JP2563385B2 - スイッチングレギュレータ装置 - Google Patents
スイッチングレギュレータ装置Info
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- JP2563385B2 JP2563385B2 JP62272446A JP27244687A JP2563385B2 JP 2563385 B2 JP2563385 B2 JP 2563385B2 JP 62272446 A JP62272446 A JP 62272446A JP 27244687 A JP27244687 A JP 27244687A JP 2563385 B2 JP2563385 B2 JP 2563385B2
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は産業用や民生用の機器に直流安定化電圧を供
給するスイッチングレギュレータ装置に関するものであ
る。
給するスイッチングレギュレータ装置に関するものであ
る。
従来の技術 従来、この種のスイッチングレギュレータ装置は、第
６図に示すような構成であった。第６図を参照して、従
来技術としてのスイッチングレギュレータ装置を説明す
る。１は直流入力電源であり、２は制御回路17の信号に
より相補的にオンオフするスイッチング素子３および４
より主に構成されるスイッチング回路、９はコンデン
サ、10は抵抗でトランス11の１次巻線11a,11bに直列に
接続され１次巻線11a,11bに発生するスパイク電圧が前
記スイッチング回路２に印加されるのを防止するスナバ
ー回路、11はトランスで１次巻線11a,11bと２次巻線を
有しており、前記１次巻線に印加されるパルス電圧を２
次巻線に誘起するとともに所定の電圧に変圧し、ダイオ
ード12および13、チョークトランス14、コンデンサ15よ
り構成される出力平滑回路により直流に変換され、出力
端子16,16′より負荷に供給される。制御回路17は出力
端子16,16′の直流電圧が絶えず一定になるように、ス
イッチング回路２に印加する制御信号を変化させること
で調整する。
６図に示すような構成であった。第６図を参照して、従
来技術としてのスイッチングレギュレータ装置を説明す
る。１は直流入力電源であり、２は制御回路17の信号に
より相補的にオンオフするスイッチング素子３および４
より主に構成されるスイッチング回路、９はコンデン
サ、10は抵抗でトランス11の１次巻線11a,11bに直列に
接続され１次巻線11a,11bに発生するスパイク電圧が前
記スイッチング回路２に印加されるのを防止するスナバ
ー回路、11はトランスで１次巻線11a,11bと２次巻線を
有しており、前記１次巻線に印加されるパルス電圧を２
次巻線に誘起するとともに所定の電圧に変圧し、ダイオ
ード12および13、チョークトランス14、コンデンサ15よ
り構成される出力平滑回路により直流に変換され、出力
端子16,16′より負荷に供給される。制御回路17は出力
端子16,16′の直流電圧が絶えず一定になるように、ス
イッチング回路２に印加する制御信号を変化させること
で調整する。
さらにコンデンサ９および抵抗10より構成される前記
スナバー回路の動作について、第７図を参照して詳細に
説明する。第７図（ａ）はスイッチング回路２のスイッ
チング素子３または４に印加されるスイッチング電圧波
形Ａを示す。t1〜t2間は一方のスイッチング素子がオン
している期間でt2〜t5間は一方のスイッチング素子がオ
フしている期間で、t3〜t4間は他方のスイッチング素子
がオンしている期間でt2〜t3,t4〜t5間は相方のスイッ
チング素子がオフしている期間である。スイッチング電
圧波形Ａに示すスパイク電圧Ｂは、主にトランス11の１
次巻線11a,11bのリーケージインダクタンスおよび１次
巻線と２次巻線のリーケージインダクタンスに蓄えられ
たエネルギーにより発生する。第７図（ｂ）は、前記ス
ナバー回路に流れる電流波形Ｂを示しており、前記スイ
ッチング電圧波形Ａが急峻に変化する時電流を流し電力
を消費していることがわかる。この作用により前記リー
ケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーをスナバ
ー回路で消費することで、前記スパイク電圧Ｂを低く抑
える。尚、もう一方のスイッチング素子には第７図
（ａ）の電圧波形と同様な波形が半周期ずれて発生して
いることになる。
スナバー回路の動作について、第７図を参照して詳細に
説明する。第７図（ａ）はスイッチング回路２のスイッ
チング素子３または４に印加されるスイッチング電圧波
形Ａを示す。t1〜t2間は一方のスイッチング素子がオン
している期間でt2〜t5間は一方のスイッチング素子がオ
フしている期間で、t3〜t4間は他方のスイッチング素子
がオンしている期間でt2〜t3,t4〜t5間は相方のスイッ
チング素子がオフしている期間である。スイッチング電
圧波形Ａに示すスパイク電圧Ｂは、主にトランス11の１
次巻線11a,11bのリーケージインダクタンスおよび１次
巻線と２次巻線のリーケージインダクタンスに蓄えられ
たエネルギーにより発生する。第７図（ｂ）は、前記ス
ナバー回路に流れる電流波形Ｂを示しており、前記スイ
ッチング電圧波形Ａが急峻に変化する時電流を流し電力
を消費していることがわかる。この作用により前記リー
ケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーをスナバ
ー回路で消費することで、前記スパイク電圧Ｂを低く抑
える。尚、もう一方のスイッチング素子には第７図
（ａ）の電圧波形と同様な波形が半周期ずれて発生して
いることになる。
第８図に従来の他のスイッチングレギュレータ装置を
示す。第８図において第６図と同じものは同一の符号を
記し説明は省略する。7,8はダイオードでトランス11の
１次巻線11a,11bに発生するスパイク電圧をコンデンサ
９に充電する。10は抵抗でコンデンサ９に蓄えられた電
荷を放電する。
示す。第８図において第６図と同じものは同一の符号を
記し説明は省略する。7,8はダイオードでトランス11の
１次巻線11a,11bに発生するスパイク電圧をコンデンサ
９に充電する。10は抵抗でコンデンサ９に蓄えられた電
荷を放電する。
さらに前記ダイオード７および８、抵抗10、コンデン
サ９により構成されるスナバー回路の動作についで第９
図も参照して詳細に説明する。第９図（ａ）において第
７図と同じものは同一の符号を記し説明は省略する。第
９図（ａ）はスイッチング回路２のスイッチング素子３
または４に印加されるスイッチング電圧波形Ａ′を示
し、Ｂ′はスパイク電圧を示す。第９図（ｂ）はコンデ
ンサ９に流れる電流波形Ｃ′を示しており、前記スパイ
ク電圧Ｂ′のみに選択的に電流を流し電力を消費してい
ることがわかる。これは、ダイオード７および８を介し
てコンデンサ９がスイッチング電圧波形Ａ′により充電
されるが、一方でコンデンサ９に並列に接続された抵抗
10により放電されるため、コンデンサ９の両端電圧がほ
ぼ一定となり、スイッチング素子３または４に印加され
るスパイク電圧Ｂ′を一定値でクランプする。尚、クラ
ンプ電圧は、コンデンサ９の容量、抵抗９の抵抗値によ
りある程度任意に設定できる。
サ９により構成されるスナバー回路の動作についで第９
図も参照して詳細に説明する。第９図（ａ）において第
７図と同じものは同一の符号を記し説明は省略する。第
９図（ａ）はスイッチング回路２のスイッチング素子３
または４に印加されるスイッチング電圧波形Ａ′を示
し、Ｂ′はスパイク電圧を示す。第９図（ｂ）はコンデ
ンサ９に流れる電流波形Ｃ′を示しており、前記スパイ
ク電圧Ｂ′のみに選択的に電流を流し電力を消費してい
ることがわかる。これは、ダイオード７および８を介し
てコンデンサ９がスイッチング電圧波形Ａ′により充電
されるが、一方でコンデンサ９に並列に接続された抵抗
10により放電されるため、コンデンサ９の両端電圧がほ
ぼ一定となり、スイッチング素子３または４に印加され
るスパイク電圧Ｂ′を一定値でクランプする。尚、クラ
ンプ電圧は、コンデンサ９の容量、抵抗９の抵抗値によ
りある程度任意に設定できる。
発明が解決しようとする問題点 このような従来の構成では、第６図に示すスナバー回
路においてスパイク電圧以外のスイッチング電圧波形の
急峻な変化にも電力を消費するため、スパイク電圧を低
く抑えるためスナバー回路の電力消費を増加させると大
きな損失が発生し、電源効率の低下およびスナバー回路
の損失増加に伴なう部品の大型化と放熱処理問題が発生
し、さらにスイッチング素子のターンオン時のピーク電
流も大きくなるほどの問題があり、スパイク電圧を十分
抑制することができない。
路においてスパイク電圧以外のスイッチング電圧波形の
急峻な変化にも電力を消費するため、スパイク電圧を低
く抑えるためスナバー回路の電力消費を増加させると大
きな損失が発生し、電源効率の低下およびスナバー回路
の損失増加に伴なう部品の大型化と放熱処理問題が発生
し、さらにスイッチング素子のターンオン時のピーク電
流も大きくなるほどの問題があり、スパイク電圧を十分
抑制することができない。
そこで、第８図に示すスナバー回路が上記問題点を解
決する手段として有効であるが、電源の起動開始時（制
御回路の動作時）にスイッチング素子に過大な短絡電流
が流れる問題がある。第10図，第11図にその様子を示
す。
決する手段として有効であるが、電源の起動開始時（制
御回路の動作時）にスイッチング素子に過大な短絡電流
が流れる問題がある。第10図，第11図にその様子を示
す。
第10図（ａ）はスナバー回路を構成するコンデンサ９
の両端電圧VC波形を示し、（ｂ）はスイッチング素子３
または４に流れる電流ID波形を示し、第11図は動作説明
図を示す。起動開始前はスイッチング素子３および４は
両方共オフしているためコンデンサ９の両端電圧VCはOV
である。起動開始時に、たとえばスイッチング素子４が
オンすると、トランス11の１次巻線11bには直流入力電
圧１より電圧Ｅが印加されると同時に１次巻線11aにも
同一な電圧Ｅが誘起されるため、ダイオード７を介して
コンデンサ９の両端に電圧Ｅが印加されるため、コンデ
ンサ９を急速に充電するための過大な短絡電流ICが１次
巻線11aを介して流れる。１次巻線11aと11bは互いに結
合しているため、短絡電流ICと同一な電流がスイッチン
グ素子４に流れる。短絡電流ICは、コンデンサ９の両端
電圧が直流入力電圧１と同じ電圧Ｅに充電されるまで流
れ続けるため、コンデンサ容量が大きなほど長時間流れ
る。このような起動開始時のスイッチング素子に流れる
過大電流はスイッチング素子を破壊したり、信頼性を著
しく悪下させたりするため、過大電流に耐える大容量ス
イッチング素子が必要となるなどの問題があった。
の両端電圧VC波形を示し、（ｂ）はスイッチング素子３
または４に流れる電流ID波形を示し、第11図は動作説明
図を示す。起動開始前はスイッチング素子３および４は
両方共オフしているためコンデンサ９の両端電圧VCはOV
である。起動開始時に、たとえばスイッチング素子４が
オンすると、トランス11の１次巻線11bには直流入力電
圧１より電圧Ｅが印加されると同時に１次巻線11aにも
同一な電圧Ｅが誘起されるため、ダイオード７を介して
コンデンサ９の両端に電圧Ｅが印加されるため、コンデ
ンサ９を急速に充電するための過大な短絡電流ICが１次
巻線11aを介して流れる。１次巻線11aと11bは互いに結
合しているため、短絡電流ICと同一な電流がスイッチン
グ素子４に流れる。短絡電流ICは、コンデンサ９の両端
電圧が直流入力電圧１と同じ電圧Ｅに充電されるまで流
れ続けるため、コンデンサ容量が大きなほど長時間流れ
る。このような起動開始時のスイッチング素子に流れる
過大電流はスイッチング素子を破壊したり、信頼性を著
しく悪下させたりするため、過大電流に耐える大容量ス
イッチング素子が必要となるなどの問題があった。
本発明はこのような問題点を解決するもので、コンデ
ンサに起動開始前より直流入力電源の電圧Ｅと同一な電
圧を充電しておくことで、起動開始時のコンデンサに流
れる過大な充電電流を無くすことで、スイッチング素子
に流れる過大電流を無くし、スイッチング素子の信頼性
向上と、小容量スイッチング素子の使用を可能とするこ
とで安価なスイッチングレギュレータ装置を構成するこ
とを目的とするものである。
ンサに起動開始前より直流入力電源の電圧Ｅと同一な電
圧を充電しておくことで、起動開始時のコンデンサに流
れる過大な充電電流を無くすことで、スイッチング素子
に流れる過大電流を無くし、スイッチング素子の信頼性
向上と、小容量スイッチング素子の使用を可能とするこ
とで安価なスイッチングレギュレータ装置を構成するこ
とを目的とするものである。
問題点を解決するための手段 この問題点を解決するために本発明は、直流入力電源
の一端に接続され制御回路の信号により相補的にオンオ
フする第１および第２のスイッチング素子と、少なくと
も前記第１および第２のスイッチング素子間に直列に接
続される巻線を有するトランスと、前記直流入力電源の
両端に接続された第１のダイオードと前記制御回路が動
作するとオンまたはオフするスイッチ回路の直列回路
と、前記巻線の中間タップに前記直流入力電源の他端を
接続し、前記巻線の両端に第２および第３のダイオード
の直列回路を接続し、前記第２および第３のダイオード
の接続点と前記第１のダイオードと前記スイッチ回路の
接続点に抵抗とコンデンサの並列接続回路を接続した構
成としたものである。
の一端に接続され制御回路の信号により相補的にオンオ
フする第１および第２のスイッチング素子と、少なくと
も前記第１および第２のスイッチング素子間に直列に接
続される巻線を有するトランスと、前記直流入力電源の
両端に接続された第１のダイオードと前記制御回路が動
作するとオンまたはオフするスイッチ回路の直列回路
と、前記巻線の中間タップに前記直流入力電源の他端を
接続し、前記巻線の両端に第２および第３のダイオード
の直列回路を接続し、前記第２および第３のダイオード
の接続点と前記第１のダイオードと前記スイッチ回路の
接続点に抵抗とコンデンサの並列接続回路を接続した構
成としたものである。
作用 この構成とすることにより、電源の起動開始前にコン
デンサの両端電圧を直流入力電源と同一レベルに充電を
行うことができ、起動開始時のコンデンサへの過大な充
電電流を防止することが可能となり、トランスを介して
スイッチング素子に伝達される前記コンデンサの過大な
充電電流と同一な電流を無くすことが可能となる。
デンサの両端電圧を直流入力電源と同一レベルに充電を
行うことができ、起動開始時のコンデンサへの過大な充
電電流を防止することが可能となり、トランスを介して
スイッチング素子に伝達される前記コンデンサの過大な
充電電流と同一な電流を無くすことが可能となる。
実施例 以下、本発明の実施例を添付の図面を用いて説明す
る。
る。
第１図は本発明の一実施例によるスイッチングレギュ
レータ装置の回路構成図であり、第１図において第６図
と同じものは同一符号を記し詳細な説明は省略する。１
は直流入力電源であり、２はスイッチング素子３および
４より主に構成されるスイッチング回路、７および８は
ダイオードでカソードを互に接続し、アノードはトラン
ス11の１次巻線11a,11bの一端にそれぞれ接続され、さ
らに前記カソードはコンデンサ９と抵抗10の並列回路を
介してダイオード６のアノードに接続され、ダイオード
６のカソードはトランス11の１次巻線11a,11bの接続点
と直流入力電源の正電圧に接続されている。スイッチン
グ回路２のオンオフ動作により発生するトランス11の１
次巻線11a,11bに発生するスパイク電圧は、ダイオード
7,8および６を介してコンデンサ９を充電することで前
記スパイク電圧を吸収し、抵抗10でコンデンサ９の電荷
を放電することでコンデンサ９の両端電圧を一定に保
ち、前記１次巻線11a,11bに発生するスパイク電圧が前
記スイッチング回路２に印加されるのを防止するスナバ
ー回路を構成する。５はスイッチ回路で一方をダイオー
ド６のアノードとコンデンサ９、抵抗10の接続点に接続
し、他方を直流入力電源１の負電圧に接続し、制御回路
17が動作開始するとオフする。12および13はダイオード
であり、14はチョークトランスであり、15はコンデンサ
であり、16−16′は出力端子である。
レータ装置の回路構成図であり、第１図において第６図
と同じものは同一符号を記し詳細な説明は省略する。１
は直流入力電源であり、２はスイッチング素子３および
４より主に構成されるスイッチング回路、７および８は
ダイオードでカソードを互に接続し、アノードはトラン
ス11の１次巻線11a,11bの一端にそれぞれ接続され、さ
らに前記カソードはコンデンサ９と抵抗10の並列回路を
介してダイオード６のアノードに接続され、ダイオード
６のカソードはトランス11の１次巻線11a,11bの接続点
と直流入力電源の正電圧に接続されている。スイッチン
グ回路２のオンオフ動作により発生するトランス11の１
次巻線11a,11bに発生するスパイク電圧は、ダイオード
7,8および６を介してコンデンサ９を充電することで前
記スパイク電圧を吸収し、抵抗10でコンデンサ９の電荷
を放電することでコンデンサ９の両端電圧を一定に保
ち、前記１次巻線11a,11bに発生するスパイク電圧が前
記スイッチング回路２に印加されるのを防止するスナバ
ー回路を構成する。５はスイッチ回路で一方をダイオー
ド６のアノードとコンデンサ９、抵抗10の接続点に接続
し、他方を直流入力電源１の負電圧に接続し、制御回路
17が動作開始するとオフする。12および13はダイオード
であり、14はチョークトランスであり、15はコンデンサ
であり、16−16′は出力端子である。
さらにダイオード7,8および６、コンデンサ９、抵抗1
0より構成されるスナバー回路とスイッチ回路５の動作
について、第４図，第５図を参照して詳細に説明する。
第４図（ａ）はスナバー回路を構成するコンデンサ９の
両端電圧VC波形を示し、（ｂ）はスイッチング素子３ま
たは４に流れる電流ID波形を示し、第５図は起動開始前
の動作説明図を示す。直流入力電源１の電圧Ｅが印加さ
れると第５図に示すように、スイッチ素子３および４は
共にオフしており直流入力電源１の正電圧、トランス11
の１次巻線11a,11b、ダイオード７および８、コンデン
サ９、オン状態にあるスイッチ回路５を介して直流入力
電源１の負電圧に電流が流れ、コンデンサ９の両端は直
流入力電源１と同じ電圧Ｅに充電される。ダイオード６
は直流入力電源１がスイッチ回路５により短絡するのを
防止する。次に制御回路17が動作を開始して起動開始す
るとスイッチ回路５はオフし、同時にスイッチング素子
３および４がオンオフを開始する。前記起動開始時に、
たとえばスイッチング素子４がオンするとトランス11の
１次巻線11bには直流入力電源１の電圧Ｅが印加される
と同時に１次巻線11aにも同一な電圧Ｅを誘起するが、
すでにコンデンサ９の両端電圧VCは直流入力電源１と同
じ電圧Ｅが蓄えられているため特に充電電流は流れな
い。制御回路17が動作してスイッチング回路２がオンオ
フしている間は、スイッチ回路５はオフを続けるため、
スナバー回路の動作には影響を与えることはなく、従来
通りトランス11の１次巻線11a,11bに発生するスパイク
電圧のみに選択的に電力を消費することで、効率よくス
イッチング回路２に印加されるスパイク電圧をクランプ
する。
0より構成されるスナバー回路とスイッチ回路５の動作
について、第４図，第５図を参照して詳細に説明する。
第４図（ａ）はスナバー回路を構成するコンデンサ９の
両端電圧VC波形を示し、（ｂ）はスイッチング素子３ま
たは４に流れる電流ID波形を示し、第５図は起動開始前
の動作説明図を示す。直流入力電源１の電圧Ｅが印加さ
れると第５図に示すように、スイッチ素子３および４は
共にオフしており直流入力電源１の正電圧、トランス11
の１次巻線11a,11b、ダイオード７および８、コンデン
サ９、オン状態にあるスイッチ回路５を介して直流入力
電源１の負電圧に電流が流れ、コンデンサ９の両端は直
流入力電源１と同じ電圧Ｅに充電される。ダイオード６
は直流入力電源１がスイッチ回路５により短絡するのを
防止する。次に制御回路17が動作を開始して起動開始す
るとスイッチ回路５はオフし、同時にスイッチング素子
３および４がオンオフを開始する。前記起動開始時に、
たとえばスイッチング素子４がオンするとトランス11の
１次巻線11bには直流入力電源１の電圧Ｅが印加される
と同時に１次巻線11aにも同一な電圧Ｅを誘起するが、
すでにコンデンサ９の両端電圧VCは直流入力電源１と同
じ電圧Ｅが蓄えられているため特に充電電流は流れな
い。制御回路17が動作してスイッチング回路２がオンオ
フしている間は、スイッチ回路５はオフを続けるため、
スナバー回路の動作には影響を与えることはなく、従来
通りトランス11の１次巻線11a,11bに発生するスパイク
電圧のみに選択的に電力を消費することで、効率よくス
イッチング回路２に印加されるスパイク電圧をクランプ
する。
第２図は、本発明の他の実施例を示すものである。こ
の実施例の回路ではトランス11の１次巻線11a,11bにそ
れぞれ別々にスナバー回路を接続し、スイッチ回路５お
よびダイオード６を共用したものである。さらにトラン
ス11の１次巻線11a,11bにそれぞれ別々にスナバー回路
およびスイッチ回路５を接続した構成も可能であり、ト
ランス11の１次巻線数が２巻線以上のものでも同様に適
用可能であることは容易にわかる。また、スイッチ回路
５に流れる電流を制限するために制限回路を入れても同
様な効果が得られることも容易にわかる。さらに、前記
スナバー回路に使用ダイオードのスピードを早めるた
め、ダイオードに並列にコンデンサを接続する場合もあ
る。
の実施例の回路ではトランス11の１次巻線11a,11bにそ
れぞれ別々にスナバー回路を接続し、スイッチ回路５お
よびダイオード６を共用したものである。さらにトラン
ス11の１次巻線11a,11bにそれぞれ別々にスナバー回路
およびスイッチ回路５を接続した構成も可能であり、ト
ランス11の１次巻線数が２巻線以上のものでも同様に適
用可能であることは容易にわかる。また、スイッチ回路
５に流れる電流を制限するために制限回路を入れても同
様な効果が得られることも容易にわかる。さらに、前記
スナバー回路に使用ダイオードのスピードを早めるた
め、ダイオードに並列にコンデンサを接続する場合もあ
る。
第３図は、本発明の実施例に使用した制御回路17およ
びスイッチ回路５の具体的な回路例を示している。第３
図において、スイッチ回路５はトランジスタ20および2
1、抵抗24および23より構成され、制御回路17はバイア
ス電源26、起動開始回路25、制御部34より構成され、制
御部34は発振回路27、基準電圧28、誤差増幅器29、PWM
コンパレータ30、Ｔフィップフロップ31、OR回路32およ
び33より構成されている。
びスイッチ回路５の具体的な回路例を示している。第３
図において、スイッチ回路５はトランジスタ20および2
1、抵抗24および23より構成され、制御回路17はバイア
ス電源26、起動開始回路25、制御部34より構成され、制
御部34は発振回路27、基準電圧28、誤差増幅器29、PWM
コンパレータ30、Ｔフィップフロップ31、OR回路32およ
び33より構成されている。
発明の効果 以上のように本発明によれば、トランスのリーケージ
インダクタンスにより発生するスパイク電圧を効率よく
吸収し消費してクランプするダイオードとコンデンサと
抵抗により構成されるスナバー回路における最大の欠点
である、起動開始時のスイッチング回路に流れる過大な
電流を防止することが安価な回路で可能となり、スイッ
チング回路に使用するスイッチング素子が破壊したり、
過大な短絡電流にも耐える必要以上の大容量スイッチン
グ素子を使用しなくてもよく、信頼性も著しく向上し、
しかも前記スナバー回路が使用可能となることから、ス
イッチング素子の耐圧も低いものが使用でき、スナバー
損失が小さい効率の良いスイッチングレギュレータ装置
が得られ産業的価値の大なるものである。
インダクタンスにより発生するスパイク電圧を効率よく
吸収し消費してクランプするダイオードとコンデンサと
抵抗により構成されるスナバー回路における最大の欠点
である、起動開始時のスイッチング回路に流れる過大な
電流を防止することが安価な回路で可能となり、スイッ
チング回路に使用するスイッチング素子が破壊したり、
過大な短絡電流にも耐える必要以上の大容量スイッチン
グ素子を使用しなくてもよく、信頼性も著しく向上し、
しかも前記スナバー回路が使用可能となることから、ス
イッチング素子の耐圧も低いものが使用でき、スナバー
損失が小さい効率の良いスイッチングレギュレータ装置
が得られ産業的価値の大なるものである。
第１図は本発明の一実施例によるスイッチングレギュレ
ータ装置の回路構成図、第２図は本発明の他の実施例に
よる回路構成図、第３図は本発明の実施例に使用してい
る回路ブロックの具体的回路図、第４図は本発明の動作
波形図、第５図は本発明の動作説明図、第６図は従来の
スイッチングレギュレータ装置の回路構成図、第７図は
従来の動作波形図、第８図は他の従来の回路構成図、第
９図は他の従来の動作波形図、第10図は従来の動作波形
図、第11図は従来の動作説明図である。 １……直流入力電源、２……スイッチング回路、3,4…
…スイッチング素子、５……スイッチ回路、6,7,8,12,1
3……ダイオード、9,15……コンデンサ、10……抵抗、1
1……トランス、14……チョークトランス、16,16′……
出力端子、17……制御回路。
ータ装置の回路構成図、第２図は本発明の他の実施例に
よる回路構成図、第３図は本発明の実施例に使用してい
る回路ブロックの具体的回路図、第４図は本発明の動作
波形図、第５図は本発明の動作説明図、第６図は従来の
スイッチングレギュレータ装置の回路構成図、第７図は
従来の動作波形図、第８図は他の従来の回路構成図、第
９図は他の従来の動作波形図、第10図は従来の動作波形
図、第11図は従来の動作説明図である。 １……直流入力電源、２……スイッチング回路、3,4…
…スイッチング素子、５……スイッチ回路、6,7,8,12,1
3……ダイオード、9,15……コンデンサ、10……抵抗、1
1……トランス、14……チョークトランス、16,16′……
出力端子、17……制御回路。
Claims (2)
- 【請求項１】直流入力電源の一端に接続され制御回路の
信号により相補的にオンオフする第１および第２のスイ
ッチング素子と、少なくとも前記第１および第２のスイ
ッチング素子間に直列に接続される巻線を有するトラン
スと、前記直流入力電源の両端に接続された第１のダイ
オードと前記制御回路が動作するとオンまたはオフする
スイッチ回路の直列回路と、前記巻線の中間タップに前
記直流入力電源の他端を接続し、前記巻線の両端に第２
および第３のダイオードの直列回路を接続し、前記第２
および第３のダイオードの接続点と前記第１のダイオー
ドと前記スイッチ回路の接続点に抵抗とコンデンサの並
列接続回路を接続したことを特徴とするスイッチングレ
ギュレータ装置。 - 【請求項２】巻線の両端には、第２のダイオードおよび
第１のコンデンサと抵抗の並列接続回路および第２のコ
ンデンサと抵抗の並列接続回路および第３のダイオード
より成る直列接続回路を接続し、前記第１および第２の
コンデンサと抵抗の並列接続回路の接続点と前記第１の
ダイオードと前記スイッチ回路の接続点を接続したもの
である特許請求の範囲第１項記載のスイッチングレギュ
レータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62272446A JP2563385B2 (ja) | 1987-10-28 | 1987-10-28 | スイッチングレギュレータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62272446A JP2563385B2 (ja) | 1987-10-28 | 1987-10-28 | スイッチングレギュレータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01114369A JPH01114369A (ja) | 1989-05-08 |
| JP2563385B2 true JP2563385B2 (ja) | 1996-12-11 |
Family
ID=17514028
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62272446A Expired - Lifetime JP2563385B2 (ja) | 1987-10-28 | 1987-10-28 | スイッチングレギュレータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2563385B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2532470Y2 (ja) * | 1990-06-13 | 1997-04-16 | トヨタ自動車株式会社 | ティルトステアリングのロック機構 |
| US5657668A (en) * | 1994-06-06 | 1997-08-19 | Nsk, Ltd. | Tilt type steering apparatus |
| JP5279102B2 (ja) * | 2009-03-03 | 2013-09-04 | Ｆｄｋ株式会社 | スナバ回路及びプッシュプル回路 |
-
1987
- 1987-10-28 JP JP62272446A patent/JP2563385B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01114369A (ja) | 1989-05-08 |
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