JP2018098872A - 回転電機の制御装置、及び、回転電機システム - Google Patents

Abstract

【課題】回転電機の力行動作時において直流電源から電力を供給される電気負荷の入力電圧の変動を抑制しつつ、電力変換効率の悪化を抑制することを主たる目的とする。
【解決手段】力行動作及び発電動作が可能な回転電機１０の制御装置４０であって、力行動作時において、バッテリ２２から供給される直流電力を交流電力に変換し回転電機１０に出力するとともに、発電動作時において、回転電機１０から供給される交流電力を直流電力に変換し前記直流電源側に出力するインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２において、パルス幅変調制御を実施し、前記直流電源には、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２及び回転電機１０のそれぞれとは異なる電気負荷２３が接続され、力行動作時におけるパルス幅変調制御のキャリア周波数を、発電動作時におけるキャリア周波数より高く設定する。
【選択図】 図１

Description

力行動作及び発電動作が可能な回転電機を制御する回転電機の制御装置に関する。

特許文献１では、力行動作及び発電動作が可能な回転電機が開示されている。さらに、特許文献１では、回転電機の入出力電力を変換するインバータ回路において、発電動作時におけるパルス幅変調（PWM: Pulse Width Modulation）制御のキャリア周波数を変更し、発電される電力を抑制する構成が開示されている。

特開２０１０−２３３４０２号公報

力行動作及び発電動作が可能な回転電機の入出力電力を変換するインバータ回路において、ＰＷＭ制御を実施すると、インバータ回路より直流電源側の電圧がキャリア周波数で脈動する。このため、回転電機及びインバータ回路それぞれとは異なる直流電源から電力を供給されている電気負荷が存在する場合、当該電気負荷の入力電圧がキャリア周波数で脈動する。さらに、回転電機の力行動作時には、直流電源から回転電機及びインバータ回路に向かって電流が流れるため、直流電源の出力電圧が低下する。

回転電機の力行動作時において、インバータ回路のＰＷＭ制御に伴う直流電源の出力電圧の脈動と、直流電源から回転電機及びインバータ回路への放電による直流電源の電圧降下とが重畳する。その結果、電気負荷の入力電圧が変動し、電気負荷の動作が不安定になることが懸念される。電気負荷の入力電圧の脈動は、容量成分（例えば、平滑コンデンサ）によって低減することが可能な一方、脈動の周波数が低いほど大きい容量成分が必要となり、体格や部品点数の増加などの問題が生じる。つまり、回転電機の力行動作時には、ＰＷＭ制御のキャリア周波数が高いことが望まれる。しかしながら、キャリア周波数を高くすると、インバータ回路においてスイッチング素子がオンオフされる回数が多くなり、その結果スイッチング損失が増加し、電力変換効率が悪化する。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、回転電機の力行動作時において直流電源から電力を供給される電気負荷の入力電圧の変動を抑制しつつ、電力変換効率の悪化を抑制することを主たる目的とする。

第１の構成は、力行動作及び発電動作が可能な回転電機（１０）の制御装置（４０）であって、前記力行動作時において、直流電源（２２）から供給される直流電力を交流電力に変換し前記回転電機に出力するとともに、前記発電動作時において、前記回転電機から供給される交流電力を直流電力に変換し前記直流電源側に出力するインバータ回路（ＩＮＶ１，ＩＮＶ２）において、パルス幅変調制御を実施し、前記直流電源には、前記インバータ回路及び前記回転電機それぞれとは異なる電気負荷（２３）が接続され、前記力行動作時における前記パルス幅変調制御のキャリア周波数を、前記発電動作時における前記キャリア周波数より高く設定する。

回転電機の発電動作時には、回転電機及びインバータ回路から直流電源に向かって電流が流れるため、直流電源の出力電圧が上昇する。このため、ＰＷＭ制御によって電気負荷の入力電圧がキャリア周波数で脈動したとしても、電気負荷の入力電圧の変動による影響は小さい。そこで、本構成では、回転電機の力行動作時におけるキャリア周波数を、回転電機の発電動作時におけるキャリア周波数より高く設定する。当該構成により、回転電機の力行動作時において、電気負荷の容量成分が比較的小さい場合であっても、電気負荷に供給される電圧が安定化し、直流電源から電力を供給される電気負荷の入力電圧の変動を抑制できる。また、回転電機の発電動作時において、キャリア周波数が高いことに起因する電力変換効率の悪化を抑制することができる。

第２の構成は、第１の構成において、前記回転電機は、前記力行動作と比べて前記発電動作が長い期間実施される。

キャリア周波数を高くすると、キャリア周波数の高調波成分が高周波数側に変化し、エミッション特性（伝導妨害特性や、放射妨害特性など）が悪化する。本構成の回転電機は、力行動作と比べて発電動作が長い期間実施される。そして、発電動作時におけるキャリア周波数が、力行動作時と比較して低く設定されているため、エミッション特性が悪化する期間を短くすることができる。

第３の構成は、第２の構成において、前記回転電機は、アイドリングストップ制御が実施される車両に適用されるものであって、アイドリングストップによるエンジン（２０）の自動停止後の前記エンジンの再始動時、又は前記エンジンの出力を補助するアシスト動作時に前記力行動作を実施し、前記電気負荷への電力供給時、又は前記直流電源としての二次電池の充電時に前記発電動作を実施する。

回転電機は、アイドリングストップによるエンジンの自動停止後のエンジンの再始動時、又はエンジンの出力を補助するアシスト動作時に力行動作を実施し、電気負荷への電力供給時、又は直流電源としての二次電池の充電時に発電動作を実施する。アイドリングストップ再始動時に実施される力行動作は、発電動作と比較して極めて短い時間実施される。つまり、アイドリングストップ制御が実施される車両に適用される回転電機は、力行動作と比べて発電動作が長い期間実施されるものであり、当該回転電機において、発電動作時におけるキャリア周波数を、力行動作時と比較して低く設定することで、エミッション特性が悪化する期間を短くすることができる。また、力行動作の実施期間より長い発電動作の実施期間において、電力変換効率の悪化を抑制することができ、全体的な電力変換効率の悪化を抑制することができる。

第４の構成は、第１乃至第３の構成のいずれかにおいて、前記力行動作時及び前記発電動作時の少なくとも一方における前記パルス幅変調制御において、所定周波数領域でスペクトル拡散を実施する。

ＰＷＭ制御において、スペクトル拡散を実施することで、エミッション特性の悪化を抑制することができる。

第５の構成は、第１乃至第４の構成のいずれかにおいて、前記回転電機は、界磁巻線（１１）を備える巻線界磁型回転電機であって、前記界磁巻線に電力を供給する界磁回路（３６）のスイッチング周波数と、前記キャリア周波数とを異なる値に設定する。

界磁回路のスイッチング周波数とＰＷＭ制御のキャリア周波数とを異なる値にする。これにより、界磁回路のスイッチングによる伝導妨害や放射妨害と、インバータ回路のスイッチングによる伝導妨害や放射妨害とが重畳することを抑制することができ、エミッション特性が悪化することを抑制することができる。

第６の構成は、第５の構成において、前記発電動作時における前記キャリア周波数を前記界磁回路のスイッチング周波数より高く設定する。

一般的に、界磁巻線を含む回路は、回転電機（電機子巻線）を含む回路と比較して、時定数が大きく、スイッチング周波数を低周波数化しても電流変動が小さい。そこで、界磁回路のスイッチング周波数をキャリア周波数と異なる値に設定する構成において、キャリア周波数を界磁回路のスイッチング周波数より高く設定する。当該設定により、電機子巻線における電流変動を抑制することで、回転電機の出力トルクの変動を抑制しつつ、エミッション特性が悪化することを抑制することができる。

第７の構成は、第５又は第６の構成において、前記力行動作時における前記パルス幅変調制御において、第１周波数領域でスペクトル拡散を実施し、前記発電動作時における前記パルス幅変調制御において、第２周波数領域でスペクトル拡散を実施し、前記界磁回路のスイッチング周波数を前記第１周波数領域及び前記第２周波数領域とは異なる値に設定する。

ＰＷＭ制御において、スペクトル拡散を実施し、さらに、スペクトル拡散を実施する周波数領域である第１周波数領域及び第２周波数領域と界磁回路のスイッチング周波数とを異ならせる。これにより、界磁回路のスイッチングによる伝導妨害や放射妨害と、インバータ回路のスイッチングによる伝導妨害や放射妨害とが重畳することを抑制することができ、エミッション特性が悪化することを抑制することができる。

第８の構成は、第１乃至第７の構成のいずれかにおいて、前記回転電機の発電時において、前記回転電機の回転速度が所定の第１閾値以上になった場合に、前記インバータ回路において前記パルス幅変調制御に代えて矩形波制御を実施する。

矩形波制御は、ＰＷＭ制御と比較して、電気角１周期当たりのスイッチング回数が少ない。このため、回転速度が第２閾値以上の領域において矩形波制御を実施することで、ＰＷＭ制御と比較して、エミッション特性が悪化することを抑制することができる。

第９の構成は、第８の構成において、前記回転電機の発電時において、前記回転速度が前記第１閾値より低い領域において、前記回転電機から出力される発電電流が所定の第２閾値未満の場合、前記パルス幅変調制御に代えて前記矩形波制御を実施する。

矩形波制御は、ＰＷＭ制御と比較して、出力可能な電流量が小さい一方で、エミッション特性の悪化を抑制することができる。そこで、回転速度が第２閾値以上の領域に加え、発電電流が所定の閾値以下の領域においても、ＰＷＭ制御に代えて矩形波制御を実施することで、エミッション特性の悪化を抑制することができる。

第１０の構成は、第１乃至第９の構成のいずれかにおいて、前記回転電機の発電時において、前記回転電機の回転速度が所定の第３閾値以上になった場合に、前記インバータ回路において前記パルス幅変調制御に代えて過変調パルス幅変調制御を実施する。

過変調制御は、ＰＷＭ制御と比較して、電気角１周期当たりのスイッチング回数が少ない。このため、回転速度が所定の閾値以上の領域において過変調制御を実施することで、ＰＷＭ制御と比較して、エミッション特性が悪化することを抑制することができる。

第１１の構成は、第１乃至第１０の構成のいずれかにおいて、前記回転電機は、ステータ（１３）に巻回された複数の巻線群（１０ａ，１０ｂ）を有する多重巻線回転電機であって、前記インバータ回路は、スイッチ（ＳＵｐ１〜ＳＷｎ１，ＳＵｐ２〜ＳＷｎ２）を有して、かつ、前記複数の巻線群それぞれに対応して個別に設けられ、前記スイッチのスイッチング操作により対応する前記巻線群との間で電力伝達を行い、前記回転電機の１電気角周期あたりの前記スイッチのスイッチング回数を複数の前記インバータ回路で互いに相違させるように、複数の前記インバータ回路を構成する前記スイッチの操作態様を設定し、その設定された操作態様に基づいて、前記インバータ回路をそれぞれ構成する前記スイッチを操作する。

上記構成では、スイッチを有してかつ複数の巻線群それぞれに対応して個別に設けられたインバータ回路を備えている。各インバータ回路は、スイッチのスイッチング操作により、自身に対応する巻線群との間で電力伝達を行う。そして第１の発明では、回転電機の１電気角周期あたりのスイッチのスイッチング回数を各インバータ回路で互いに相違させるように、各インバータ回路を構成するスイッチの操作態様が設定される。そして設定された操作態様に基づいて、各電力変換器を構成するスイッチが操作される。各インバータ回路のスイッチング回数を相違させることにより、スイッチングに伴い発生するノイズのスペクトルを分散できる。これにより、スイッチング操作に伴い発生するノイズを低減することができる。

第１２の構成は、第１乃至第１１の構成のいずれかに記載の前記回転電機の制御装置、前記回転電機、及び、前記インバータ回路を備える回転電機システムである。第１乃至第１０のいずれかに記載の回転電機の制御装置は、具体的には、回転電機及びインバータ回路を備える回転電機システムに適用される。

本実施形態の電気的構成図。 フルブリッジ型の界磁回路を表す回路図。 ハーフブリッジ型の界磁回路を表す回路図。 トルク及び回転速度に応じた回転電機の制御を表す図。 力行時におけるＰＷＭ制御を表すタイミングチャート。 発電時におけるＰＷＭ制御を表すタイミングチャート。 界磁回路におけるスイッチング制御を表すタイミングチャート。 各制御における周波数設定を表す図。 矩形波制御を表すタイミングチャート。 キャリア周波数を変化させた場合の伝導妨害特性を表す図。 ＰＷＭ制御及び矩形波制御のそれぞれにおける伝導妨害特性を表す図。 第２実施形態の制御装置の処理を示すブロック図。 電圧ベクトルを示す図。 キャリア信号及びＰＷＭ信号の推移を示すタイムチャート。 ノイズ低減効果を示す図。 過変調制御を表すタイミングチャート。

（第１実施形態）
以下、エンジンを備える車両に対し、「回転電機の制御装置」及び「回転電機システム」を適用した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、回転電機１０は、多相多重巻線を有する巻線界磁型回転電機であり、具体的には、３相２重巻線を有する巻線界磁型同期回転電機（６相回転電機）である。本実施形態では、回転電機１０として、スタータ及びオルタネータ（発電機）の機能を統合したＩＳＧ（Integrated Starter Generator）を想定している。

本実施形態の回転電機１０は、所定の自動停止条件が成立する場合にエンジン２０を自動停止させ、その後、所定の再始動条件が成立する場合にエンジン２０を自動的に再始動させるアイドリングストップ機能を実行する場合にも、スタータとして機能する。なお、回転電機１０は、エンジン２０の初回の始動時にスタータとして機能するものであってもよい。

回転電機１０を構成するロータ１２（回転子）は、界磁巻線１１を備え、また、エンジン２０のクランク軸２０ａと動力伝達が可能とされている。本実施形態において、ロータ１２は、ベルト２１を介してクランク軸２０ａに連結（より具体的には直結）されている。

回転電機１０のステータ１３（固定子）には、２つの電機子巻線群（以下、第１巻線群１０ａ、第２巻線群１０ｂ）が巻回されている。巻線群１０ａ，１０ｂに対して、ロータ１２が共通とされている。第１巻線群１０ａ及び第２巻線群１０ｂのそれぞれは、異なる中性点を有する３相巻線からなる。なお、本実施形態では、第１巻線群１０ａを構成する巻線のそれぞれのターン数Ｎ１と、第２巻線群１０ｂを構成する巻線のターン数Ｎ２とを等しく設定している。

回転電機１０には、第１巻線群１０ａ及び第２巻線群１０ｂのそれぞれに対応した２つのインバータ（以下、第１インバータ回路ＩＮＶ１、第２インバータ回路ＩＮＶ２）が電気的に接続されている。具体的には、第１巻線群１０ａには、第１インバータ回路ＩＮＶ１が接続され、第２巻線群１０ｂには、第２インバータ回路ＩＮＶ２が接続されている。第１インバータ回路ＩＮＶ１及び第２インバータ回路ＩＮＶ２のそれぞれは、共通の直流電源であるバッテリ２２に対して並列接続されている。インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２は、バッテリ２２から供給される直流電力を交流電力に変換し回転電機１０に出力する。また、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２は、回転電機１０から供給される交流電力を直流電力に変換しバッテリ２２側に出力する。

バッテリ２２には、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２とは異なる電気負荷２３が接続されている。また、バッテリ２２には、平滑コンデンサ２４が並列接続されている。バッテリ２２は、例えば、鉛二次電池やリチウムイオン二次電池である。なお、「直流電源」としてのバッテリ２２は、例えば、ＤＣＤＣコンバータであってもよい。

第１インバータ回路ＩＮＶ１は、第１のＵ，Ｖ，Ｗ相高電位側スイッチＳＵｐ１，ＳＶｐ１，ＳＷｐ１と、第１のＵ，Ｖ，Ｗ相低電位側スイッチＳＵｎ１，ＳＶｎ１，ＳＷｎ１との直列接続体を３組備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相における上記直列接続体の接続点は、第１巻線群１０ａのＵ，Ｖ，Ｗ相の端子に接続されている。本実施形態では、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。そして、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１にはそれぞれ、ダイオードＤＵｐ１〜ＤＷｎ１が逆並列に接続されている。なお、各ダイオードＤＵｐ１〜ＤＷｎ１は、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１のボディダイオードであってもよい。また、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、例えば、サイリスタやＩＧＢＴであってもよいし、半導体スイッチング素子とは異なるスイッチング素子、例えば、機械式のリレースイッチであってもよい。

第２インバータ回路ＩＮＶ２は、第１インバータ回路ＩＮＶ１と同様に、第２のＵ，Ｖ，Ｗ相高電位側スイッチＳＵｐ２，ＳＶｐ２，ＳＷｐ２と、第２のＵ，Ｖ，Ｗ相低電位側スイッチＳＵｎ２，ＳＶｎ２，ＳＷｎ２との直列接続体を３組備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相における上記直列接続体の接続点は、第２巻線群１０ｂのＵ，Ｖ，Ｗ相の端子に接続されている。本実施形態では、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。そして、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２にはそれぞれ、ダイオードＤＵｐ２〜ＤＷｎ２が逆並列に接続されている。なお、各ダイオードＤＵｐ２〜ＤＷｎ２は、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２のボディダイオードであってもよい。また、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、例えば、サイリスタやＩＧＢＴであってもよいし、半導体スイッチング素子とは異なるスイッチング素子、例えば、機械式のリレースイッチであってもよい。

インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の高電位側の端子（各高電位側スイッチのドレイン側の端子）には、バッテリ２２の正極端子が接続されている。低電位側の端子（各低電位側スイッチのソース側の端子）には、バッテリ２２の負極端子が接続されている。

界磁巻線１１には、界磁回路３６によって直流電圧が印加可能とされている。界磁回路３６は、界磁巻線１１に印加する直流電圧を調整することにより、界磁巻線１１に流れる界磁電流Ｉｆを制御する。

本実施形態は、回転角検出部３０、電圧検出部３１、界磁電流検出部３２、及び相電流検出部３３を備えている。回転角検出部３０は、回転電機１０の回転角（電気角θ）を検出する回転角検出手段である。電圧検出部３１は、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の電源電圧を検出する。界磁電流検出部３２は、界磁巻線１１に流れる界磁電流Ｉｆを検出する。相電流検出部３３は、第１巻線群１０ａの各相電流と、第２巻線群１０ｂの各相電流を検出する。

回転角検出部３０としては、例えばレゾルバを用いることができる。また、回転角検出部３０として、回転に伴い周囲の磁界が変化する磁気発生部（例えば、永久磁石）をロータ１２に設け、磁気検出素子（例えば、ホール素子）によりその磁界の変化を検出することで、回転電機１０の回転角を検出するものであってもよい。また、界磁電流検出部３２及び相電流検出部３３として、例えば、カレントトランスや、抵抗器を備えるものや、ホール素子などを用いることができる。

上記各種検出部の検出値は、制御装置４０に取り込まれる。制御装置４０は、中央処理装置（ＣＰＵ）やメモリを備え、メモリに格納されたプログラムをＣＰＵにて実行するソフトウェア処理手段である。制御装置４０は、回転電機１０の制御量をその指令値に制御すべく、これら各種センサの検出値に基づき、第１インバータ回路ＩＮＶ１及び第２インバータ回路ＩＮＶ２を操作する操作信号を生成して出力する。また、制御装置４０は、界磁回路３６を操作する操作信号を生成して出力する。なお、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２及び界磁回路３６は、それぞれ異なる制御装置によって操作されるものであってもよい。

制御装置４０は、回転電機１０を発電動作させる場合、電圧検出部３１により検出される電源電圧ＶＤＣを目標電圧Ｖｔｇｔに制御すべく、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２をそれぞれ操作する。詳しくは、制御装置４０は、ロータ１２の回転に伴って巻線群１０ａ，１０ｂそれぞれから出力された交流電圧を直流電圧に変換してバッテリ２２及び電気負荷２３に供給すべく、各検出部３０〜３３の検出値に基づいて、第１操作信号ｇＵｐ１，ｇＵｎ１，ｇＶｐ１，ｇＶｎ１，ｇＷｐ１，ｇＷｎ１と、第２操作信号ｇＵｐ２，ｇＵｎ２，ｇＶｐ２，ｇＶｎ２，ｇＷｐ２，ｇＷｎ２とを生成する。

また、制御装置４０は、回転電機１０を力行動作させる場合、回転電機１０の出力トルクを目標トルクに制御すべく、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２をそれぞれ操作する。なお、回転電機１０の出力トルクは、回転角検出部３０により検出される電気角θから算出することができる。詳しくは、制御装置４０は、バッテリ２２から出力される直流電圧を交流電圧に変換して、巻線群１０ａ，１０ｂのそれぞれに供給すべく、各検出部３０〜３３の検出値に基づいて、第１操作信号ｇＵｐ１，ｇＵｎ１，ｇＶｐ１，ｇＶｎ１，ｇＷｐ１，ｇＷｎ１と、第２操作信号ｇＵｐ２，ｇＵｎ２，ｇＶｐ２，ｇＶｎ２，ｇＷｐ２，ｇＷｎ２とを生成する。

本実施形態の制御装置４０は、回転電機１０の発電動作時及び力行動作時のそれぞれにおいて、第１操作信号ｇＵｐ１，ｇＵｎ１，ｇＶｐ１，ｇＶｎ１，ｇＷｐ１，ｇＷｎ１のそれぞれと、第２操作信号ｇＵｐ２，ｇＵｎ２，ｇＶｐ２，ｇＶｎ２，ｇＷｐ２，ｇＷｎ２のそれぞれと、を同一のものとする。

なお、本実施形態において、各操作信号は、Ｈ，Ｌのいずれかをとる２値信号である。本実施形態では、Ｈによって上アームスイッチのオン操作を指示して、かつ、下アームスイッチのオフ操作を指示する。また、Ｌによって上アームスイッチのオフ操作を指示して、かつ、下アームスイッチのオン操作を指示する。

本実施形態の「回転電機システム」は、回転電機１０、制御装置４０、及び、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２を含むものである。

図２に界磁回路３６の電気的構成を示す。界磁回路３６は、フルブリッジ型（Ｈブリッジ型）であり、４つのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４を備えている。スイッチＳＷ１〜ＳＷ４はそれぞれＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。なお、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４はＩＧＢＴであってもよい。スイッチＳＷ１，ＳＷ３のドレインはそれぞれ電源電圧ＶＣＣに接続されており、スイッチＳＷ１，ＳＷ３のソースはそれぞれスイッチＳＷ２，ＳＷ４のドレインに接続されている。スイッチＳＷ２，ＳＷ４のソースはそれぞれ接地電圧に接続されている。

スイッチＳＷ１〜ＳＷ４には、それぞれボディダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列に接続されている。具体的には、ダイオードＤ１及びダイオードＤ３のカソードは、それぞれ電源電圧ＶＣＣに接続されており、ダイオードＤ１及びダイオードＤ３のアノードは、それぞれ界磁巻線１１に接続されている。ダイオードＤ２のカソードは、ダイオードＤ１のアノードに接続されており、ダイオードＤ４のカソードは、ダイオードＤ３のアノードに接続されている。ダイオードＤ２，Ｄ４のアノードはそれぞれ接地電圧に接続されている。

界磁巻線１１は、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２との接続点と、スイッチＳＷ３とスイッチＳＷ４との接続点との間に接続されている。制御装置４０は、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のオンオフ状態を操作することで界磁巻線１１に対して電流を流し、界磁巻線１１に磁力を生じさせる。なお、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに代えて、例えば、サイリスタやＩＧＢＴであってもよいし、半導体スイッチング素子とは異なるスイッチング素子、例えば、機械式のリレースイッチであってもよい。スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２との接続点から界磁巻線１１を介してスイッチＳＷ３とスイッチＳＷ４との接続点に向かう方向を正方向とし、正方向と逆の方向を負方向とする。以下、制御装置４０が界磁巻線１１に対して正方向に電流を流して磁界を発生させるものとして説明を行うが、界磁巻線１１に対して負方向に電流を流して磁界を発生させるものであってもよい。

制御装置４０は、スイッチＳＷ１，ＳＷ４をオン状態、スイッチＳＷ２，ＳＷ３をオフ状態にすることで、界磁巻線１１に正方向の電圧を印加し、界磁巻線１１に流れる正方向の電流を大きくし、磁力を強める。また、制御装置４０は、スイッチＳＷ１，ＳＷ４をオン状態、スイッチＳＷ２，ＳＷ３をオフ状態にすることで、界磁巻線１１に負方向の電圧を印加し、界磁巻線１１に流れる正方向の電流を小さくし、磁力を弱める。

また、制御装置４０は、スイッチＳＷ１，ＳＷ３をオン状態、スイッチＳＷ２，ＳＷ４をオフ状態にすることで、界磁巻線１１、スイッチＳＷ３、スイッチＳＷ１の順に界磁電流Ｉｆを還流させて磁力を保持する。また、制御装置４０は、スイッチＳＷ２，ＳＷ４をオン状態、スイッチＳＷ１，ＳＷ３をオフ状態にすることで、界磁巻線１１、スイッチＳＷ４、スイッチＳＷ２の順に界磁電流Ｉｆを還流させて磁力を保持する。

また、「界磁回路」として、図３に示すようなハーフブリッジ型の界磁回路３６Ａを用いてもよい。界磁回路３６Ａは、２つのスイッチＳＷ１Ａ，ＳＷ２Ａを備えている。スイッチＳＷ１Ａ，ＳＷ２Ａは、それぞれＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。スイッチＳＷ１Ａ，ＳＷ２Ａには、それぞれボディダイオードＤ１Ａ，Ｄ２Ａが逆並列に接続されている。なお、スイッチＳＷ１Ａ，ＳＷ２Ａは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに代えて、例えば、サイリスタやＩＧＢＴであってもよいし、半導体スイッチング素子とは異なるスイッチング素子、例えば、機械式のリレースイッチであってもよい。スイッチＳＷ１Ａのドレインは、電源電圧ＶＣＣに接続されており、スイッチＳＷ１ＡのソースはスイッチＳＷ２Ａのドレインに接続されている。スイッチＳＷ２Ａのソースは接地電圧に接続されている。

界磁巻線１１は、スイッチＳＷ１ＡとスイッチＳＷ２Ａの接続点と、接地電圧との間に接続されている。制御装置４０は、スイッチＳＷ１Ａ，ＳＷ２Ａのオンオフ状態を操作することで界磁巻線１１に対して電流を流し、界磁巻線１１に磁力を生じさせる。なお、スイッチＳＷ１Ａ，ＳＷ２ＡとしてＮチャネルＭＯＳＦＥＴに代えて、例えば、ＩＧＢＴを用いてもよい。スイッチＳＷ１ＡとスイッチＳＷ２Ａとの接続点から界磁巻線１１を介して接地電圧に向かう方向を正方向とする。

制御装置４０は、スイッチＳＷ１Ａをオン状態にし、スイッチＳＷ２Ａをオフ状態にすることで、界磁巻線１１に正方向の電圧を印加し、界磁巻線１１に流れる電流を大きくし、磁力を強める。また、制御装置４０は、スイッチＳＷ２Ａをオン状態にし、スイッチＳＷ１Ａをオフ状態にすることで、界磁電流Ｉｆを還流させて磁力を保持する。

ここで、図４に示すように、一般的な回転電機の制御装置は、力行時と発電時、回転電機１０のトルク及び回転速度に応じて、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２において異なる制御を実施する。力行時、且つ、回転速度が第１回転速度Ｆ１未満の領域Ａで、パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）を実施する。また、一般的な回転電機の制御装置は、力行時、且つ、回転速度が第１回転速度Ｆ１以上の領域Ｂで、矩形波制御を実施する。第１回転速度Ｆ１は、トルクに応じて変化する値に設定されている。なお、第１回転速度Ｆ１は、トルクに依存しない固定値であってもよい。

力行時におけるＰＷＭ制御とは、インバータ回路を構成するスイッチの所定のキャリア周期に占めるオン期間の長さを変化させることで、具体的には、一定の入力電圧を正弦波状の交流電圧（目標電圧Ｖｔｇｔ）に変換して出力する正弦波制御である（後述する図５，６参照）。また、矩形波制御とは、回転電機の出力電圧の目標値である目標電圧Ｖｔｇｔが正から負にゼロクロスするタイミングでオフ操作を行うとともに、当該目標電圧Ｖｔｇｔが負から正にゼロクロスするタイミングでオン操作を行い、目標電圧Ｖｔｇｔと同周期、且つ、同位相の矩形波電圧を出力する制御である（後述する図９参照）。

力行時において、ＰＷＭ制御は、矩形波制御よりも回転電機の出力トルクを大きくできる一方で、回転電機の回転速度が上昇すると制御における負荷、及び、スイッチング損失が増加する。そこで、回転速度の低い領域ＡでＰＷＭ制御を実施し、回転速度の高い領域Ｂで矩形波制御を実施する。

また、一般的な回転電機の制御装置は、発電時、且つ、回転速度が第２回転速度未満の領域Ｃで、ＰＷＭ制御を実施する。また、一般的な回転電機の制御装置は、発電時、且つ、回転速度が第２回転速度Ｆ２以上、第３回転速度Ｆ３未満であってトルクが所定のトルクＴ１以上の領域Ｄで、同期整流制御を実施する（Ｆ２＜Ｆ３）。また、一般的な回転電機の制御装置は、発電時、且つ、回転速度が第２回転速度Ｆ２以上であってトルクがトルクＴ１未満、又は、回転速度が第３回転速度Ｆ３以上の領域Ｅで、ダイオード整流制御を実施する。第２回転速度Ｆ２及び第３回転速度Ｆ３は、それぞれトルクに依らない固定値である。なお、第２回転速度Ｆ２及び第３回転速度Ｆ３は、それぞれトルクに応じて変化する値に設定されていてもよい。

発電時におけるＰＷＭ制御とは、インバータ回路を構成するスイッチの所定のキャリア周期に占めるオン期間の長さを変化させることで、回転電機から供給される交流電圧を一定の直流電圧に変換して出力する制御である。同期整流制御とは、電機子巻線に生じる誘起電圧が電圧源の端子間電圧を上回り、電機子巻線から電圧源に対して電流が流れる期間において、インバータ回路を構成するスイッチをオン状態にする制御のことである。また、ダイオード整流制御とは、インバータ回路を構成するスイッチを全てオフ状態とし、インバータ回路を構成するスイッチに並列接続された還流ダイオードにより整流を行う制御である。

発電時において、ＰＷＭ制御を実施すると、同期整流制御及びダイオード整流制御を実施した場合と比較して、発電電力を大きくできる一方で、回転電機の回転速度が上昇すると制御における負荷、及び、スイッチング損失が増加する。そこで、回転速度の低い領域ＣでＰＷＭ制御を実施する。また、発電電力の小さい領域では、同期整流制御におけるスイッチング損失がダイオード整流制御におけるダイオード損失よりも大きくなるため、発電電力、即ち、回転電機のトルクが大きい領域Ｄで同期整流制御を実施し、回転電機のトルクが小さい領域Ｅでダイオード整流制御を実施する。また、同期整流制御は、回転電機の回転速度が上昇すると制御における負荷が増加するため、回転電機の回転速度が高い領域Ｅにおいて、ダイオード整流制御を実施する。

本実施形態の制御装置４０は、図４に示す領域Ａ及び領域Ｃの一部（領域Ｃ１）において、上述した一般的な回転電機の制御装置と同様にＰＷＭ制御を実施する。ここで、回転電機１０の入出力電力を変換するインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２において、ＰＷＭ制御を実施すると、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２よりバッテリ２２側の電圧がキャリア周波数で脈動する。このため、電気負荷２３の入力電圧がキャリア周波数で脈動する。さらに、回転電機１０の力行動作時には、バッテリ２２から回転電機１０及びインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２に向かって電流が流れるため、バッテリ２２の出力電圧が低下する。

回転電機１０の力行動作時において、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２のＰＷＭ制御に伴うバッテリ２２の出力電圧の脈動と、バッテリ２２から回転電機１０及びインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２への放電によるバッテリ２２の電圧降下と、が重畳する。その結果、電気負荷２３が動作可能な最低動作電圧を電気負荷２３の入力電圧が一時的に下回り、電気負荷２３において電源失陥が生じることが懸念される。例えば、電気負荷２３がＣＰＵと、ＲＡＭなどの揮発性メモリとを備える装置（具体的には、制御装置や、カーナビゲーションシステム）を含む場合、電源失陥に伴って当該装置の動作が初期化される。

電気負荷２３の入力電圧の脈動は、バッテリ２２に設けられた平滑コンデンサ２４や、電気負荷２３に設けられた平滑コンデンサ（図示略）などの容量成分によって低減することが可能な一方、脈動の周波数が低いほど大きい容量成分が必要となり、体格や部品点数の増加などの問題が生じる。つまり、回転電機１０の力行動作時には、ＰＷＭ制御のキャリア周波数が高いことが望まれる。しかしながら、キャリア周波数が高く設定されると、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２においてスイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１，ＳＵｐ２〜ＳＷｎ２がオンオフされる回数が多くなり、その結果スイッチング損失が増加し、電力変換効率が悪化する。

以下、脈動の周波数が低いほど大きい容量成分が必要となる理由について説明する。脈動の周波数が低いほど脈動の一周期は長くなり、脈動の一周期においてバッテリ２２の端子間電圧が電気負荷２３の最低動作電圧を下回り続ける期間が長くなる。電気負荷２３の入力電圧を最低動作電圧以上に保つためには、バッテリ２２の端子間電圧が電気負荷２３の最低動作電圧を下回り続ける期間が長いほど、容量成分から電気負荷２３に供給される電荷量を大きくする必要が生じる。このため、脈動の周波数が低いほど、バッテリ２２の端子間電圧が電気負荷２３の最低動作電圧以上の期間において、容量成分に大きな電荷量を蓄えておく必要がある。バッテリ２２の端子間電圧が電気負荷２３の最低動作電圧以上の期間において、容量成分に蓄えておく電荷量を大きくするために、大きな容量成分が必要となる。

そこで、図５，６に示すように、本実施形態の制御装置４０は、力行動作時におけるＰＷＭ制御のキャリア周波数ｆｃ１を、発電動作時におけるＰＷＭ制御のキャリア周波数ｆｃ２より高く設定する。図５，６に示す操作信号ｇＳＵｐ１は、スイッチＳＵｐ１のオンオフ状態を切り替える信号であり、ハイ状態のときにスイッチＳＵｐ１がオン状態とされ、ロー状態のときにスイッチＳＵｐ１がオフ状態とされる。当該構成により、回転電機１０の力行動作時において、電気負荷２３の容量成分や平滑コンデンサ２４の容量が比較的小さい場合であっても、電気負荷２３に供給される電圧が安定化し、バッテリ２２から電力を供給される電気負荷２３の電源失陥を抑制できる。また、回転電機１０の発電動作時において、キャリア周波数が高いことに起因する電力変換効率の悪化を抑制することができる。

なお、特許第３８６７２７０号公報には、回転電機の発電動作時にＰＷＭ制御のキャリア周波数を変化させる技術が開示されている。特許第３８６７２７０号公報に記載の技術は、ＰＷＭインバータ制御の動作周波数（インバータ周波数）が零点を通過する際のスイッチング素子の熱損失を最低限に抑え、停止するまで十分なブレーキ力を確保するに好適な電気車の制御装置を提供することを課題とするものである。よって、特許第３８６７２７０号公報に記載の技術は、回転電機の力行動作時において直流電源から電力を供給される電気負荷の入力電圧の変動を抑制しつつ、電力変換効率の悪化を抑制することを課題とする本願記載の構成とは課題が異なるものである。

さらに、特許第３８６７２７０号公報に記載の技術は、車両の制動動作（発電動作）中において、インバータ回路を構成するスイッチング素子動作時の熱損失が仕様限界を超過しないように、スイッチング素子を制御するＰＷＭ信号を生成するキャリア周波数を通常時の周波数に対して低減するものである。即ち、回転電機の力行動作時と発電動作時とでＰＷＭ制御のキャリア周波数を異なる値に設定する本願記載の技術とは異なるものである。

また、回転電機１０は、アイドリングストップ制御が実施される車両に適用されるものであって、アイドリングストップによるエンジン２０の自動停止後のエンジン２０の再始動時、又はエンジン２０の出力を補助するアシスト動作時に力行動作を実施し、電気負荷２３への電力供給時、又は直流電源としてのバッテリ２２の充電時に発電動作を実施する。アイドリングストップ再始動時における力行動作は、回生発電と比較して極めて短い時間実施される。つまり、アイドリングストップ制御が実施される車両に適用される回転電機１０は、力行動作と比べて発電動作が長い期間実施されるものである。このため、回転電機１０において、発電動作時におけるキャリア周波数ｆｃ２を、力行動作時のキャリア周波数ｆｃ１と比較して低く設定することで、エミッション特性が悪化する期間を短くすることができる。また、力行動作の実施期間より長い発電動作の実施期間において、電力変換効率の悪化を抑制することができ、全体的な電力変換効率の悪化を抑制することができる。

また、図７に示すように、制御装置４０は、界磁回路３６において、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４を所定のスイッチング周波数ｆｃ３でオンオフさせる。制御装置４０は、スイッチング周期１／ｆｃ３中の所定の期間において、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４を所定の期間にわたってオン状態とすることで、界磁回路３６から所定の目標電圧Ｖｆ＊を出力する。そして、制御装置４０は、界磁巻線１１に流れる界磁電流Ｉｆを所定の目標電流に調整する。

図７に示す操作信号ｇＳＷ１は、スイッチＳＷ１のオンオフ状態を切り替える信号であり、ハイ状態のときにスイッチＳＷ１がオン状態とされ、ロー状態のときにスイッチＳＷ１がオフ状態とされる。ここで、制御装置４０は、界磁巻線１１に電力を供給する界磁回路３６のスイッチング周波数ｆｃ３と、ＰＷＭ制御におけるキャリア周波数ｆｃ１，ｆｃ２とを異なる値に設定する。これにより、界磁回路３６のスイッチングによる伝導妨害や放射妨害と、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２のスイッチングによる伝導妨害や放射妨害とが重畳することを抑制することができ、エミッション特性が悪化することを抑制することができる。

一般的に、界磁巻線１１を含む回路は、電機子巻線群１０ａ，１０ｂを含む回路と比較して、電気的な時定数が大きく、スイッチング周波数を低周波数化しても電流変動が小さい。そこで、界磁回路３６のスイッチング周波数ｆｃ３をキャリア周波数ｆｃ１，ｆｃ２と異なる値に設定する構成において、制御装置４０は、キャリア周波数ｆｃ１，ｆｃ２を、界磁回路３６のスイッチング周波数ｆｃ３より高く設定する。当該設定により、電機子巻線群１０ａ，１０ｂにおける電流変動を抑制することで、回転電機１０の出力トルクの変動を抑制しつつ、エミッション特性が悪化することを抑制することができる。

さらに、制御装置４０は、図８に示すように、力行動作時及び発電動作時におけるＰＷＭ制御において、それぞれ所定周波数領域（第１周波数領域、及び、第２周波数領域）でスペクトル拡散を実施する。より具体的には、制御装置４０は、力行動作時におけるＰＷＭ制御において、第１周波数領域でスペクトル拡散を実施し、発電動作時におけるＰＷＭ制御において、第２周波数領域でスペクトル拡散を実施する。ここで、スペクトル拡散とは、キャリア周波数ｆｃ１，ｆｃ２を所定の幅を有する周波数領域で変化させることである。制御装置４０は、ＰＷＭ制御においてスペクトル拡散を実施することで、エミッション特性の悪化を抑制することができる。また、制御装置４０は、力行動作時におけるキャリア周波数ｆｃ１のスペクトル拡散領域である第１周波数領域と、発電動作時におけるキャリア周波数ｆｃ２のスペクトル拡散領域である第２周波数領域とが重複しないように設定する。

また、制御装置４０は、図８に示すように、界磁回路３６のスイッチング制御において所定周波数領域でスペクトル拡散を実施する。制御装置４０は、スイッチング周波数ｆｃ３のスペクトル拡散領域と、キャリア周波数ｆｃ１，ｆｃ２のスペクトル拡散領域である第１周波数領域及び第２周波数領域と、が重複しないように設定する。

ここで、第１周波数領域は、回転電機１０の力行動作時において、制御装置４０がインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２においてＰＷＭ制御を実施した場合に、回転電機システムのエミッション特性の悪化を抑制しつつ、回転電機１０の回転速度又は出力トルクの脈動の大きさやインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の熱損失がそれぞれ所定値以下となるように設定されている。また、第２周波数領域は、回転電機１０の発電動作時において、制御装置４０がインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２においてＰＷＭ制御を実施した場合に、回転電機システムのエミッション特性の悪化を抑制しつつ、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２から出力される直流電圧又は直流電流の脈動の大きさやインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の熱損失がそれぞれ所定値以下となるように設定されている。

また、制御装置４０は、図４に示すように、領域Ｃをさらに３つの領域Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３に分割し、領域Ｃ１においてＰＷＭ制御を実施し、領域Ｃ２，Ｃ３において矩形波制御を実施する。詳しくは、制御装置４０は、回転速度が第１閾値Ｔｈ１より低く、回転電機１０から出力される発電電流が所定の第２閾値Ｔｈ２以上（回転電機１０に作用する負のトルクの大きさが所定の閾値以上）の領域Ｃ１において、キャリア周波数を周波数ｆｃ２に設定してＰＷＭ制御を実施する。また、制御装置４０は、回転電機１０の回転速度が第１閾値Ｔｈ１より低く、回転電機１０から出力される発電電流が第２閾値Ｔｈ２未満（回転電機１０に作用する負のトルクの大きさが所定の閾値未満）の領域Ｃ２、及び、回転電機１０の回転速度が第１閾値Ｔｈ１以上となる領域Ｃ３において、ＰＷＭ制御に代えて矩形波制御を実施する。

ここで、第１閾値Ｔｈ１は、第２回転速度Ｆ２未満の値であり、回転電機１０の回転速度が第１閾値Ｔｈ１〜第２回転速度Ｆ２未満の領域Ｃ３において矩形波制御を実施した場合に、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２において回転電機１０から出力される発電電力を交流から直流に変換可能な値に設定されている。また、第２閾値Ｔｈ２は、回転電機１０の回転速度が第１閾値Ｔｈ１より低く、回転電機１０から出力される発電電流が第２閾値Ｔｈ２未満の領域Ｃ２において矩形波制御を実施した場合に、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２において回転電機１０から出力される発電電力を交流から直流に変換可能な値に設定されている。また、回転電機１０の発電電流と比較する第２閾値Ｔｈ２（回転電機１０に作用する負のトルクの大きさと比較する所定の閾値）は、回転電機１０の回転速度に応じて設定されるものであり、回転速度が大きいほど大きく設定される。

図９に示すように、矩形波制御において、制御装置４０は、スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１，ＳＵｐ２〜ＳＷｎ２に対し、目標電圧Ｖｔｇｔが正から負にゼロクロスするタイミングでオフ操作を行い、目標電圧Ｖｔｇｔが負から正にゼロクロスするタイミングでオン操作を行う。矩形波制御を実施すると、電気角１周期当たりのスイッチング回数がオン操作及びオフ操作でそれぞれ１回だけであり、図５，６に示したＰＷＭ制御を実施した場合と比較して、電気角１周期当たりのスイッチング回数が少ない。このため、制御装置４０は、回転電機１０の回転速度が第１閾値Ｔｈ１以上の領域Ｃ３において、ＰＷＭ制御に代えて矩形波制御を実施することでスイッチング回数を低減し、エミッション特性の悪化を抑制することができる。

また、上述した通り、矩形波制御を実施した場合、ＰＷＭ制御を実施した場合と比較して、出力可能な電流量が小さい一方で、エミッション特性の悪化を抑制することができる。そこで、制御装置４０は、回転速度が第１閾値Ｔｈ１以上の領域Ｃ３に加え、回転電機１０に作用するトルクが所定の閾値Ｔｈ２未満の領域Ｃ２においても、ＰＷＭ制御に代えて矩形波制御を実施することで、エミッション特性の悪化を抑制することができる。

図１０に、発電時において、ＰＷＭ制御のキャリア周波数がｆｃ１された場合、及び、ｆｃ２とされた場合の１ＭＨｚ近傍の中波領域における伝導妨害の電界強度を示す。図１０に示すように、制御装置４０は、キャリア周波数をｆｃ１からｆｃ２に低下させることで、伝導エミッションの強度（伝導妨害の電界強度）を低減できる。このように、キャリア周波数をｆｃ１からｆｃ２に低下させることで、他の機器への伝導妨害の影響を抑制することが可能である。

図１１に、発電時の領域Ｃ２（図４）において、ＰＷＭ制御（キャリア周波数＝ｆｃ１）が実施された場合、及び、矩形波制御が実施された場合の１ＭＨｚ近傍の中波領域における伝導妨害の電界強度を示す。図１１に示すように、制御装置４０は、ＰＷＭ制御に代えて、矩形波制御を実施することで、伝導エミッションの強度（伝導妨害の電界強度）を低減できる。このように、制御装置４０は、ＰＷＭ制御に代えて矩形波制御を実施することで、他の機器への伝導妨害の影響を抑制することが可能である。

（第２実施形態）
第１実施形態の制御装置４０は、回転電機１０の発電動作時及び力行動作時のそれぞれにおいて、第１インバータ回路ＩＮＶ１のスイッチを操作する第１操作信号ｇＵｐ１，ｇＵｎ１，ｇＶｐ１，ｇＶｎ１，ｇＷｐ１，ｇＷｎ１のそれぞれと、第２インバータ回路ＩＮＶ２のスイッチを操作する第２操作信号ｇＵｐ２，ｇＵｎ２，ｇＶｐ２，ｇＶｎ２，ｇＷｐ２，ｇＷｎ２のそれぞれと、を同一のものとする。

第２実施形態では、これを変更し、第１操作信号ｇＵｐ１，ｇＵｎ１，ｇＶｐ１，ｇＶｎ１，ｇＷｐ１，ｇＷｎ１を生成する際に用いる第１キャリア信号Ｓｉｇ１の周波数である第１キャリア周波数と、第２操作信号ｇＵｐ２，ｇＵｎ２，ｇＶｐ２，ｇＶｎ２，ｇＷｐ２，ｇＷｎ２を生成する際に用いる第２キャリア信号Ｓｉｇ２の周波数である第２キャリア周波数と、を異なる値に設定する。

詳しくは、第２実施形態の制御装置４０は、第１インバータ回路ＩＮＶ１及び第２インバータ回路ＩＮＶ２のそれぞれにおいて、第１実施形態のキャリア周波数ｆｃ２に相当する発電時におけるキャリア周波数を異なった値（第１キャリア周波数ｆｃ２ａ，第２キャリア周波数ｆｃ２ｂ）に設定する。また、制御装置４０は、第１インバータ回路ＩＮＶ１及び第２インバータ回路ＩＮＶ２のそれぞれにおいて、第１実施形態のキャリア周波数ｆｃ１に相当する力行時におけるキャリア周波数を異なった値に設定してもよい。

図１２を用いて、第２実施形態の制御装置４０によって実行される回転電機１０の発電制御について説明する。

電圧偏差算出部４０ａは、目標電圧Ｖｔｇｔから電源電圧ＶＤＣを減算することにより、電圧偏差ΔＶを算出する。なお、目標電圧Ｖｔｇｔは、例えば、固定値に設定されてもよいし、可変設定されてもよい。ここで目標電圧Ｖｔｇｔが可変設定される場合、例えば、回転電機１０の目標出力電力Ｗｔｇｔが大きいとき、目標出力電力Ｗｔｇｔが小さいときよりも目標電圧Ｖｔｇｔが高く設定されればよい。なお、目標出力電力Ｗｔｇｔは、例えば、電気負荷２３の駆動状況、及びバッテリ２２の蓄電量により定まる。

速度算出部４０ｂは、回転角検出部３０により検出された電気角θに基づいて、回転電機１０の電気角速度ω（回転速度）を算出する。

指令値算出部４０ｃは、電圧偏差ΔＶと、電気角速度ωとに基づいて、目標電圧Ｖｔｇｔを実現するための各指令値を算出する。具体的には、指令値算出部４０ｃは、第１巻線群１０ａに流す第１ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ１ｔｇｔ，Ｉｑ１ｔｇｔと、第２巻線群１０ｂに流す第２ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ２ｔｇｔ，Ｉｑ２ｔｇｔと、界磁巻線１１に流す目標界磁電流Ｉｆｔｇｔとを算出する。ちなみに、各指令電流Ｉｄ１ｔｇｔ，Ｉｑ１ｔｇｔ，Ｉｄ２ｔｇｔ，Ｉｑ２ｔｇｔは、例えば、電圧偏差ΔＶ及び電気角速度ωと関係づけられて各指令電流Ｉｄ１ｔｇｔ〜Ｉｑ２ｔｇｔが規定されたマップ情報を用いて算出されればよい。また、目標界磁電流Ｉｆｔｇｔは、例えば、電圧偏差ΔＶ及び電気角速度ωと関係づけられて目標界磁電流Ｉｆｔｇｔが規定されたマップ情報を用いて算出されればよい。

なお、第１ｄ軸指令電流Ｉｄ１ｔｇｔと第２ｄ軸指令電流Ｉｄ２ｔｇｔとは、同じ値に設定されてもよいし、異なる値に設定されてもよい。また、第１ｑ軸指令電流Ｉｑ１ｔｇｔと第２ｑ軸指令電流Ｉｑ２ｔｇｔとは、同じ値に設定されてもよいし、異なる値に設定されてもよい。

第１電流変換部４１ａは、相電流検出部３３により検出された各相電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１、及び電気角θに基づいて、回転電機１０の３相固定座標系における各相電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１を、２相回転座標系であるｄｑ座標系における第１ｄ，ｑ軸電流Ｉｄ１ｒ，Ｉｑ１ｒに変換する。

第１電流偏差算出部４１ｂは、第１ｄ軸指令電流Ｉｄ１ｔｇｔから第１ｄ軸電流Ｉｄ１ｒを減算することにより、第１ｄ軸電流偏差ΔＩｄ１を算出する。第１電流偏差算出部４１ｂは、第１ｑ軸指令電流Ｉｑ１ｔｇｔから第１ｑ軸電流Ｉｑ１ｒを減算することにより、第１ｑ軸電流偏差ΔＩｑ１を算出する。

第１指令電圧算出部４１ｃは、第１ｄ，ｑ軸電流偏差ΔＩｄ１，ΔＩｑ１に基づいて、第１ｄ，ｑ軸電流Ｉｄ１ｒ，Ｉｑ１ｒを第１ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ１ｔｇｔ，Ｉｑ１ｔｇｔにフィードバック制御するために要求される第１巻線群１０ａに対応する第１ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ１，Ｖｑ１を算出する。第１ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ１，Ｖｑ１は、図１３に示すように、第１電圧ベクトルＶｎ１のｄ，ｑ軸成分である。本実施形態では、回転電機１０のｄｑ座標系における正のｄ軸を基準として、反時計まわりに第１電圧ベクトルＶｎ１が回転する場合の第１電圧位相δ１を正の値で定義する。ちなみに、第１ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ１，Ｖｑ１は、例えば、電圧偏差ΔＶと関係付けられて第１ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ１，Ｖｑ１が規定されたマップ情報を用いて算出されればよい。なお、第１指令電圧算出部４１ｃにおけるフィードバック制御としては、例えば比例積分制御を用いればよい。

第１変換部４１ｄは、電気角θ及び電源電圧ＶＤＣに基づいて、第１ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ１，Ｖｑ１を、回転電機１０の３相固定座標系における第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１に変換する。詳しくは、まず、第１変換部４１ｄは、Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線ＵＡ，ＶＡ，ＷＡから第１インバータ３０Ａへと出力するＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１を算出する。本実施形態において、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１は、中央値が０であり、互いに位相が電気角で１２０°ずれた正弦波状の信号となる。第１変換部４１ｄは、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１を電源電圧ＶＤＣで規格化した信号「ＶＵ＊１／ＶＤＣ，ＶＶ＊１／ＶＤＣ，ＶＷ＊１／ＶＤＣ」として、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１を算出する。このため、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１は、中央値が０であり、互いに位相が電気角で１２０°ずれた正弦波状の信号となる。なお本実施形態において、変調信号が指令電圧の相関値に相当する。

第１ＰＷＭ生成部４１ｅは、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１と第１キャリア信号Ｓｉｇ１との大小比較に基づくＰＷＭ処理により、第１操作信号ｇＵｐ１，ｇＵｎ１，ｇＶｐ１，ｇＶｎ１，ｇＷｐ１，ｇＷｎ１の元になる第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ１，ＧＶ１，ＧＷ１を生成して出力する。本実施形態では、第１キャリア信号Ｓｉｇ１として、中央値が０となる三角波信号を用いている。

第１ＰＷＭ生成部４１ｅは、例えばＵ相を例にして説明すると、図１４（ａ），（ｂ）に示すように、第１Ｕ相変調信号ＶＵ１が第１キャリア信号Ｓｉｇ１を上回る場合、第１Ｕ相ＰＷＭ信号ＧＵ１をＨとし、第１Ｕ相変調信号ＶＵ１が第１キャリア信号Ｓｉｇ１以下となる場合、第１Ｕ相ＰＷＭ信号ＧＵ１をＬとする。また本実施形態において、第１ＰＷＭ生成部４１ｅは、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１が０以下となる期間に渡って、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ１，ＧＶ１，ＧＷ１をＬとする。

第１操作信号生成部４１ｆは、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ１，ＧＶ１，ＧＷ１の論理反転信号を生成する。第１操作信号生成部４１ｆは、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ１，ＧＶ１，ＧＷ１のＬからＨへの切替タイミングをデッドタイムだけ遅延させることにより、上アーム側の第１操作信号ｇＵｐ１，ｇＶｐ１，ｇＷｐ１を生成する。第１操作信号生成部４１ｆは、論理反転信号のＬからＨへの切替タイミングをデッドタイムだけ遅延させることにより、下アーム側の第１操作信号ｇＵｎ１，ｇＶｎ１，ｇＷｎ１を生成する。これにより、第１インバータ回路ＩＮＶ１を構成する各スイッチの操作態様が、指令電圧のピーク値が電源電圧ＶＤＣ以下とされる場合における正弦波操作態様とされる。

第２電流変換部４２ａは、相電流検出部３３により検出された各相電流Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２、及び電気角θに基づいて、３相固定座標系における各相電流Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２を、ｄｑ座標系における第２ｄ，ｑ軸電流Ｉｄ２ｒ，Ｉｑ２ｒに変換する。

第２電流偏差算出部４２ｂは、第２ｄ軸指令電流Ｉｄ２ｔｇｔから第２ｄ軸電流Ｉｄ２ｒを減算することにより、第２ｄ軸電流偏差ΔＩｄ２を算出する。第２電流偏差算出部４２ｂは、第２ｑ軸指令電流Ｉｑ２ｔｇｔから第２ｑ軸電流Ｉｑ２ｒを減算することにより、第２ｑ軸電流偏差ΔＩｑ２を算出する。

第２指令電圧算出部４２ｃは、第２ｄ，ｑ軸電流偏差ΔＩｄ２，ΔＩｑ２に基づいて、第２ｄ，ｑ軸電流Ｉｄ２ｒ，Ｉｑ２ｒを第２ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ２ｔｇｔ，Ｉｑ２ｔｇｔに制御するために要求される第２巻線群１０ｂに対応する第２ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ２，Ｖｑ２を算出する。第２ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ２，Ｖｑ２は、第２電圧ベクトルＶｎ２のｄ，ｑ軸成分である。本実施形態では、第１電圧ベクトルＶｎ１と同様に、回転電機１０のｄｑ座標系における正のｄ軸を基準として、反時計まわりに第２電圧ベクトルＶｎ２が回転する場合の第２電圧位相δ２を正の値で定義する。ちなみに、第２ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ２，Ｖｑ２は、例えば、電圧偏差ΔＶと関係付けられて第２ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ２，Ｖｑ２が規定されたマップ情報を用いて算出されればよい。なお、第２指令電圧算出部４２ｃにおけるフィードバック制御としては、例えば比例積分制御を用いればよい。

第２変換部４２ｄは、電気角θ及び電源電圧ＶＤＣに基づいて、第２ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ２，Ｖｑ２を、３相固定座標系における第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ２，ＶＶ２，ＶＷ２に変換する。第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ２，ＶＶ２，ＶＷ２は、中央値が０であり、互いに位相が電気角で１２０°ずれた正弦波状の信号となる。また本実施形態において、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ２，ＶＶ２，ＶＷ２は、その振幅，周波数が第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１の振幅，周波数と同一とされている。

第２ＰＷＭ生成部４２ｅは、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ２，ＶＶ２，ＶＷ２と第２キャリア信号Ｓｉｇ２との大小比較に基づくＰＷＭ処理により、第２操作信号ｇＵｐ２，ｇＵｎ２，ｇＶｐ２，ｇＶｎ２，ｇＷｐ２，ｇＷｎ２の元になる第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ２，ＧＶ２，ＧＷ２を生成して出力する。本実施形態では、第２キャリア信号Ｓｉｇ２として、中央値が０となる三角波信号を用いている。本実施形態において、第２キャリア信号Ｓｉｇ２の振幅と第１キャリア信号Ｓｉｇ１の振幅とは同一とされている。

第２ＰＷＭ生成部４２ｅは、例えばＵ相を例にして説明すると、図１４（ｃ），（ｄ）に示すように、第２Ｕ相変調信号ＶＵ２が第２キャリア信号Ｓｉｇ２を上回る場合、第２Ｕ相ＰＷＭ信号ＧＵ２をＨとし、第２Ｕ相変調信号ＶＵ２が第２キャリア信号Ｓｉｇ２以下となる場合、第２Ｕ相ＰＷＭ信号ＧＵ２をＬとする。また本実施形態において、第２ＰＷＭ生成部４２ｅは、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ２，ＶＶ２，ＶＷ２が０以下となる期間に渡って、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ２，ＧＶ２，ＧＷ２をＬとする。

第２操作信号生成部４２ｆは、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ２，ＧＶ２，ＧＷ２の論理反転信号を生成する。第２操作信号生成部４２ｆは、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ２，ＧＶ２，ＧＷ２のＬからＨへの切替タイミングをデッドタイムだけ遅延させることにより、上アーム側の第２操作信号ｇＵｐ２，ｇＶｐ２，ｇＷｐ２を生成する。第２操作信号生成部４２ｆは、論理反転信号のＬからＨへの切替タイミングをデッドタイムだけ遅延させることにより、下アーム側の第２操作信号ｇＵｎ２，ｇＶｎ２，ｇＷｎ２を生成する。これにより、第２インバータ回路ＩＮＶ２を構成する各スイッチの操作態様が正弦波操作態様とされる。

電流偏差算出部４３ａは、界磁電流検出部３２により検出された界磁電流Ｉｆｒを目標界磁電流Ｉｆｔｇｔから減算することにより、電流偏差ΔＩｆを算出する。

界磁算出部４３ｂは、電流偏差ΔＩｆに基づいて、界磁巻線１１に流れる界磁電流Ｉｆｒを目標界磁電流Ｉｆｔｇｔに制御するための電圧Ｖｆを界磁巻線１１に印加する。

本実施形態では、図１４に示すように、第１キャリア信号Ｓｉｇ１の周波数である第１キャリア周波数ｆｃ２ａが、第２キャリア信号Ｓｉｇ２の周波数である第２キャリア周波数ｆｃ２ｂよりも高く設定されている。これにより、第１インバータ回路ＩＮＶ１の１電気角周期（３６０°）におけるスイッチング回数が、第２インバータ回路ＩＮＶ２の１電気角周期におけるスイッチング回数よりも多くなる。なお図１４には、Ｕ相のみの各波形の推移を示す。また、インバータ回路における変調手法としては、図１４に示す２相変調に限らず、３相変調であってもよい。

図１５に示すように、キャリア周波数ｆｃＬの低い方が、キャリア周波数ｆｃＨの高い方よりも各周波数におけるノイズレベルが低くなる傾向になる。そこで、発電時におけるキャリア周波数ｆｃ２を力行時におけるキャリア周波数ｆｃ１よりも低くする構成において、さらに発電動作時における第１インバータ回路ＩＮＶ１の第１キャリア周波数ｆｃ２ａと第２インバータ回路ＩＮＶ２の第２キャリア周波数ｆｃ２ｂとを相違させる。これにより、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２それぞれを構成するスイッチのスイッチングに伴い発生するノイズのスペクトルを分散できる。ノイズは、放射ノイズ及び伝導ノイズを含むものである。スペクトルを分散できるため、スイッチング操作に伴い発生するノイズによる悪影響を低減できる。

また、本実施形態によれば、第１インバータ回路ＩＮＶ１におけるキャリア周波数と第２インバータ回路ＩＮＶ２におけるキャリア周波数を相違させるといった簡易な構成でノイズを低減することができる。

（他の実施形態）
・第１実施形態における制御装置４０は、図４に示すように、領域Ｃをさらに３つの領域Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３に分割し、領域Ｃ１においてＰＷＭ制御を実施し、領域Ｃ２，Ｃ３において矩形波制御を実施する。これを変更し、本変形例における制御装置４０は、回転電機１０の発電時、且つ、回転電機１０の回転速度が第３閾値以上の領域（図４に示す領域Ｃ３に相当）において、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２においてＰＷＭ制御に代えて過変調パルス幅変調制御（過変調ＰＷＭ制御）を実施する。また、本変形例における制御装置４０は、領域Ｃのうち領域Ｃ１，Ｃ２に相当する領域において通常のＰＷＭ制御を実施する。また、第３閾値は、第２回転速度Ｆ２未満の値であり、回転電機１０の回転速度が第３閾値〜第２回転速度Ｆ２未満の領域において過変調ＰＷＭ制御を実施した場合に、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２において回転電機１０から出力される発電電力を交流から直流に変換可能な値に設定されている。

過変調ＰＷＭ制御とは、出力電圧の最大値が電源電圧の半分となる通常のＰＷＭ制御と異なり、出力電圧の最大値が電源電圧の２／π倍となるように複数のキャリア周期にわたってスイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１，ＳＵｐ２〜ＳＷｎ２をオンにし続ける制御のことである。図１６に示すように、過変調ＰＷＭ制御は、通常のＰＷＭ制御と比較して、電気角１周期当たりのスイッチング回数が少ない。このため、図４に示す領域Ｃ３に相当する領域において、過変調ＰＷＭ制御を実施することで、通常のＰＷＭ制御と比較して、エミッション特性が悪化することを抑制することができる。

また、制御装置４０は、図４に示す領域Ｃ２，Ｃ３に相当する領域において、過変調制御を実施するものであってもよい。また、制御装置４０は、図４に示す領域Ｃ２に相当する領域において、過変調制御を実施し、図４に示す領域Ｃ３に相当する領域において、矩形波制御を実施するものであってもよい。また、制御装置４０は、図４に示す領域Ｃ２に相当する領域において、矩形波制御を実施し、図４に示す領域Ｃ３に相当する領域において、過変調制御を実施するものであってもよい。また、制御装置４０は、図４に示す領域Ｃ３のうち回転速度が第３閾値（＞第１閾値）以上の領域において、過変調制御を実施し、回転速度が第３閾値未満の領域において、矩形波制御を実施するものであってもよい。

・第２実施形態において、制御装置４０は、回転電機１０の回転速度及びトルクが所定領域となる場合に、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の一方において、ＰＷＭ制御（正弦波ＰＷＭ制御）を実施し、他方において、過変調ＰＷＭ制御を実施するものであってもよい。同様に、制御装置４０は、回転電機１０の回転速度及びトルクが所定領域となる場合に、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の一方において、ＰＷＭ制御（正弦波ＰＷＭ制御）を実施し、他方において、矩形波制御を実施するものであってもよい。

・上記実施形態の制御装置４０は、回転電機１０の力行動作時におけるＰＷＭ制御のキャリア周波数ｆｃ１を回転電機１０の発電動作時におけるＰＷＭ制御のキャリア周波数ｆｃ２よりたかく設定する構成とした。これを変更し、制御装置４０は、力行動作及び発電動作の一方の時におけるパルス幅変調制御のキャリア周波数と比べて、力行動作及び前記発電動作の他方の時におけるキャリア周波数を低く設定するものであってもよい。

概して、回転電機１０における力行動作および発電動作の他方は一方と比べて１回の実施期間が長い。しかしながら力行動作および発電動作それぞれの実施期間の長短は車両制御に応じて変動する。そのため、上記した力行動作および発電動作の実施期間の長短関係が必ず成立するわけではない。しかしながら車両制御期間中における力行動作および発電動作それぞれの総実施期間で比較すると、力行動作および発電動作の他方は一方と比べて実施期間が長い、ということができる。

これに対して本変形例の制御装置４０は、力行動作および発電動作の一方の時におけるＰＷＭ制御のキャリア周波数と比べて、力行動作および発電動作の他方の時におけるキャリア周波数を低く設定する。これにより、実施期間の長い動作時におけるキャリア周波数が低くなる。そのため、エミッション特性が悪化する期間が短くなる。

・図４に示す領域Ｃの全部において、ＰＷＭ制御を実施する構成としてもよい。また、領域Ｃのうち領域Ｃ１，Ｃ２においてＰＷＭ制御を実施し、領域Ｃ３において矩形波制御を実施する構成としてもよい。

・界磁回路３６において、界磁巻線１１に対して並列接続される還流ダイオードを設ける構成としてもよい。当該還流ダイオードは、界磁回路３６を構成するスイッチＳＷ１〜ＳＷ４が全てオフ状態とされた場合に、界磁巻線１１に流れる電流が当該還流ダイオードの順方向に流れるように設けるとよい。同様に、界磁回路３６Ａに対し、界磁巻線１１に対して並列接続される還流ダイオードを設ける構成としてもよい。

・界磁回路３６において、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のいずれか一つをダイオードに代えてもよい。また、スイッチＳＷ２及びスイッチＳＷ３、又は、スイッチＳＷ１及びスイッチＳＷ４をダイオードに代えてもよい。スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のいずれかをダイオードに代える際、そのダイオードは、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のボディダイオードＤ１〜Ｄ４（図２）のそれぞれと同じ方向に接続されるとよい。また、界磁回路３６Ａにおいて、スイッチＳＷ２Ａをダイオードに代えてもよい。

・界磁巻線１１に代えて、永久磁石を用いてもよい。即ち、回転電機は、永久磁石型同期回転電機であってもよい。また、回転電機は、２重巻線に代えて、１重巻線を備えていてもよい。回転電機が１重巻線を備える構成の場合、２つのインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２のうち一方を省略するとよい。また、２重巻線に代えて、３重以上の巻線を備えていてもよい。また、３相巻線に代えて、２相巻線、又は、４相以上の巻線を備えていてもよい。

・制御装置４０によるインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２におけるスペクトル拡散の少なくとも一方を省略する構成としてもよい。また、界磁回路３６におけるスペクトル拡散を省略する構成としてもよい。

１０…回転電機、２２…バッテリ、２３…電気負荷、４０…制御装置、ＩＮＶ１…第１インバータ回路、ＩＮＶ２…第２インバータ回路。

Claims (12)

1. 力行動作及び発電動作が可能な回転電機（１０）の制御装置（４０）であって、
   前記力行動作時において、直流電源（２２）から供給される直流電力を交流電力に変換し前記回転電機に出力するとともに、前記発電動作時において、前記回転電機から供給される交流電力を直流電力に変換し前記直流電源側に出力するインバータ回路（ＩＮＶ１，ＩＮＶ２）において、パルス幅変調制御を実施し、
   前記直流電源には、前記インバータ回路及び前記回転電機それぞれとは異なる電気負荷（２３）が接続され、
   前記力行動作時における前記パルス幅変調制御のキャリア周波数を、前記発電動作時における前記キャリア周波数より高く設定する回転電機の制御装置。
2. 前記回転電機は、前記力行動作と比べて前記発電動作が長い期間実施される請求項１に記載の回転電機の制御装置。
3. 前記回転電機は、アイドリングストップ制御が実施される車両に適用されるものであって、アイドリングストップによるエンジン（２０）の自動停止後の前記エンジンの再始動時、又は前記エンジンの出力を補助するアシスト動作時に前記力行動作を実施し、前記電気負荷への電力供給時、又は前記直流電源としての二次電池の充電時に前記発電動作を実施する請求項２に記載の回転電機の制御装置。
4. 前記力行動作時及び前記発電動作時の少なくとも一方における前記パルス幅変調制御において、所定周波数領域でスペクトル拡散を実施する請求項１乃至３のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
5. 前記回転電機は、界磁巻線（１１）を備える巻線界磁型回転電機であって、
   前記界磁巻線に電力を供給する界磁回路（３６）のスイッチング周波数と、前記キャリア周波数とを異なる値に設定する請求項１乃至４のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
6. 前記発電動作時における前記キャリア周波数を前記界磁回路のスイッチング周波数より高く設定する請求項５に記載の回転電機の制御装置。
7. 前記力行動作時における前記パルス幅変調制御において、第１周波数領域でスペクトル拡散を実施し、前記発電動作時における前記パルス幅変調制御において、第２周波数領域でスペクトル拡散を実施し、前記界磁回路のスイッチング周波数を前記第１周波数領域及び前記第２周波数領域とは異なる値に設定する請求項５又は６に記載の回転電機の制御装置。
8. 前記回転電機の発電時において、前記回転電機の回転速度が所定の第１閾値以上になった場合に、前記インバータ回路において前記パルス幅変調制御に代えて矩形波制御を実施する請求項１乃至７のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
9. 前記回転電機の発電時において、前記回転速度が前記第１閾値より低い領域において、前記回転電機から出力される発電電流が所定の第２閾値未満の場合、前記パルス幅変調制御に代えて前記矩形波制御を実施する請求項８に記載の回転電機の制御装置。
10. 前記回転電機の発電時において、前記回転電機の回転速度が所定の第３閾値以上になった場合に、前記インバータ回路において前記パルス幅変調制御に代えて過変調パルス幅変調制御を実施する請求項１乃至９のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
11. 前記回転電機は、ステータ（１３）に巻回された複数の巻線群（１０ａ，１０ｂ）を有する多重巻線回転電機であって、
    前記インバータ回路は、スイッチ（ＳＵｐ１〜ＳＷｎ１，ＳＵｐ２〜ＳＷｎ２）を有して、かつ、前記複数の巻線群それぞれに対応して個別に設けられ、前記スイッチのスイッチング操作により対応する前記巻線群との間で電力伝達を行い、
    前記回転電機の１電気角周期あたりの前記スイッチのスイッチング回数を複数の前記インバータ回路で互いに相違させるように、複数の前記インバータ回路を構成する前記スイッチの操作態様を設定し、その設定された操作態様に基づいて、前記インバータ回路をそれぞれ構成する前記スイッチを操作する請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
12. 請求項１乃至１１のいずれか１項に記載の前記回転電機の制御装置、前記回転電機、及び、前記インバータ回路を備える回転電機システム。

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