JP3190791B2 - 抵抗溶接機の制御装置 - Google Patents
抵抗溶接機の制御装置Info
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- JP3190791B2 JP3190791B2 JP22614994A JP22614994A JP3190791B2 JP 3190791 B2 JP3190791 B2 JP 3190791B2 JP 22614994 A JP22614994 A JP 22614994A JP 22614994 A JP22614994 A JP 22614994A JP 3190791 B2 JP3190791 B2 JP 3190791B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は抵抗溶接機の制御装置に
関する。
関する。
【０００２】
【従来の技術】抵抗溶接機の制御装置としてインバ―タ
を用いるものがあり、この種の従来の装置を図８に示
す。交流電源１の交流電圧は整流器２で直流に変換さ
れ、コンデンサ３で平滑された後、ＩＧＢＴ（スイッチ
素子）41〜44で成るインバ―タ４により、１ｋＨｚ程度
の高周波の交流に変換され、変圧器５により低い交流電
圧に変換した後、整流器７で直流に変換して溶接電極９
に直流の溶接電流を供給する。溶接電極への配線部には
浮遊インダクタンス８が存在し、直流の溶接電流の平滑
化に有効に作用している。
を用いるものがあり、この種の従来の装置を図８に示
す。交流電源１の交流電圧は整流器２で直流に変換さ
れ、コンデンサ３で平滑された後、ＩＧＢＴ（スイッチ
素子）41〜44で成るインバ―タ４により、１ｋＨｚ程度
の高周波の交流に変換され、変圧器５により低い交流電
圧に変換した後、整流器７で直流に変換して溶接電極９
に直流の溶接電流を供給する。溶接電極への配線部には
浮遊インダクタンス８が存在し、直流の溶接電流の平滑
化に有効に作用している。
【０００３】溶接電流の大きさは電流基準Ｉ* により制
御される。すなわち、溶接電流は変流器６を介して変圧
器５の一次電流を検出した後、溶接電流シミュレ―タ回
路12で直流溶接電流を模擬（変圧器５の一次側には溶接
電流の内整流器７の還流電流は流れない）して検出し、
電流基準Ｉ* と比較し電流制御器13でその誤差を減少さ
せるように電流制御信号ａを出力する。この信号ａは比
較器15でキャリア発生器14から出力される三角波ｂと比
較されＰＷＭ信号ｃとなる。キャリア発生器14は三角波
ｂの周期に同期した信号ｄを出力し、分配回路16は信号
ｄに応じて出力信号ｅ，ｆのいずれか一方をアクティブ
にする。これによりアンド回路17と18を介して駆動回路
21と22に交互にＰＷＭ信号ｃが与えられる。
御される。すなわち、溶接電流は変流器６を介して変圧
器５の一次電流を検出した後、溶接電流シミュレ―タ回
路12で直流溶接電流を模擬（変圧器５の一次側には溶接
電流の内整流器７の還流電流は流れない）して検出し、
電流基準Ｉ* と比較し電流制御器13でその誤差を減少さ
せるように電流制御信号ａを出力する。この信号ａは比
較器15でキャリア発生器14から出力される三角波ｂと比
較されＰＷＭ信号ｃとなる。キャリア発生器14は三角波
ｂの周期に同期した信号ｄを出力し、分配回路16は信号
ｄに応じて出力信号ｅ，ｆのいずれか一方をアクティブ
にする。これによりアンド回路17と18を介して駆動回路
21と22に交互にＰＷＭ信号ｃが与えられる。
【０００４】一方、起動回路19から駆動信号ｇが入力さ
れるとタイマ―20が動作し設定時間のみ通電信号ｈが出
力され駆動回路21，22を動作状態にすることによりスイ
ッチング信号ｊ，ｋが交互に出力され、ＩＧＢＴ41，Ｉ
ＧＢＴ44のグル―プとＩＧＢＴ43，ＩＧＢＴ42のグル―
プが交互にオンして高周波の交流電圧が変圧器５の一次
側に与えられ、溶接電流と溶接時間の制御が行われる。
れるとタイマ―20が動作し設定時間のみ通電信号ｈが出
力され駆動回路21，22を動作状態にすることによりスイ
ッチング信号ｊ，ｋが交互に出力され、ＩＧＢＴ41，Ｉ
ＧＢＴ44のグル―プとＩＧＢＴ43，ＩＧＢＴ42のグル―
プが交互にオンして高周波の交流電圧が変圧器５の一次
側に与えられ、溶接電流と溶接時間の制御が行われる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記従来の装置では電
流の制御の応答が早く電流のリップルが少なく、インバ
―タ周波数が高いので変圧器を小形化できる利点があ
る。しかし、直流の溶接電流を流すので溶接電極が電気
分解作用により摩耗が激しく、溶接工程をロボット化し
た場合、頻繁に電極交換が必要となり、そのためライン
を一時停止しなければならず稼動率低下の要因となって
いる。
流の制御の応答が早く電流のリップルが少なく、インバ
―タ周波数が高いので変圧器を小形化できる利点があ
る。しかし、直流の溶接電流を流すので溶接電極が電気
分解作用により摩耗が激しく、溶接工程をロボット化し
た場合、頻繁に電極交換が必要となり、そのためライン
を一時停止しなければならず稼動率低下の要因となって
いる。
【０００６】さらに数万アンペアの電流を整流する整流
器７の電力損失が10％から20％も発生しその分電力損失
が発生して冷却水量の増加等も問題となっている。本発
明は上記問題を解消するためになされたもので、その目
的は、交流の方形波状の溶接電流を供給するようにして
溶接電極の摩耗を少なくして稼動率を向上させると共に
電力損失を少なくして効率を向上させ、溶接電流の極性
反転時における発生熱の変動を少なくして溶接品質を向
上させ、溶接電流のリップルを少なくする高精度の電流
制御機能を有する抵抗溶接機の制御装置を提供すること
にある。
器７の電力損失が10％から20％も発生しその分電力損失
が発生して冷却水量の増加等も問題となっている。本発
明は上記問題を解消するためになされたもので、その目
的は、交流の方形波状の溶接電流を供給するようにして
溶接電極の摩耗を少なくして稼動率を向上させると共に
電力損失を少なくして効率を向上させ、溶接電流の極性
反転時における発生熱の変動を少なくして溶接品質を向
上させ、溶接電流のリップルを少なくする高精度の電流
制御機能を有する抵抗溶接機の制御装置を提供すること
にある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明として、
直流電圧を方形波状の交流電圧に変換して変圧器の一次
側に供給し二次側から交流の溶接電流を供給するインバ
―タと、電流基準と前記インバ―タの出力電流を比較し
てその誤差を減少させる制御信号を出力する制御部と、
一定の変調周期で導通のＰＷＭ信号を出力すると共に、
前記制御信号と前記インバ―タの出力電流との比較結果
に応じて非導通のＰＷＭ信号を出力するパルス幅変調部
と、前記方形波状の交流電圧の極性及び周波数を定める
方形波信号を出力する方形波発生部と、前記ＰＷＭ信号
と方形波信号に応じて前記インバ―タを制御する駆動部
を設ける。
直流電圧を方形波状の交流電圧に変換して変圧器の一次
側に供給し二次側から交流の溶接電流を供給するインバ
―タと、電流基準と前記インバ―タの出力電流を比較し
てその誤差を減少させる制御信号を出力する制御部と、
