JP3286046B2 - 電力変換装置の制御方法 - Google Patents
電力変換装置の制御方法Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はパルス幅変調制御（Ｐ
ＷＭ制御）により出力電圧が制御されるチョッパやイン
バータなどの電力変換装置の制御方法に関するものであ
る。
ＷＭ制御）により出力電圧が制御されるチョッパやイン
バータなどの電力変換装置の制御方法に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】図４は例えば特公平３−７９９５９号公
報に示された従来の電力変換装置としてのＰＷＭインバ
ータを示す構成図であり、図４において、５１は三相交
流電源５９の出力側に接続した整流回路、５２は整流回
路５１からの直流を交流に変換して負荷としての交流電
動機５７に供給するＰＷＭインバータなどの電力変換装
置であり、例えばトランジスタやＧＴＯサイリスタなど
の自己消弧型スイッチング素子を用いて構成されてい
る。
報に示された従来の電力変換装置としてのＰＷＭインバ
ータを示す構成図であり、図４において、５１は三相交
流電源５９の出力側に接続した整流回路、５２は整流回
路５１からの直流を交流に変換して負荷としての交流電
動機５７に供給するＰＷＭインバータなどの電力変換装
置であり、例えばトランジスタやＧＴＯサイリスタなど
の自己消弧型スイッチング素子を用いて構成されてい
る。
【０００３】６１は搬送波（キャリア）制御回路５３の
出力とキャリア中心周波数設定回路６０の出力を加算す
る加算器、５４は加算器６１の出力側に接続したキャリ
ア信号発生回路、５５はキャリア信号発生回路５４の出
力と出力電圧パターン発生回路５６の出力を比較してＰ
ＷＭ信号を出力する比較器、５８は上記ＰＷＭ信号を増
幅して上記ＰＷＭインバータ５２に供給するゲート回路
である。
出力とキャリア中心周波数設定回路６０の出力を加算す
る加算器、５４は加算器６１の出力側に接続したキャリ
ア信号発生回路、５５はキャリア信号発生回路５４の出
力と出力電圧パターン発生回路５６の出力を比較してＰ
ＷＭ信号を出力する比較器、５８は上記ＰＷＭ信号を増
幅して上記ＰＷＭインバータ５２に供給するゲート回路
である。
【０００４】次に動作について説明する。整流ブリッジ
５１は三相交流電源５９からの交流を直流に変換し電力
変換装置５２に供給する。キャリア制御回路５３はキャ
リア信号の周波数を周期的に変化させる正弦波や三角波
等のパターン信号を出力し、またキャリア中心周波数設
定回路６０はキャリア信号の中心周波数を設定するため
の一定信号（直流信号）を出力する。つづいて、これら
のパターン信号と中心周波数設定信号を加算器６１によ
って加算され、キャリア周波数指令信号としてキャリア
信号発生回路５４に入力される。
５１は三相交流電源５９からの交流を直流に変換し電力
変換装置５２に供給する。キャリア制御回路５３はキャ
リア信号の周波数を周期的に変化させる正弦波や三角波
等のパターン信号を出力し、またキャリア中心周波数設
定回路６０はキャリア信号の中心周波数を設定するため
の一定信号（直流信号）を出力する。つづいて、これら
のパターン信号と中心周波数設定信号を加算器６１によ
って加算され、キャリア周波数指令信号としてキャリア
信号発生回路５４に入力される。
【０００５】上記キャリア信号発生回路５４は、このキ
ャリア周波数指令信号の振幅に周波数が比例したキャリ
ア信号を発生する。すると、比較器５５は、このキャリ
ア信号の振幅と出力電圧パターン発生回路５６から出力
された制御信号の振幅とを比較し、その比較結果をパル
ス幅変調制御で決定されたパルス幅のＰＷＭ信号として
ゲート回路５８に出力する。つづいて、ゲート回路５８
は、ＰＷＭ信号を増幅して電力変換装置５２を制御す
る。
ャリア周波数指令信号の振幅に周波数が比例したキャリ
ア信号を発生する。すると、比較器５５は、このキャリ
ア信号の振幅と出力電圧パターン発生回路５６から出力
された制御信号の振幅とを比較し、その比較結果をパル
ス幅変調制御で決定されたパルス幅のＰＷＭ信号として
ゲート回路５８に出力する。つづいて、ゲート回路５８
は、ＰＷＭ信号を増幅して電力変換装置５２を制御す
る。
【０００６】以上のようなＰＷＭ制御動作によって、電
力変換装置５２は出力電圧パターン発生回路５６の出力
信号に比例した交流電圧を出力し、交流電動機５７を駆
