JP2001037219A - 電源装置及びその制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 蓄電池とスイッチング電源を有した電源装置
において、電源の効率を上げて効率の良い蓄電池の充電
ができるようにし、また省エネルギー化を図る。 【解決手段】 絶縁トランス１の１次側をＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ２により発振駆動し、２次側に発生した交流をダイオ
ード１４及びコンデンサ１５により整流平滑し、その出
力電圧Ｖｏを負荷に供給する。また、残量検知手段２５
によりバッテリ２０の残容量が所定値より低下したこと
を検知したときは、バッテリ２０の充電を行う。その
際、モード切替制御手段２６からの信号でコンパレータ
２７による発振回路を動作させ、ＭＯＳ−ＦＥＴ２によ
る発振を間欠的に行い、その断続発振状態でバッテリ２
０の充電を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、蓄電池とスイッチ
ング電源を有した電源装置、特にスイッチング電源の出
力により蓄電池を充電する電源装置及びその制御方法に
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】機器への電力供給及び該機器のバッテリ
への充電を行う電源装置として、例えば図４に示すよう
な回路構成のものが一般的に知られている。これは、自
励型フライバックコンバータ（ＲＣＣ：リンギングチョ
ークコンバータ）を基本回路としたものである。

【０００３】図４の回路において、コンバータの絶縁ト
ランス１は、入力側の１次巻線Ｎｐと出力側の２次巻線
Ｎｓ及び制御用の３次巻線Ｎｂにて構成されている。３
次巻線Ｎｂは、スイッチング素子であるＭＯＳ−ＦＥＴ
２のゲート制御用トランジスタ３の駆動用巻線となって
いる。なお、スイッチング素子はＭＯＳ−ＦＥＴ２では
なく、バイポーラトランジスタであっても良い。

【０００４】直流電源Ｅからの入力電圧Ｖｉは、図示し
ていないがブリッジダイオードで整流され、電解コンデ
ンサにて平滑された直流電圧となっている。そして、こ
の入力電圧Ｖｉはトランス１の１次巻線Ｎｐの一端と３
次巻線Ｎｂの他端の間に印加され、直流電源Ｅの（＋）
側は１次巻線Ｎｐの巻き終わり、（−）側は３次巻線Ｎ
ｂの巻き始めにそれぞれ接続されている。またＮＯＳ−
ＦＥＴ２のドレインは１次巻線Ｎｐの巻き始めに、ソー
スは３次巻線Ｎｂの巻き始めにそれぞれ接続されてい
る。

【０００５】上記直流電源Ｅの（＋）側とＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ２のゲート間には起動抵抗４とゲート保護用の抵抗５
が接続されている。また、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートと
直流電源Ｅの（−）側との間にはツェナーダイオード６
が接続され、上記トランジスタ３とフィードバック用の
フォトカプラ７のフォトトランジスタのコレクタにバイ
アスを与えている。また、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートと
３次巻線Ｎｂの巻き終りとの間にはコンデンサ８と抵抗
９の直列回路が接続されている。

【０００６】上記フォトカプラ７とフォトトランジスタ
のエミッタとトランジスタ３のベースとの間にはトラン
ジスタ３のベース電流制限用の抵抗１０が接続され、抵
抗１０のフォトカプラ７側と３次巻線Ｎｂの巻き始めと
の間にはベース電流制御用のコンデンサ１１が接続され
ている。また、トランジスタ３のベース電流制限用の抵
抗１０と３次巻線Ｎｂの巻き終わりとの間にはツェナー
ダイオード１２と抵抗１３が直列に接続されている。ま
た、絶縁トランス１の２次巻線Ｎｓの巻き始めには整流
用のダイオード１４のアノード側が接続されている。こ
のダイオード１４のカソード側と２次巻線Ｎｓの巻き終
わりとの間には電解コンデンサ１５が接続され、平滑が
行われている。

【０００７】また、コンバータの出力電圧Ｖｏは抵抗１
６及び可変抵抗１７によって分圧され、この分圧された
電圧はフィードバック制御用のシャントレギュレータ１
８のｒｅｆ端子に入力され、ここで基準電圧と比較され
ることでフォトカプラ７の発光ダイオードに流れる電流
が制御されている。抵抗１９はフォトカプラ７の発光ダ
イオードに流れる電流を制限するための抵抗である。

