疑似エコー発生
器２１及び副疑似エコー発生器２２と呼び、それらの構
成は基本的に疑似エコー発生器６と基本的に同一でよ
い。先に出願した特願平３−７３７５７においてすでに
説明した如く、主疑似エコー発生器２１と副疑似エコー
発生器２２を持ったエコーキャンセラは、従来方式よ
り、ダブルトーク時および低レベル受信入力時、及び低
エコーリターンロス時いずれの場合においてもエコー消
去能力は優れている。 従って、図６に示した如く、Ｐ
ＣＭインターフェイスのための線形コード変換器６３
１、非線形コード変換器６４、及び主疑似エコー発生器
２１と主減算器２５との間に非線形量子化処理器２７を
導入することにより、前記実施例と同様な理由からＰＣ
Ｍ符号化により発生する量子化雑音を消去できる。
【００４５】図７、図８は、各々本発明に用いているの
主疑似エコー発生器２１及び副疑似エコー発生器２２の
構成例である。動作並びに構成は先に出願した特願平３
−７３７５７と同一である。
【００４６】ここで、動作を簡単に説明する。主減算器
２５の出力である残留エコーを主残留エコーと呼びｅ１
と表し、副減算器２６の出力である残留エコーを副残留
エコーと呼びｅ２と表す。更に、主及び副疑似エコー発
生器２１、２２の収束状態を判定し、Ｈレジスタ処理を
するための収束比較制御器２４と、収束比較制御器２４
の出力にもとづき副疑似エコー発生器２２内の副Ｈレジ
スタ２２１のフィルタ係数値を主疑似エコー発生器２１
内の主Ｈレジスタ２１１の対応したフィルタ係数に各々
加算処理するためのレジスタ加算器２３とを設けてい
る。主疑似エコー発生器２１内のフィルタ係数は、主係
数制御回路２１３において主Ｘレジスタ２１０内の線形
ＰＣＭ受信入力信号系列と主残留エコーとを用いて前記
と同様の適応制御アルゴリズムにより更新され、主Ｈレ
ジスタ２１１に格納される。また、副疑似エコー発生器
２２内のフィルタ係数も同様に、副係数制御回路２２３
において副Ｘレジスタ２２０内の線形ＰＣＭ受信入力信
号系列と副残留エコーとを用いて前記と同様の適応制御
アルゴリズムにより更新され、副Ｈレジスタ２２１に格
納される。
【００４７】図７及び図８の主及び副疑似エコー発生器
２１、２２は、各々主及び副Ｘレジスタ２１０、２２
０、主及び副Ｈレジスタ２１１、２２１、主及び副積和
回路２１２、２２２、主及び副係数制御回路２１３、２
２３とから構成される。主及び副Ｘレジスタ２１０、２
２０は、Ｘレジスタ９と同一構成で、また、主及び副積
和回路２１２、２２２は積和回路１１と同一構成とす
る。主Ｈレジスタ２１１はＨレジスタ１０にレジスタ加
算器２３への出力端子２１７及びレジスタ加算器２３か
らの入力端子２１８を追加した構成となっている。副Ｈ
レジスタ２２１はＨレジスタ１０にレジスタ加算器２３
への出力端子２２７を追加した構成となっている。
【００４８】図９に主係数制御回路２１３の構成例を示
す。収束比較制御器２４からの制御信号を端子２１４を
介して入力し、ステップゲイン選択器２１３３において
ステップゲインを選択し、レジスタ制御器２１３６にお
いてレジスタ加算器２１３５の制御を行う点を除いて係
数制御回路１２と同一の構成となっている。副係数制御
回路２２３は主係数制御回路２１３と同一構成であるの
で説明を省略する。
【００４９】ダブルトークや低レベル信号を検出して、
フィルタ係数の更新停止、ステップゲイン選択処理及び
Ｈレジスタ処理を行うためのダブルトーク検出器１３及
び低レベル信号検出器１４を有した場合について以下に
その動作を説明する。
【００５０】主疑似エコー発生器２１内の主係数制御回
路２１３におけるステップゲインは、実施例１と同様に
主疑似エコー発生器２１の出力を非線形量子化処理器２
７を介して線形ＰＣＭ疑似エコーを得たとき、線形ＰＣ
Ｍ送信入力信号と同一のレベルとなる量子化ステップ幅
に収まる程度に常に小さな値とする。一方、副疑似エコ
ー発生器２２内の副係数制御回路２２３のステップゲイ
ンは理論上の最大値あるいは主係数制御回路２１３内の
ステップゲインと等しいかあるいは大きい値とする。