動する。ここで、キャリア制御回路５３はキャリア信号
発生回路５４から出力されるキャリア信号の周波数を時
間的に変化させる。従って、ＰＷＭインバータ５２の出
力電圧に含まれる高調波成分はその周波数が時間的に変
化し、同一周波数の高調波が連続して交流電動機５７に
印加されることがなくなる。その結果、交流電動機５７
の発生する磁気音は、キャリア周波数、つまりＰＷＭ信
号の周波数を時間的に変化させることにより、周波数分
布が分散分布するようになる。このため、磁気音のピー
クレベルが減少し磁気音を低減できる。
力変換装置５２は出力電圧パターン発生回路５６の出力
信号に比例した交流電圧を出力し、交流電動機５７を駆
動する。ここで、キャリア制御回路５３はキャリア信号
発生回路５４から出力されるキャリア信号の周波数を時
間的に変化させる。従って、ＰＷＭインバータ５２の出
力電圧に含まれる高調波成分はその周波数が時間的に変
化し、同一周波数の高調波が連続して交流電動機５７に
印加されることがなくなる。その結果、交流電動機５７
の発生する磁気音は、キャリア周波数、つまりＰＷＭ信
号の周波数を時間的に変化させることにより、周波数分
布が分散分布するようになる。このため、磁気音のピー
クレベルが減少し磁気音を低減できる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来の電力変換装置は
以上のように構成されているので、磁気音の低減効果を
上げるために、キャリア周波数を大幅に変化させようと
すると、このキャリア周波数に比例して電力変換装置を
構成するスイッチング素子のスイッチング損失が増大す
る。このため、キャリア周波数が高い領域において、ス
イッチング損失による発熱という問題点があった。
以上のように構成されているので、磁気音の低減効果を
上げるために、キャリア周波数を大幅に変化させようと
すると、このキャリア周波数に比例して電力変換装置を
構成するスイッチング素子のスイッチング損失が増大す
る。このため、キャリア周波数が高い領域において、ス
イッチング損失による発熱という問題点があった。
【０００８】また、現在ではＰＷＭ制御を行うためにマ
イクロコンピュータを利用することが多いが、この場合
は通常、キャリア周波数に同期してＰＷＭ制御が行われ
る。このキャリア周波数を時間的に変化させると、キャ
リア周波数が高くなる領域ではキャリア周期、すなわち
ＰＷＭ制御の演算周期が短くなるため、演算時間が不足
するという問題点があった。
イクロコンピュータを利用することが多いが、この場合
は通常、キャリア周波数に同期してＰＷＭ制御が行われ
る。このキャリア周波数を時間的に変化させると、キャ
リア周波数が高くなる領域ではキャリア周期、すなわち
ＰＷＭ制御の演算周期が短くなるため、演算時間が不足
するという問題点があった。
【０００９】一方、キャリア周波数が低い領域では、演
算時間の問題は生じないが、ＰＷＭ制御の演算周期が長
くなるため、電圧指令の更新周期が長くなる。その結
果、交流電動機に供給される一次電流のリプルが増加
し、ひいては交流電動機のトルクリプルや高調波損失が
増加を引き起こすという問題点があった。
算時間の問題は生じないが、ＰＷＭ制御の演算周期が長
くなるため、電圧指令の更新周期が長くなる。その結
果、交流電動機に供給される一次電流のリプルが増加
し、ひいては交流電動機のトルクリプルや高調波損失が
増加を引き起こすという問題点があった。
【００１０】この発明は上記のような従来の問題点を解
消するためになされたもので、請求項１および請求項２
の発明は、キャリア信号の１周期間における出力電圧の
発生タイミングを時間的に変化させて、高調波成分に起
因する磁気音を低減することのできる電力変換装置の制
御方法を提供することを目的とする。
消するためになされたもので、請求項１および請求項２
の発明は、キャリア信号の１周期間における出力電圧の
発生タイミングを時間的に変化させて、高調波成分に起
因する磁気音を低減することのできる電力変換装置の制
御方法を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係る電
力変換装置の制御方法は、キャリア信号の１周期間にお
ける出力電圧の平均値を電圧指令に一致させるとともに
パルス幅変調制御で決定されたパルス幅を変えることな
く該出力電圧の発生タイミングを時間的に変化させるも
のである。
力変換装置の制御方法は、キャリア信号の１周期間にお