一定の変調周期で導通のＰＷＭ信号を出力すると共に、
前記制御信号と前記インバ―タの出力電流との比較結果
に応じて非導通のＰＷＭ信号を出力するパルス幅変調部
と、前記方形波状の交流電圧の極性及び周波数を定める
方形波信号を出力する方形波発生部と、前記ＰＷＭ信号
と方形波信号に応じて前記インバ―タを制御する駆動部
を設ける。
【０００８】請求項２の発明として、更に、前記インバ
―タは、それぞれダイオ―ドが逆並列接続された２個の
スイッチ素子を直流電圧源の正負間に直列接続し、その
中間点を交流出力端とする２組のハ―フブリッジ回路で
成り、前記駆動部は、前記導通のＰＷＭ信号に応じて一
方のハ―フブリッジ回路の一方のスイッチ素子と他方の
ハ―フブリッジ回路の他方のスイッチ素子を導通させて
前記方形波信号に応じた極性の電圧を出力させると共
に、前記非導通のＰＷＭ信号に応じて一方のハ―フブリ
ッジ回路の一方のスイッチ素子のみを非導通とし、一方
のハ―フブリッジ回路の他方のスイッチ素子に逆並列接
続されたダイオ―ドを介して変圧器に流れる電流を還流
させる。
―タは、それぞれダイオ―ドが逆並列接続された２個の
スイッチ素子を直流電圧源の正負間に直列接続し、その
中間点を交流出力端とする２組のハ―フブリッジ回路で
成り、前記駆動部は、前記導通のＰＷＭ信号に応じて一
方のハ―フブリッジ回路の一方のスイッチ素子と他方の
ハ―フブリッジ回路の他方のスイッチ素子を導通させて
前記方形波信号に応じた極性の電圧を出力させると共
に、前記非導通のＰＷＭ信号に応じて一方のハ―フブリ
ッジ回路の一方のスイッチ素子のみを非導通とし、一方
のハ―フブリッジ回路の他方のスイッチ素子に逆並列接
続されたダイオ―ドを介して変圧器に流れる電流を還流
させる。
【０００９】請求項３の発明として、更に、前記電流制
御部は、直流量の電流基準と電流検出器を介して検出さ
れる前記インバ―タの出力電流の絶体値との誤差を積分
する積分器を備え、前記電流基準に前記積分器の出力を
加算した値を前記制御信号として出力する。
御部は、直流量の電流基準と電流検出器を介して検出さ
れる前記インバ―タの出力電流の絶体値との誤差を積分
する積分器を備え、前記電流基準に前記積分器の出力を
加算した値を前記制御信号として出力する。
【００１０】請求項４の発明として、更に、前記パルス
幅変調部は、一定の変調周期でパルスを出力するパルス
発生部と、前記変調周期に同期したのこぎり波状のディ
ザ信号を出力する関数発生部と、前記パルスの発生時点
で導通のＰＷＭ信号を出力すると共に、前記制御信号と
前記インバ―タの出力電流にディザ信号を加えた値との
差分値に応じて、非導通のＰＷＭ信号を出力する信号保
持部を備える。
幅変調部は、一定の変調周期でパルスを出力するパルス
発生部と、前記変調周期に同期したのこぎり波状のディ
ザ信号を出力する関数発生部と、前記パルスの発生時点
で導通のＰＷＭ信号を出力すると共に、前記制御信号と
前記インバ―タの出力電流にディザ信号を加えた値との
差分値に応じて、非導通のＰＷＭ信号を出力する信号保
持部を備える。
【００１１】請求項５の発明として、更に、前記変圧器
の一次側に並列接続され、前記変圧器の磁束密度の飽和
特性に近似した特性を持つリアクトルと、このリアクト
ルに流れる励磁電流を検出して補正信号として出力する
電流基準補正部を設け、この補正信号を電流基準に加算
して電流基準を補正する。
の一次側に並列接続され、前記変圧器の磁束密度の飽和
特性に近似した特性を持つリアクトルと、このリアクト
ルに流れる励磁電流を検出して補正信号として出力する
電流基準補正部を設け、この補正信号を電流基準に加算
して電流基準を補正する。
【００１２】請求項６の発明として、請求項３の構成
に、更に、前記インバ―タの出力電流の実効値を求める
演算部と、前記電流基準と実効値との誤差を増幅する増
幅器を設け、前記電流基準に増幅器の出力を加算して電
流基準を補正する。
に、更に、前記インバ―タの出力電流の実効値を求める
演算部と、前記電流基準と実効値との誤差を増幅する増
幅器を設け、前記電流基準に増幅器の出力を加算して電
流基準を補正する。
【００１３】請求項７の発明として、請求項２の構成に
おいて、前記駆動部は、更に、前記方形波信号が変化し
た時点から所定期間だけその直前の導通のＰＷＭ信号に
よって導通状態とされた他方のハ―フブリッジ回路の他
方のスイッチ素子と一方のハ―フブリッジ回路の他方の
スイッチ素子に逆並列接続されたダオ―ドを介して変圧
器に流れる電流を還流させる極性切換制御部を設ける。
おいて、前記駆動部は、更に、前記方形波信号が変化し
た時点から所定期間だけその直前の導通のＰＷＭ信号に
よって導通状態とされた他方のハ―フブリッジ回路の他
方のスイッチ素子と一方のハ―フブリッジ回路の他方の
スイッチ素子に逆並列接続されたダオ―ドを介して変圧
器に流れる電流を還流させる極性切換制御部を設ける。
【００１４】請求項８の発明として、請求項４の構成に
おいて、前記パルス幅変調部は、パルス発生部から出力
されるパルスによってセットされ導通のＰＷＭ信号を出
力するフリップフロップと、前記導通のＰＷＭ信号によ
って出力が所定値にリセットされる比較器と、前記比較
器の出力が所定値にリセットされることにより、のこぎ
り波状のディザ信号を出力する前記変調周期より長い時
定数を持つ微分回路を備え、前記制御信号と前記インバ
―タの出力電流に前記ディザ信号を加えた値との差分値
に応じて前記比較器の出力をセットして前記フリップフ
ロップをリセットし非導通のＰＷＭ信号を出力する。
おいて、前記パルス幅変調部は、パルス発生部から出力
されるパルスによってセットされ導通のＰＷＭ信号を出
力するフリップフロップと、前記導通のＰＷＭ信号によ
って出力が所定値にリセットされる比較器と、前記比較
器の出力が所定値にリセットされることにより、のこぎ
り波状のディザ信号を出力する前記変調周期より長い時
定数を持つ微分回路を備え、前記制御信号と前記インバ
―タの出力電流に前記ディザ信号を加えた値との差分値
に応じて前記比較器の出力をセットして前記フリップフ
ロップをリセットし非導通のＰＷＭ信号を出力する。
【００１５】
【作用】請求項１の発明において、方形波発生部は所定
周波数の２値の状態を持つ方形波信号を出力する。電流
制御部は電流基準とインバ―タの出力電流との誤差に応
じて変化する電流制御信号を出力する。パルス幅変調部
は一定の変調周期で導通のＰＷＭ信号を出力し、上記電
流制御信号に応じて変調周期内で非導通のＰＷＭ信号を
出力する。駆動部は上記ＰＷＭ信号と方形波信号に応じ
てインバ―タを制御し、方形波状の交流の溶接電流を供
給する。
周波数の２値の状態を持つ方形波信号を出力する。電流
制御部は電流基準とインバ―タの出力電流との誤差に応
じて変化する電流制御信号を出力する。パルス幅変調部
は一定の変調周期で導通のＰＷＭ信号を出力し、上記電
流制御信号に応じて変調周期内で非導通のＰＷＭ信号を
出力する。駆動部は上記ＰＷＭ信号と方形波信号に応じ
てインバ―タを制御し、方形波状の交流の溶接電流を供
給する。
【００１６】請求項２の発明において、駆動部は、導通
のＰＷＭ信号が与えられたとき、方形波信号の値に応じ
た極性の電圧を出力するように、一方のハ―フブリッジ
回路の一方のスイッチ素子と他方のハ―フブリッジ回路