【００５１】主疑似エコー発生器２１を介して得られる
主残留エコーｅ１のレベルと副減算器２６を介して得ら
れる副残留エコーｅ２のレベルとを収束比較制御器２４
において比較し、３通りのレベル状態に応じて下記の処
理を行う場合を示す。先に出願した特願平３−７３７５
７に詳細を示す如く、副残留エコーｅ２のレベルがｅ１
のレベルより小さく、副疑似エコーの減算によるエコー
消去効果がスレショルド条件を満足しているとＨレジス
タ加算モード、ｅ２のレベルがｅ１のレベルに比較し
て、十分に小さくなっていない状態をレジスタ独立動作
モード、また、寧ろ副疑似エコーの減算により、副残留
エコーレベルがあるスレショルド以上増加した場合をレ
ジスタ加算禁止モードとする。
【００５２】Ｈレジスタ加算処理モードでは、Ｈ２レジ
スタの内容をＨ１レジスタにそれぞれ加算した後、Ｈ２
レジスタをリセットしてそれぞれ主及び副疑似エコー発
生器２１、２２を動作させる。また、レジスタ独立動作
モードでは、そのままそれぞれの主及び副疑似エコー発
生器２１、２２を動作させる。更に、レジスタ加算禁止
モードでは、Ｈ２レジスタをリセットした後、再び主及
び副疑似エコー発生器をそれぞれ動作させる。
【００５３】ここで、副疑似エコー発生器２２のエコー
消去特性が主疑似エコー発生器２１のエコー消去特性よ
り良い場合とその他の場合に分けて本発明によるエコー
キャンセラ装置の動作と効果をより具体的に説明する。
【００５４】（１）副疑似エコー発生器２２のエコー消
去特性が主疑似エコー発生器２１のエコー消去特性より
良い場合 図６において、副疑似エコー発生回路２２のステップゲ
インが主疑似エコー発生器２１のそれより大きいため、
エコーパスの推定ずれがあると副残留エコーｅ２の方が
主残留エコーｅ１よりも急速に小さくなり、判定条件を
満たすと、Ｈレジスタ加算モード処理が行われる。
【００５５】これにより主疑似エコー発生器２１のエコ
ーパス推定が改善されることになる。
【００５６】副疑似エコー発生器２２内の係数制御回路
２２３のステップゲインは十分に大きいので、短時間内
で収束判定条件をみたし、Ｈレジスタ加算処理が行われ
るので、主疑似エコー発生器２１の主係数制御回路２１
３のステップゲインが小さいにも係わらず等価的に学習
同定法の最大適応制御速度で主残留エコーを減少させる
ことができる。
【００５７】（２）その他の場合 Ｈレジスタ加算処理等は行われず、主疑似エコー発生器
２１は小さなステップゲインで動作するので、ダブルト
ーク時においても送信出力のエコー消去特性はあまり変
化しない。しかも、Ｈレジスタ加算モードとならないと
言うことは、線形のエコーパス特性はほぼ一致している
とみさせ、このモードを継続することにより、徐々にＰ
ＣＭ符号化による量子化雑音を消去してエコー消去特性
は向上する。
【００５８】
【実施例４】本実施例は多リンクＰＣＭ回線あるいは１
リンクでより高品質なエコーキャンセラ方式を実現する
ための、実施例３の非線形量子化処理器２７に変えて図
５Ａの非線形量子化処理器２７１を導入する本発明によ
る実施例である。その構成例を図１０に示す。本構成例
は、実施例２と同様に複数の非線形ＰＣＭコードに対応
した線形ＰＣＭ値を用意して、線形コード変換器６３１
から得られた線形ＰＣＭ送信入力信号との差が最小な最
適線形ＰＣＭ疑似エコーをその中から選択し、それを主
減算器２５に入力し、その出力として主残留エコーを求
め、さらに非線形コード変換６４にて非線形ＰＣＭに変
換して送信出力として端子８から送出する。
【００５９】この処理を行うことにより、幅広く最適な
線形ＰＣＭ疑似エコーを選択できることから多リンクＰ
ＣＭ回線で発生する量子化雑音も消去できエコー消去特
性を向上できる。
【００６０】また、上記の実施例では、非線形量子化処
理器２７１に線形ＰＣＭ送信入力信号を入力し最適線形
ＰＣＭ疑似エコーを選択し、その後主減算器２５で残留
エコーを求めているが、主減算器２５を非線形量子化処
理器２７１内に含めた構成とし、処理を実施して最小と
なる残留エコーを直接非線形量子化処理器２７１から出