【０００８】また、図４の回路において、蓄電池である
バッテリ２０にはスイッチとして機能するバッテリ充電
切替用のトランジスタ２１と逆流防止用のダイオード２
２を介して出力電圧Ｖｏが供給されている。このバッテ
リ２０の出力電圧Ｖ１は電圧検知用の高インピーダンス
を有する２つの抵抗２３，２４によって分圧されて検出
され、バッテリ２０の残容量を検知する残容量検知手段
２５によってバッテリ電圧の低下が検知される。そし
て、モード切替制御手段２６は残容量検知手段２５から
の検知信号に応じてバッテリ２０に電力を供給するか否
かを切り替える上記トランジスタ２１のベースにバイア
スを加える。

【０００９】上記構成の回路において、ＭＯＳ−ＦＥＴ
２には起動抵抗４によりゲートにバイアスが印加されて
導通状態となる。このＭＯＳ−ＦＥＴ２が導通状態にな
るとトランス１の１次巻線Ｎｐに入力電圧Ｖｉが印加さ
れ、３次巻線Ｎｂに巻き終わり側を（＋）とする電圧が
誘起される。このとき２次巻線Ｎｓにも電圧が誘起され
るが、整流用のダイオード１４側を（−）とする電圧で
あるため、２次側には電圧は伝達されない。したがっ
て、１次巻線Ｎｐを流れる電流は絶縁トランス１の励磁
電流だけで、絶縁トランス１には励磁電流の２乗に比例
したエネルギーが蓄積される。そして、この励磁電流は
時間に比例して増大する。

【００１０】また、トランス１の３次巻線Ｎｂに誘起さ
れた電圧によりツェナーダイオード１２及び抵抗１３を
介してトランジスタ３のベース側に接続されているコン
デンサ１１が充電され、トランジスタ３のベースに電流
が供給される。そして、この電流がある値に到達すると
トランジスタ３が導通状態となる。このトランジスタ３
が導通状態になるとＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートにバイア
スが印加されなくなり、ＭＯＳ−ＦＥＴ２は非導通状態
となる。このとき、絶縁トランス１の各巻線には起動時
と逆向きの電圧が発生し、２次巻線Ｎｓには整流用のダ
イオード１４を（＋）とする電圧が発生するため、絶縁
トランス１に蓄積された上記エネルギーが整流、平滑さ
れて２次側に伝達される。

【００１１】また、３次巻線Ｎｂにはツェナーダイオー
ド１２を（−）とする電圧が発生し、トランジスタ３の
ベースが逆バイアスされ、ベース電流値がある値以下に
なるとトランジスタ３は非導通状態になる。そして、絶
縁トランス１に蓄えられているエネルギーが２次側にす
べて伝達されるとＭＯＳ−ＦＥＴ２は再び起動する。

【００１２】一方、フォトカプラ７からの電流は出力電
圧Ｖｏが高いときに多く流れるので、それによってコン
デンサ１１に電流が供給され、充電時間は短くなる。こ
れは、ＭＯＳ−ＦＥＴ２の導通時間が短くなることを示
しており、これによって絶縁トランス１に蓄積されるエ
ネルギーが減少することで出力電圧Ｖｏが下がり、定電
圧動作が行われる。出力電圧が低い場合は逆の動作とな
る。

【００１３】また、１次巻線Ｎｐの両端には、上記ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴ２が導通状態から非導通状態に移行したとき
に巻き始め側が（＋）の極性のサージ電圧を吸収するダ
イオード３９、コンデンサ４０及び抵抗４１で構成され
たスナバ回路が付加されている。

【００１４】図５は上述のＲＣＣ方式における回路の各
部の波形を示す図である。ＶｇはＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲ
ート電圧、ＶｄｓはＭＯＳ−ＦＥＴ２のドレイン−ソー
ス電圧、Ｉｄ１はドレイン電流、Ｉｄ２は２次側の整流
用のダイオード１４に流れる電流をそれぞれ示してい
る。