の他方のスイッチ素子を導通させ、非導通のＰＷＭ信号
が与えられたとき、一方のハ―フブリッジ回路の一方の
スイッチ素子のみを非導通とし、一方のハ―フブリッジ
回路の他方のスイッチ素子に逆並列接続されたタイオ―
ドと他方のハ―フブリッジ回路の他方のスイッチ素子を
介して変圧器の一次側に流れる電流を還流させる。
のＰＷＭ信号が与えられたとき、方形波信号の値に応じ
た極性の電圧を出力するように、一方のハ―フブリッジ
回路の一方のスイッチ素子と他方のハ―フブリッジ回路
の他方のスイッチ素子を導通させ、非導通のＰＷＭ信号
が与えられたとき、一方のハ―フブリッジ回路の一方の
スイッチ素子のみを非導通とし、一方のハ―フブリッジ
回路の他方のスイッチ素子に逆並列接続されたタイオ―
ドと他方のハ―フブリッジ回路の他方のスイッチ素子を
介して変圧器の一次側に流れる電流を還流させる。
【００１７】請求項３の発明において、電流制御部は、
積分器により直流量の電流基準と電流検出器を介して検
出されるインバ―タの出力電流の絶体値との誤差を積分
し、誤差の値に応じて変化率が変化する信号を出力し、
この信号を前記電流基準に加算して電流制御信号として
出力する。
積分器により直流量の電流基準と電流検出器を介して検
出されるインバ―タの出力電流の絶体値との誤差を積分
し、誤差の値に応じて変化率が変化する信号を出力し、
この信号を前記電流基準に加算して電流制御信号として
出力する。
【００１８】請求項４の発明において、パルス幅変調部
は、パルス発生部により一定の変調周期でパルスを出力
し、関数発生部によりパルスの出力時点から変調周期内
で単調増加あるいは減少するのこぎり波状のディザ信号
を出力させ、信号保持部により上記パルスの出力時点で
導通のＰＷＭ信号を出力すると共に、前記電流制御信号
とディザ信号の差分値に応じ変調周期内で非導通のＰＷ
Ｍ信号を出力する。
は、パルス発生部により一定の変調周期でパルスを出力
し、関数発生部によりパルスの出力時点から変調周期内
で単調増加あるいは減少するのこぎり波状のディザ信号
を出力させ、信号保持部により上記パルスの出力時点で
導通のＰＷＭ信号を出力すると共に、前記電流制御信号
とディザ信号の差分値に応じ変調周期内で非導通のＰＷ
Ｍ信号を出力する。
【００１９】請求項５の発明において、リアクトルに流
れる励磁電流は変圧器の一次側に流れる励磁電流を模擬
し、電流基準補正部は、リアクトルに流れる励磁電流を
検出して補正信号として出力し、電流基準に加算して電
流基準を補正する。
れる励磁電流は変圧器の一次側に流れる励磁電流を模擬
し、電流基準補正部は、リアクトルに流れる励磁電流を
検出して補正信号として出力し、電流基準に加算して電
流基準を補正する。
【００２０】請求項６の発明において、演算部はインバ
―タの出力電流の実効値を出力し、増幅器は電流基準と
実効値との誤差を増幅し、その出力を電流基準に加算し
て補正した電流基準を得る。
―タの出力電流の実効値を出力し、増幅器は電流基準と
実効値との誤差を増幅し、その出力を電流基準に加算し
て補正した電流基準を得る。
【００２１】請求項７の発明において、駆動部は、極性
切換制御部により方形波信号の値が変化したとき、その
時点から所定期間だけ、その直前の導通のＰＷＭ信号に
よって導通状態とされた他方のハ―フブリッジ回路の他
方のスイッチ素子と一方のハ―フブリッジ回路の他方の
スイッチ素子に逆並列接続されたダイオ―ドを介して変
圧器の一次側に流れる電流を還流させ、所定期間が経過
したとき、方形波信号の値に応じた極性の電圧を出力す
るようにインバ―タを制御する。
切換制御部により方形波信号の値が変化したとき、その
時点から所定期間だけ、その直前の導通のＰＷＭ信号に
よって導通状態とされた他方のハ―フブリッジ回路の他
方のスイッチ素子と一方のハ―フブリッジ回路の他方の
スイッチ素子に逆並列接続されたダイオ―ドを介して変
圧器の一次側に流れる電流を還流させ、所定期間が経過
したとき、方形波信号の値に応じた極性の電圧を出力す
るようにインバ―タを制御する。
【００２２】請求項８の発明において、比較器の出力が
導通のＰＷＭ信号によって所定値にリセットされると、
微分回路の時定数で単調減少するのこぎり波状のディザ
信号が得られ、このディザ信号がインバ―タの出力電流
に加えられるように作用する。前記制御信号とインバ―
タの出力電流にディザ信号を加えた値との差分値によっ
て比較器が動作し、その出力がセットされ変化するとフ
リップフロップがリセットされ非導通のＰＷＭ信号を出
力する。
導通のＰＷＭ信号によって所定値にリセットされると、
微分回路の時定数で単調減少するのこぎり波状のディザ
信号が得られ、このディザ信号がインバ―タの出力電流
に加えられるように作用する。前記制御信号とインバ―
タの出力電流にディザ信号を加えた値との差分値によっ
て比較器が動作し、その出力がセットされ変化するとフ
リップフロップがリセットされ非導通のＰＷＭ信号を出
力する。
【００２３】
【実施例】本発明の請求項１〜５に対応する実施例を図
１に示す。図１において、23は変圧器５の励磁電流を模
擬する小容量のリアクトルで、鉄心の磁束飽和特性を変
圧器５の特性に近似したものとする。24は変流器、25は
リアクトル23に流れる励磁電流ｉ0 の絶体値が所定値を
越えるとき信号ｓ1 を出力するレベル検出器、26は励磁
電流ｉ0 の極性を判別して極性信号ＰＯＬを出力する極
性検出器、27は一定周波数のクロックパルス発生器を含
み、通電信号ｈがアクティブの間、一定のクロックパル
スを計数する度にパルス信号ｓ2 を出力すると共に零ク
リアしてカウントを繰り返すカウンタで、信号ｓ1 によ
り強制的にパルス信号ｓ2 を出力すると共に零クリアさ
れ、信号ｓ4 により所定のカウント数にプリセットされ
る。28は通電信号ｈがアクティブの間、パルス信号ｓ2
が入力される度に２値（１，０）の値が反転して所定周
波数の２値の方形波信号ｓ3 を出力する方形波回路で、
最初に出力する方形波の値はプリセット回路からの信号
ｓ5 によって決定される。29はラッチ回路で、通電信号
ｈがイナクテブになったとき、その時点の極性信号ＰＯ
Ｌを保持する。30はプリセット回路で、ラッチ回路29に
保持された極性信号ＰＯＬの値に応じてカウンタ27と方
形波回路28の初期設定を行う信号ｓ4 ，ｓ5 を出力す
る。31は方形波信号ｓ3 の値に応じて入力信号ｉ0 の極
性を反転した補償信号ｉ01を出力する補償回路、32は
（溶接）電流基準Ｉ* と補償信号ｉ01を加算して補償さ
れた（インバ―タの出力）電流基準Ｉ1 * を出力する加
算器、33は電流基準Ｉ1 * と電流検出器11を介して検出
されるインバ―タの出力電流ｉ1 の絶体値ｉ1dとの誤差
を積分して制御信号ａを出力する積分器、34は電流基準
Ｉ1 * と制御信号ａを加算して電流制御信号ｂを出力す
る加算器、35は一定の変調周期でパルス信号ｃを出力す
ると共にデュ―ティ50％の矩形波状の同期信号ｄを出力
するパルス発生器、36は同期信号ｄに同期して変調周期
内で単調増加するのこぎり波状のディザ信号ｅを出力す
るディザ回路、37は制御信号ｂとインバ―タの出力電流
の絶体値ｉ1dにディザ信号ｅを加えた値とを比較し、そ
の差分値の極性が反転したときパルス信号ｆを出力する