力してもよい。
【００６１】ＲＯＭを用いて非線形ＰＣＭ送信入力信号
と、主疑似エコー発生器２１の出力を非線形ＰＣＭ変換
した値とを入力アドレスとして格納された残留エコーを
抽出することとし、複数の隣接非線形ＰＣＭコードに対
してもそれぞれ残留エコーを得、その中で最小となる残
留エコーを選択するような構成としても良い。
【００６２】さらに、複数個用意された非線形ＰＣＭ疑
似エコーの非線形ＰＣＭコードの内、両端のコード間の
間に非線形ＰＣＭ送信入力信号のコードが存在している
場合はゼロを出力し、その他の場合には非線形ＰＣＭ送
信入力信号とのコード差の小さい方の領域の端の疑似エ
コーの非線形ＰＣＭコードと非線形ＰＣＭ送信入力信号
コードとをＲＯＭのアドレスとして格納されている値を
残留エコーとして取り出すよう構成しても良い。
【００６３】尚、本発明に於て説明を省略したが、副疑
似エコー発生器の出力に対しても非線形量子化処理器を
導入した構成にしても良い。
【００６４】また、特願平３−７３７５７に述べた他の
構成や制御等においても本発明は同様に適用できる。
【００６５】
【発明の効果】以上から明らかなように、本発明は次の
ような効果を有している。 （１）主及び副の２つ以上の疑似エコー発生器を有し、
主疑似エコー発生器の出力に対して量子化雑音が生成で
きる非線形量子化処理器を付加し、主疑似エコーに量子
化雑音を発生させた後エコー消去処理を行わせ主残留エ
コーを得ると共に、副疑似エコー発生器からの副疑似エ
コーを用いて更に副残留エコーを得、これらの残留エコ
ー電力の基に主疑似エコー発生器内のＨレジスタに副疑
似エコー発生器内のＨレジスタの対応したフィルタ係数
を各々加算し、更に副疑似エコー発生器内のＨレジスタ
を特定の値にリセットし動作させるレジスタ制御処理を
させることにより、回線エコーのみならず従来方式では
消去できないＰＣＭ回線で生じた量子化雑音をも消去
し、しかもダブルトーク時、低レベル受信入力信号時で
も、高品質で安定に動作するエコーキャンセを実現する
ことができる。
【００６６】（２）（１）の方式に於て、主疑似エコー
発生器の出力に対して複数の量子化雑音を持った主疑似
エコーを発生させ、その中で送信入力信号との差が最小
となる最適な疑似エコーを選択し、これを用いて主残留
エコーを求める機能を付加することにより、回線エコー
のみならず多リンクＰＣＭ回線で発生した量子化雑音を
も消去でき、より良いエコー消去特性を示すエコーキャ
ンセラを実現できる。
【００６７】（３）１つの疑似エコー発生器をもつエコ
ーキャンセラにおいて、疑似エコー発生器の出力に対し
て、そのまま送信入力信号との差をとり、残留エコーを
求める場合と、その出力に対して非線形量子化処理器に
より量子化雑音を付加させた疑似エコーを生成し送信入
力信号との差をとり、残留エコーを求める場合とを選択
制御させることにより、回線エコーのみならずＰＣＭ回
線で生じる量子化雑音も消去するエコーキャンセラを実
現することができる。
【００６８】（４）（３）の方式に於て、疑似エコー発
生器の出力に対して複数の量子化雑音を持った疑似エコ
ーを発生させ、その中で送信入力信号との差が最小とな
る最適な疑似エコーを選択する非線形量子化処理器を用
いることにより、回線エコーのみならず多リンクＰＣＭ
回線で発生した量子化雑音をも消去でき、より良いエコ
ー消去特性を示すエコーキャンセラを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＰＣＭ回線に適用した従来型エコーキャンセラ
装置１の基本構成図である。
【図２】従来のエコーキャンセラ装置１の構成例であ
る。
【図３】従来のエコーキャンセラ装置１の係数制御回路
１２の構成例である。
【図４】本発明によるエコーキャンセラ装置の構成例で
ある。
【図５】本発明によるエコーキャンセラ装置の構成例で
ある。
【図５Ａ】本発明による非線形量子化処理器２７１の構
成例である。
【図６】本発明によるエコーキャンセラ装置の構成例で
ある。
【図７】本発明による主疑似エコー発生器２１の構成例