ける出力電圧の平均値を電圧指令に一致させるとともに
パルス幅変調制御で決定されたパルス幅を変えることな
く該出力電圧の発生タイミングを時間的に変化させるも
のである。
【００１２】 請求項２の発明に係る電力変換装置の制御
方法は、キャリア信号の１周期間における出力電圧の平
均値を電圧指令に一致させるとともにパルス幅変調制御
で決定されたパルス幅を変えることなく、前記出力電圧
を得るスイッチング素子のオンタイミングまたはオフタ
イミングのいずれか一方を時間的に変化させるものであ
る。
方法は、キャリア信号の１周期間における出力電圧の平
均値を電圧指令に一致させるとともにパルス幅変調制御
で決定されたパルス幅を変えることなく、前記出力電圧
を得るスイッチング素子のオンタイミングまたはオフタ
イミングのいずれか一方を時間的に変化させるものであ
る。
【００１３】
【作用】請求項１の発明における電力変換装置の制御方
法は、キャリア信号の１周期間における出力電圧の平均
値を電圧指令に一致させるとともにパルス幅変調制御で
決定されたパルス幅を変えることなく該出力電圧の発生
タイミングを時間的に変化させることにより、同一周波
数の高調波が連続して負荷に印加されることがなくな
り、高調波成分に起因する磁気音の発生を低減できる。
法は、キャリア信号の１周期間における出力電圧の平均
値を電圧指令に一致させるとともにパルス幅変調制御で
決定されたパルス幅を変えることなく該出力電圧の発生
タイミングを時間的に変化させることにより、同一周波
数の高調波が連続して負荷に印加されることがなくな
り、高調波成分に起因する磁気音の発生を低減できる。
【００１４】請求項２の発明における電力変換装置の制
御方法は、キャリア信号の１周期間における出力電圧の
平均値を電圧指令に一致させるとともにパルス幅変調制
御で決定されたパルス幅を変えることなく、出力電圧を
得るスイッチング素子のオンタイミングまたはオフタイ
ミングのいずれか一方を時間的に変化させることによ
り、請求項１の発明と同様の効果が得られる。
御方法は、キャリア信号の１周期間における出力電圧の
平均値を電圧指令に一致させるとともにパルス幅変調制
御で決定されたパルス幅を変えることなく、出力電圧を
得るスイッチング素子のオンタイミングまたはオフタイ
ミングのいずれか一方を時間的に変化させることによ
り、請求項１の発明と同様の効果が得られる。
【００１５】
【実施例】実施例１． 以下、この発明の実施例を図について説明する。図１は
請求項１、２の発明の実施例を示す回路図であり、図１
において、１は降圧チョッパ回路である。この降圧チョ
ッパ回路１は出力端子７，８の一方の端子８と入力端子
９，１０の一方の端子９との間にトランジスタなどのス
イッチング素子３とリアクトル５を直列に接続し、上記
出力端子７，８間にコンデンサ６を接続し、上記スイッ
チング素子３とリアクトル５の接続点にダイオード４の
カソードを接続し該ダイオードのアノードを入力端子１
０に接続した構成であり、上記入力端子９，１０間に直
流電源２を接続し、上記出力端子７，８間にモータ等の
負荷（図示せず）を接続している。従って、スイッチン
グ素子３のオン，オフにより、出力電圧が負荷に供給さ
れる。
請求項１、２の発明の実施例を示す回路図であり、図１
において、１は降圧チョッパ回路である。この降圧チョ
ッパ回路１は出力端子７，８の一方の端子８と入力端子
９，１０の一方の端子９との間にトランジスタなどのス
イッチング素子３とリアクトル５を直列に接続し、上記
出力端子７，８間にコンデンサ６を接続し、上記スイッ
チング素子３とリアクトル５の接続点にダイオード４の
カソードを接続し該ダイオードのアノードを入力端子１
０に接続した構成であり、上記入力端子９，１０間に直
流電源２を接続し、上記出力端子７，８間にモータ等の
負荷（図示せず）を接続している。従って、スイッチン
グ素子３のオン，オフにより、出力電圧が負荷に供給さ
れる。
【００１６】 １１はスイッチング素子３に接続したスイ
ッチング信号発生手段であり、例えば遅延回路で構成さ
れている。１２と１３はスイッチング信号発生手段１１
に接続した比較器とタイミング信号発生手段、１４は比
較器１２に接続した電圧指令信号発生手段であり、例え
ばＶ／Ｆパターンを記憶したＲＯＭ１４ａを有し、外部
より与えられる速度指令信号Ｆに対応した電圧指令信号
Ｖ* を出力する。１５は比較器１２とタイミング信号発
生手段１３に接続したキャリア信号発生手段であり、例
えば水晶発振器１５ａと該水晶発振器の出力信号を計数
するカウンタ１５ｂを有し、このカウンタ１５ｂの出力
信号を直接クロックと出力するとともにディジタル／ア
ナログ（Ｄ／Ａ）コンバータ１５ｃを通してキャリア信
号ａとして出力する。
ッチング信号発生手段であり、例えば遅延回路で構成さ
れている。１２と１３はスイッチング信号発生手段１１
に接続した比較器とタイミング信号発生手段、１４は比
較器１２に接続した電圧指令信号発生手段であり、例え
ばＶ／Ｆパターンを記憶したＲＯＭ１４ａを有し、外部
より与えられる速度指令信号Ｆに対応した電圧指令信号
Ｖ* を出力する。１５は比較器１２とタイミング信号発
生手段１３に接続したキャリア信号発生手段であり、例
えば水晶発振器１５ａと該水晶発振器の出力信号を計数
するカウンタ１５ｂを有し、このカウンタ１５ｂの出力
信号を直接クロックと出力するとともにディジタル／ア
ナログ（Ｄ／Ａ）コンバータ１５ｃを通してキャリア信
号ａとして出力する。
【００１７】 上記タイミング信号発生手段１３はキャリ
ア信号（のこぎり波）の立ち下がりに同期したクロック
を入力し、このクロックの数をカウントするカウンタ１
６と、そのカウント数をアドレスとして入力すると、キ
ャリア周期Ｔ内における上記スイッチング素子３のオン
タイミングを遅れ時間Ｔｄ分変化させるタイミング信号
ｔを正弦波、三角波やランダム等のパターン信号で出力
するＲＯＭ１７から構成されている。
ア信号（のこぎり波）の立ち下がりに同期したクロック
を入力し、このクロックの数をカウントするカウンタ１
６と、そのカウント数をアドレスとして入力すると、キ
ャリア周期Ｔ内における上記スイッチング素子３のオン
タイミングを遅れ時間Ｔｄ分変化させるタイミング信号
ｔを正弦波、三角波やランダム等のパターン信号で出力
するＲＯＭ１７から構成されている。
【００１８】 次に、実施例１の動作について説明する。
直流電源２は直流電圧を降圧チョッパ回路１の入力端子
９と１０の間に印加する。キャリア信号発生手段１５は
キャリア周期Ｔのキャリア信号ａ（のこぎり波）とキャ
リア信号の立ち下がりに同期したクロック信号を出力す
る。電圧指令信号発生手段１４は電圧指令信号Ｖ* を出
力する。
直流電源２は直流電圧を降圧チョッパ回路１の入力端子
９と１０の間に印加する。キャリア信号発生手段１５は
キャリア周期Ｔのキャリア信号ａ（のこぎり波）とキャ
リア信号の立ち下がりに同期したクロック信号を出力す
る。電圧指令信号発生手段１４は電圧指令信号Ｖ* を出
力する。
【００１９】 比較器１２はオン時間信号発生手段に相当
し、キャリア信号発生手段１５からキャリア周期Ｔのキ
ャリア信号ａ（のこぎり波）を、電圧指令信号発生手段
１４から電圧指令信号Ｖ* を入力し、両者の振幅を比較
して図２に示すように、電圧指令信号Ｖ* がキャリア信
号ａより大きいときはＨｉｇｈレベルを、小さいときは
Ｌｏｗレベルの２値信号であるオン時間信号Ｏをスイッ
チング信号発生手段１１に出力する。このオン時間信号
Ｏは降圧チョッパ回路１を構成するスイッチング素子３
のキャリア周期Ｔ内でのオン時間Ｔonに比例した信号で
ある。
し、キャリア信号発生手段１５からキャリア周期Ｔのキ
ャリア信号ａ（のこぎり波）を、電圧指令信号発生手段
１４から電圧指令信号Ｖ* を入力し、両者の振幅を比較
して図２に示すように、電圧指令信号Ｖ* がキャリア信
号ａより大きいときはＨｉｇｈレベルを、小さいときは
Ｌｏｗレベルの２値信号であるオン時間信号Ｏをスイッ
チング信号発生手段１１に出力する。このオン時間信号
Ｏは降圧チョッパ回路１を構成するスイッチング素子３
のキャリア周期Ｔ内でのオン時間Ｔonに比例した信号で
ある。
【００２０】 スイッチング信号発生手段１１は上記オン
時間信号Ｏとタイミング信号発生手段１３より出力され
るタイミング信号ｔを入力し、図３に示すようにオン時
間信号Ｏをタイミング信号ｔにより遅れ時間Ｔｄ分だけ
遅らせて、パルス幅変調制御で決定されたパルス幅を変
えることなく、上記スイッチング素子３を駆動するスイ
ッチング信号ｓを作成し上記スイッチング素子３に送出
する。その結果、降圧チョッパ回路１の出力端子７およ
び８間には上記キャリア信号ａの一周期Ｔ間の平均値と
して Ｖout ＝Ｔon／Ｔ×Ｖin（＝Ｖ* ）・・・・・・・・・・・（１） の上記電圧指令信号Ｖ* に一致する出力電圧が得られ
る。
