JP2000184710A - トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイ
ッチング素子のターンオフ時にスイッチング素子が受け
る電気的ストレスを低損失で低減し且つ変換効率を向上
する。 【解決手段】 本発明によるトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣ
コンバータは、トランジスタ３のコレクタ−エミッタ端
子間に第１及び第２のスナバ用コンデンサ１４、１５と
スナバ用ダイオード１６との直列回路から成るスナバ回
路１３を接続し、スナバ回路１３とトランジスタ３のエ
ミッタ端子及び直流電源１の陰極端子の接続点との間に
第１の回生用リアクトル１８及び第１の回生用ダイオー
ド１９の直列回路から成る第１の回生回路１７を接続
し、スナバ回路１３とトランス２の１次巻線２a及びト
ランジスタ３のコレクタ端子の接続点との間に第２の回
生用リアクトル２１及び第２の回生用ダイオード２２の
直列回路から成る第２の回生回路２０を接続する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はトランス絶縁型ＤＣ
−ＤＣコンバータ、特にスイッチング素子のターンオフ
時にスイッチング素子が受ける電気的ストレスを低損失
で低減でき且つ変換効率の向上が可能なトランス絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータに属する。

【０００２】

【従来の技術】直流電源とトランスの１次巻線とスイッ
チング素子とが直列に接続され、スイッチング素子をオ
ン・オフ動作させることにより、トランスの２次巻線か
ら整流平滑回路を介して直流電源の電圧とは異なる定電
圧の直流出力を取り出す構成のトランス絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは従来から電子機器等の電源回路等に広く
使用されている。

【０００３】例えば、図５に示す従来のトランス絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータは、バッテリ又はコンデンサ入力
型整流回路等の直流電源１と、直流電源１の陽極端子と
直列に接続された１次巻線２a、２次巻線２b及び図示し
ない励磁インダクタンスを有するトランス２と、トラン
ス２の１次巻線２aと直列にコレクタ端子（第１の主端
子）が接続されかつ直流電源１の陰極端子にエミッタ端
子（第２の主端子）が接続されたスイッチング素子とし
てのトランジスタ３と、トランス２の２次巻線２bの一
端に接続された整流用ダイオード４と、２次巻線２bの
他端と整流用ダイオード４との間に接続された転流用ダ
イオード５と、整流用ダイオード４及び転流用ダイオー
ド５の接続点に一端が接続されたリアクトル６と、リア
クトル６の他端と２次巻線２bの他端との間に接続され
た平滑コンデンサ７と、平滑コンデンサ７から負荷８に
供給される直流出力電圧Ｖ_Oに応じてトランジスタ３の
ベース端子に制御パルス信号Ｖ_Bを付与する制御回路９
とを備えている。即ち、図５のトランス絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは、トランジスタ３がオン状態のときに直
流電源１から１次巻線２aに流れる電流Ｉ₀によりトラン
ス２を励磁すると共に２次巻線２bから整流用ダイオー
ド４及びリアクトル６を介して平滑コンデンサ７及び負
荷８に電力を供給し、トランジスタ３がオフ状態のとき
にリアクトル６のエネルギを転流用ダイオード５を介し
て平滑コンデンサ７及び負荷８に供給するフォワード方
式の回路構成となっている。また、周知技術のため図示
は省略するが、制御回路９内には、一定の周期の三角波
電圧を発生する発振回路部と、基準電圧に対する負荷８
の端子電圧の誤差電圧を演算増幅する誤差増幅回路部
と、誤差増幅回路部の誤差出力電圧及び発振回路部の三
角波電圧を比較する比較回路部と、比較回路部の出力電
圧に比例した時間幅の制御パルス信号Ｖ_Bを発生してト
ランジスタ３のベース端子に付与する制御パルス発生回
路部とが設けられている。更に、図５に示すトランス絶
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランジスタ３のター
ンオフ時にトランス２の励磁インダクタンスのエネルギ
により発生するサージ電圧等を吸収するために、直列に
接続されたスナバ用抵抗１１及びスナバ用コンデンサ１
２から成るスナバ回路１０をトランジスタ３のコレクタ
−エミッタ端子間（両主端子間）に接続している。

【０００４】上記のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
タでは、トランジスタ３がオン状態のとき、スナバ回路
１０のスナバ用抵抗１１を介してスナバ用コンデンサ１
２が略０Ｖまで放電している。この状態から、トランジ
スタ３をオン状態からオフ状態にすると、トランス２の
励磁エネルギ、即ちトランス２の励磁インダクタンスの
蓄積エネルギがスナバ回路１０のスナバ用コンデンサ１
２に供給される。このとき、スナバ用コンデンサ１２の
両端の電圧が略０Ｖから静電容量で決定される時定数を
もって上昇するため、トランジスタ３のコレクタ−エミ
ッタ端子間の電圧の急激な上昇が抑えられ、トランジス
タ３のターンオフ時におけるコレクタ−エミッタ端子間
の電圧上昇率が抑制される。これにより、トランジスタ
３のターンオフ時に発生するスパイク状のノイズやサー
ジ電圧等が吸収される。スナバ用コンデンサ１２に充電
された電荷は、次にトランジスタ３がターンオフする前
までにスナバ用抵抗１１を介して放電される。また、制
御回路９により、トランジスタ３のベース端子に付与す
る制御パルス信号Ｖ_Bのパルス幅を負荷８の端子電圧に
応じて変化させ、トランジスタ３のオン・オフ期間を制
御することにより、直流電源１の電圧Ｅとは異なる一定
の直流出力電圧Ｖ_Oを負荷８に供給する。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図５に示す
トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、スナバ回路
１０によりトランジスタ３のターンオフ時におけるコレ
クタ−エミッタ端子間の電圧上昇率を抑制できる利点が
あるが、スナバ用コンデンサ１２の電荷を放電する際に
スナバ用抵抗１１を介して放電電流が流れるため、スナ
バ用コンデンサ１２の電荷がスナバ用抵抗１１にて消費
され、電力損失が発生する。スナバ用コンデンサ１２の
静電容量が小さい場合は、スナバ用抵抗１１にて発生す
る電力損失は小さくなるが、トランス２の励磁インダク
タンスのエネルギをスナバ回路１０にて吸収するために
トランジスタ３のターンオフ時におけるコレクタ−エミ
ッタ端子間の電圧上昇率が大きくなり、これによりノイ
ズやサージ電圧等が発生し、トランジスタ３に過大な電
気的ストレスが加わる欠点があった。逆に、スナバ用コ
ンデンサ１２の静電容量が大きい場合は、トランジスタ
３のターンオフ時におけるコレクタ−エミッタ端子間の
電圧上昇率を抑制してノイズやサージ電圧等を低減し、
トランジスタ３に加わる電気的ストレスを軽減すること
ができるが、スナバ用抵抗１１での電力損失が増大する
問題点が生じる。したがって、スナバ回路１０で発生す
る電力損失により、トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
タの変換効率が著しく低下する欠点があった。

【０００６】そこで、本発明はスイッチング素子のター
ンオフ時にスイッチング素子が受ける電気的ストレスを
低損失で低減でき且つ変換効率を向上できるトランス絶
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とす
る。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明によるトランス絶
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源の両端に直列に
接続されたトランスの１次巻線及びスイッチング素子
と、該スイッチング素子の両主端子間に接続されかつ前
記スイッチング素子のターンオフ時に前記トランスの励
磁エネルギを吸収するスナバ回路とを備え、前記スイッ
チング素子をオン・オフ動作させることにより前記トラ
ンスの２次巻線から整流平滑回路を介して前記直流電源
の電圧とは異なる定電圧の直流出力を取り出す。このト
ランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記スナバ回
路は、前記スイッチング素子の第１の主端子に一端が接
続された第１のスナバ用コンデンサと、前記スイッチン
グ素子の第２の主端子に一端が接続された第２のスナバ
用コンデンサと、前記第１のスナバ用コンデンサと前記
第２のスナバ用コンデンサとの間に接続されたスナバ用
整流素子とを有し、少なくとも第１のエネルギ蓄積手段
を有し且つ前記第１のスナバ用コンデンサの他端と前記
スイッチング素子の第２の主端子との間に接続された第
１の回生回路と、少なくとも第２のエネルギ蓄積手段を
有し且つ前記第２のスナバ用コンデンサの他端と前記ス
イッチング素子の第１の主端子との間に接続された第２
の回生回路とを備える。

【０００８】スイッチング素子がオン状態からオフ状態
になると、スイッチング素子のオン期間中に蓄積された
トランスの励磁エネルギにより第１及び第２のスナバ用
コンデンサがそれぞれ充電されると共に、スイッチング
素子のオン期間中に第１及び第２のエネルギ蓄積手段に
蓄積されたエネルギがスナバ用整流素子を介してそれぞ
れ第２及び第１のスナバ用コンデンサに供給される。こ
れにより、スナバ回路の両端の電圧が略０Ｖから徐々に
上昇すると共に、スイッチング素子の両主端子間の電圧
が略０Ｖから徐々に上昇するので、スイッチング素子の
ターンオフ時における両主端子間の電圧上昇率が抑制さ
れ、ノイズやサージ電圧等を低減できる。また、従来の
スナバ回路のように電力損失を発生するスナバ用抵抗を
含まないので、スイッチング素子のターンオフ時に発生
するノイズやサージ電圧等によりスイッチング素子が受
ける電気的ストレスを低損失で低減できる。更に、第１
及び第２のスナバ用コンデンサの電圧が直流電源の電圧
を越えると、第１及び第２のスナバ用コンデンサに電荷
として蓄積されたトランスの励磁エネルギと第１及び第
２のエネルギ蓄積手段のエネルギが第１及び第２の回生
回路を介して直流電源又は整流平滑回路の出力側に回生
される。これにより、スイッチング素子がターンオンす
る前にトランスの励磁エネルギが全て直流電源又は整流
平滑回路の出力側に回生されるので、スナバ回路での電
力損失が発生せず、トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
タの変換効率を向上できる。

【０００９】本発明の一実施の形態のトランス絶縁型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータでは、前記第１の回生回路の第１の
エネルギ蓄積手段と直列に第１の回生用整流素子を接続
し、前記第２の回生回路の第２のエネルギ蓄積手段と直
列に第２の回生用整流素子を接続する。この場合、第１
及び第２のエネルギ蓄積手段に蓄積されたエネルギはそ
れぞれ第１及び第２の回生用整流素子を介して放出され
るので、第１及び第２のエネルギ蓄積手段の蓄積エネル
ギを確実にスナバ回路内の各スナバ用コンデンサに供給
できる利点がある。

【００１０】本発明の他の実施の形態のトランス絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記トランスの１次巻線及
び２次巻線と磁気結合する３次巻線と、該３次巻線と直
列に接続され且つ前記３次巻線の電圧が前記整流平滑回
路の出力電圧を越えるときに導通状態となるクランプ用
整流素子とを備えた電圧クランプ回路を前記整流平滑回
路の出力端子に対して並列に接続する。

【００１１】スイッチング素子の両主端子間の電圧が直
流電源の電圧を越えると、トランスの１次巻線に逆方向
に電圧が印加され、３次巻線に電圧が誘起される。トラ
ンスの３次巻線の電圧が整流平滑回路の出力電圧を越え
ると、クランプ用整流素子が導通状態となり、第１及び
第２のスナバ用コンデンサに電荷として蓄積されたトラ
ンスの励磁エネルギと第１及び第２のエネルギ蓄積手段
のエネルギが電圧クランプ回路を介して整流平滑回路の
出力側に回生される。このため、スナバ回路において電
力損失が発生せず、トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
タの変換効率を向上できる。また、エネルギ回生時にス
イッチング素子の両主端子間の電圧がトランスの１次巻
線の端子電圧と直流電源の電圧との和の値でクランプさ
れるので、スイッチング素子の両主端子間の電圧を前記
の値に制限できる。このため、スイッチング素子の両主
端子間に過大な電圧が印加されることを防止できる利点
がある。

【００１２】本発明のもう一つの他の実施の形態のトラ
ンス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記トランスの
１次巻線及び２次巻線と磁気結合する３次巻線と、該３
次巻線と直列に接続され且つ前記３次巻線の電圧が前記
直流電源の電圧を越えるときに導通状態となるクランプ
用整流素子とを備えた電圧クランプ回路を前記直流電源
に対して並列に接続する。

【００１３】スイッチング素子の両主端子間の電圧が直
流電源の電圧を越えると、トランスの１次巻線に逆方向
に電圧が印加され、３次巻線に電圧が誘起される。トラ
ンスの３次巻線の電圧が直流電源の電圧を越えると、ク
ランプ用整流素子が導通状態となり、第１及び第２のス
ナバ用コンデンサに電荷として蓄積されたトランスの励
磁エネルギと第１及び第２のエネルギ蓄積手段のエネル
ギが電圧クランプ回路を介して直流電源に回生される。
このため、スナバ回路において電力損失が発生せず、ト
ランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率を向上で
きる。また、エネルギ回生時にスイッチング素子の両主
端子間の電圧がトランスの１次巻線の端子電圧と直流電
源の電圧との和の値でクランプされるので、スイッチン
グ素子の両主端子間の電圧を前記の値に制限できる。こ
のため、スイッチング素子の両主端子間に過大な電圧が
印加されることを防止できる利点がある。

【００１４】

【発明の実施の形態】以下、本発明によるトランス絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施の形態を図１に基づい
て説明する。但し、図１では図５に示す箇所と実質的に
同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略す
る。図１に示すように、本実施の形態のトランス絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータは、第１及び第２のスナバ用コン
デンサ１４、１５とスナバ用整流素子としてのスナバ用
ダイオード１６との直列回路から成るスナバ回路１３を
トランジスタ３のコレクタ−エミッタ端子間に接続し、
第１のエネルギ蓄積手段としての第１の回生用リアクト
ル１８と第１の回生用整流素子としての第１の回生用ダ
イオード１９との直列回路から成る第１の回生回路１７
を第１のスナバ用コンデンサ１４及びスナバ用ダイオー
ド１６の接続点とトランジスタ３のエミッタ端子及び直
流電源１の陰極端子の接続点との間に接続し、第２のエ
ネルギ蓄積手段としての第２の回生用リアクトル２１と
第２の回生用整流素子としての第２の回生用ダイオード
２２との直列回路から成る第２の回生回路２０をスナバ
用ダイオード１６及び第２のスナバ用コンデンサ１５の
接続点とトランス２の１次巻線２a及びトランジスタ３
のコレクタ端子の接続点との間に接続したものである。
即ち、スナバ回路１３は、トランジスタ３のコレクタ端
子に一端が接続された第１のスナバ用コンデンサ１４
と、トランジスタ３のエミッタ端子に一端が接続された
第２のスナバ用コンデンサ１５と、第１のスナバ用コン
デンサ１４と第２のスナバ用コンデンサ１５との間に接
続されたスナバ用ダイオード１６とから構成される。そ
の他の構成は、図５のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータと略同一である。

【００１５】次に、図１に示すトランス絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの動作について説明する。トランジスタ３
がオフ状態からオン状態になる以前は、スナバ回路１３
内の第１及び第２のスナバ用コンデンサ１４、１５が直
流電源１の電圧Ｅまでそれぞれ図示に示す極性で充電さ
れている。このとき、リアクトル６に逆起電力が発生す
るので、整流用ダイオード４が逆方向にバイアスされて
非導通状態となり、リアクトル６からエネルギが放出さ
れてリアクトル６、平滑コンデンサ７及び転流用ダイオ
ード５の経路で電流が流れ、負荷８に直流出力電圧Ｖ_O
が供給される。

【００１６】制御回路９からトランジスタ３のベース端
子に付与される制御パルス信号電圧Ｖ_Bが低レベルから
高レベルになり、トランジスタ３がオフ状態からオン状
態になると、第１のスナバ用コンデンサ１４がトランジ
スタ３、第１の回生用ダイオード１９及び第１の回生用
リアクトル１８の閉路で放電すると共に、第２のスナバ
用コンデンサ１５が第２の回生用リアクトル２１、第２
の回生用ダイオード２２及びトランジスタ３の閉路で放
電する。このとき、第１の回生回路１７及び第２の回生
回路２０内にそれぞれ電流が流れ、第１の回生用リアク
トル１８及び第２の回生用リアクトル２１にエネルギが
蓄積される。これと同時に、直流電源１からトランス２
の１次巻線２aに流れる電流Ｉ₀によりトランス２が励磁
され、２次巻線２bに順方向の電圧が発生し、整流用ダ
イオード４が順方向にバイアスされて導通状態となる。
このとき、トランス２の２次巻線２bから整流用ダイオ
ード４を介してリアクトル６に電流が流れ、リアクトル
６にエネルギが蓄積されると共に平滑コンデンサ７が充
電され、負荷８に直流出力電圧Ｖ_Oが供給される。

【００１７】スナバ回路１３内の第１及び第２のスナバ
用コンデンサ１４、１５の両端の電圧が共に略０Ｖにな
るまで放電すると、第１の回生用ダイオード１９、第１
の回生用リアクトル１８、スナバ用ダイオード１６、第
２の回生用リアクトル２１、第２の回生用ダイオード２
２及びトランジスタ３の経路で循環する電流が流れ、第
１の回生用リアクトル１８及び第２の回生用リアクトル
２１のエネルギが放出される。また、トランジスタ３の
オン期間中は、トランス２に流れる励磁電流により図示
しないトランス２の励磁インダクタンスにエネルギが蓄
積される。

【００１８】制御回路９からトランジスタ３のベース端
子に付与される制御パルス信号電圧Ｖ_Bが高レベルから
低レベルになり、トランジスタ３がオン状態からオフ状
態になると、トランジスタ３のオン期間中に蓄積された
トランス２の励磁エネルギ、即ちトランス２の励磁イン
ダクタンスに蓄積されたエネルギにより、第１及び第２
のスナバ用コンデンサ１４、１５がそれぞれ充電され
る。これと共に、トランジスタ３のオン期間中に第１の
回生用リアクトル１８に蓄積されたエネルギがスナバ用
ダイオード１６及び第１の回生用ダイオード１９を介し
て第２のスナバ用コンデンサ１５に供給され、第２の回
生用リアクトル２１に蓄積されたエネルギが第２の回生
用ダイオード２２及びスナバ用ダイオード１６を介して
第１のスナバ用コンデンサ１４に供給される。これによ
り、スナバ回路１３内の第１及び第２のスナバ用コンデ
ンサ１４、１５の電圧が略０Ｖから徐々に上昇する。こ
のときのトランジスタ３のコレクタ−エミッタ端子間の
電圧は、第１及び第２のスナバ用コンデンサ１４、１５
の各々の電圧の和に略等しいので、トランジスタ３のコ
レクタ−エミッタ端子間の電圧も略０Ｖから徐々に上昇
する。

【００１９】トランス２の励磁インダクタンスのエネル
ギと第１及び第２の回生用リアクトル１８、２１のエネ
ルギが第１及び第２のスナバ用コンデンサ１４、１５に
全て供給されると、第１及び第２のスナバ用コンデンサ
１４、１５の各々の両端の電圧が直流電源１の電圧Ｅよ
りも高くなる。このとき、第１のスナバ用コンデンサ１
４の電荷がトランス２の１次巻線２a、直流電源１、第
１の回生用ダイオード１９及び第１の回生用リアクトル
１８の経路で放電すると共に、第２のスナバ用コンデン
サ１５の電荷が第２の回生用リアクトル２１、第２の回
生用ダイオード２２、トランス２の１次巻線２a及び直
流電源１の経路で放電する。即ち、第１及び第２のスナ
バ用コンデンサ１４、１５の各々の両端の電圧が直流電
源１の電圧Ｅを越えると、第１及び第２のスナバ用コン
デンサ１４、１５に電荷として蓄積されたトランス２の
励磁インダクタンスのエネルギと第１及び第２の回生用
リアクトル１８、２１のエネルギが第１及び第２の回生
回路１７、２０を介して直流電源１に回生される。その
後、スナバ回路１３内の第１及び第２のスナバ用コンデ
ンサ１４、１５の電荷は、それぞれの両端の電圧が直流
電源１の電圧Ｅに等しくなるまで放電し、このときの放
電エネルギが直流電源１に回生される。このときに直流
電源１に回生されたエネルギは、トランス２の励磁イン
ダクタンスのエネルギに相当する。スナバ回路１３内の
第１及び第２のスナバ用コンデンサ１４、１５の各々の
両端の電圧が直流電源１の電圧Ｅに等しくなると、リア
クトル６に逆起電力が発生するので、整流用ダイオード
４が逆方向にバイアスされて非導通状態となり、リアク
トル６からエネルギが放出されてリアクトル６、平滑コ
ンデンサ７及び転流用ダイオード５の経路で電流が流
れ、負荷８に直流出力電圧Ｖ_Oが供給される。

【００２０】上記のように、本実施の形態では、トラン
ジスタ３がオン状態からオフ状態となるとき、トランジ
スタ３のオン期間中に蓄積されたトランス２の励磁イン
ダクタンスのエネルギと第１及び第２の回生用リアクト
ル１８、２１のエネルギにより、第１及び第２のスナバ
用コンデンサ１４、１５がそれぞれ充電される。これに
より、第１及び第２のスナバ用コンデンサ１４、１５の
各々の両端の電圧が略０Ｖから徐々に上昇すると共に、
トランジスタ３のコレクタ−エミッタ端子間の電圧が略
０Ｖから徐々に上昇するので、トランジスタ３のターン
オフ時におけるコレクタ−エミッタ端子間の電圧上昇率
が抑制され、ノイズやサージ電圧等を低減できる。ま
た、図５に示す従来のスナバ回路１０のように電力損失
を発生するスナバ用抵抗１１を含まないので、トランジ
スタ３のターンオフ時に発生するノイズやサージ電圧等
によりトランジスタ３が受ける電気的ストレスを低損失
で低減することが可能となる。更に、第１及び第２のス
ナバ用コンデンサ１４、１５の各々の両端の電圧が直流
電源１の電圧Ｅを越えると、第１及び第２のスナバ用コ
ンデンサ１４、１５に電荷として蓄積されたトランス２
の励磁インダクタンスのエネルギと第１及び第２の回生
用リアクトル１８、２１のエネルギが第１及び第２の回
生回路１７、２０を介して直流電源１に回生される。こ
れにより、トランジスタ３がターンオンする前にトラン
ス２の励磁エネルギが全て直流電源１に回生されるの
で、スナバ回路１３での電力損失が発生せず、トランス
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率を向上すること
が可能となる。なお、第１及び第２の回生用リアクトル
１８、２１に蓄積されたエネルギはそれぞれ第１及び第
２の回生用ダイオード１９、２２を介して放出されるの
で、第１及び第２の回生用リアクトル１８、２１の蓄積
エネルギを確実にスナバ回路１３内の第１及び第２のス
ナバ用コンデンサ１４、１５に供給できる利点がある。

【００２１】図１に示す実施の形態のトランス絶縁型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータは変更が可能である。例えば、図２
に示す実施の形態のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
タは、図１に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
において、トランス２を互いに逆極性で磁気結合する１
次巻線２３a及び２次巻線２３bを有するフライバックト
ランス２３に変更し、転流用ダイオード５及びリアクト
ル６を省略したものである。即ち、図２に示すトランス
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランジスタ３がオン
状態のときに直流電源１からフライバックトランス２３
の１次巻線２３aに流れる電流によりフライバックトラ
ンス２３の励磁インダクタンス（図示せず）にエネルギ
を蓄積し、トランジスタ３がオフ状態のときにフライバ
ックトランス２３の励磁インダクタンスの蓄積エネルギ
を２次巻線２３b及び整流用ダイオード４を介して平滑
コンデンサ７及び負荷８に供給するフライバック方式の
回路構成となっている。その他の構成は、図１に示すト
ランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと略同様である。

【００２２】図２に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコン
バータの動作は以下の通りである。トランジスタ３がオ
フ状態からオン状態になる以前は、スナバ回路１３内の
第１及び第２のスナバ用コンデンサ１４、１５が直流電
源１の電圧Ｅまでそれぞれ図示に示す極性で充電されて
いる。この状態にて、制御回路９からトランジスタ３の
ベース端子に付与される制御パルス信号電圧Ｖ_Bが低レ
ベルから高レベルになり、トランジスタ３がオフ状態か
らオン状態になると、第１のスナバ用コンデンサ１４が
トランジスタ３、第１の回生用ダイオード１９及び第１
の回生用リアクトル１８の閉路で放電すると共に、第２
のスナバ用コンデンサ１５が第２の回生用リアクトル２
１、第２の回生用ダイオード２２及びトランジスタ３の
閉路で放電する。このとき、第１の回生回路１７及び第
２の回生回路２０内にそれぞれ電流が流れ、第１の回生
用リアクトル１８及び第２の回生用リアクトル２１にエ
ネルギが蓄積される。これと同時に、直流電源１からフ
ライバックトランス２３の１次巻線２３aに流れる電流
Ｉ₀によりフライバックトランス２３の励磁インダクタ
ンスにエネルギが蓄積される。このとき、フライバック
トランス２３の２次巻線２３bに１次巻線２３aの電圧と
は逆方向の電圧が発生し、整流用ダイオード４が逆方向
にバイアスされて非導通状態となる。このとき、平滑コ
ンデンサ７から負荷８に電流が流れ、負荷８に直流出力
電圧Ｖ_Oが供給される。

【００２３】スナバ回路１３内の第１及び第２のスナバ
用コンデンサ１４、１５の両端の電圧が共に略０Ｖにな
るまで放電すると、第１の回生用ダイオード１９、第１
の回生用リアクトル１８、スナバ用ダイオード１６、第
２の回生用リアクトル２１、第２の回生用ダイオード２
２及びトランジスタ３の経路で循環する電流が流れ、第
１の回生用リアクトル１８及び第２の回生用リアクトル
２１のエネルギが放出される。また、トランジスタ３の
オン期間中は、フライバックトランス２３に流れる励磁
電流により図示しないフライバックトランス２３の励磁
インダクタンスにエネルギが蓄積される。

【００２４】制御回路９からトランジスタ３のベース端
子に付与される制御パルス信号電圧Ｖ_Bが高レベルから
低レベルになり、トランジスタ３がオン状態からオフ状
態になると、トランジスタ３のオン期間中にフライバッ
クトランス２３の励磁インダクタンスに蓄積されたエネ
ルギにより、第１及び第２のスナバ用コンデンサ１４、
１５がそれぞれ充電される。これと共に、トランジスタ
３のオン期間中に第１の回生用リアクトル１８に蓄積さ
れたエネルギがスナバ用ダイオード１６及び第１の回生
用ダイオード１９を介して第２のスナバ用コンデンサ１
５に供給され、第２の回生用リアクトル２１に蓄積され
たエネルギが第２の回生用ダイオード２２及びスナバ用
ダイオード１６を介して第１のスナバ用コンデンサ１４
に供給される。これにより、スナバ回路１３内の第１及
び第２のスナバ用コンデンサ１４、１５の電圧が略０Ｖ
から徐々に上昇する。このときのトランジスタ３のコレ
クタ−エミッタ端子間の電圧は、第１及び第２のスナバ
用コンデンサ１４、１５の各々の電圧の和に略等しいの
で、トランジスタ３のコレクタ−エミッタ端子間の電圧
も略０Ｖから徐々に上昇する。

【００２５】フライバックトランス２３の励磁インダク
タンスに蓄積されたエネルギと第１及び第２の回生用リ
アクトル１８、２１にそれぞれ蓄積されたエネルギによ
り、スナバ回路１３内の第１及び第２のスナバ用コンデ
ンサ１４、１５がそれぞれ充電され、それらの両端の電
圧の和が（Ｎ₁／Ｎ₂)・Ｖ_O＋Ｅ（但し、Ｎ₁は１次巻線
２３aの巻数、Ｎ₂は２次巻線２３bの巻数を示す）より
大きくなると、フライバックトランス２３の２次巻線２
３bに誘起される電圧により、整流用ダイオード４が順
方向にバイアスされて導通状態となる。このとき、第１
及び第２のスナバ用コンデンサ１４、１５に電荷として
蓄積されたフライバックトランス２３の励磁インダクタ
ンスのエネルギと第１及び第２の回生用リアクトル１
８、２１のエネルギが第１及び第２の回生回路１７、２
０、フライバックトランス２３及び整流用ダイオード４
を介して平滑コンデンサ７に回生される。これと同時
に、フライバックトランス２３の２次巻線２３bから整
流用ダイオード４を介して負荷８に直流出力電圧Ｖ_Oが
供給される。

【００２６】上記のように、図２に示す実施の形態にお
いても図１に示す実施の形態と同様に、トランジスタ３
がオン状態からオフ状態となるときにトランジスタ３の
コレクタ−エミッタ端子間の電圧が略０Ｖから徐々に上
昇するので、トランジスタ３のターンオフ時におけるコ
レクタ−エミッタ端子間の電圧上昇率が抑制され、ノイ
ズやサージ電圧等を低減できる。したがって、図１に示
す実施の形態と同様にトランジスタ３のターンオフ時に
発生するノイズやサージ電圧等によりトランジスタ３が
受ける電気的ストレスを低損失で低減することが可能と
なる。また、第１及び第２のスナバ用コンデンサ１４、
１５の各々の両端の電圧の和が（Ｎ₁／Ｎ₂)・Ｖ_O＋Ｅを
越えると、第１及び第２のスナバ用コンデンサ１４、１
５に電荷として蓄積されたフライバックトランス２３の
励磁インダクタンスのエネルギと第１及び第２の回生用
リアクトル１８、２１のエネルギが整流用ダイオード４
を介して平滑コンデンサ７に回生される。これにより、
トランジスタ３がターンオンする前にフライバックトラ
ンス２３の励磁エネルギが全て平滑コンデンサ７に回生
されるので、図１に示す実施の形態と同様にスナバ回路
１３での電力損失が発生せず、トランス絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの変換効率を向上することが可能となる。

【００２７】また、図３に示す実施の形態のトランス絶
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランス２の１次巻線２
a及び２次巻線２bと磁気結合し且つ２次巻線２bと直列
に接続された３次巻線２cと、３次巻線２cと直列に接続
され且つ３次巻線２cの電圧Ｖ₃が平滑コンデンサ７の電
圧Ｖ_Oを越えるときに導通状態となるクランプ用整流素
子としてのクランプ用ダイオード２４とを備えた電圧ク
ランプ回路２５を図１に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣ
コンバータの平滑コンデンサ７に対して並列に接続した
ものである。その他の構成は、図１に示すトランス絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータと略同様である。なお、トラン
ジスタ３のオン期間中における動作は先述の図１に示す
トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと略同様であるの
で、説明は省略する。

【００２８】図３に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコン
バータでは、トランジスタ３がオン状態からオフ状態に
なると、トランジスタ３のオン期間中にトランス２の励
磁インダクタンスに蓄積されたエネルギにより、第１及
び第２のスナバ用コンデンサ１４、１５がそれぞれ充電
される。これと共に、トランジスタ３のオン期間中に第
１の回生用リアクトル１８に蓄積されたエネルギがスナ
バ用ダイオード１６及び第１の回生用ダイオード１９を
介して第２のスナバ用コンデンサ１５に供給され、第２
の回生用リアクトル２１に蓄積されたエネルギが第２の
回生用ダイオード２２及びスナバ用ダイオード１６を介
して第１のスナバ用コンデンサ１４に供給される。これ
により、スナバ回路１３内の第１及び第２のスナバ用コ
ンデンサ１４、１５の電圧が略０Ｖから徐々に上昇す
る。このときのトランジスタ３のコレクタ−エミッタ端
子間の電圧は、第１及び第２のスナバ用コンデンサ１
４、１５の各々の電圧の和に略等しいので、トランジス
タ３のコレクタ−エミッタ端子間の電圧も略０Ｖから徐
々に上昇する。

【００２９】トランス２の励磁インダクタンスに蓄積さ
れたエネルギと第１及び第２の回生用リアクトル１８、
２１に蓄積されたエネルギにより、スナバ回路１３内の
第１及び第２のスナバ用コンデンサ１４、１５がそれぞ
れ充電され、トランジスタ３のコレクタ−エミッタ端子
間の電圧が直流電源１の電圧Ｅを越えると、トランス２
の１次巻線２aに逆方向に電圧が印加される。これによ
り、トランス２の３次巻線２cにも１次巻線２aの電圧と
同極性、即ち３次巻線２cの下端が正極性の電圧が誘起
される。ここで、トランジスタ３のコレクタ−エミッタ
端子間の電圧をＶ_Qとし、トランス２の１次巻線２a、２
次巻線２b、３次巻線２cの巻数比をＮ₁：Ｎ₂：Ｎ₃とし
た場合、トランス２の１次巻線２aの端子電圧はＶ_Q−Ｅ
となるから、トランス２の３次巻線２cの両端の電圧Ｖ₃
は（Ｖ_Q−Ｅ)・(Ｎ₃／Ｎ₁）となる。

【００３０】トランジスタ３のコレクタ−エミッタ端子
間の電圧Ｖ_Qが（Ｎ₁／Ｎ₃)・Ｖ_O＋Ｅよりも高くなる
と、トランス２の３次巻線２cの両端の電圧Ｖ₃が平滑コ
ンデンサ７の両端の電圧Ｖ_Oを越えるので、電圧クラン
プ回路２５内のクランプ用ダイオード２４が導通状態と
なり、第１及び第２のスナバ用コンデンサ１４、１５に
電荷として蓄積されたトランス２の励磁インダクタンス
のエネルギと第１及び第２の回生用リアクトル１８、２
１のエネルギが電圧クランプ回路２５を介して平滑コン
デンサ７に回生される。これにより、トランジスタ３の
コレクタ−エミッタ端子間の電圧Ｖ_Qがエネルギ回生時
のトランス２の１次巻線２aの端子電圧（Ｎ ₁／Ｎ₃)・Ｖ
_Oと直流電源１の電圧Ｅとの和の値、即ち（Ｎ₁／Ｎ₃)・
Ｖ_O＋Ｅでクランプされる。

【００３１】したがって、図３に示す実施の形態におい
ても図１に示す実施の形態と同様に、トランジスタ３が
オン状態からオフ状態となるときにトランジスタ３のコ
レクタ−エミッタ端子間の電圧が略０Ｖから徐々に上昇
するので、トランジスタ３のターンオフ時におけるコレ
クタ−エミッタ端子間の電圧上昇率が抑制され、ノイズ
やサージ電圧等を低減できる。したがって、図１に示す
実施の形態と同様にトランジスタ３のターンオフ時に発
生するノイズやサージ電圧等によりトランジスタ３が受
ける電気的ストレスを低損失で低減することが可能とな
る。また、トランス２の３次巻線２cの電圧Ｖ₃が平滑コ
ンデンサ７の電圧Ｖ_Oを越えると、クランプ用ダイオー
ド２４が導通状態となり、第１及び第２のスナバ用コン
デンサ１４、１５に電荷として蓄積されたトランス２の
励磁インダクタンスのエネルギと第１及び第２の回生用
リアクトル１８、２１のエネルギが電圧クランプ回路２
５を介して平滑コンデンサ７に回生されるので、図１に
示す実施の形態と同様にスナバ回路１３での電力損失が
発生せず、トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの変換
効率を向上することが可能となる。更に、図３に示す実
施の形態では、エネルギ回生時にトランジスタ３のコレ
クタ−エミッタ端子間の電圧Ｖ_Qがトランス２の１次巻
線２aの端子電圧（Ｎ₁／Ｎ₃)・Ｖ_Oと直流電源１の電圧
Ｅとの和の値、即ち（Ｎ₁／Ｎ₃)・Ｖ_O＋Ｅでクランプさ
れるので、トランジスタ３のコレクタ−エミッタ端子間
の電圧Ｖ_Qを（Ｎ₁／Ｎ₃)・Ｖ_O＋Ｅに制限できる。この
ため、トランジスタ３のコレクタ−エミッタ端子間に過
大な電圧が印加されることを防止できる利点がある。

【００３２】また、図４に示す実施の形態のトランス絶
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランス２の１次巻線２
a及び２次巻線２bと磁気結合し且つ１次巻線２aと直列
に接続された３次巻線２cと、３次巻線２cと直列に接続
され且つ３次巻線２cの電圧Ｖ₃が直流電源１の電圧Ｅを
越えるときに導通状態となるクランプ用整流素子として
のクランプ用ダイオード２４とを備えた電圧クランプ回
路２５を図１に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
タの直流電源１に対して並列に接続したものである。そ
の他の構成は、図１に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータと略同様である。なお、トランジスタ３のオン
期間中における動作は先述の図１に示すトランス絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータと略同様であるので、説明は省略
する。

【００３３】図４に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコン
バータでは、トランジスタ３がオン状態からオフ状態に
なると、トランジスタ３のオン期間中にトランス２の励
磁インダクタンスに蓄積されたエネルギにより、第１及
び第２のスナバ用コンデンサ１４、１５がそれぞれ充電
される。これと共に、トランジスタ３のオン期間中に第
１の回生用リアクトル１８に蓄積されたエネルギがスナ
バ用ダイオード１６及び第１の回生用ダイオード１９を
介して第２のスナバ用コンデンサ１５に供給され、第２
の回生用リアクトル２１に蓄積されたエネルギが第２の
回生用ダイオード２２及びスナバ用ダイオード１６を介
して第１のスナバ用コンデンサ１４に供給される。これ
により、スナバ回路１３内の第１及び第２のスナバ用コ
ンデンサ１４、１５の電圧が略０Ｖから徐々に上昇す
る。このときのトランジスタ３のコレクタ−エミッタ端
子間の電圧は、第１及び第２のスナバ用コンデンサ１
４、１５の各々の電圧の和に略等しいので、トランジス
タ３のコレクタ−エミッタ端子間の電圧も略０Ｖから徐
々に上昇する。

【００３４】トランス２の励磁インダクタンスに蓄積さ
れたエネルギと第１及び第２の回生用リアクトル１８、
２１に蓄積されたエネルギにより、スナバ回路１３内の
第１及び第２のスナバ用コンデンサ１４、１５がそれぞ
れ充電され、トランジスタ３のコレクタ−エミッタ端子
間の電圧が直流電源１の電圧Ｅを越えると、トランス２
の１次巻線２aに逆方向に電圧が印加される。これによ
り、トランス２の３次巻線２cにも１次巻線２aの電圧と
同極性、即ち３次巻線２cの上端が負極性の電圧が誘起
される。ここで、トランジスタ３のコレクタ−エミッタ
端子間の電圧をＶ_Qとし、トランス２の１次巻線２a、２
次巻線２b、３次巻線２cの巻数比をＮ₁：Ｎ₂：Ｎ₃とし
た場合、トランス２の１次巻線２aの端子電圧はＶ_Q−Ｅ
となるから、トランス２の３次巻線２cの両端の電圧Ｖ₃
は図３に示す実施の形態と同様に（Ｖ_Q−Ｅ)・(Ｎ₃／Ｎ
₁）となる。

【００３５】トランジスタ３のコレクタ−エミッタ端子
間の電圧Ｖ_Qが（Ｎ₁／Ｎ₃)・Ｅ＋Ｅよりも高くなると、
トランス２の３次巻線２cの両端の電圧Ｖ₃が直流電源１
の電圧Ｅを越えるので、電圧クランプ回路２５内のクラ
ンプ用ダイオード２４が導通状態となり、第１及び第２
のスナバ用コンデンサ１４、１５に電荷として蓄積され
たトランス２の励磁インダクタンスのエネルギと第１及
び第２の回生用リアクトル１８、２１のエネルギが電圧
クランプ回路２５を介して直流電源１に回生される。こ
れにより、トランジスタ３のコレクタ−エミッタ端子間
の電圧Ｖ_Qがエネルギ回生時のトランス２の１次巻線２a
の端子電圧（Ｎ₁／Ｎ₃)・Ｅと直流電源１の電圧Ｅとの
和の値、即ち（Ｎ₁／Ｎ₃)・Ｅ＋Ｅでクランプされる。

【００３６】したがって、図４に示す実施の形態におい
ても図１に示す実施の形態と同様に、トランジスタ３が
オン状態からオフ状態となるときにトランジスタ３のコ
レクタ−エミッタ端子間の電圧が略０Ｖから徐々に上昇
するので、トランジスタ３のターンオフ時におけるコレ
クタ−エミッタ端子間の電圧上昇率が抑制され、ノイズ
やサージ電圧等を低減できる。したがって、図１に示す
実施の形態と同様にトランジスタ３のターンオフ時に発
生するノイズやサージ電圧等によりトランジスタ３が受
ける電気的ストレスを低損失で低減することが可能とな
る。また、トランス２の３次巻線２cの電圧Ｖ₃が直流電
源１の電圧Ｅを越えると、クランプ用ダイオード２４が
導通状態となり、第１及び第２のスナバ用コンデンサ１
４、１５に電荷として蓄積されたトランス２の励磁イン
ダクタンスのエネルギと第１及び第２の回生用リアクト
ル１８、２１のエネルギが電圧クランプ回路２５を介し
て直流電源１に回生されるので、図１に示す実施の形態
と同様にスナバ回路１３での電力損失が発生せず、トラ
ンス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率を向上する
ことが可能となる。更に、図４に示す実施の形態では、
エネルギ回生時にトランジスタ３のコレクタ−エミッタ
端子間の電圧Ｖ_Qがトランス２の１次巻線２aの端子電圧
（Ｎ₁／Ｎ₃)・Ｅと直流電源１の電圧Ｅとの和の値、即
ち（Ｎ₁／Ｎ₃)・Ｅ＋Ｅでクランプされるので、トラン
ジスタ３のコレクタ−エミッタ端子間の電圧Ｖ_Qを（Ｎ₁
／Ｎ₃)・Ｅ＋Ｅに制限できる。このため、図３に示す実
施の形態と同様に、トランジスタ３のコレクタ−エミッ
タ端子間に過大な電圧が印加されることを防止できる利
点がある。

【００３７】本発明の実施態様は前記の各実施の形態に
限定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、上
記の各実施の形態の第１の回生回路１７を構成する第１
の回生用リアクトル１８及び第１の回生用ダイオード１
９の接続順序は逆でも構わない。同様に、第２の回生回
路２０を構成する第２の回生用リアクトル２１及び第２
の回生用ダイオード２２の接続順序を逆にすることも可
能である。また、上記の各実施の形態ではスイッチング
素子として通常の接合型バイポーラトランジスタを使用
した形態を示したが、ＭＯＳ-ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効
果トランジスタ）、Ｊ-ＦＥＴ（接合型電界効果トラン
ジスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジ
スタ）又はサイリスタ等の他のスイッチング素子も使用
可能である。

【００３８】

【発明の効果】本発明によれば、スイッチング素子のタ
ーンオフ時における両主端子間の電圧上昇率を低損失で
抑制できるので、ノイズやサージ電圧等によりスイッチ
ング素子が受ける電気的ストレスが少なく、低損失で信
頼性の高いトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの実現
が可能となる。また、スイッチング素子がターンオンす
る前にトランスの励磁エネルギが全て直流電源又は負荷
側に回生されるので、スナバ回路での損失が発生せず、
高い変換効率のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを
得ることができる。更に、トランスの１次巻線及び２次
巻線と磁気結合する３次巻線と、３次巻線と直列に接続
されたクランプ用整流素子とを備えた電圧クランプ回路
を整流平滑回路の出力端子又は直流電源に対して並列に
接続した場合は、エネルギ回生時にスイッチング素子の
両主端子間の電圧が特定の値に制限されるので、スイッ
チング素子の両主端子間に過大な電圧が印加されず、ス
イッチング素子の破損事故を未然に防止できる利点があ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施の形態を示すトランス絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図

【図２】 図１のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
の変更実施の形態を示す電気回路図

【図３】 本発明の他の実施の形態を示すトランス絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図

【図４】 本発明のもう一つの他の実施の形態を示すト
ランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図

【図５】 従来のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
を示す電気回路図

【符号の説明】

１・・直流電源、 ２・・トランス、 ２a・・１次巻
線、 ２b・・２次巻線、 ２c・・３次巻線、 ３・・
トランジスタ（スイッチング素子）、 ４・・整流用ダ
イオード（整流用整流素子）、 ５・・転流用ダイオー
ド（転流用整流素子）、 ６・・リアクトル、 ７・・
平滑コンデンサ、 ８・・負荷、 ９・・制御回路、
１０・・スナバ回路、 １１・・スナバ用抵抗、 １２
・・スナバ用コンデンサ、 １３・・スナバ回路、 １
４・・第１のスナバ用コンデンサ、 １５・・第２のス
ナバ用コンデンサ、 １６・・スナバ用ダイオード（ス
ナバ用整流素子）、 １７・・第１の回生回路、 １８
・・第１の回生用リアクトル（第１のエネルギ蓄積手
段）、 １９・・第１の回生用ダイオード（第１の回生
用整流素子）、 ２０・・第２の回生回路、 ２１・・
第２の回生用リアクトル（第２のエネルギ蓄積手段）、
２２・・第２の回生用ダイオード（第２の回生用整流
素子）、 ２３・・フライバックトランス、 ２３a・
・１次巻線、２３b・・２次巻線、 ２４・・クランプ
用ダイオード（クランプ用整流素子）、 ２５・・電圧
クランプ回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5G065 AA00 AA01 BA01 DA07 EA01 GA06 GA07 HA04 JA01 LA01 MA01 MA03 MA10 NA01 NA06 NA07 NA09 5H730 AA14 AA20 AS01 BB23 BB43 DD02 DD26 DD42 DD43 EE02 EE07 EE08 EE10 FD01 FG05 XX04 XX12 XX26

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源の両端に直列に接続されたトラ
   ンスの１次巻線及びスイッチング素子と、該スイッチン
   グ素子の両主端子間に接続されかつ前記スイッチング素
   子のターンオフ時に前記トランスの励磁エネルギを吸収
   するスナバ回路とを備え、前記スイッチング素子をオン
   ・オフ動作させることにより前記トランスの２次巻線か
   ら整流平滑回路を介して前記直流電源の電圧とは異なる
   定電圧の直流出力を取り出すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣ
   コンバータにおいて、 前記スナバ回路は、前記スイッチング素子の第１の主端
   子に一端が接続された第１のスナバ用コンデンサと、前
   記スイッチング素子の第２の主端子に一端が接続された
   第２のスナバ用コンデンサと、前記第１のスナバ用コン
   デンサと前記第２のスナバ用コンデンサとの間に接続さ
   れたスナバ用整流素子とを有し、 少なくとも第１のエネルギ蓄積手段を有し且つ前記第１
   のスナバ用コンデンサの他端と前記スイッチング素子の
   第２の主端子との間に接続された第１の回生回路と、少
   なくとも第２のエネルギ蓄積手段を有し且つ前記第２の
   スナバ用コンデンサの他端と前記スイッチング素子の第
   １の主端子との間に接続された第２の回生回路とを備え
   たことを特徴とするトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
   タ。
2. 【請求項２】 前記第１の回生回路の第１のエネルギ蓄
   積手段と直列に第１の回生用整流素子を接続し、前記第
   ２の回生回路の第２のエネルギ蓄積手段と直列に第２の
   回生用整流素子を接続した請求項１に記載のトランス絶
   縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 【請求項３】 前記トランスの１次巻線及び２次巻線と
   磁気結合する３次巻線と、該３次巻線と直列に接続され
   且つ前記３次巻線の電圧が前記整流平滑回路の出力電圧
   を越えるときに導通状態となるクランプ用整流素子とを
   備えた電圧クランプ回路を前記整流平滑回路の出力端子
   に対して並列に接続した請求項１又は請求項２に記載の
   トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 【請求項４】 前記トランスの１次巻線及び２次巻線と
   磁気結合する３次巻線と、該３次巻線と直列に接続され
   且つ前記３次巻線の電圧が前記直流電源の電圧を越える
   ときに導通状態となるクランプ用整流素子とを備えた電
   圧クランプ回路を前記直流電源に対して並列に接続した
   請求項１又は請求項２に記載のトランス絶縁型ＤＣ−Ｄ
   Ｃコンバータ。