である。
【図８】本発明による副疑似エコー発生器２２の構成例
である。
【図９】本発明による主係数制御回路２１３の構成例で
ある。
【図１０】本発明によるエコーキャンセラ装置の構成例
である。
【符号の説明】
１ 従来型エコーキャンセラ装置 ２ エコーキャンセラ装置の受信入力端子（Ｒｉｎ） ３ エコーキャンセラ装置の受信出力端子（Ｒｏｕｔ） ４ ２線４線変換器 ５ エコーキャンセラ装置の送信入力端子（Ｓｉｎ） ６ 疑似エコー発生器 ７ 減算器 ８ エコーキャンセラ装置の送信出力端子（Ｓｏｕｔ） ９ Ｘレジスタ １０ Ｈレジスタ １１ 積和回路 １２ 係数制御回路 １２０ Ｘレジスタ入力端子 １２１ 残留エコー入力端子 １２２ ダブルトーク検出信号入力端子 １２３ 低レベル信号検出信号入力端子 １２４ Ｈレジスタ出力端子 １２５ Ｈレジスタ入力端子 １３ ダブルトーク検出器 １４ 低レベル信号検出器 １５０ 電力計算器 １５１ 乗算器 １５２ 乗算器 １５３ ステップゲイン選択器 １５４ 除算器 １５５ レジスタ加算器 １５６ レジスタ制御器 ２１ 主疑似エコー発生器 ２１０ 主疑似エコー発生器２１内主Ｘレジスタ ２１１ 主疑似エコー発生器２１内主Ｈレジスタ ２１２ 主疑似エコー発生器２１内主積和回路 ２１３ 主疑似エコー発生器２１内主係数制御回路 ２１３０ 電力計算器 ２１３１ 乗算器 ２１３２ 乗算器 ２１３３ ステップゲイン選択器 ２１３４ 除算器 ２１３５ レジスタ加算器 ２１３６ レジスタ制御器 ２１３７ Ｘレジスタ入力端子 ２１３８ Ｈレジスタ出力端子 ２１３９ Ｈレジスタ入力端子 ２１４ 制御信号入力端子 ２１５ 疑似エコー出力端子 ２１６ 残留エコー入力端子 ２１７ レジスタ加算器出力端子 ２１８ レジスタ加算器入力端子 ２１９ 受信信号入力端子 ２２ 副疑似エコー発生器 ２２０ 副疑似エコー発生器２２内副Ｘレジスタ ２２１ 副疑似エコー発生器２２内副Ｈレジスタ ２２２ 副疑似エコー発生器２２内副積和回路 ２２３ 副疑似エコー発生器２２内副係数制御回路 ２２３７ Ｘレジスタ入力端子 ２２３８ Ｈレジスタ出力端子 ２２３９ Ｈレジスタ入力端子 ２２４ 制御信号入力端子 ２２５ 疑似エコー出力端子 ２２６ 残留エコー入力端子 ２２７ レジスタ加算器出力端子 ２２９ 受信信号入力端子 ２３ レジスタ加算器 ２４ 収束比較制御器 ２５ 主減算器 ２６ 副減算器 ２７ 非線形量子化処理器 ２７１ 非線形量子化処理器 ２７１１ 最適疑似エコー選択回路 ２７１２ 多出力型非線形量子化器 ２８ スイッチ回路 ２８１ スイッチ回路２８の端子 ２８２ スイッチ回路２８の端子 ８３ 非線形量子化処理器２７１の入力端子 ２９ スイッチ制御回路 ６１ ＰＣＭ符号器 ６２ ＰＣＭ復号器 ６３１ 線形コード変換器 ６３２ 線形コード変換器 ６４ 非線形コード変換器 ７１ 減算器７の入力端子 ７２ 減算器７の出力端子 ７３ 疑似エコー発生器６の入力端子 ７４ 疑似エコー発生器６の出力端子
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−327559（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−286218（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−213927（ＪＰ，Ａ) 1991年電子情報通信学会春季全国大会 講演論文集〔分冊〕（1991−３−15) Ｐ．３・310 1991年電子情報通信学会春季全国大会 講演論文集〔分冊〕（1991−８−15) Ｐ．３・240 (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04B 1/76 - 3/23 H04B 7/00 - 7/015 H04B 14/02 - 14/06 H03H 21/00 ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ)