【００１５】まず、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のオン期間につい
て説明する。ＭＯＳ−ＦＥＴ２は、起動抵抗４によりゲ
ートにバイアスが印加され、上記Ｖｇの電位が上昇する
ことによって導通状態となる。このときＩｄ１は時間と
ともに正の傾きで直線的に増加し、絶縁トランス１にエ
ネルギーが蓄積される。またこのとき、ＶｄｓはＭＯＳ
−ＦＥＴ２が導通状態であるため、電位はほぼ零になっ
ており、２次側のダイオード１４は逆バイアスされて、
Ｉｄ２は流れない。

【００１６】そして、コンデンサ１１が充電され、トラ
ンジスタ３が導通状態になると、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲ
ート電圧Ｖｇは零になり、ＭＯＳ−ＦＥＴ２は非導通状
態となるため、Ｉｄ１は零になり、Ｖｄｓは入力電圧Ｖ
ｉとなる。このとき、２次側の整流用のダイオード１４
は導通状態となり、絶縁トランス１に蓄積されたエネル
ギーが２次側に伝達される。またこのとき、Ｉｄ２は負
の傾きで直線的に減少する。

【００１７】なお、図４の回路では入力電圧Ｖｉの供給
／遮断を制御するスイッチ手段を明記してないが、本電
源装置は２つのモードを有している。１つは入力電圧Ｖ
ｉを本電源装置に印加し、出力電圧Ｖｏを得るモード、
もう一つは入力電圧Ｖｉを遮断し、記憶保持及び時計機
能用にバッテリ２０にて電力を供給するモードである。
そして、残容量検知手段２５にてバッテリ２０の容量が
少ないと判断されたときは、上記のスイッチ手段を導通
状態にし、出力電圧Ｖｏにてバッテリ２０の充電を行っ
ている。

【００１８】図６は上記入力電圧Ｖｉの印加により出力
電圧Ｖｏを得て負荷に供給する発振モード時の出力電圧
（Ｗ）と電源効率（％）の関係を示したものである。バ
ッテリ２０の充電に必要な電力（Ｐ）は、通常使用時に
必要な電力に比べて低くなっている。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ような従来の電源装置にあっては、図６に示すＲＣＣ方
式ばかりでなく、他の方式の電源装置においても、通常
使用時に必要な電力付近にて効率が最大になるように構
成されているため、出力電力が小さいところでは電源の
効率が低下するという問題があり、加えて蓄電池の充電
に必要な電力は通常使用時に必要な電力よりはかなり小
さく、電源の効率の悪いところで充電しなければならな
いという問題があった。

【００２０】本発明は、上記のような問題点に着目して
なされたもので、効率良く蓄電池の充電を行うことがで
き、また省エネルギー化を図ることができる電源装置及
びその制御方法を提供することを目的としている。

【００２１】

【課題を解決するための手段】本発明に係る電源装置及
びその制御方法は、次のように構成したものである。

【００２２】（１）蓄電池と、一次巻線がスイッチング
素子により発振駆動されて二次巻線に交流を発生する出
力トランスとを有し、該出力トランスの二次巻線に発生
した交流を整流して負荷に供給する電源装置において、
前記出力トランスの一次巻線の発振駆動を断続させる制
御手段を設け、該断続発振駆動状態で前記蓄電池の充電
を行うようにした。

【００２３】（２）上記（１）の構成において、負荷へ
の供給電圧の検出値と基準値とを比較してスイッチング
素子の駆動を制御するようにした。

【００２４】（３）上記（１）または（２）の構成にお
いて、スイッチング素子の駆動を停止させる停止手段を
有し、制御手段はその停止期間を制御して出力トランス
の一次巻線の発振駆動と停止を繰り返すようにした。

【００２５】（４）上記（１）ないし（３）何れかの構
成において、蓄電池の残容量を検知する検知手段を有
し、残容量が所定値より低下したときに該蓄電池を充電
するようにした。

【００２６】（５）上記（４）の構成において、スイッ
チング素子による連続発振モードと、同スイッチング素
子による断続発振モードと、発振停止モードとを切り替
える切替手段を有し、発振停止モードで蓄電池にて動作
中に該蓄電池の残容量が所定値より低下したときに断続
発振モードにして蓄電池を充電し、蓄電池の残容量が所
定値に達したときに発振停止モードにするようにした。