時間信号Ｏとタイミング信号発生手段１３より出力され
るタイミング信号ｔを入力し、図３に示すようにオン時
間信号Ｏをタイミング信号ｔにより遅れ時間Ｔｄ分だけ
遅らせて、パルス幅変調制御で決定されたパルス幅を変
えることなく、上記スイッチング素子３を駆動するスイ
ッチング信号ｓを作成し上記スイッチング素子３に送出
する。その結果、降圧チョッパ回路１の出力端子７およ
び８間には上記キャリア信号ａの一周期Ｔ間の平均値と
して Ｖout ＝Ｔon／Ｔ×Ｖin（＝Ｖ* ）・・・・・・・・・・・（１） の上記電圧指令信号Ｖ* に一致する出力電圧が得られ
る。
【００２１】 ここで、スイッチング信号発生手段１１は
比較器１２から出力されるオン時間信号Ｏのオンタイミ
ングを、タイミング信号発生手段１３からのタイミング
信号ｔで時間的に変化させるため、降圧チョッパ回路１
の出力電圧に含まれる高調波成分は、キャリア周波数が
一定であっても時間的に変化するようになり、同一周波
数の高調波が連続することがなくなる。
比較器１２から出力されるオン時間信号Ｏのオンタイミ
ングを、タイミング信号発生手段１３からのタイミング
信号ｔで時間的に変化させるため、降圧チョッパ回路１
の出力電圧に含まれる高調波成分は、キャリア周波数が
一定であっても時間的に変化するようになり、同一周波
数の高調波が連続することがなくなる。
【００２２】 なお 、上記の実施例においては、キャリア
信号の１周期間におけるスイッチング素子のオンタイミ
ングまたはオフタイミングのいずれか一方を時間的に変
化させているが、スイッチング素子のオン・オフタイミ
ングは変化させることなく、スイッチング素子の出力を
負荷に供給する系路に例えば遅延回路を設け、この遅延
回路の遅延時間を変化させて、キャリア信号の１周期間
における負荷への給電タイミングを変化させても、上記
の実施例と同様の効果が得られる。
信号の１周期間におけるスイッチング素子のオンタイミ
ングまたはオフタイミングのいずれか一方を時間的に変
化させているが、スイッチング素子のオン・オフタイミ
ングは変化させることなく、スイッチング素子の出力を
負荷に供給する系路に例えば遅延回路を設け、この遅延
回路の遅延時間を変化させて、キャリア信号の１周期間
における負荷への給電タイミングを変化させても、上記
の実施例と同様の効果が得られる。
【００２３】
【発明の効果】以上のように、請求項１および請求項２
の発明によれば、パルス幅変調制御で決定されたパルス
幅を変えることなく、キャリア信号の１周期間における
出力電圧の発生タイミングを時間的に変化させるもので
あり、上記出力電圧の発生タイミングを変化させるため
にスイッチング素子のオンタイミングまたはオフタイミ
ングのいずれか一方を時間的に変化させるように構成し
たので、同一周波数の高調波が連続して負荷に印加され
ることがなくなり、高調波成分に起因する磁気音の発生
を低減できる効果がある。また、キャリア信号の周波数
を変化させないので、周波数が高い領域におけるスイッ
チング損失による発熱、演算時間の不足、あるいは周波
数が低い領域におけるリプルの増加等の発生を未然に防
止することができる効果がある。
の発明によれば、パルス幅変調制御で決定されたパルス
幅を変えることなく、キャリア信号の１周期間における
出力電圧の発生タイミングを時間的に変化させるもので
あり、上記出力電圧の発生タイミングを変化させるため
にスイッチング素子のオンタイミングまたはオフタイミ
ングのいずれか一方を時間的に変化させるように構成し
たので、同一周波数の高調波が連続して負荷に印加され
ることがなくなり、高調波成分に起因する磁気音の発生
を低減できる効果がある。また、キャリア信号の周波数
を変化させないので、周波数が高い領域におけるスイッ
チング損失による発熱、演算時間の不足、あるいは周波
数が低い領域におけるリプルの増加等の発生を未然に防
止することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施例１による電力変換装置の制御
装置を示す構成図である。
装置を示す構成図である。
【図２】この発明の実施例１における比較器の動作波形
を示す説明図である。
を示す説明図である。
【図３】この発明の実施例１におけるスイッチング信号
発生手段の動作波形を示す説明図である。
発生手段の動作波形を示す説明図である。
【図４】 従来の電力変換装置の制御装置を示す構成図で
ある。
ある。
３ スイッチング素子 １１ スイッチング信号発生手段 １２ 比較器（オン時間信号発生手段） １３ タイミング信号発生手段 １４ 電圧指令信号発生手段 １５ キャリア信号発生手段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−121065（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−60376（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−218265（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−46568（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 3/155 H02P 7/63
Claims (2)
- 【請求項１】 パルス幅変調制御により出力電圧を制御
する電力変換装置の制御方法において、キャリア信号の
１周期間における前記出力電圧の平均値を電圧指令に一
致させるとともに前記パルス幅変調制御で決定されたパ
ルス幅を変えることなく該出力電圧の発生タイミングを
時間的に変化させることを特徴とする電力変換装置の制
御方法。 - 【請求項２】 パルス幅変調制御により出力電圧を制御
する電力変換装置の制御方法において、キャリア信号の
１周期間における前記出力電圧の平均値を電圧指令に一
致させるとともに前記パルス幅変調制御で決定されたパ
ルス幅を変えることなく、前記出力電圧を得るスイッチ
ング素子のオンタイミングまたはオフタイミングのいず
れか一方を時間的に変化させることを特徴とする電力変
換装置の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31852293A JP3286046B2 (ja) | 1993-12-17 | 1993-12-17 | 電力変換装置の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31852293A JP3286046B2 (ja) | 1993-12-17 | 1993-12-17 | 電力変換装置の制御方法 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001380446A Division JP3409039B2 (ja) | 2001-12-13 | 2001-12-13 | 電力変換装置の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07177753A JPH07177753A (ja) | 1995-07-14 |
| JP3286046B2 true JP3286046B2 (ja) | 2002-05-27 |
Family
ID=18100055
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31852293A Expired - Lifetime JP3286046B2 (ja) | 1993-12-17 | 1993-12-17 | 電力変換装置の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3286046B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3708292B2 (ja) * | 1997-06-17 | 2005-10-19 | 三菱電機株式会社 | Ｐｗｍインバータ装置の制御方法および制御装置 |
| JP4672363B2 (ja) * | 2004-12-28 | 2011-04-20 | 株式会社東芝 | コンバータ電源回路 |
| JP5077827B2 (ja) * | 2008-03-17 | 2012-11-21 | 横河電機株式会社 | スイッチング電源装置 |
| WO2015162704A1 (ja) * | 2014-04-22 | 2015-10-29 | 三菱電機株式会社 | ヒートポンプ装置およびヒートポンプシステム |
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1993
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