Claims (4)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 送信回路に挿入される減算器と、受信入
    力信号と残留エコーの関係に従って、前記減算器に疑似
    エコー信号を供給する疑似エコー発生手段を有するエコ
    ーキャンセル方式において、 主疑似エコー発生手段と副疑似エコー発生手段を具備
    し、 主疑似エコー発生手段は信号中のエコーに対応する主疑
    似エコーを提供し、 副疑似エコー発生手段は前記減算器の出力である主残留
    エコーより副疑似エコーを引いた副残留エコーを提供
    し、 前記主疑似エコーと副疑似エコーを比較する制御器を設
    け、 該制御器の出力により、前記各疑似エコー発生手段の内
    部状態を制御するエコーキャンセル方式において、 主疑似エコー発生手段または副疑似エコー発生手段の少
    なくとも１つの出力にエコーパス上で送信入力信号に加
    わる量子化雑音を相殺するための非線形量子化処理手段
    が設けられることを特徴とするエコーキャンセル方式。
  2. 【請求項２】 請求項１記載のエコーキャンセル方式に
    おいて、非線形量子化手段を複数個設け、 該手段の出力と送信入力信号との比較結果を最小とする
    ように該出力信号の中のひとつを選択する非線形量子化
    処理手段を設けることを特徴とするエコーキャンセル方
    式。
  3. 【請求項３】 送信回路に挿入される減算器と、受信入
    力信号と残留エコーの関係に従って、前記減算器に疑似
    エコー信号を供給する疑似エコー発生手段を有するエコ
    ーキャンセル方式において、 疑似エコー発生手段の出力に非線形量子化処理手段と、 該非線形量子化処理手段の出力と前記疑似エコー発生手
    段の出力の一方を選択して前記減算器に入力するスイッ
    チ回路と、 残留エコー及び送信信号に従って前記スイッチ回路の切
    り替え及び前記疑似エコー発生手段の内部状態を制御す
    る制御器とを設けることを特徴とするエコーキャンセル
    方式。
  4. 【請求項４】 請求項３記載のエコーキャンセル方式に
    おいて、非線形量子化手段を複数個設け、 該手段の出力と送信入力信号との比較結果を最小とする
    ように該出力信号の中のひとつを選択する非線形量子化
    処理手段を設けることを特徴とするエコーキャンセル方
    式。
JP3228616A 1991-08-14 1991-08-14 エコーキャンセル方式 Expired - Fee Related JP2794999B2 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP3228616A JP2794999B2 (ja) 1991-08-14 1991-08-14 エコーキャンセル方式
US07/925,681 US5247512A (en) 1991-08-14 1992-08-07 Echo canceller
CA002075843A CA2075843C (en) 1991-08-14 1992-08-12 Echo canceller
FR929210039A FR2683413B1 (fr) 1991-08-14 1992-08-14 Un annuleur d'echo.