【００２７】（６）上記（３）ないし（５）何れかの構
成において、蓄電池により記憶内容が保持される本体装
置からの制御信号によりスイッチング素子の駆動停止期
間を制御するようにした。

【００２８】（７）上記（６）の構成において、制御信
号は本体装置のＤ／Ａ変換部によりアナログ信号に変換
された信号であるようにした。

【００２９】（８）蓄電池と、一次巻線がスイッチング
素子により発振駆動されて二次巻線に交流を発生する出
力トランスとを有し、該出力トランスの二次巻線に発生
した交流を整流して負荷に供給する電源装置の制御方法
において、前記出力トランスの一次巻線の発振駆動を断
続させた断続発振駆動状態で前記蓄電池の充電を行うよ
うにした。

【００３０】（９）上記（８）の構成において、負荷へ
の供給電圧の検出値と基準値とを比較してスイッチング
素子の駆動を制御するようにした。

【００３１】（１０）上記（８）または（９）の構成に
おいて、スイッチング素子の駆動停止期間を制御して出
力トランスの一次巻線の発振駆動と停止を繰り返すよう
にした。

【００３２】（１１）上記（８）ないし（１０）何れか
の構成において、蓄電池の残容量を検知し、残容量が所
定値より低下したときに該蓄電池を充電するようにし
た。

【００３３】（１２）上記（１１）の構成において、ス
イッチング素子による連続発振モードと、同スイッチン
グ素子による断続発振モードと、発振停止モードとを制
御信号により切り替え、発振停止モードで蓄電池にて動
作中に該蓄電池の残容量が所定値より低下したときに断
続発振モードにして蓄電池を充電し、蓄電池の残容量が
所定値に達したときに発振停止モードにするようにし
た。

【００３４】（１３）上記（１０）ないし（１２）何れ
かの構成において、蓄電池により記憶内容が保持される
本体装置からの制御信号によりスイッチング素子の駆動
停止期間を制御するようにした。

【００３５】（１４）上記（１３）の構成において、本
体装置のＤ／Ａ変換部によりアナログ信号に変換された
制御信号によりスイッチング素子の駆動停止期間を制御
するようにした。

【００３６】

【発明の実施の形態】以下、図面について本発明の実施
例を説明する。

【００３７】（第１の実施例）図１は本発明の第１の実
施例による電源装置の構成を示す回路図であり、図４と
同一構成要素には同一符号を付して重複する詳細説明は
省略する。なお、本実施例では前述の自励型フライバッ
クコンバータ（ＲＣＣ）を基本構成としているが、この
ＲＣＣばかりではなく、電流共振型あるいはフォワード
型のコンバータであっても良い。

【００３８】本実施例の図４に示す回路との違いは、絶
縁トランス（出力トランス）１の２次側にコンパレータ
２７による発振回路を追加したことである。このコンパ
レータ２７の出力端子はフォトカプラ７の発光ダイオー
ドのカソード側に接続され、非反転入力端子（＋）には
抵抗３２とツェナーダイオード２８の直列回路からの定
電圧が入力される。また、反転入力端子（−）にはＧＮ
Ｄとの間にコンデンサ３０と抵抗３１とが並列に接続さ
れ、電圧Ｖｏの出力端子との間には抵抗２９とツェナー
ダイオード３６が接続されている。更に、この反転入力
端子には電源モード動作切替用のトランジスタ３３のコ
レクタが抵抗３４とツェナーダイオード３６を介して接
続されている。また、トランジスタ３３のベースはベー
ス電流制限用の抵抗３５を介してモード切替制御手段２
６に接続されている。

【００３９】ここで、図１の回路においては、負荷に供
給される出力電圧Ｖｏの検出値を基準値と比較してＭＯ
Ｓ−ＦＥＴ２を制御する制御手段がコンパレータ２７及
び抵抗２９とコンデンサ３０の充電回路により構成さ
れ、またＭＯＳ−ＦＥＴ２によるトランス１の１次巻線
Ｎｐの発振駆動を停止する停止手段がゲート制御用トラ
ンジスタ３により構成されており、制御手段はその停止
期間を制御することによってトランス１の１次巻線Ｎｐ
の発振駆動と停止を繰り返すことが可能となっている。

【００４０】また、モード切替制御手段２６により切り
替えられる電源モードとしては、ＭＯＳ−ＦＥＴ２によ
り発振駆動して負荷に電力を供給する発振モード（１）
（連続発振モード）と、上記の発振駆動と停止を繰り返
す発振モード（２）（断続発振モード）と、発振駆動を
完全に停止してバッテリ２０のみで負荷に電力を供給す
るバッテリモード（発振停止モード）とがある。そし
て、バッテリモードにて動作中に残容量検知手段２５に
よりバッテリ２０の残容量が所定値（設定値）より低下
したときは発振モード（２）にて動作させてバッテリ２
０を充電し、バッテリ２０の残容量が所定値（設定値）
に到達したら再びバッテリモードにする。

【００４１】すなわち、発振モード（１）のときは、モ
ード切替制御手段２６からトランジスタ３３のベースへ
の入力がハイ（Ｈｉｇｈ）レベルとなっており、コンパ
レータ２７の反転入力端子の電圧はツェナーダイオード
２８による定電圧よりも低いため、コンパレータ２７の
出力端子はハイインピーダンスとなり、コンバータは通
常の発振動作を行う。このとき、ツェナーダイオード３
６により通常発振時のコンデンサ３０の充電が防止され
る。

【００４２】また、トランジスタ３３のベースへの入力
がロー（Ｌｏｗ）レベルとなると、トランジスタ３３は
非導通状態となり、出力電圧Ｖｏから抵抗２９を介して
コンデンサ３０が充電され、コンデンサ３０の電圧が上
昇する。そして、ツェナーダイオード２８による定電圧
よりも高くなると、コンパレータ２７の出力端子はロー
レベルになり、フォトカプラ７の発光ダイオードに電流
が流れて、トランス１の１次側のコンデンサ１１が充電
され、その電圧が上昇し、トランジスタ３が導通状態と
なる。

【００４３】これにより、ＭＯＳ−ＦＥＴ２は非導通状
態となり、発振は停止する。発振が停止すると、コンデ
ンサ３０は抵抗３１を介して放電し、その電圧も放電に
従って低下する。この電圧がツェナーダイオード２８に
よる定電圧以下になると、コンパレータ２７の出力端子
はハイインピーダンスとなり、再び発振を開始する。以
上の動作を繰り返すことで、発振状態を間欠的に制御す
ることができる。

【００４４】このように、モード切替制御手段２６から
の制御信号により発振モード（１）と発振モード（２）
との切り替え動作を行うことができる。また、モード切
替制御手段２６は、バッテリ２０への充電動作の切り替
えを行うスイッチ用のトランジスタ２１とも接続されて
おり、発振モード（２）にしたときにトランジスタ２１
を導通状態とし、バッテリ２０への充電を行う。

【００４５】図２は発振を間欠的に行っているときの図
１の回路の各部の波形を示す図である。Ｖ２はコンデン
サ３０の電圧、Ｖ−はコンパレータ２７の非反転入力端
子の電圧を示している。また、この電圧Ｖ２，Ｖ−以外
の波形は図４の回路で説明したＶｇ，Ｖｄｓ，Ｉｄ１，
Ｉｄ２の各波形を示している。

【００４６】トランジスタ３３のベース電圧がローレベ
ルとなることにより、コンデンサ３０の電圧は抵抗２９
による充電と抵抗３１による放電を繰り返し、図５のＶ
２の波形により発振する。コンパレータ２７の非反転入
力端子の電圧Ｖ３の電圧に対してＶ２の電圧が高くなる
と発振を停止し、逆に高くなると発振を行う。このよう
に間欠的に発振を行っているとき、出力電圧Ｖｏは通常
の発振状態と比べて低くなる。

【００４７】本実施例では、上記のようにバッテリ２０
を有した電源装置において、３つのモードすなわち発振
モード（１）、発振モード（２）及びバッテリモードを
有しており、通常使用時に必要な電力を供給するために
は発振モード（１）にて動作し、負荷に電力を供給す
る。また、本体が待機モードなど記憶保持、時計機能保
持のみの省電力モードに入ったときには直流電源Ｅの入
力電圧Ｖｉを遮断し、バッテリモードにて電力を供給す
る。そして、バッテリ２０の残容量検知手段２５にてバ
ッテリ２０の電圧低下が検出されたときは直流電源Ｅの
入力電圧Ｖｉを入力し、発振モード（２）にて電源を動
作させ、バッテリ２０を充電する。このバッテリ２０の
電圧が正常に戻ると、再び入力電力を遮断し、バッテリ
モードにて動作する。

【００４８】このため、図６に示すように、電源の効率
を向上させることができ、より効率良くバッテリ２０の
充電を行うことができる。また、同一出力において１次
側の投入電力を抑えることができ、省エネルギー化を図
ることができる。

【００４９】（第２の実施例）図３は本発明の第２の実
施例の構成を示す回路図であり、図１と同一符号は同一
構成要素を示している。同図中、３７は本電源装置を備
えた本体装置の各部を制御する本体制御手段、３８はデ
ジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換部で、
アナログ制御信号が電源モード切替用のトランジスタ３
３のベースに入力される。

【００５０】本実施例の第１の実施例との違いは、第１
の実施例ではコンパレータ２７の非反転入力端子にツェ
ナーダイオード２８による定電圧を印加していたのに対
し、本実施例では本体制御手段３７からの制御信号をＤ
／Ａ変換部３８にてＤ／Ａ変換してアナログ制御信号と
した上でコンパレータ２７の非反転入力端子に入力する
ようにしている。これにより、本体制御手段３７の設定
値に応じて発振モード（２）のときの出力電圧を可変に
することが可能となる。

【００５１】すなわち、抵抗２９とコンデンサ３０の時
定数、コンデンサ３０と抵抗３１の時定数は変化しない
のに対して、ツェナーダイオード２８の電圧Ｖ３を変化
させるため、電圧のスレッショルドレベルを上下させる
ことができ、周波数は一定であるが、コンパレータ２７
の出力端子がローレベルである時間を変化させる、いわ
ゆるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｒａｔ
ｉｏｎ）制御となり、出力電圧Ｖｏを変化させることが
可能となる。したがって、非反転入力端子の電圧を下げ
ることで出力電圧Ｖｏを下げることができ、非反転入力
端子の電圧を上げることで出力電圧Ｖｏを上げることが
できる。

【００５２】このように、本実施例では本体制御手段３
７からのアナログ制御信号により出力電圧Ｖｏを任意に
変化させることができる。したがって、充電するバッテ
リ２０の目標容量等が変化したときに容易に対応するこ
とができる。

【００５３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
発振状態を間欠的に行うことにより、蓄電池を充電する
のに必要な電力において電源の効率を向上させることが
でき、より効率良く蓄電池の充電を行うことができ、同
一出力において１次側の投入電力を抑えることができ、
省エネルギー化を図ることができる。

【００５４】また、本体装置からのアナログ制御信号に
より出力電圧を任意に変化させることができるため、充
電する蓄電池の目標容量等が変化したときに容易に対応
することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の第１の実施例の構成を示す回路図

【図２】 第１の実施例の間欠発振時の各部の波形を示
す図

【図３】 本発明の第２の実施例の構成を示す回路図

【図４】 一般的な電源装置の構成を示す回路図

【図５】 ＲＣＣ方式の電源装置の各部の波形を示す図

【図６】 出力電力と電源効率の関係を示す説明図

【符号の説明】

１ 絶縁トランス（出力トランス） ２ ＭＯＳ−ＦＥＴ（スイッチング素子） ３ ゲート制御用トランジスタ ４ 起動抵抗 ７ フォトカプラ １１ コンデンサ １４ ダイオード １５ 電解コンデンサ １８ シャントレギュレータ ２０ バッテリ（蓄電池） ２１ トランジスタ ２５ 残容量検知手段 ２６ モード切替制御手段 ２７ コンパレータ ２８ ツェナーダイオード ２９ 抵抗 ３０ コンデンサ ３１ 抵抗 ３３ トランジスタ ３７ 本体制御手段 ３８ Ｄ／Ａ変換部

Claims (14)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 蓄電池と、一次巻線がスイッチング素子
   により発振駆動されて二次巻線に交流を発生する出力ト
   ランスとを有し、該出力トランスの二次巻線に発生した
   交流を整流して負荷に供給する電源装置において、前記
   出力トランスの一次巻線の発振駆動を断続させる制御手
   段を設け、該断続発振駆動状態で前記蓄電池の充電を行
   うことを特徴とする電源装置。
2. 【請求項２】 負荷への供給電圧の検出値と基準値とを
   比較してスイッチング素子の駆動を制御することを特徴
   とする請求項１記載の電源装置。
3. 【請求項３】 スイッチング素子の駆動を停止させる停
   止手段を有し、制御手段はその停止期間を制御して出力
   トランスの一次巻線の発振駆動と停止を繰り返すことを
   特徴とする請求項１または２記載の電源装置。
4. 【請求項４】 蓄電池の残容量を検知する検知手段を有
   し、残容量が所定値より低下したときに該蓄電池を充電
   することを特徴とする請求項１ないし３何れか記載の電
   源装置。
5. 【請求項５】 スイッチング素子による連続発振モード
   と、同スイッチング素子による断続発振モードと、発振
   停止モードとを切り替える切替手段を有し、発振停止モ
   ードで蓄電池にて動作中に該蓄電池の残容量が所定値よ
   り低下したときに断続発振モードにして蓄電池を充電
   し、蓄電池の残容量が所定値に達したときに発振停止モ
   ードにすることを特徴とする請求項４記載の電源装置。
6. 【請求項６】 蓄電池により記憶内容が保持される本体
   装置からの制御信号によりスイッチング素子の駆動停止
   期間を制御することを特徴とする請求項３ないし５何れ
   か記載の電源装置。
7. 【請求項７】 制御信号は本体装置のＤ／Ａ変換部によ
   りアナログ信号に変換された信号であることを特徴とす
   る請求項６記載の電源装置。
8. 【請求項８】 蓄電池と、一次巻線がスイッチング素子
   により発振駆動されて二次巻線に交流を発生する出力ト
   ランスとを有し、該出力トランスの二次巻線に発生した
   交流を整流して負荷に供給する電源装置の制御方法にお
   いて、前記出力トランスの一次巻線の発振駆動を断続さ
   せた断続発振駆動状態で前記蓄電池の充電を行うように
   したことを特徴とする電源装置の制御方法。
9. 【請求項９】 負荷への供給電圧の検出値と基準値とを
   比較してスイッチング素子の駆動を制御するようにした
   ことを特徴とする請求項８記載の電源装置の制御方法。
10. 【請求項１０】 スイッチング素子の駆動停止期間を制
    御して出力トランスの一次巻線の発振駆動と停止を繰り
    返すようにしたことを特徴とする請求項８または９記載
    の電源装置の制御方法。
11. 【請求項１１】 蓄電池の残容量を検知し、残容量が所
    定値より低下したときに該蓄電池を充電するようにした
    ことを特徴とする請求項８ないし１０何れか記載の電源
    装置の制御方法。
12. 【請求項１２】 スイッチング素子による連続発振モー
    ドと、同スイッチング素子による断続発振モードと、発
    振停止モードとを制御信号により切り替え、発振停止モ
    ードで蓄電池にて動作中に該蓄電池の残容量が所定値よ
    り低下したときに断続発振モードにして蓄電池を充電
    し、蓄電池の残容量が所定値に達したときに発振停止モ
    ードにするようにしたことを特徴とする請求項１１記載
    の電源装置の制御方法。
13. 【請求項１３】 蓄電池により記憶内容が保持される本
    体装置からの制御信号によりスイッチング素子の駆動停
    止期間を制御するようにしたことを特徴とする請求項１
    ０ないし１２何れか記載の電源装置の制御方法。
14. 【請求項１４】 本体装置のＤ／Ａ変換部によりアナロ
    グ信号に変換された制御信号によりスイッチング素子の
    駆動停止期間を制御するようにしたことを特徴とする請
    求項１３記載の電源装置の制御方法。