比較器、38はパルス信号ｃでセットされ導通のＰＷＭ信
号ｊを出力すると共に、パルス信号ｆでリセットされ非
導通のＰＷＭ信号ｊを出力するフリップフロップ、39は
方形波信号ｓ3 とＰＷＭ信号ｊに応じてインバ―タ４を
制御するために駆動回路40，41を制御する信号ｋ，ｌを
出力する分配回路である。他は従来と同じもので同符号
で示している。
１に示す。図１において、23は変圧器５の励磁電流を模
擬する小容量のリアクトルで、鉄心の磁束飽和特性を変
圧器５の特性に近似したものとする。24は変流器、25は
リアクトル23に流れる励磁電流ｉ0 の絶体値が所定値を
越えるとき信号ｓ1 を出力するレベル検出器、26は励磁
電流ｉ0 の極性を判別して極性信号ＰＯＬを出力する極
性検出器、27は一定周波数のクロックパルス発生器を含
み、通電信号ｈがアクティブの間、一定のクロックパル
スを計数する度にパルス信号ｓ2 を出力すると共に零ク
リアしてカウントを繰り返すカウンタで、信号ｓ1 によ
り強制的にパルス信号ｓ2 を出力すると共に零クリアさ
れ、信号ｓ4 により所定のカウント数にプリセットされ
る。28は通電信号ｈがアクティブの間、パルス信号ｓ2
が入力される度に２値（１，０）の値が反転して所定周
波数の２値の方形波信号ｓ3 を出力する方形波回路で、
最初に出力する方形波の値はプリセット回路からの信号
ｓ5 によって決定される。29はラッチ回路で、通電信号
ｈがイナクテブになったとき、その時点の極性信号ＰＯ
Ｌを保持する。30はプリセット回路で、ラッチ回路29に
保持された極性信号ＰＯＬの値に応じてカウンタ27と方
形波回路28の初期設定を行う信号ｓ4 ，ｓ5 を出力す
る。31は方形波信号ｓ3 の値に応じて入力信号ｉ0 の極
性を反転した補償信号ｉ01を出力する補償回路、32は
（溶接）電流基準Ｉ* と補償信号ｉ01を加算して補償さ
れた（インバ―タの出力）電流基準Ｉ1 * を出力する加
算器、33は電流基準Ｉ1 * と電流検出器11を介して検出
されるインバ―タの出力電流ｉ1 の絶体値ｉ1dとの誤差
を積分して制御信号ａを出力する積分器、34は電流基準
Ｉ1 * と制御信号ａを加算して電流制御信号ｂを出力す
る加算器、35は一定の変調周期でパルス信号ｃを出力す
ると共にデュ―ティ50％の矩形波状の同期信号ｄを出力
するパルス発生器、36は同期信号ｄに同期して変調周期
内で単調増加するのこぎり波状のディザ信号ｅを出力す
るディザ回路、37は制御信号ｂとインバ―タの出力電流
の絶体値ｉ1dにディザ信号ｅを加えた値とを比較し、そ
の差分値の極性が反転したときパルス信号ｆを出力する
比較器、38はパルス信号ｃでセットされ導通のＰＷＭ信
号ｊを出力すると共に、パルス信号ｆでリセットされ非
導通のＰＷＭ信号ｊを出力するフリップフロップ、39は
方形波信号ｓ3 とＰＷＭ信号ｊに応じてインバ―タ４を
制御するために駆動回路40，41を制御する信号ｋ，ｌを
出力する分配回路である。他は従来と同じもので同符号
で示している。
【００２４】なお、レベル検出器25、極性検出器26、カ
ウンタ27、方形波回路28、ラッチ回路29、プリセット回
路30の作用については、先に提案した（特願平6-14372
9）明細書に詳しく述べているので参照されたい。ここ
では、本発明の作用に関わる部分について説明する。
ウンタ27、方形波回路28、ラッチ回路29、プリセット回
路30の作用については、先に提案した（特願平6-14372
9）明細書に詳しく述べているので参照されたい。ここ
では、本発明の作用に関わる部分について説明する。
【００２５】上記構成において、起動回路19から通電開
始の起動信号ｇが入力されるとタイマ―20は設定された
溶接時間だけ通電信号ｈをアクテブにする。これにより
カウンタ27は内部のクロックパルスのカウントを開始し
所定の周期でパルス信号ｓ2を出力し、パルス信号ｓ2
が入力される度に方形波回路28は２値を反転して方形波
信号ｓ3 を出力する。この方形波信号ｓ3 の値はインバ
―タ４の交流出力電圧の極性を決定する信号として作用
し、分配回路39は方形波信号ｓ3 の値に応じてインバ―
タ４の該当スイッチ素子を導通させる制御信号ｋ，ｌを
出力する。駆動回路40，41は、通電信号ｈがアクテイブ
の間、その機能が有効となり、制御信号ｋ，ｌに応じて
該当スイッチ素子を導通させ、インバ―タ４は方形波信
号ｓ3 の値に対応した極性の電圧ｖ1 を出力し、変圧器
５の一次側に電流ｉ1 を供給する。
始の起動信号ｇが入力されるとタイマ―20は設定された
溶接時間だけ通電信号ｈをアクテブにする。これにより
カウンタ27は内部のクロックパルスのカウントを開始し
所定の周期でパルス信号ｓ2を出力し、パルス信号ｓ2
が入力される度に方形波回路28は２値を反転して方形波
信号ｓ3 を出力する。この方形波信号ｓ3 の値はインバ
―タ４の交流出力電圧の極性を決定する信号として作用
し、分配回路39は方形波信号ｓ3 の値に応じてインバ―
タ４の該当スイッチ素子を導通させる制御信号ｋ，ｌを
出力する。駆動回路40，41は、通電信号ｈがアクテイブ
の間、その機能が有効となり、制御信号ｋ，ｌに応じて
該当スイッチ素子を導通させ、インバ―タ４は方形波信
号ｓ3 の値に対応した極性の電圧ｖ1 を出力し、変圧器
５の一次側に電流ｉ1 を供給する。
【００２６】一方、パルス発生器35は一定の変調周期Ｔ
1 でパルス信号ｃを出力しており、フリップフロップ38
はパルス信号ｃによりセットされ導通のＰＷＭ信号を出
力しているが、インバ―タの出力電流ｉ1 が増大すると
電流検出器11を介して検出されるその絶体値信号、ｉ1d
が増大し、目標の値に達すると比較器37からパルス信号
ｆが出力され、フリップフロップ38はリセットされて非
導通のＰＷＭ信号ｊを出力し、インバ―タ４から電力の
供給を中止させる。これにより、変圧器５の一次側の電
流ｉ1 は減少し始める。フリップフロップ38は変調周期
毎にセットされ、インバ―タ４を元の導通状態に戻すの
で、図２（ａ）に示すように、所謂、瞬時値制御による
ＰＷＭ制御が行われる。
1 でパルス信号ｃを出力しており、フリップフロップ38
はパルス信号ｃによりセットされ導通のＰＷＭ信号を出
力しているが、インバ―タの出力電流ｉ1 が増大すると
電流検出器11を介して検出されるその絶体値信号、ｉ1d
が増大し、目標の値に達すると比較器37からパルス信号
ｆが出力され、フリップフロップ38はリセットされて非
導通のＰＷＭ信号ｊを出力し、インバ―タ４から電力の
供給を中止させる。これにより、変圧器５の一次側の電
流ｉ1 は減少し始める。フリップフロップ38は変調周期
毎にセットされ、インバ―タ４を元の導通状態に戻すの
で、図２（ａ）に示すように、所謂、瞬時値制御による
ＰＷＭ制御が行われる。
【００２７】溶接電流の目標値が電流基準Ｉ* として与
えられると、インバ―タの出力電流ｉ1 の目標値は加算
器34から出力される信号ｂで定められる。すなわち、溶
接電流に対応する一次側電流基準Ｉ* に補償回路31から
出力される補償信号ｉ01を加えて、変圧器５の励磁電流
相当分を補償した電流基準Ｉ1 * が加算器32から出力さ
れる。また、この積分器33からこの電流基準Ｉ1 * とイ
ンバ―タの出力電流の絶体値ｉ1dとの誤差を積分した信
号ａが出力され、加算器34は電流基準Ｉ1 * と信号ａを
加算して、インバ―タの出力電流ｉ1 の目標値として出
力する。
えられると、インバ―タの出力電流ｉ1 の目標値は加算
器34から出力される信号ｂで定められる。すなわち、溶
接電流に対応する一次側電流基準Ｉ* に補償回路31から
出力される補償信号ｉ01を加えて、変圧器５の励磁電流
相当分を補償した電流基準Ｉ1 * が加算器32から出力さ
れる。また、この積分器33からこの電流基準Ｉ1 * とイ
ンバ―タの出力電流の絶体値ｉ1dとの誤差を積分した信
号ａが出力され、加算器34は電流基準Ｉ1 * と信号ａを
加算して、インバ―タの出力電流ｉ1 の目標値として出
力する。
【００２８】方形波信号ｓ3 とＰＷＭ信号ｊに応じて分
配回路39は、図２（ａ）に示すようにインバ―タ４の各
スイッチ素子41〜44を制御して、方形波信号ｓ3 が１の
とき、スイッチ素子41と44を動作させ正の電圧レベルｖ
1 を出力し、方形波信号ｓ3が０のとき、スイッチ素子4
3と42を動作させ負の電圧ｖ1 を出力させる。また、Ｐ
ＷＭ信号ｊが導通指令（１）のとき、ｔ1 −ｔ2 ，ｔ3
−ｔ4 あるいはｔ6 −ｔ7 ，ｔ8 −ｔ9 に示すように、
スイッチ素子41と44あるいは43と42の両方共導通させ、
ＰＷＭ信号ｊが非導通指令（０）のとき、ｔ2 −ｔ3 ，
ｔ4 −5 あるいはｔ7 −ｔ8 ，ｔ9 −ｔ10に示すように
スイッチ素子41と44あるいは43と42のいずれか一方のス
イッチ素子のみを交互に非導通とさせる。このようにス
イッチング制御を行うことにより、ＰＷＭ信号ｊが非導
通指令のとき、変圧器５の一次側に流れる電流ｉ1 が直
流電源側へ回生されずインバ―タ４を介して還流し、電
流ｉ1 の減少が少なくなりリップルを少なくすることが
でき、スイッチ素子のスイッチング周波数を等価的に１
／２とすることができる。なお、方形波信号ｓ3 が１か
ら０に変化したとき、スイッチ素子44の動作遅れにより
直流短絡が生じないようにスイッチ素子42の導通はデッ
トタイムと称する数μｓの遅れをもって行っている。し
かし、このようにスイッチング制御を行うと、インバ―
タの出力電流ｉ1 が目標値に達して安定して流れると
き、信号ｂとｉ1dとの偏差値の変動幅が小さくなり、図
２（ｂ）に示すように僅かなノイズの侵入により比較器
37の判定時点がｔ2A，ｔ2Bのように影響を受け、ＰＷＭ
信号ｊのパルス幅が大幅に変化し、インバ―タの出力電
流ｉ1 が不安定になる場合がある。本実施例では、この
ノイズの影響を緩和するためにディザ回路36を設けてい
る。ディザ回路36は、変調周期Ｔ1 に同期して出力され
る信号ｄにより図２（ｃ）に示すようなのこぎり波状の
ディザ信号ｅを出力し、比較器37は、この信号ｅをイン
バ―タの出力電流の絶体値ｉ1dに加えて信号ｂと比較す
るように作用する。これにより、ＰＷＭ信号ｊを非導通
とする目標時点ｔ2 から離れた時点の見かけ上の偏差値
が拡大されノイズの影響をｔ2A，ｔ2Bのように緩和する
ことができる。なお、このディザ信号ｅの導入によって
生じる電流基準Ｉ1 * とインバ―タの出力電流の絶体値
ｉ1dとの誤差は積分器33から出力される信号ａによって
補償される。
配回路39は、図２（ａ）に示すようにインバ―タ４の各
スイッチ素子41〜44を制御して、方形波信号ｓ3 が１の
とき、スイッチ素子41と44を動作させ正の電圧レベルｖ
1 を出力し、方形波信号ｓ3が０のとき、スイッチ素子4
3と42を動作させ負の電圧ｖ1 を出力させる。また、Ｐ
ＷＭ信号ｊが導通指令（１）のとき、ｔ1 −ｔ2 ，ｔ3
−ｔ4 あるいはｔ6 −ｔ7 ，ｔ8 −ｔ9 に示すように、
スイッチ素子41と44あるいは43と42の両方共導通させ、
ＰＷＭ信号ｊが非導通指令（０）のとき、ｔ2 −ｔ3 ，
ｔ4 −5 あるいはｔ7 −ｔ8 ，ｔ9 −ｔ10に示すように
スイッチ素子41と44あるいは43と42のいずれか一方のス
イッチ素子のみを交互に非導通とさせる。このようにス
イッチング制御を行うことにより、ＰＷＭ信号ｊが非導
通指令のとき、変圧器５の一次側に流れる電流ｉ1 が直
流電源側へ回生されずインバ―タ４を介して還流し、電
流ｉ1 の減少が少なくなりリップルを少なくすることが
でき、スイッチ素子のスイッチング周波数を等価的に１
／２とすることができる。なお、方形波信号ｓ3 が１か
ら０に変化したとき、スイッチ素子44の動作遅れにより
直流短絡が生じないようにスイッチ素子42の導通はデッ
トタイムと称する数μｓの遅れをもって行っている。し
かし、このようにスイッチング制御を行うと、インバ―
タの出力電流ｉ1 が目標値に達して安定して流れると
き、信号ｂとｉ1dとの偏差値の変動幅が小さくなり、図
２（ｂ）に示すように僅かなノイズの侵入により比較器
37の判定時点がｔ2A，ｔ2Bのように影響を受け、ＰＷＭ
信号ｊのパルス幅が大幅に変化し、インバ―タの出力電
流ｉ1 が不安定になる場合がある。本実施例では、この
ノイズの影響を緩和するためにディザ回路36を設けてい
る。ディザ回路36は、変調周期Ｔ1 に同期して出力され
る信号ｄにより図２（ｃ）に示すようなのこぎり波状の
ディザ信号ｅを出力し、比較器37は、この信号ｅをイン
バ―タの出力電流の絶体値ｉ1dに加えて信号ｂと比較す
るように作用する。これにより、ＰＷＭ信号ｊを非導通
とする目標時点ｔ2 から離れた時点の見かけ上の偏差値
が拡大されノイズの影響をｔ2A，ｔ2Bのように緩和する
ことができる。なお、このディザ信号ｅの導入によって
生じる電流基準Ｉ1 * とインバ―タの出力電流の絶体値
ｉ1dとの誤差は積分器33から出力される信号ａによって
補償される。
【００２９】方形波信号ｓ3 の周期Ｔ2 に応じてインバ
―タ４は図３に示すような交流電圧ｖ1 を出力して変圧
器５の一次側に印加し、二次側から交流の方形波状の溶
接電流ｉ2 が供給される。変圧器５の一次側には溶接電
流ｉ2 に対応した電流と変圧器５の励磁電流の加算値の
電流ｉ1 が流れる。リアクトル23には変圧器５の励磁電
流に相似した励磁電流ｉ0 が流れる。変流器24を介して
検出されるリアクトル23の励磁電流ｉ0 は補償回路31に
より方形波信号ｓ3 の値に応じて半周期毎に極性反転さ
れた補償信号ｉ01を生成し、溶接電流を定める電流基準
Ｉ* に加えられ、インバ―タの出力電流ｉ1 を定める電
流基準Ｉ1 * となる。
―タ４は図３に示すような交流電圧ｖ1 を出力して変圧
器５の一次側に印加し、二次側から交流の方形波状の溶
接電流ｉ2 が供給される。変圧器５の一次側には溶接電
流ｉ2 に対応した電流と変圧器５の励磁電流の加算値の
電流ｉ1 が流れる。リアクトル23には変圧器５の励磁電
流に相似した励磁電流ｉ0 が流れる。変流器24を介して
検出されるリアクトル23の励磁電流ｉ0 は補償回路31に
より方形波信号ｓ3 の値に応じて半周期毎に極性反転さ
れた補償信号ｉ01を生成し、溶接電流を定める電流基準
Ｉ* に加えられ、インバ―タの出力電流ｉ1 を定める電
流基準Ｉ1 * となる。
【００３０】溶接電流ｉ2 が大きい（ 100％に近い）場
合、変圧器５の励磁電流は無視できるが、溶接電流が小
さい（20％以下）の場合、変圧器５の励磁電流が溶接電
流に対して５〜10％以上となり誤差が大きくなるが、本
実施例によれば、この誤差をなくして精度良く溶接電流
を供給することができる。
合、変圧器５の励磁電流は無視できるが、溶接電流が小
さい（20％以下）の場合、変圧器５の励磁電流が溶接電
流に対して５〜10％以上となり誤差が大きくなるが、本
実施例によれば、この誤差をなくして精度良く溶接電流
を供給することができる。
【００３１】積分器33は、溶接電流ｉ2 の極性が反転す
る過渡期間の溶接電力の減少を補償する作用をも行う。
すなわち、積分器33が無い場合、図４（ａ）に示すよう
に、極性が反転する過渡期間Ｔ3 において、溶接電流ｉ
2 は回路定数で定まる所定の電流変化率で変化し、目標
の溶接電流に達すると一定となるように制御される。従
って、溶接電力Ｐ（ｉ2 の２乗）は過渡期間Ｔ3 の斜線
で示した分だけ減少し、溶接部の温度が低下する。積分
器33を設けた場合、溶接電流ｉ2 は図４（ｂ）に示すよ
うに過渡期間Ｔ3 の直後に期間Ｔ4 だけオ―バ―シュ―
トして一定値に安定する。このオ―バ―シュ―トの作用
は、過渡期間Ｔ3 中における電流基準Ｉ1 * とインバ―
タの出力電流の絶体値ｉ1dとの誤差が積分器33によって
積分されその積分値（信号ａ）が電流基準Ｉ1 * に加算
されることによって行われる。これによって、溶接電力
Ｐは期間Ｔ3 で減少した分が期間Ｔ4 で直ちに補なわれ
溶接部の温度低下を早期に回復させることができる。
る過渡期間の溶接電力の減少を補償する作用をも行う。
すなわち、積分器33が無い場合、図４（ａ）に示すよう
に、極性が反転する過渡期間Ｔ3 において、溶接電流ｉ
2 は回路定数で定まる所定の電流変化率で変化し、目標
の溶接電流に達すると一定となるように制御される。従
って、溶接電力Ｐ（ｉ2 の２乗）は過渡期間Ｔ3 の斜線
で示した分だけ減少し、溶接部の温度が低下する。積分
器33を設けた場合、溶接電流ｉ2 は図４（ｂ）に示すよ
うに過渡期間Ｔ3 の直後に期間Ｔ4 だけオ―バ―シュ―
トして一定値に安定する。このオ―バ―シュ―トの作用
は、過渡期間Ｔ3 中における電流基準Ｉ1 * とインバ―
タの出力電流の絶体値ｉ1dとの誤差が積分器33によって
積分されその積分値（信号ａ）が電流基準Ｉ1 * に加算
されることによって行われる。これによって、溶接電力
Ｐは期間Ｔ3 で減少した分が期間Ｔ4 で直ちに補なわれ
溶接部の温度低下を早期に回復させることができる。
【００３２】本発明の請求項６に対応する実施例を図５
に示す。この実施例は、電流検出器11を介して検出され
るインバ―タの出力電流ｉ01から実効値演算回路51によ
りインバ―タの出力電流の実効値ｉrms を求め、溶接電
流の基準Ｉ* と実効値ｉrmsとの誤差を増幅器52で増幅
してＩ* に加え、インバ―タの出力電流の基準Ｉ1 *と
したものである。この実施例によれば、溶接電流の極性
が反転する過渡期間の実効値の低下分を補償して溶接部
の発熱量を一定に制御することができる。
に示す。この実施例は、電流検出器11を介して検出され
るインバ―タの出力電流ｉ01から実効値演算回路51によ
りインバ―タの出力電流の実効値ｉrms を求め、溶接電
流の基準Ｉ* と実効値ｉrmsとの誤差を増幅器52で増幅
してＩ* に加え、インバ―タの出力電流の基準Ｉ1 *と
したものである。この実施例によれば、溶接電流の極性
が反転する過渡期間の実効値の低下分を補償して溶接部
の発熱量を一定に制御することができる。
【００３３】本発明の請求項７に対応する実施例を図６
（ａ）に示す。この実施例は、溶接電流の極性が反転す
る過渡期間において、極性反転後の変圧器５の磁束密度
を下げるため工夫を加えている。すなわち、方形波信号
ｓ3 の値が変化する度にワンショット回路45から所定幅
（Ｔ5 ）のパルス信号Ｐを出力させ、この信号Ｐにより
遅れ回路46から方形波信号ｓ3 より所定期間（Ｔ5 ）だ
け遅れて変化する方形波信号ｓ3Aを出力させると共に、
アンド回路47のゲ―トを閉じて強制的に非導通のＰＷＭ
信号を生成する。これにより分配回路39はｔ1 〜ｔ2 間
は方形波信号ｓ3 の値が変化する前の値（図では１の
値）で零電圧出力モ―ド（変圧器５の一次側電流がイン
バ―タを介して還流する状態）となるようにインバ―タ
４のスイッチ素子を制御し、インバ―タ５の出力電圧は
図６（ｂ）のｖ1 （２）に示すように零電圧となる。パ
ルス信号Ｐが時点ｔ2 で消滅すると遅れ回路46から出力
される方形波信号ｓ3Aは正規の方形波信号ｓ3 と同じ値
（図では０の状態）に変化すると共にアンド回路47のゲ
―トが開かれ通常のＰＷＭ信号ｊが出力され、分配回路
39は通常のスイッチング制御を行う。従って、インバ―
タ４の出力電圧はｖ1（２）に示すように、方形波信号
ｓ3Aの値に応じた負の電圧を出力し、目標値に達するｔ
2 〜ｔ4 の間フォ―シング電圧を出力した後溶接電流を
供給する値で一定となる。なお、比較のため、出力電圧
の極性を反転させる場合に、零電圧出力モ―ドを設けな
いときの出力電圧と溶接電流をｖ1 （１）とｉ2 （１）
に示した。
（ａ）に示す。この実施例は、溶接電流の極性が反転す
る過渡期間において、極性反転後の変圧器５の磁束密度
を下げるため工夫を加えている。すなわち、方形波信号
ｓ3 の値が変化する度にワンショット回路45から所定幅
（Ｔ5 ）のパルス信号Ｐを出力させ、この信号Ｐにより
遅れ回路46から方形波信号ｓ3 より所定期間（Ｔ5 ）だ
け遅れて変化する方形波信号ｓ3Aを出力させると共に、
アンド回路47のゲ―トを閉じて強制的に非導通のＰＷＭ
信号を生成する。これにより分配回路39はｔ1 〜ｔ2 間
は方形波信号ｓ3 の値が変化する前の値（図では１の
値）で零電圧出力モ―ド（変圧器５の一次側電流がイン
バ―タを介して還流する状態）となるようにインバ―タ
４のスイッチ素子を制御し、インバ―タ５の出力電圧は
図６（ｂ）のｖ1 （２）に示すように零電圧となる。パ
ルス信号Ｐが時点ｔ2 で消滅すると遅れ回路46から出力
される方形波信号ｓ3Aは正規の方形波信号ｓ3 と同じ値
（図では０の状態）に変化すると共にアンド回路47のゲ
―トが開かれ通常のＰＷＭ信号ｊが出力され、分配回路
39は通常のスイッチング制御を行う。従って、インバ―
タ４の出力電圧はｖ1（２）に示すように、方形波信号
ｓ3Aの値に応じた負の電圧を出力し、目標値に達するｔ
2 〜ｔ4 の間フォ―シング電圧を出力した後溶接電流を
供給する値で一定となる。なお、比較のため、出力電圧
の極性を反転させる場合に、零電圧出力モ―ドを設けな
いときの出力電圧と溶接電流をｖ1 （１）とｉ2 （１）
に示した。
【００３４】本実施例によれば、溶接電流ｉ2 （２）が
反転する時間がやや長くなるが、変圧器５に印加される
電圧の時間積はｔ1 〜ｔ2 間が零となるのでｔ1 〜ｔ4
間で比較すると小さくなる。これは磁束密度が低いこと
を示し、変圧器５を小形化できることを示している。
反転する時間がやや長くなるが、変圧器５に印加される
電圧の時間積はｔ1 〜ｔ2 間が零となるのでｔ1 〜ｔ4
間で比較すると小さくなる。これは磁束密度が低いこと
を示し、変圧器５を小形化できることを示している。
【００３５】本発明の請求項８に対応する実施例を図７
（ａ）に示す。この実施例は、ディザ信号の生成を簡略
化したものである。すなわち、導通のＰＷＭ信号ｊが出
力されたとき、反転回路63、抵抗62を介して比較器37の
入力に加えていたバイアス量を零とし、比較器37の出力
ｎを所定値（図７では高レベル状態）にリセットする。
出力ｎが高レベルに変化することによりコンデンサ64、
抵抗65，66で成る微分回路を介して変位電流が流れのこ
ぎり波状のディザ信号ｅを得るようにしている。このデ
ィザ信号ｅは比較器37の同相入力端子に加えられ、結果
としてインバ―タの出力電流の絶体値ｉ1dに加算される
ことになる。そして、制御信号ｂとインバ―タの出力電
流ｉ1dにディザ信号ｅを加えた値の差分値によって比較
器37の出力ｎが低レベル（−15Ｖ）に変化すると反転回
路68を介してフリップフロップ38がリセットされ非導通
のＰＷＭ信号ｊが出力され、比較器37には再びバイアス
量が加えられ、コンデンサ64は図示の極性の電圧で充電
される。
（ａ）に示す。この実施例は、ディザ信号の生成を簡略
化したものである。すなわち、導通のＰＷＭ信号ｊが出
力されたとき、反転回路63、抵抗62を介して比較器37の
入力に加えていたバイアス量を零とし、比較器37の出力
ｎを所定値（図７では高レベル状態）にリセットする。
出力ｎが高レベルに変化することによりコンデンサ64、
抵抗65，66で成る微分回路を介して変位電流が流れのこ
ぎり波状のディザ信号ｅを得るようにしている。このデ
ィザ信号ｅは比較器37の同相入力端子に加えられ、結果
としてインバ―タの出力電流の絶体値ｉ1dに加算される
ことになる。そして、制御信号ｂとインバ―タの出力電
流ｉ1dにディザ信号ｅを加えた値の差分値によって比較
器37の出力ｎが低レベル（−15Ｖ）に変化すると反転回
路68を介してフリップフロップ38がリセットされ非導通
のＰＷＭ信号ｊが出力され、比較器37には再びバイアス
量が加えられ、コンデンサ64は図示の極性の電圧で充電
される。
【００３６】
【発明の効果】本発明によれば、交流の方形波状の溶接
電流を供給するので溶接電極の摩耗が少なくなり、電極
交換の頻度が少なくなるので稼動率を向上させることが
できる。また、電流制御の応答特性を向上させると共
に、耐ノイズ特性を向上させ、溶接電流のリップルを小
さくすることができる。また、溶接電流の極性反転時に
おける溶接部の温度の低下を補償することができると共
に、変圧器の励磁電流分を補償することができ、高精度
の溶接電流を供給することができ、品質の良い溶接を行
うことができる。また、変圧器の磁束利用率を向上させ
小型化することのできる抵抗溶接機の制御装置を提供す
ることができる。
電流を供給するので溶接電極の摩耗が少なくなり、電極
交換の頻度が少なくなるので稼動率を向上させることが
できる。また、電流制御の応答特性を向上させると共
に、耐ノイズ特性を向上させ、溶接電流のリップルを小
さくすることができる。また、溶接電流の極性反転時に
おける溶接部の温度の低下を補償することができると共
に、変圧器の励磁電流分を補償することができ、高精度
の溶接電流を供給することができ、品質の良い溶接を行
うことができる。また、変圧器の磁束利用率を向上させ
小型化することのできる抵抗溶接機の制御装置を提供す
ることができる。
【図１】請求項１〜５に対応する実施例の構成図
【図２】上記実施例の作用を説明するための波形図
【図３】上記実施例の励磁電流補償の作用を説明するた
めの波形図
めの波形図
【図４】上記実施例の積分器33の作用を説明するための
波形図
波形図
【図５】請求項６に対応する実施例の要部構成図
【図６】請求項７に対応する実施例で、（ａ）は要部構
成図、（ｂ）は波形図
成図、（ｂ）は波形図
【図７】請求項８に対応する実施例で、（ａ）は要部構
成図、（ｂ）は波形図
成図、（ｂ）は波形図
【図８】従来装置の構成図
１…交流電源 ２…整流器 ３…コンデンサ ４…イン
バ―タ ５…変圧器 ６…変流器 ８…浮遊インダクタンス ９…溶接電極
11…電流検出器 19…起動回路 20…タイマ― 23…リ
アクトル 24…変流器 25…レベル検出器 26…極性検
出器 27…カウンタ 28…方形波回路 29…ラッチ回路
30…プリセット回路 31…補償回路 32，34…加算器
33…積分器 35…パルス発生器 36…ディザ回路 37
…比較器 38…フリップフロップ 39…分配回路 40，
41…駆動回路 45…ワンショット回路 46…遅れ回路
47…アンド回路 51…実効値演算回路 52…増幅器 60
〜62，65，66，69…抵抗 63，68…反転回路 64…コン
デンサ 67…ダイオ―ド
バ―タ ５…変圧器 ６…変流器 ８…浮遊インダクタンス ９…溶接電極
11…電流検出器 19…起動回路 20…タイマ― 23…リ
アクトル 24…変流器 25…レベル検出器 26…極性検
出器 27…カウンタ 28…方形波回路 29…ラッチ回路
30…プリセット回路 31…補償回路 32，34…加算器
33…積分器 35…パルス発生器 36…ディザ回路 37
…比較器 38…フリップフロップ 39…分配回路 40，
41…駆動回路 45…ワンショット回路 46…遅れ回路
47…アンド回路 51…実効値演算回路 52…増幅器 60
〜62，65，66，69…抵抗 63，68…反転回路 64…コン
デンサ 67…ダイオ―ド
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−333380（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−4977（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−137581（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−293985（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) B23K 11/24 H02M 9/00
Claims (8)
- 【請求項１】 直流電圧を方形波状の交流電圧に変換し
て変圧器の一次側に供給し二次側から交流の溶接電流を
供給するインバ―タと、電流基準と前記インバ―タの出
力電流を比較してその誤差を減少させる制御信号を出力
する制御部と、一定の変調周期で導通のＰＷＭ信号を出
力すると共に、前記制御信号と前記インバ―タの出力電
流との比較結果に応じて非導通のＰＷＭ信号を出力する
パルス幅変調部と、前記方形波状の交流電圧の極性及び
周波数を定める方形波信号を出力する方形波発生部と、
前記ＰＷＭ信号と方形波信号に応じて前記インバ―タを
制御する駆動部を設けたことを特徴とする抵抗溶接機の
制御装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載の抵抗溶接機の制御装置
において、前記インバ―タは、それぞれダイオ―ドが逆
並列接続された２個のスイッチ素子を直流電圧源の正負
間に直列接続し、その中間点を交流出力端とする２組の
ハ―フブリッジ回路で成り、前記駆動部は、前記導通の
ＰＷＭ信号に応じて一方のハ―フブリッジ回路の一方の
スイッチ素子と他方のハ―フブリッジ回路の他方のスイ
ッチ素子を導通させて前記方形波信号に応じた極性の電
圧を出力させると共に、前記非導通のＰＷＭ信号に応じ
て一方のハ―フブリッジ回路の一方のスイッチ素子のみ
を非導通とし、一方のハ―フブリッジ回路の他方のスイ
ッチ素子に逆並列接続されたダイオ―ドを介して変圧器
に流れる電流を還流させることを特徴とする抵抗溶接機
の制御装置。 - 【請求項３】 請求項１に記載の抵抗溶接機の制御装置
において、前記制御部は、直流量の電流基準と電流検出
器を介して検出される前記インバ―タの出力電流の絶体
値との誤差を積分する積分器を備え、前記電流基準に前
記積分器の出力を加算した値を前記制御信号として出力
することを特徴とする抵抗溶接機の制御装置。 - 【請求項４】 請求項１に記載の抵抗溶接機の制御装置
において、前記パルス幅変調部は、一定の変調周期でパ
ルスを出力するパルス発生部と、前記変調周期に同期し
たのこぎり波状のディザ信号を出力する関数発生部と、
前記パルスの発生時点で導通のＰＷＭ信号を出力すると
共に、前記制御信号と前記インバ―タの出力電流にディ
ザ信号を加えた値との差分値に応じて、非導通のＰＷＭ
信号を出力する信号保持部を備えたことを特徴とする抵
抗溶接機の制御装置。 - 【請求項５】 請求項１に記載の抵抗溶接機の制御装置
において、更に、前記変圧器の一次側に並列接続され、
前記変圧器の磁束密度の飽和特性に近似した特性を持つ
リアクトルと、このリアクトルに流れる励磁電流を検出
して補正信号として出力する電流基準補正部を設け、こ
の補正信号を電流基準に加算して電流基準を補正するこ
とを特徴とする抵抗溶接機の制御装置。 - 【請求項６】 請求項３に記載の抵抗溶接機の制御装置
において、更に、前記インバ―タの出力電流の実効値を
求める演算部と、前記電流基準と実効値との誤差を増幅
する増幅器を設け、前記電流基準に増幅器の出力を加算
して電流基準を補正することを特徴とする抵抗溶接機の
制御装置。 - 【請求項７】 請求項２に記載の抵抗溶接機の制御装置
において、前記駆動部は、更に、前記方形波信号が変化
した時点から所定期間だけその直前の導通のＰＷＭ信号
によって導通状態とされた他方のハ―フブリッジ回路の
他方のスイッチ素子と一方のハ―フブリッジ回路の他方
のスイッチ素子に逆並列接続されたダオ―ドを介して変
圧器に流れる電流を還流させる極性切換制御部を設けた
ことを特徴とする抵抗溶接機の制御装置。 - 【請求項８】 請求項４に記載の抵抗溶接機の制御装置
において、前記パルス幅変調部は、パルス発生部から出
力されるパルスによってセットされ導通のＰＷＭ信号を
出力するフリップフロップと、前記導通のＰＷＭ信号に
よって出力が所定値にリセットされる比較器と、前記比
較器の出力が所定値にリセットされることにより、のこ
ぎり波状のディザ信号を出力する前記変調周期より長い
時定数を持つ微分回路を備え、前記制御信号と前記イン
バ―タの出力電流に前記ディザ信号を加えた値との差分
値に応じて前記比較器の出力をセットして前記フリップ
フロップをリセットし非導通のＰＷＭ信号を出力するこ
とを特徴とする抵抗溶接機の制御装置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22614994A JP3190791B2 (ja) | 1994-09-21 | 1994-09-21 | 抵抗溶接機の制御装置 |
| EP95303563A EP0688626B1 (en) | 1994-05-27 | 1995-05-25 | Control equipment for resistance welding machine |
| DE69515083T DE69515083T2 (de) | 1994-05-27 | 1995-05-25 | Steueranlage für Widerstandsschweissmaschine |
| US08/452,338 US5844193A (en) | 1994-05-27 | 1995-05-26 | Control equipment for resistance welding machine |
| CN95108592A CN1101293C (zh) | 1994-05-27 | 1995-05-26 | 用于电阻焊机的控制装置 |
| KR1019950013580A KR100186890B1 (ko) | 1994-05-27 | 1995-05-27 | 저항용접기용 제어장치 |
| US08/925,316 US5965038A (en) | 1994-05-27 | 1997-09-08 | Control equipment for resistance welding machine |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22614994A JP3190791B2 (ja) | 1994-09-21 | 1994-09-21 | 抵抗溶接機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0898562A JPH0898562A (ja) | 1996-04-12 |
| JP3190791B2 true JP3190791B2 (ja) | 2001-07-23 |
Family
ID=16840631
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22614994A Expired - Lifetime JP3190791B2 (ja) | 1994-05-27 | 1994-09-21 | 抵抗溶接機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3190791B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000052051A (ja) * | 1998-08-10 | 2000-02-22 | Miyachi Technos Corp | インバータ式抵抗溶接制御装置 |
| JP5871603B2 (ja) * | 2011-12-20 | 2016-03-01 | 株式会社電元社製作所 | 抵抗溶接機およびその制御方法 |
| DE102015222991B4 (de) * | 2015-11-20 | 2024-02-01 | Zf Friedrichshafen Ag | Stromüberwachung an einem Verbraucher, Verfahren zum Bestimmen eines Stroms, Ansteuervorrichtung und Vorrichtung zur Bestimmung eines Stroms |
| CN109317804B (zh) * | 2018-12-07 | 2023-09-26 | 中正智控（江苏）智能科技有限公司 | 结合plc的中频逆变电阻焊机控制装置及控制方法 |
-
1994
- 1994-09-21 JP JP22614994A patent/JP3190791B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0898562A (ja) | 1996-04-12 |
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