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP3228616A JP2794999B2 (ja) 1991-08-14 1991-08-14 エコーキャンセル方式

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH05129989A JPH05129989A (ja) 1993-05-25
JP2794999B2 true JP2794999B2 (ja) 1998-09-10

Family

ID=16879144

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP3228616A Expired - Fee Related JP2794999B2 (ja) 1991-08-14 1991-08-14 エコーキャンセル方式

Country Status (4)

Country Link
US (1) US5247512A (ja)
JP (1) JP2794999B2 (ja)
CA (1) CA2075843C (ja)
FR (1) FR2683413B1 (ja)

Families Citing this family (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06216811A (ja) * 1993-01-20 1994-08-05 Toshiba Corp エコーキャンセラを備えた音声通信装置
US5623513A (en) * 1993-12-13 1997-04-22 Amati Communications Corporation Mitigating clipping and quantization effects in digital transmission systems
JP3068996B2 (ja) * 1993-12-21 2000-07-24 真作 森 適応フィルタ装置及びそのステップゲインの発生方法
DE4427124A1 (de) * 1994-07-30 1996-02-01 Philips Patentverwaltung Anordnung zur Kommunikation mit einem Teilnehmer
US5592548A (en) * 1995-05-31 1997-01-07 Qualcomm Incorporated System and method for avoiding false convergence in the presence of tones in a time-domain echo cancellation process
US5625646A (en) * 1995-06-26 1997-04-29 Motorola, Inc. Method, device, DSP and modem for efficient echo canceler phase roll tracking
US5631900A (en) * 1995-09-29 1997-05-20 Crystal Semiconductor Double-Talk detector for echo canceller
KR0150098B1 (ko) * 1995-12-19 1998-11-02 김주용 반향제거 시스템
TW432855B (en) * 1996-04-25 2001-05-01 Mitsubishi Electric Corp Echo eliminator
US5856970A (en) * 1996-08-05 1999-01-05 Motorola, Inc. Multi-channel echo cancellation method and apparatus
US6055311A (en) * 1997-01-31 2000-04-25 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Dynamic echo canceller and parameter selection in telephony systems
US6157680A (en) * 1997-03-05 2000-12-05 Paradyne Corporation Audio distortion canceler method and apparatus
US6185195B1 (en) * 1997-05-16 2001-02-06 Qualcomm Incorporated Methods for preventing and detecting message collisions in a half-duplex communication system
US6181791B1 (en) * 1998-01-06 2001-01-30 Stmicroelectronics, Inc. Apparatus and method for reducing local interference in subscriber loop communication system
JP3267556B2 (ja) * 1998-02-18 2002-03-18 沖電気工業株式会社 エコー除去装置および送話器
CA2245411A1 (en) * 1998-08-20 2000-02-20 Mitel Corporation Echo canceller with compensation for codec limiting effects
US6658107B1 (en) 1998-10-23 2003-12-02 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Methods and apparatus for providing echo suppression using frequency domain nonlinear processing
US6678254B1 (en) 1999-05-03 2004-01-13 Nortel Networks Limited Method and communication device for optimizing echo cancellation
DE19928045A1 (de) * 1999-06-18 2000-12-28 Alcatel Sa Verfahren und Schaltungsanordnung zur Echokompensation in einem Telekommunikationssystem mit nichtlinearen Übertragungsstrecken
US6694019B1 (en) * 1999-08-26 2004-02-17 Nortel Networks Limited Method and apparatus for infinite return loss handler for network echo canceller
AU2388400A (en) * 1999-12-27 2001-07-09 Telogy Networks, Inc. Digital modem echo canceler enhancement
AU2003237464A1 (en) * 2002-10-30 2004-06-07 Chaos Telecom, Inc. A multistage nonlinear echo-canceller for digital communication systems with or without frequency division duplexing
US9438308B2 (en) * 2013-08-21 2016-09-06 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. Echo cancellation with quantization compensation

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4360712A (en) * 1979-09-05 1982-11-23 Communications Satellite Corporation Double talk detector for echo cancellers
GB8423017D0 (en) * 1984-09-12 1984-10-17 Plessey Co Plc Echo canceller
EP0177239A3 (en) * 1984-10-01 1987-06-03 AT&T Corp. Adaptive filter including signal path compensation
US4712235A (en) * 1984-11-19 1987-12-08 International Business Machines Corporation Method and apparatus for improved control and time sharing of an echo canceller
US4805215A (en) * 1986-10-01 1989-02-14 Racal Data Communications Inc. Adaptive echo canceller with sparse dynamically positioned taps
US5029204A (en) * 1989-10-26 1991-07-02 Dsc Communications Corporation Operational status controller for echo canceling
US5148427A (en) * 1990-04-10 1992-09-15 Level One Communications, Inc. Non-linear echo canceller

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
１９９１年電子情報通信学会春季全国大会講演論文集〔分冊〕（１９９１−３−１５）Ｐ．３・３１０
１９９１年電子情報通信学会春季全国大会講演論文集〔分冊〕（１９９１−８−１５）Ｐ．３・２４０

Also Published As

Publication number Publication date
FR2683413A1 (fr) 1993-05-07
CA2075843A1 (en) 1993-02-15
US5247512A (en) 1993-09-21
FR2683413B1 (fr) 1994-07-01
JPH05129989A (ja) 1993-05-25
CA2075843C (en) 1997-10-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP2794999B2 (ja) エコーキャンセル方式
JP2853455B2 (ja) エコーキャンセラ
EP0518383B1 (en) Method and arrangement of echo elimination in digital telecommunications system
EP0111938B1 (en) Fast convergence method and system for echo canceller
US5305309A (en) Echo canceller
US5668794A (en) Variable gain echo suppressor
EP1184998B1 (en) Echo canceler and echo path estimating method
US4912758A (en) Full-duplex digital speakerphone
JPS6251010B2 (ja)
US5606550A (en) Echo canceller and method for a voice network using low rate coding and digital speech interpolation transmission
US6816592B1 (en) Echo cancellation in digital data transmission system
US20020101982A1 (en) Line echo canceller scalable to multiple voice channels/ports
Kanemasa et al. An adaptive-step sign algorithm for fast convergence of a data echo canceller
US5359656A (en) Adaptive echo cancellation apparatus
US6891948B2 (en) Echo canceller
JPH01151830A (ja) エコー相殺方法および加入者ラインオーディオ処理回路
JP3244416B2 (ja) エコーキャンセラ
JP3477763B2 (ja) エコーキャンセラ
JP2507652B2 (ja) エコ―キャンセラ
JP4474522B2 (ja) 残差抑圧可変型エコーキャンセラ
JPH10210132A (ja) 高品質拡声情報通信システム
JP3403891B2 (ja) 反響消去装置
JP2516260B2 (ja) エコ―キャンセラ
JPS5963827A (ja) エコ−・キヤンセラ−
JPH08213939A (ja) エコーキャンセラ装置

Legal Events

Date Code Title Description
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 19980526

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees