JP2018098872A - Controller for rotary electric machine and rotary electric machine system - Google Patents

Controller for rotary electric machine and rotary electric machine system Download PDF

Info

Publication number
JP2018098872A
JP2018098872A JP2016240131A JP2016240131A JP2018098872A JP 2018098872 A JP2018098872 A JP 2018098872A JP 2016240131 A JP2016240131 A JP 2016240131A JP 2016240131 A JP2016240131 A JP 2016240131A JP 2018098872 A JP2018098872 A JP 2018098872A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
rotating electrical
electrical machine
power
control
during
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
JP2016240131A
Other languages
Japanese (ja)
Inventor
和敏 塩見
Kazutoshi Shiomi
和敏 塩見
洋 稲村
Hiroshi Inamura
洋 稲村
中山　英明
Hideaki Nakayama
英明 中山
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Denso Corp
Original Assignee
Denso Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Denso Corp filed Critical Denso Corp
Priority to JP2016240131A priority Critical patent/JP2018098872A/en
Priority to PCT/JP2017/042121 priority patent/WO2018110242A1/en
Publication of JP2018098872A publication Critical patent/JP2018098872A/en
Ceased legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60K—ARRANGEMENT OR MOUNTING OF PROPULSION UNITS OR OF TRANSMISSIONS IN VEHICLES; ARRANGEMENT OR MOUNTING OF PLURAL DIVERSE PRIME-MOVERS IN VEHICLES; AUXILIARY DRIVES FOR VEHICLES; INSTRUMENTATION OR DASHBOARDS FOR VEHICLES; ARRANGEMENTS IN CONNECTION WITH COOLING, AIR INTAKE, GAS EXHAUST OR FUEL SUPPLY OF PROPULSION UNITS IN VEHICLES
    • B60K6/00—Arrangement or mounting of plural diverse prime-movers for mutual or common propulsion, e.g. hybrid propulsion systems comprising electric motors and internal combustion engines ; Control systems therefor, i.e. systems controlling two or more prime movers, or controlling one of these prime movers and any of the transmission, drive or drive units Informative references: mechanical gearings with secondary electric drive F16H3/72; arrangements for handling mechanical energy structurally associated with the dynamo-electric machine H02K7/00; machines comprising structurally interrelated motor and generator parts H02K51/00; dynamo-electric machines not otherwise provided for in H02K see H02K99/00
    • B60K6/20—Arrangement or mounting of plural diverse prime-movers for mutual or common propulsion, e.g. hybrid propulsion systems comprising electric motors and internal combustion engines ; Control systems therefor, i.e. systems controlling two or more prime movers, or controlling one of these prime movers and any of the transmission, drive or drive units Informative references: mechanical gearings with secondary electric drive F16H3/72; arrangements for handling mechanical energy structurally associated with the dynamo-electric machine H02K7/00; machines comprising structurally interrelated motor and generator parts H02K51/00; dynamo-electric machines not otherwise provided for in H02K see H02K99/00 the prime-movers consisting of electric motors and internal combustion engines, e.g. HEVs
    • B60K6/22—Arrangement or mounting of plural diverse prime-movers for mutual or common propulsion, e.g. hybrid propulsion systems comprising electric motors and internal combustion engines ; Control systems therefor, i.e. systems controlling two or more prime movers, or controlling one of these prime movers and any of the transmission, drive or drive units Informative references: mechanical gearings with secondary electric drive F16H3/72; arrangements for handling mechanical energy structurally associated with the dynamo-electric machine H02K7/00; machines comprising structurally interrelated motor and generator parts H02K51/00; dynamo-electric machines not otherwise provided for in H02K see H02K99/00 the prime-movers consisting of electric motors and internal combustion engines, e.g. HEVs characterised by apparatus, components or means specially adapted for HEVs
    • B60K6/26—Arrangement or mounting of plural diverse prime-movers for mutual or common propulsion, e.g. hybrid propulsion systems comprising electric motors and internal combustion engines ; Control systems therefor, i.e. systems controlling two or more prime movers, or controlling one of these prime movers and any of the transmission, drive or drive units Informative references: mechanical gearings with secondary electric drive F16H3/72; arrangements for handling mechanical energy structurally associated with the dynamo-electric machine H02K7/00; machines comprising structurally interrelated motor and generator parts H02K51/00; dynamo-electric machines not otherwise provided for in H02K see H02K99/00 the prime-movers consisting of electric motors and internal combustion engines, e.g. HEVs characterised by apparatus, components or means specially adapted for HEVs characterised by the motors or the generators
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L7/00—Electrodynamic brake systems for vehicles in general
    • B60L7/10—Dynamic electric regenerative braking
    • B60L7/14—Dynamic electric regenerative braking for vehicles propelled by ac motors
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L9/00—Electric propulsion with power supply external to the vehicle
    • B60L9/16—Electric propulsion with power supply external to the vehicle using ac induction motors
    • B60L9/18—Electric propulsion with power supply external to the vehicle using ac induction motors fed from dc supply lines
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60W—CONJOINT CONTROL OF VEHICLE SUB-UNITS OF DIFFERENT TYPE OR DIFFERENT FUNCTION; CONTROL SYSTEMS SPECIALLY ADAPTED FOR HYBRID VEHICLES; ROAD VEHICLE DRIVE CONTROL SYSTEMS FOR PURPOSES NOT RELATED TO THE CONTROL OF A PARTICULAR SUB-UNIT
    • B60W10/00—Conjoint control of vehicle sub-units of different type or different function
    • B60W10/04—Conjoint control of vehicle sub-units of different type or different function including control of propulsion units
    • B60W10/08—Conjoint control of vehicle sub-units of different type or different function including control of propulsion units including control of electric propulsion units, e.g. motors or generators
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60W—CONJOINT CONTROL OF VEHICLE SUB-UNITS OF DIFFERENT TYPE OR DIFFERENT FUNCTION; CONTROL SYSTEMS SPECIALLY ADAPTED FOR HYBRID VEHICLES; ROAD VEHICLE DRIVE CONTROL SYSTEMS FOR PURPOSES NOT RELATED TO THE CONTROL OF A PARTICULAR SUB-UNIT
    • B60W20/00—Control systems specially adapted for hybrid vehicles
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/16—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the circuit arrangement or by the kind of wiring
    • H02P25/22—Multiple windings; Windings for more than three phases
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/72—Electric energy management in electromobility

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Transportation (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Combustion & Propulsion (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Life Sciences & Earth Sciences (AREA)
  • Sustainable Development (AREA)
  • Sustainable Energy (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Control Of Eletrric Generators (AREA)
  • Hybrid Electric Vehicles (AREA)
  • Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To suppress deterioration of power conversion efficiency while suppressing variations in input voltage of an electrical load to which electric power is supplied from a DC source at the time of power running operation of a rotary electric machine.SOLUTION: With a controller 40 of a rotary electric machine 10 capable of performing power running operation and power generation operation, inverter circuits INV1, INV2 convert DC power supplied from a battery 22 into AC power to output it to the rotary electric machine 10 during power running operation, and during power generation operation, convert AC power supplied from the rotary electric machine 10 into DC power to output it to a DC power source side to perform pulse width modulation control. To the DC power source, an electric load 23 is connected which is different from each of the inverter circuits INV1, INV2 and the rotary electric machine 10. A carrier frequency of the pulse width modulation control during the power running operation is set higher than a carrier frequency during the power generation operation.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

力行動作及び発電動作が可能な回転電機を制御する回転電機の制御装置に関する。   The present invention relates to a control device for a rotating electrical machine that controls a rotating electrical machine capable of a power running operation and a power generation operation.

特許文献１では、力行動作及び発電動作が可能な回転電機が開示されている。さらに、特許文献１では、回転電機の入出力電力を変換するインバータ回路において、発電動作時におけるパルス幅変調（PWM: Pulse Width Modulation）制御のキャリア周波数を変更し、発電される電力を抑制する構成が開示されている。   Patent Document 1 discloses a rotating electrical machine capable of a power running operation and a power generation operation. Further, in Patent Document 1, in an inverter circuit that converts input / output power of a rotating electrical machine, a configuration that suppresses generated power by changing a carrier frequency for pulse width modulation (PWM) control during power generation operation. Is disclosed.

特開２０１０−２３３４０２号公報JP 2010-233402 A

力行動作及び発電動作が可能な回転電機の入出力電力を変換するインバータ回路において、ＰＷＭ制御を実施すると、インバータ回路より直流電源側の電圧がキャリア周波数で脈動する。このため、回転電機及びインバータ回路それぞれとは異なる直流電源から電力を供給されている電気負荷が存在する場合、当該電気負荷の入力電圧がキャリア周波数で脈動する。さらに、回転電機の力行動作時には、直流電源から回転電機及びインバータ回路に向かって電流が流れるため、直流電源の出力電圧が低下する。   When PWM control is performed in an inverter circuit that converts input / output power of a rotating electrical machine that can perform a power running operation and a power generation operation, the voltage on the DC power supply side from the inverter circuit pulsates at the carrier frequency. For this reason, when there is an electrical load supplied with power from a DC power supply different from that of the rotating electrical machine and the inverter circuit, the input voltage of the electrical load pulsates at the carrier frequency. Further, during the power running operation of the rotating electrical machine, current flows from the DC power source toward the rotating electrical machine and the inverter circuit, so that the output voltage of the DC power source decreases.

回転電機の力行動作時において、インバータ回路のＰＷＭ制御に伴う直流電源の出力電圧の脈動と、直流電源から回転電機及びインバータ回路への放電による直流電源の電圧降下とが重畳する。その結果、電気負荷の入力電圧が変動し、電気負荷の動作が不安定になることが懸念される。電気負荷の入力電圧の脈動は、容量成分（例えば、平滑コンデンサ）によって低減することが可能な一方、脈動の周波数が低いほど大きい容量成分が必要となり、体格や部品点数の増加などの問題が生じる。つまり、回転電機の力行動作時には、ＰＷＭ制御のキャリア周波数が高いことが望まれる。しかしながら、キャリア周波数を高くすると、インバータ回路においてスイッチング素子がオンオフされる回数が多くなり、その結果スイッチング損失が増加し、電力変換効率が悪化する。   During the power running operation of the rotating electrical machine, the pulsation of the output voltage of the DC power supply accompanying PWM control of the inverter circuit and the voltage drop of the DC power supply due to the discharge from the DC power supply to the rotating electrical machine and the inverter circuit are superimposed. As a result, there is a concern that the input voltage of the electric load varies and the operation of the electric load becomes unstable. While the pulsation of the input voltage of the electrical load can be reduced by a capacitive component (for example, a smoothing capacitor), the lower the pulsation frequency, the larger the capacitive component is required, causing problems such as an increase in physique and number of parts. . That is, it is desired that the carrier frequency of PWM control is high during the power running operation of the rotating electrical machine. However, when the carrier frequency is increased, the number of times the switching element is turned on / off in the inverter circuit increases, resulting in an increase in switching loss and deterioration in power conversion efficiency.

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、回転電機の力行動作時において直流電源から電力を供給される電気負荷の入力電圧の変動を抑制しつつ、電力変換効率の悪化を抑制することを主たる目的とする。   The present invention has been made in view of the above-described problem, and suppresses deterioration in power conversion efficiency while suppressing fluctuations in the input voltage of an electric load supplied with power from a DC power source during powering operation of the rotating electrical machine. The main purpose.

第１の構成は、力行動作及び発電動作が可能な回転電機（１０）の制御装置（４０）であって、前記力行動作時において、直流電源（２２）から供給される直流電力を交流電力に変換し前記回転電機に出力するとともに、前記発電動作時において、前記回転電機から供給される交流電力を直流電力に変換し前記直流電源側に出力するインバータ回路（ＩＮＶ１，ＩＮＶ２）において、パルス幅変調制御を実施し、前記直流電源には、前記インバータ回路及び前記回転電機それぞれとは異なる電気負荷（２３）が接続され、前記力行動作時における前記パルス幅変調制御のキャリア周波数を、前記発電動作時における前記キャリア周波数より高く設定する。   A first configuration is a control device (40) for a rotating electrical machine (10) capable of a power running operation and a power generation operation, and in the power running operation, the DC power supplied from the DC power source (22) is changed to AC power. In the inverter circuit (INV1, INV2) that converts the AC power supplied from the rotating electrical machine into DC power and outputs it to the DC power source side during the power generation operation, the pulse width modulation is performed. The DC power supply is connected to an electric load (23) different from each of the inverter circuit and the rotating electrical machine, and the carrier frequency of the pulse width modulation control during the power running operation is set to the DC power source during the power generation operation. Is set higher than the carrier frequency.

回転電機の発電動作時には、回転電機及びインバータ回路から直流電源に向かって電流が流れるため、直流電源の出力電圧が上昇する。このため、ＰＷＭ制御によって電気負荷の入力電圧がキャリア周波数で脈動したとしても、電気負荷の入力電圧の変動による影響は小さい。そこで、本構成では、回転電機の力行動作時におけるキャリア周波数を、回転電機の発電動作時におけるキャリア周波数より高く設定する。当該構成により、回転電機の力行動作時において、電気負荷の容量成分が比較的小さい場合であっても、電気負荷に供給される電圧が安定化し、直流電源から電力を供給される電気負荷の入力電圧の変動を抑制できる。また、回転電機の発電動作時において、キャリア周波数が高いことに起因する電力変換効率の悪化を抑制することができる。   During the power generation operation of the rotating electrical machine, current flows from the rotating electrical machine and the inverter circuit toward the DC power supply, and thus the output voltage of the DC power supply increases. For this reason, even if the input voltage of the electric load pulsates at the carrier frequency by PWM control, the influence due to the fluctuation of the input voltage of the electric load is small. Therefore, in this configuration, the carrier frequency during the power running operation of the rotating electrical machine is set higher than the carrier frequency during the power generating operation of the rotating electrical machine. With this configuration, even when the capacity component of the electrical load is relatively small during the power running operation of the rotating electrical machine, the voltage supplied to the electrical load is stabilized and the input of the electrical load supplied with power from the DC power source Voltage fluctuation can be suppressed. Further, it is possible to suppress the deterioration of the power conversion efficiency due to the high carrier frequency during the power generation operation of the rotating electrical machine.

第２の構成は、第１の構成において、前記回転電機は、前記力行動作と比べて前記発電動作が長い期間実施される。   According to a second configuration, in the first configuration, the rotating electrical machine is implemented for a period in which the power generation operation is longer than the power running operation.

キャリア周波数を高くすると、キャリア周波数の高調波成分が高周波数側に変化し、エミッション特性（伝導妨害特性や、放射妨害特性など）が悪化する。本構成の回転電機は、力行動作と比べて発電動作が長い期間実施される。そして、発電動作時におけるキャリア周波数が、力行動作時と比較して低く設定されているため、エミッション特性が悪化する期間を短くすることができる。   When the carrier frequency is increased, the harmonic component of the carrier frequency changes to the high frequency side, and the emission characteristics (conduction interference characteristics, radiation interference characteristics, etc.) deteriorate. In the rotating electrical machine of this configuration, the power generation operation is performed for a longer period than the power running operation. And since the carrier frequency at the time of a power generation operation is set low compared with the time of a power running operation, the period when an emission characteristic deteriorates can be shortened.

第３の構成は、第２の構成において、前記回転電機は、アイドリングストップ制御が実施される車両に適用されるものであって、アイドリングストップによるエンジン（２０）の自動停止後の前記エンジンの再始動時、又は前記エンジンの出力を補助するアシスト動作時に前記力行動作を実施し、前記電気負荷への電力供給時、又は前記直流電源としての二次電池の充電時に前記発電動作を実施する。   According to a third configuration, in the second configuration, the rotating electrical machine is applied to a vehicle on which idling stop control is performed, and the engine is restarted after the engine (20) is automatically stopped by the idling stop. The power running operation is performed at the time of start-up or an assist operation that assists the output of the engine, and the power generation operation is performed at the time of supplying power to the electric load or charging a secondary battery as the DC power source.

回転電機は、アイドリングストップによるエンジンの自動停止後のエンジンの再始動時、又はエンジンの出力を補助するアシスト動作時に力行動作を実施し、電気負荷への電力供給時、又は直流電源としての二次電池の充電時に発電動作を実施する。アイドリングストップ再始動時に実施される力行動作は、発電動作と比較して極めて短い時間実施される。つまり、アイドリングストップ制御が実施される車両に適用される回転電機は、力行動作と比べて発電動作が長い期間実施されるものであり、当該回転電機において、発電動作時におけるキャリア周波数を、力行動作時と比較して低く設定することで、エミッション特性が悪化する期間を短くすることができる。また、力行動作の実施期間より長い発電動作の実施期間において、電力変換効率の悪化を抑制することができ、全体的な電力変換効率の悪化を抑制することができる。   The rotating electrical machine performs a power running operation when the engine is restarted after the engine is automatically stopped due to idling stop, or during an assist operation that assists the output of the engine. Power generation operation is performed when the battery is charged. The power running operation performed at the time of idling stop restart is performed for a very short time compared to the power generation operation. In other words, a rotating electrical machine applied to a vehicle on which idling stop control is performed is performed for a period of time during which the power generation operation is longer than the power running operation. In the rotating electrical machine, the carrier frequency during the power generation operation is set to the power running operation. By setting it lower than the time, the period during which the emission characteristics deteriorate can be shortened. Moreover, in the implementation period of the power generation operation longer than the implementation period of the power running operation, the deterioration of the power conversion efficiency can be suppressed, and the deterioration of the overall power conversion efficiency can be suppressed.

第４の構成は、第１乃至第３の構成のいずれかにおいて、前記力行動作時及び前記発電動作時の少なくとも一方における前記パルス幅変調制御において、所定周波数領域でスペクトル拡散を実施する。   In a fourth configuration, in any one of the first to third configurations, spectrum spreading is performed in a predetermined frequency region in the pulse width modulation control in at least one of the power running operation and the power generation operation.

ＰＷＭ制御において、スペクトル拡散を実施することで、エミッション特性の悪化を抑制することができる。   In the PWM control, it is possible to suppress the deterioration of the emission characteristics by performing spectrum spreading.

第５の構成は、第１乃至第４の構成のいずれかにおいて、前記回転電機は、界磁巻線（１１）を備える巻線界磁型回転電機であって、前記界磁巻線に電力を供給する界磁回路（３６）のスイッチング周波数と、前記キャリア周波数とを異なる値に設定する。   A fifth configuration is any one of the first to fourth configurations, wherein the rotating electrical machine is a wound field type rotating electrical machine including a field winding (11), and power is supplied to the field winding. The switching frequency of the field circuit (36) for supplying the carrier frequency and the carrier frequency are set to different values.

界磁回路のスイッチング周波数とＰＷＭ制御のキャリア周波数とを異なる値にする。これにより、界磁回路のスイッチングによる伝導妨害や放射妨害と、インバータ回路のスイッチングによる伝導妨害や放射妨害とが重畳することを抑制することができ、エミッション特性が悪化することを抑制することができる。   The switching frequency of the field circuit and the carrier frequency of PWM control are set to different values. Thereby, it can suppress that the conduction disturbance and radiation interference by switching of a field circuit, and the conduction interference and radiation interference by switching of an inverter circuit can be suppressed, and it can suppress that an emission characteristic deteriorates. .

第６の構成は、第５の構成において、前記発電動作時における前記キャリア周波数を前記界磁回路のスイッチング周波数より高く設定する。   A sixth configuration is the fifth configuration, in which the carrier frequency during the power generation operation is set higher than the switching frequency of the field circuit.

一般的に、界磁巻線を含む回路は、回転電機（電機子巻線）を含む回路と比較して、時定数が大きく、スイッチング周波数を低周波数化しても電流変動が小さい。そこで、界磁回路のスイッチング周波数をキャリア周波数と異なる値に設定する構成において、キャリア周波数を界磁回路のスイッチング周波数より高く設定する。当該設定により、電機子巻線における電流変動を抑制することで、回転電機の出力トルクの変動を抑制しつつ、エミッション特性が悪化することを抑制することができる。   In general, a circuit including a field winding has a larger time constant than a circuit including a rotating electric machine (armature winding), and current fluctuation is small even when the switching frequency is lowered. Therefore, in the configuration in which the switching frequency of the field circuit is set to a value different from the carrier frequency, the carrier frequency is set higher than the switching frequency of the field circuit. By suppressing the current fluctuation in the armature winding by this setting, it is possible to suppress the deterioration of the emission characteristics while suppressing the fluctuation of the output torque of the rotating electric machine.

第７の構成は、第５又は第６の構成において、前記力行動作時における前記パルス幅変調制御において、第１周波数領域でスペクトル拡散を実施し、前記発電動作時における前記パルス幅変調制御において、第２周波数領域でスペクトル拡散を実施し、前記界磁回路のスイッチング周波数を前記第１周波数領域及び前記第２周波数領域とは異なる値に設定する。   In the fifth configuration, in the fifth or sixth configuration, in the pulse width modulation control during the power running operation, spectrum spreading is performed in the first frequency region, and in the pulse width modulation control during the power generation operation, Spread spectrum is performed in the second frequency region, and the switching frequency of the field circuit is set to a value different from that of the first frequency region and the second frequency region.

ＰＷＭ制御において、スペクトル拡散を実施し、さらに、スペクトル拡散を実施する周波数領域である第１周波数領域及び第２周波数領域と界磁回路のスイッチング周波数とを異ならせる。これにより、界磁回路のスイッチングによる伝導妨害や放射妨害と、インバータ回路のスイッチングによる伝導妨害や放射妨害とが重畳することを抑制することができ、エミッション特性が悪化することを抑制することができる。   In the PWM control, spectrum spreading is performed, and the first frequency region and the second frequency region, which are frequency regions for performing the spectrum spreading, and the switching frequency of the field circuit are made different. Thereby, it can suppress that the conduction disturbance and radiation interference by switching of a field circuit, and the conduction interference and radiation interference by switching of an inverter circuit can be suppressed, and it can suppress that an emission characteristic deteriorates. .

第８の構成は、第１乃至第７の構成のいずれかにおいて、前記回転電機の発電時において、前記回転電機の回転速度が所定の第１閾値以上になった場合に、前記インバータ回路において前記パルス幅変調制御に代えて矩形波制御を実施する。   In an eighth configuration according to any one of the first to seventh configurations, in the inverter circuit, when the rotational speed of the rotating electrical machine is equal to or higher than a predetermined first threshold during power generation of the rotating electrical machine, Instead of pulse width modulation control, rectangular wave control is performed.

矩形波制御は、ＰＷＭ制御と比較して、電気角１周期当たりのスイッチング回数が少ない。このため、回転速度が第２閾値以上の領域において矩形波制御を実施することで、ＰＷＭ制御と比較して、エミッション特性が悪化することを抑制することができる。   In the rectangular wave control, the number of times of switching per electrical angle cycle is smaller than in the PWM control. For this reason, it can suppress that an emission characteristic deteriorates compared with PWM control by implementing rectangular wave control in the area | region where a rotational speed is more than a 2nd threshold value.

第９の構成は、第８の構成において、前記回転電機の発電時において、前記回転速度が前記第１閾値より低い領域において、前記回転電機から出力される発電電流が所定の第２閾値未満の場合、前記パルス幅変調制御に代えて前記矩形波制御を実施する。   According to a ninth configuration, in the eighth configuration, when the rotating electrical machine generates power, the generated current output from the rotating electrical machine is less than a predetermined second threshold in a region where the rotational speed is lower than the first threshold. In this case, the rectangular wave control is performed instead of the pulse width modulation control.

矩形波制御は、ＰＷＭ制御と比較して、出力可能な電流量が小さい一方で、エミッション特性の悪化を抑制することができる。そこで、回転速度が第２閾値以上の領域に加え、発電電流が所定の閾値以下の領域においても、ＰＷＭ制御に代えて矩形波制御を実施することで、エミッション特性の悪化を抑制することができる。   In the rectangular wave control, the amount of current that can be output is small as compared with the PWM control, but deterioration of the emission characteristics can be suppressed. Therefore, in addition to the region where the rotation speed is equal to or higher than the second threshold value, and also in the region where the generated current is equal to or lower than the predetermined threshold value, the deterioration of the emission characteristics can be suppressed by performing the rectangular wave control instead of the PWM control. .

第１０の構成は、第１乃至第９の構成のいずれかにおいて、前記回転電機の発電時において、前記回転電機の回転速度が所定の第３閾値以上になった場合に、前記インバータ回路において前記パルス幅変調制御に代えて過変調パルス幅変調制御を実施する。   In a tenth configuration according to any one of the first to ninth configurations, in the inverter circuit, when the rotational speed of the rotating electrical machine is equal to or higher than a predetermined third threshold during power generation of the rotating electrical machine, Instead of the pulse width modulation control, overmodulation pulse width modulation control is performed.

過変調制御は、ＰＷＭ制御と比較して、電気角１周期当たりのスイッチング回数が少ない。このため、回転速度が所定の閾値以上の領域において過変調制御を実施することで、ＰＷＭ制御と比較して、エミッション特性が悪化することを抑制することができる。   Overmodulation control has fewer switching times per cycle of electrical angle than PWM control. For this reason, by performing overmodulation control in a region where the rotational speed is equal to or higher than a predetermined threshold, it is possible to suppress deterioration of emission characteristics as compared with PWM control.

第１１の構成は、第１乃至第１０の構成のいずれかにおいて、前記回転電機は、ステータ（１３）に巻回された複数の巻線群（１０ａ，１０ｂ）を有する多重巻線回転電機であって、前記インバータ回路は、スイッチ（ＳＵｐ１〜ＳＷｎ１，ＳＵｐ２〜ＳＷｎ２）を有して、かつ、前記複数の巻線群それぞれに対応して個別に設けられ、前記スイッチのスイッチング操作により対応する前記巻線群との間で電力伝達を行い、前記回転電機の１電気角周期あたりの前記スイッチのスイッチング回数を複数の前記インバータ回路で互いに相違させるように、複数の前記インバータ回路を構成する前記スイッチの操作態様を設定し、その設定された操作態様に基づいて、前記インバータ回路をそれぞれ構成する前記スイッチを操作する。   An eleventh configuration according to any one of the first to tenth configurations, wherein the rotary electric machine is a multi-winding rotary electric machine having a plurality of winding groups (10a, 10b) wound around a stator (13). The inverter circuit includes switches (SUp1 to SWn1, SUp2 to SWn2) and is provided individually corresponding to each of the plurality of winding groups, and corresponds to the switching operation of the switches. The switches constituting the plurality of inverter circuits so that power is transmitted to and from the winding group, and the number of switching times of the switches per electrical angular cycle of the rotating electrical machine is made different between the plurality of inverter circuits. The operation mode is set, and the switches constituting the inverter circuits are operated based on the set operation mode.

上記構成では、スイッチを有してかつ複数の巻線群それぞれに対応して個別に設けられたインバータ回路を備えている。各インバータ回路は、スイッチのスイッチング操作により、自身に対応する巻線群との間で電力伝達を行う。そして第１の発明では、回転電機の１電気角周期あたりのスイッチのスイッチング回数を各インバータ回路で互いに相違させるように、各インバータ回路を構成するスイッチの操作態様が設定される。そして設定された操作態様に基づいて、各電力変換器を構成するスイッチが操作される。各インバータ回路のスイッチング回数を相違させることにより、スイッチングに伴い発生するノイズのスペクトルを分散できる。これにより、スイッチング操作に伴い発生するノイズを低減することができる。   In the above configuration, an inverter circuit having a switch and provided individually corresponding to each of the plurality of winding groups is provided. Each inverter circuit transmits power to and from the winding group corresponding to itself by switching operation of the switch. In the first aspect of the invention, the operation mode of the switches constituting each inverter circuit is set so that the switching frequency of the switch per electrical angle cycle of the rotating electrical machine is different between the inverter circuits. And the switch which comprises each power converter is operated based on the set operation mode. By making the switching frequency of each inverter circuit different, it is possible to disperse the spectrum of noise generated by switching. Thereby, the noise which generate | occur | produces with switching operation can be reduced.

第１２の構成は、第１乃至第１１の構成のいずれかに記載の前記回転電機の制御装置、前記回転電機、及び、前記インバータ回路を備える回転電機システムである。第１乃至第１０のいずれかに記載の回転電機の制御装置は、具体的には、回転電機及びインバータ回路を備える回転電機システムに適用される。   A twelfth configuration is a rotary electric machine system including the control device for the rotary electric machine according to any one of the first to eleventh configurations, the rotary electric machine, and the inverter circuit. Specifically, the control device for a rotating electrical machine according to any one of the first to tenth embodiments is applied to a rotating electrical machine system including a rotating electrical machine and an inverter circuit.

本実施形態の電気的構成図。The electrical block diagram of this embodiment. フルブリッジ型の界磁回路を表す回路図。The circuit diagram showing a full bridge type field circuit. ハーフブリッジ型の界磁回路を表す回路図。The circuit diagram showing a half bridge type field circuit. トルク及び回転速度に応じた回転電機の制御を表す図。The figure showing control of the rotary electric machine according to a torque and rotational speed. 力行時におけるＰＷＭ制御を表すタイミングチャート。The timing chart showing the PWM control at the time of power running. 発電時におけるＰＷＭ制御を表すタイミングチャート。The timing chart showing the PWM control at the time of electric power generation. 界磁回路におけるスイッチング制御を表すタイミングチャート。The timing chart showing the switching control in a field circuit. 各制御における周波数設定を表す図。The figure showing the frequency setting in each control. 矩形波制御を表すタイミングチャート。The timing chart showing rectangular wave control. キャリア周波数を変化させた場合の伝導妨害特性を表す図。The figure showing the conduction disturbance characteristic at the time of changing a carrier frequency. ＰＷＭ制御及び矩形波制御のそれぞれにおける伝導妨害特性を表す図。The figure showing the conduction disturbance characteristic in each of PWM control and rectangular wave control. 第２実施形態の制御装置の処理を示すブロック図。The block diagram which shows the process of the control apparatus of 2nd Embodiment. 電圧ベクトルを示す図。The figure which shows a voltage vector. キャリア信号及びＰＷＭ信号の推移を示すタイムチャート。The time chart which shows transition of a carrier signal and a PWM signal. ノイズ低減効果を示す図。The figure which shows the noise reduction effect. 過変調制御を表すタイミングチャート。The timing chart showing overmodulation control.

（第１実施形態）
以下、エンジンを備える車両に対し、「回転電機の制御装置」及び「回転電機システム」を適用した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。 (First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment in which a “rotary electric machine control device” and a “rotating electric machine system” are applied to a vehicle including an engine will be described with reference to the drawings.

図１に示すように、回転電機１０は、多相多重巻線を有する巻線界磁型回転電機であり、具体的には、３相２重巻線を有する巻線界磁型同期回転電機（６相回転電機）である。本実施形態では、回転電機１０として、スタータ及びオルタネータ（発電機）の機能を統合したＩＳＧ（Integrated Starter Generator）を想定している。   As shown in FIG. 1, a rotating electrical machine 10 is a wound field type rotating electrical machine having a multiphase multiple winding, and more specifically, a wound field type synchronous rotating electrical machine having a three-phase double winding. (6-phase rotating electrical machine). In the present embodiment, an ISG (Integrated Starter Generator) that integrates the functions of a starter and an alternator (generator) is assumed as the rotating electrical machine 10.

本実施形態の回転電機１０は、所定の自動停止条件が成立する場合にエンジン２０を自動停止させ、その後、所定の再始動条件が成立する場合にエンジン２０を自動的に再始動させるアイドリングストップ機能を実行する場合にも、スタータとして機能する。なお、回転電機１０は、エンジン２０の初回の始動時にスタータとして機能するものであってもよい。   The rotating electrical machine 10 of this embodiment automatically stops the engine 20 when a predetermined automatic stop condition is satisfied, and then automatically restarts the engine 20 when a predetermined restart condition is satisfied. It also functions as a starter. The rotating electrical machine 10 may function as a starter when the engine 20 is started for the first time.

回転電機１０を構成するロータ１２（回転子）は、界磁巻線１１を備え、また、エンジン２０のクランク軸２０ａと動力伝達が可能とされている。本実施形態において、ロータ１２は、ベルト２１を介してクランク軸２０ａに連結（より具体的には直結）されている。   A rotor 12 (rotor) constituting the rotating electrical machine 10 includes a field winding 11 and can transmit power to the crankshaft 20 a of the engine 20. In the present embodiment, the rotor 12 is connected (more specifically, directly connected) to the crankshaft 20a via the belt 21.

回転電機１０のステータ１３（固定子）には、２つの電機子巻線群（以下、第１巻線群１０ａ、第２巻線群１０ｂ）が巻回されている。巻線群１０ａ，１０ｂに対して、ロータ１２が共通とされている。第１巻線群１０ａ及び第２巻線群１０ｂのそれぞれは、異なる中性点を有する３相巻線からなる。なお、本実施形態では、第１巻線群１０ａを構成する巻線のそれぞれのターン数Ｎ１と、第２巻線群１０ｂを構成する巻線のターン数Ｎ２とを等しく設定している。   Two armature winding groups (hereinafter, a first winding group 10a and a second winding group 10b) are wound around a stator 13 (stator) of the rotating electrical machine 10. The rotor 12 is common to the winding groups 10a and 10b. Each of the first winding group 10a and the second winding group 10b includes three-phase windings having different neutral points. In the present embodiment, the number of turns N1 of the windings constituting the first winding group 10a is set equal to the number of turns N2 of the windings constituting the second winding group 10b.

回転電機１０には、第１巻線群１０ａ及び第２巻線群１０ｂのそれぞれに対応した２つのインバータ（以下、第１インバータ回路ＩＮＶ１、第２インバータ回路ＩＮＶ２）が電気的に接続されている。具体的には、第１巻線群１０ａには、第１インバータ回路ＩＮＶ１が接続され、第２巻線群１０ｂには、第２インバータ回路ＩＮＶ２が接続されている。第１インバータ回路ＩＮＶ１及び第２インバータ回路ＩＮＶ２のそれぞれは、共通の直流電源であるバッテリ２２に対して並列接続されている。インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２は、バッテリ２２から供給される直流電力を交流電力に変換し回転電機１０に出力する。また、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２は、回転電機１０から供給される交流電力を直流電力に変換しバッテリ２２側に出力する。   The rotating electrical machine 10 is electrically connected with two inverters (hereinafter referred to as a first inverter circuit INV1 and a second inverter circuit INV2) corresponding to the first winding group 10a and the second winding group 10b, respectively. . Specifically, a first inverter circuit INV1 is connected to the first winding group 10a, and a second inverter circuit INV2 is connected to the second winding group 10b. Each of the first inverter circuit INV1 and the second inverter circuit INV2 is connected in parallel to the battery 22 that is a common DC power source. Inverter circuits INV 1 and INV 2 convert the DC power supplied from battery 22 into AC power and output it to rotating electrical machine 10. The inverter circuits INV1 and INV2 convert AC power supplied from the rotating electrical machine 10 into DC power and output it to the battery 22 side.

バッテリ２２には、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２とは異なる電気負荷２３が接続されている。また、バッテリ２２には、平滑コンデンサ２４が並列接続されている。バッテリ２２は、例えば、鉛二次電池やリチウムイオン二次電池である。なお、「直流電源」としてのバッテリ２２は、例えば、ＤＣＤＣコンバータであってもよい。   The battery 22 is connected to an electric load 23 different from the inverter circuits INV1, INV2. A smoothing capacitor 24 is connected to the battery 22 in parallel. The battery 22 is, for example, a lead secondary battery or a lithium ion secondary battery. The battery 22 as the “DC power supply” may be a DCDC converter, for example.

第１インバータ回路ＩＮＶ１は、第１のＵ，Ｖ，Ｗ相高電位側スイッチＳＵｐ１，ＳＶｐ１，ＳＷｐ１と、第１のＵ，Ｖ，Ｗ相低電位側スイッチＳＵｎ１，ＳＶｎ１，ＳＷｎ１との直列接続体を３組備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相における上記直列接続体の接続点は、第１巻線群１０ａのＵ，Ｖ，Ｗ相の端子に接続されている。本実施形態では、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。そして、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１にはそれぞれ、ダイオードＤＵｐ１〜ＤＷｎ１が逆並列に接続されている。なお、各ダイオードＤＵｐ１〜ＤＷｎ１は、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１のボディダイオードであってもよい。また、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、例えば、サイリスタやＩＧＢＴであってもよいし、半導体スイッチング素子とは異なるスイッチング素子、例えば、機械式のリレースイッチであってもよい。   The first inverter circuit INV1 is a series connection body of the first U, V, W phase high potential side switches SUp1, SVp1, SWp1 and the first U, V, W phase low potential side switches SUn1, SVn1, SWn1. 3 sets. The connection point of the series connection body in the U, V, and W phases is connected to the U, V, and W phase terminals of the first winding group 10a. In the present embodiment, N-channel MOSFETs are used as the switches SUp1 to SWn1. The diodes DUp1 to DWn1 are connected in antiparallel to the switches SUp1 to SWn1, respectively. The diodes DUp1 to DWn1 may be body diodes of the switches SUp1 to SWn1. Each of the switches SUp1 to SWn1 is not limited to an N-channel MOSFET, and may be, for example, a thyristor or IGBT, or may be a switching element different from a semiconductor switching element, for example, a mechanical relay switch.

第２インバータ回路ＩＮＶ２は、第１インバータ回路ＩＮＶ１と同様に、第２のＵ，Ｖ，Ｗ相高電位側スイッチＳＵｐ２，ＳＶｐ２，ＳＷｐ２と、第２のＵ，Ｖ，Ｗ相低電位側スイッチＳＵｎ２，ＳＶｎ２，ＳＷｎ２との直列接続体を３組備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相における上記直列接続体の接続点は、第２巻線群１０ｂのＵ，Ｖ，Ｗ相の端子に接続されている。本実施形態では、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。そして、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２にはそれぞれ、ダイオードＤＵｐ２〜ＤＷｎ２が逆並列に接続されている。なお、各ダイオードＤＵｐ２〜ＤＷｎ２は、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２のボディダイオードであってもよい。また、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、例えば、サイリスタやＩＧＢＴであってもよいし、半導体スイッチング素子とは異なるスイッチング素子、例えば、機械式のリレースイッチであってもよい。   Similarly to the first inverter circuit INV1, the second inverter circuit INV2 includes the second U, V, W phase high potential side switches SUp2, SVp2, SWp2, and the second U, V, W phase low potential side switch SUn2. , SVn2 and SWn2 are provided in three sets. The connection point of the series connection body in the U, V, and W phases is connected to the U, V, and W phase terminals of the second winding group 10b. In the present embodiment, N-channel MOSFETs are used as the switches SUp2 to SWn2. The diodes DUp2 to DWn2 are connected in antiparallel to the switches SUp2 to SWn2, respectively. The diodes DUp2 to DWn2 may be body diodes of the switches SUp2 to SWn2. Each of the switches SUp2 to SWn2 is not limited to the N-channel MOSFET, and may be, for example, a thyristor or IGBT, or may be a switching element different from the semiconductor switching element, for example, a mechanical relay switch.

インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の高電位側の端子（各高電位側スイッチのドレイン側の端子）には、バッテリ２２の正極端子が接続されている。低電位側の端子（各低電位側スイッチのソース側の端子）には、バッテリ２２の負極端子が接続されている。   The positive terminal of the battery 22 is connected to the high potential side terminals (the drain side terminals of the high potential side switches) of the inverter circuits INV1 and INV2. The negative terminal of the battery 22 is connected to the low potential side terminal (the source side terminal of each low potential side switch).

界磁巻線１１には、界磁回路３６によって直流電圧が印加可能とされている。界磁回路３６は、界磁巻線１１に印加する直流電圧を調整することにより、界磁巻線１１に流れる界磁電流Ｉｆを制御する。   A DC voltage can be applied to the field winding 11 by a field circuit 36. The field circuit 36 controls the field current If flowing through the field winding 11 by adjusting the DC voltage applied to the field winding 11.

本実施形態は、回転角検出部３０、電圧検出部３１、界磁電流検出部３２、及び相電流検出部３３を備えている。回転角検出部３０は、回転電機１０の回転角（電気角θ）を検出する回転角検出手段である。電圧検出部３１は、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の電源電圧を検出する。界磁電流検出部３２は、界磁巻線１１に流れる界磁電流Ｉｆを検出する。相電流検出部３３は、第１巻線群１０ａの各相電流と、第２巻線群１０ｂの各相電流を検出する。   The present embodiment includes a rotation angle detection unit 30, a voltage detection unit 31, a field current detection unit 32, and a phase current detection unit 33. The rotation angle detection unit 30 is a rotation angle detection unit that detects the rotation angle (electrical angle θ) of the rotating electrical machine 10. The voltage detector 31 detects the power supply voltage of the inverter circuits INV1 and INV2. The field current detection unit 32 detects a field current If flowing in the field winding 11. The phase current detector 33 detects each phase current of the first winding group 10a and each phase current of the second winding group 10b.

回転角検出部３０としては、例えばレゾルバを用いることができる。また、回転角検出部３０として、回転に伴い周囲の磁界が変化する磁気発生部（例えば、永久磁石）をロータ１２に設け、磁気検出素子（例えば、ホール素子）によりその磁界の変化を検出することで、回転電機１０の回転角を検出するものであってもよい。また、界磁電流検出部３２及び相電流検出部３３として、例えば、カレントトランスや、抵抗器を備えるものや、ホール素子などを用いることができる。   As the rotation angle detection unit 30, for example, a resolver can be used. Further, as the rotation angle detection unit 30, a magnetism generation unit (for example, a permanent magnet) whose surrounding magnetic field changes with rotation is provided in the rotor 12, and a change in the magnetic field is detected by a magnetic detection element (for example, a Hall element). Thus, the rotation angle of the rotating electrical machine 10 may be detected. Further, as the field current detection unit 32 and the phase current detection unit 33, for example, a current transformer, a device including a resistor, a Hall element, or the like can be used.

上記各種検出部の検出値は、制御装置４０に取り込まれる。制御装置４０は、中央処理装置（ＣＰＵ）やメモリを備え、メモリに格納されたプログラムをＣＰＵにて実行するソフトウェア処理手段である。制御装置４０は、回転電機１０の制御量をその指令値に制御すべく、これら各種センサの検出値に基づき、第１インバータ回路ＩＮＶ１及び第２インバータ回路ＩＮＶ２を操作する操作信号を生成して出力する。また、制御装置４０は、界磁回路３６を操作する操作信号を生成して出力する。なお、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２及び界磁回路３６は、それぞれ異なる制御装置によって操作されるものであってもよい。   The detection values of the various detection units are taken into the control device 40. The control device 40 includes a central processing unit (CPU) and a memory, and is software processing means that executes a program stored in the memory by the CPU. The control device 40 generates and outputs an operation signal for operating the first inverter circuit INV1 and the second inverter circuit INV2 based on the detection values of these various sensors in order to control the control amount of the rotating electrical machine 10 to the command value. To do. Further, the control device 40 generates and outputs an operation signal for operating the field circuit 36. The inverter circuits INV1 and INV2 and the field circuit 36 may be operated by different control devices.

制御装置４０は、回転電機１０を発電動作させる場合、電圧検出部３１により検出される電源電圧ＶＤＣを目標電圧Ｖｔｇｔに制御すべく、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２をそれぞれ操作する。詳しくは、制御装置４０は、ロータ１２の回転に伴って巻線群１０ａ，１０ｂそれぞれから出力された交流電圧を直流電圧に変換してバッテリ２２及び電気負荷２３に供給すべく、各検出部３０〜３３の検出値に基づいて、第１操作信号ｇＵｐ１，ｇＵｎ１，ｇＶｐ１，ｇＶｎ１，ｇＷｐ１，ｇＷｎ１と、第２操作信号ｇＵｐ２，ｇＵｎ２，ｇＶｐ２，ｇＶｎ２，ｇＷｐ２，ｇＷｎ２とを生成する。   When the rotating electrical machine 10 is caused to perform a power generation operation, the control device 40 operates the inverter circuits INV1 and INV2 to control the power supply voltage VDC detected by the voltage detection unit 31 to the target voltage Vtgt. Specifically, the control device 40 converts each AC voltage output from each of the winding groups 10 a and 10 b with the rotation of the rotor 12 into a DC voltage and supplies the DC voltage to the battery 22 and the electric load 23. Based on the detected values of .about.33, the first operation signals gUp1, gUn1, gVp1, gVn1, gWp1, gWn1 and the second operation signals gUp2, gUn2, gVp2, gVn2, gWp2, gWn2 are generated.

また、制御装置４０は、回転電機１０を力行動作させる場合、回転電機１０の出力トルクを目標トルクに制御すべく、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２をそれぞれ操作する。なお、回転電機１０の出力トルクは、回転角検出部３０により検出される電気角θから算出することができる。詳しくは、制御装置４０は、バッテリ２２から出力される直流電圧を交流電圧に変換して、巻線群１０ａ，１０ｂのそれぞれに供給すべく、各検出部３０〜３３の検出値に基づいて、第１操作信号ｇＵｐ１，ｇＵｎ１，ｇＶｐ１，ｇＶｎ１，ｇＷｐ１，ｇＷｎ１と、第２操作信号ｇＵｐ２，ｇＵｎ２，ｇＶｐ２，ｇＶｎ２，ｇＷｐ２，ｇＷｎ２とを生成する。   Further, when powering the rotating electrical machine 10, the control device 40 operates the inverter circuits INV1 and INV2 to control the output torque of the rotating electrical machine 10 to the target torque. The output torque of the rotating electrical machine 10 can be calculated from the electrical angle θ detected by the rotation angle detection unit 30. Specifically, the control device 40 converts the DC voltage output from the battery 22 into an AC voltage and supplies it to each of the winding groups 10a and 10b based on the detection values of the detection units 30 to 33. First operation signals gUp1, gUn1, gVp1, gVn1, gWp1, and gWn1 and second operation signals gUp2, gUn2, gVp2, gVn2, gWp2, and gWn2 are generated.

本実施形態の制御装置４０は、回転電機１０の発電動作時及び力行動作時のそれぞれにおいて、第１操作信号ｇＵｐ１，ｇＵｎ１，ｇＶｐ１，ｇＶｎ１，ｇＷｐ１，ｇＷｎ１のそれぞれと、第２操作信号ｇＵｐ２，ｇＵｎ２，ｇＶｐ２，ｇＶｎ２，ｇＷｐ２，ｇＷｎ２のそれぞれと、を同一のものとする。   The control device 40 of the present embodiment includes the first operation signals gUp1, gUn1, gVp1, gVn1, gWp1, and gWn1 and the second operation signals gUp2, gUn2 during the power generation operation and the power running operation of the rotating electrical machine 10, respectively. , GVp2, gVn2, gWp2, and gWn2 are the same.

なお、本実施形態において、各操作信号は、Ｈ，Ｌのいずれかをとる２値信号である。本実施形態では、Ｈによって上アームスイッチのオン操作を指示して、かつ、下アームスイッチのオフ操作を指示する。また、Ｌによって上アームスイッチのオフ操作を指示して、かつ、下アームスイッチのオン操作を指示する。   In the present embodiment, each operation signal is a binary signal that takes either H or L. In the present embodiment, H instructs to turn on the upper arm switch and instructs to turn off the lower arm switch. Further, L instructs to turn off the upper arm switch, and instructs to turn on the lower arm switch.

本実施形態の「回転電機システム」は、回転電機１０、制御装置４０、及び、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２を含むものである。   The “rotary electric machine system” of the present embodiment includes the rotary electric machine 10, the control device 40, and inverter circuits INV1 and INV2.

図２に界磁回路３６の電気的構成を示す。界磁回路３６は、フルブリッジ型（Ｈブリッジ型）であり、４つのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４を備えている。スイッチＳＷ１〜ＳＷ４はそれぞれＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。なお、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４はＩＧＢＴであってもよい。スイッチＳＷ１，ＳＷ３のドレインはそれぞれ電源電圧ＶＣＣに接続されており、スイッチＳＷ１，ＳＷ３のソースはそれぞれスイッチＳＷ２，ＳＷ４のドレインに接続されている。スイッチＳＷ２，ＳＷ４のソースはそれぞれ接地電圧に接続されている。   FIG. 2 shows an electrical configuration of the field circuit 36. The field circuit 36 is a full bridge type (H bridge type) and includes four switches SW1 to SW4. Each of the switches SW1 to SW4 is an N channel MOSFET. The switches SW1 to SW4 may be IGBTs. The drains of the switches SW1 and SW3 are connected to the power supply voltage VCC, respectively, and the sources of the switches SW1 and SW3 are connected to the drains of the switches SW2 and SW4, respectively. The sources of the switches SW2 and SW4 are connected to the ground voltage.

スイッチＳＷ１〜ＳＷ４には、それぞれボディダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列に接続されている。具体的には、ダイオードＤ１及びダイオードＤ３のカソードは、それぞれ電源電圧ＶＣＣに接続されており、ダイオードＤ１及びダイオードＤ３のアノードは、それぞれ界磁巻線１１に接続されている。ダイオードＤ２のカソードは、ダイオードＤ１のアノードに接続されており、ダイオードＤ４のカソードは、ダイオードＤ３のアノードに接続されている。ダイオードＤ２，Ｄ４のアノードはそれぞれ接地電圧に接続されている。   Body diodes D1 to D4 are connected in reverse parallel to the switches SW1 to SW4, respectively. Specifically, the cathodes of the diode D1 and the diode D3 are each connected to the power supply voltage VCC, and the anodes of the diode D1 and the diode D3 are each connected to the field winding 11. The cathode of the diode D2 is connected to the anode of the diode D1, and the cathode of the diode D4 is connected to the anode of the diode D3. The anodes of the diodes D2 and D4 are each connected to the ground voltage.

界磁巻線１１は、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２との接続点と、スイッチＳＷ３とスイッチＳＷ４との接続点との間に接続されている。制御装置４０は、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のオンオフ状態を操作することで界磁巻線１１に対して電流を流し、界磁巻線１１に磁力を生じさせる。なお、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに代えて、例えば、サイリスタやＩＧＢＴであってもよいし、半導体スイッチング素子とは異なるスイッチング素子、例えば、機械式のリレースイッチであってもよい。スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２との接続点から界磁巻線１１を介してスイッチＳＷ３とスイッチＳＷ４との接続点に向かう方向を正方向とし、正方向と逆の方向を負方向とする。以下、制御装置４０が界磁巻線１１に対して正方向に電流を流して磁界を発生させるものとして説明を行うが、界磁巻線１１に対して負方向に電流を流して磁界を発生させるものであってもよい。   The field winding 11 is connected between a connection point between the switches SW1 and SW2 and a connection point between the switches SW3 and SW4. The control device 40 causes a current to flow through the field winding 11 by operating the on / off states of the switches SW <b> 1 to SW <b> 4, thereby generating a magnetic force in the field winding 11. The switches SW1 to SW4 may be, for example, thyristors or IGBTs instead of the N-channel MOSFETs, or may be switching elements different from the semiconductor switching elements, for example, mechanical relay switches. The direction from the connection point between the switch SW1 and the switch SW2 to the connection point between the switch SW3 and the switch SW4 via the field winding 11 is a positive direction, and the direction opposite to the positive direction is a negative direction. In the following description, it is assumed that the control device 40 generates a magnetic field by flowing a current in the positive direction with respect to the field winding 11, but generates a magnetic field by flowing a current in the negative direction with respect to the field winding 11. It may be allowed.

制御装置４０は、スイッチＳＷ１，ＳＷ４をオン状態、スイッチＳＷ２，ＳＷ３をオフ状態にすることで、界磁巻線１１に正方向の電圧を印加し、界磁巻線１１に流れる正方向の電流を大きくし、磁力を強める。また、制御装置４０は、スイッチＳＷ１，ＳＷ４をオン状態、スイッチＳＷ２，ＳＷ３をオフ状態にすることで、界磁巻線１１に負方向の電圧を印加し、界磁巻線１１に流れる正方向の電流を小さくし、磁力を弱める。   The control device 40 turns on the switches SW1 and SW4 and turns off the switches SW2 and SW3, thereby applying a positive voltage to the field winding 11 and causing a positive current to flow through the field winding 11. To increase the magnetic force. Further, the control device 40 applies a negative voltage to the field winding 11 by turning on the switches SW1 and SW4 and turning off the switches SW2 and SW3, so that the positive direction flows through the field winding 11. Reduce the current and weaken the magnetic force.

また、制御装置４０は、スイッチＳＷ１，ＳＷ３をオン状態、スイッチＳＷ２，ＳＷ４をオフ状態にすることで、界磁巻線１１、スイッチＳＷ３、スイッチＳＷ１の順に界磁電流Ｉｆを還流させて磁力を保持する。また、制御装置４０は、スイッチＳＷ２，ＳＷ４をオン状態、スイッチＳＷ１，ＳＷ３をオフ状態にすることで、界磁巻線１１、スイッチＳＷ４、スイッチＳＷ２の順に界磁電流Ｉｆを還流させて磁力を保持する。   Further, the control device 40 turns on the switches SW1 and SW3 and turns off the switches SW2 and SW4, thereby returning the field current If in the order of the field winding 11, the switch SW3, and the switch SW1, thereby generating a magnetic force. Hold. Further, the control device 40 turns on the switches SW2 and SW4 and turns off the switches SW1 and SW3, thereby returning the field current If in the order of the field winding 11, the switch SW4, and the switch SW2, thereby generating a magnetic force. Hold.

また、「界磁回路」として、図３に示すようなハーフブリッジ型の界磁回路３６Ａを用いてもよい。界磁回路３６Ａは、２つのスイッチＳＷ１Ａ，ＳＷ２Ａを備えている。スイッチＳＷ１Ａ，ＳＷ２Ａは、それぞれＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。スイッチＳＷ１Ａ，ＳＷ２Ａには、それぞれボディダイオードＤ１Ａ，Ｄ２Ａが逆並列に接続されている。なお、スイッチＳＷ１Ａ，ＳＷ２Ａは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに代えて、例えば、サイリスタやＩＧＢＴであってもよいし、半導体スイッチング素子とは異なるスイッチング素子、例えば、機械式のリレースイッチであってもよい。スイッチＳＷ１Ａのドレインは、電源電圧ＶＣＣに接続されており、スイッチＳＷ１ＡのソースはスイッチＳＷ２Ａのドレインに接続されている。スイッチＳＷ２Ａのソースは接地電圧に接続されている。   Further, as the “field circuit”, a half-bridge field circuit 36A as shown in FIG. 3 may be used. The field circuit 36A includes two switches SW1A and SW2A. The switches SW1A and SW2A are N-channel MOSFETs, respectively. Body diodes D1A and D2A are connected in antiparallel to the switches SW1A and SW2A, respectively. The switches SW1A and SW2A may be, for example, thyristors or IGBTs instead of the N-channel MOSFETs, or may be switching elements different from the semiconductor switching elements, for example, mechanical relay switches. The drain of the switch SW1A is connected to the power supply voltage VCC, and the source of the switch SW1A is connected to the drain of the switch SW2A. The source of the switch SW2A is connected to the ground voltage.

界磁巻線１１は、スイッチＳＷ１ＡとスイッチＳＷ２Ａの接続点と、接地電圧との間に接続されている。制御装置４０は、スイッチＳＷ１Ａ，ＳＷ２Ａのオンオフ状態を操作することで界磁巻線１１に対して電流を流し、界磁巻線１１に磁力を生じさせる。なお、スイッチＳＷ１Ａ，ＳＷ２ＡとしてＮチャネルＭＯＳＦＥＴに代えて、例えば、ＩＧＢＴを用いてもよい。スイッチＳＷ１ＡとスイッチＳＷ２Ａとの接続点から界磁巻線１１を介して接地電圧に向かう方向を正方向とする。   The field winding 11 is connected between the connection point of the switches SW1A and SW2A and the ground voltage. The control device 40 causes a current to flow through the field winding 11 by operating the on / off state of the switches SW1A and SW2A, thereby generating a magnetic force in the field winding 11. For example, IGBTs may be used as the switches SW1A and SW2A instead of the N-channel MOSFET. The direction from the connection point of the switch SW1A and the switch SW2A toward the ground voltage via the field winding 11 is defined as a positive direction.

制御装置４０は、スイッチＳＷ１Ａをオン状態にし、スイッチＳＷ２Ａをオフ状態にすることで、界磁巻線１１に正方向の電圧を印加し、界磁巻線１１に流れる電流を大きくし、磁力を強める。また、制御装置４０は、スイッチＳＷ２Ａをオン状態にし、スイッチＳＷ１Ａをオフ状態にすることで、界磁電流Ｉｆを還流させて磁力を保持する。   The control device 40 turns on the switch SW1A and turns off the switch SW2A, thereby applying a positive voltage to the field winding 11, increasing the current flowing in the field winding 11, and increasing the magnetic force. ramp up. Further, the control device 40 turns on the switch SW2A and turns off the switch SW1A, thereby returning the field current If and holding the magnetic force.

ここで、図４に示すように、一般的な回転電機の制御装置は、力行時と発電時、回転電機１０のトルク及び回転速度に応じて、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２において異なる制御を実施する。力行時、且つ、回転速度が第１回転速度Ｆ１未満の領域Ａで、パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）を実施する。また、一般的な回転電機の制御装置は、力行時、且つ、回転速度が第１回転速度Ｆ１以上の領域Ｂで、矩形波制御を実施する。第１回転速度Ｆ１は、トルクに応じて変化する値に設定されている。なお、第１回転速度Ｆ１は、トルクに依存しない固定値であってもよい。   Here, as shown in FIG. 4, a general rotating electrical machine control device performs different control in the inverter circuits INV <b> 1 and INV <b> 2 according to the torque and rotational speed of the rotating electrical machine 10 during power running and power generation. Pulse width modulation control (PWM control) is performed during powering and in a region A where the rotational speed is less than the first rotational speed F1. In addition, a general control device for a rotating electrical machine performs rectangular wave control in a region B where the rotational speed is equal to or higher than the first rotational speed F1 during powering. The first rotation speed F1 is set to a value that changes according to the torque. The first rotation speed F1 may be a fixed value that does not depend on torque.

力行時におけるＰＷＭ制御とは、インバータ回路を構成するスイッチの所定のキャリア周期に占めるオン期間の長さを変化させることで、具体的には、一定の入力電圧を正弦波状の交流電圧（目標電圧Ｖｔｇｔ）に変換して出力する正弦波制御である（後述する図５，６参照）。また、矩形波制御とは、回転電機の出力電圧の目標値である目標電圧Ｖｔｇｔが正から負にゼロクロスするタイミングでオフ操作を行うとともに、当該目標電圧Ｖｔｇｔが負から正にゼロクロスするタイミングでオン操作を行い、目標電圧Ｖｔｇｔと同周期、且つ、同位相の矩形波電圧を出力する制御である（後述する図９参照）。   PWM control during power running is to change the length of the ON period occupying a predetermined carrier cycle of the switches constituting the inverter circuit. Specifically, a constant input voltage is changed to a sinusoidal AC voltage (target voltage). Vtgt) is a sine wave control that is converted and output (see FIGS. 5 and 6 to be described later). Further, the rectangular wave control is performed when the target voltage Vtgt, which is the target value of the output voltage of the rotating electrical machine, is turned off at a timing when the target voltage Vtgt is zero-crossed from positive to negative, and is turned on when the target voltage Vtgt is zero-crossed from negative to positive In this control, a rectangular wave voltage having the same cycle and phase as the target voltage Vtgt is output (see FIG. 9 described later).

力行時において、ＰＷＭ制御は、矩形波制御よりも回転電機の出力トルクを大きくできる一方で、回転電機の回転速度が上昇すると制御における負荷、及び、スイッチング損失が増加する。そこで、回転速度の低い領域ＡでＰＷＭ制御を実施し、回転速度の高い領域Ｂで矩形波制御を実施する。   During power running, the PWM control can increase the output torque of the rotating electrical machine compared to the rectangular wave control, while the load and switching loss in the control increase as the rotational speed of the rotating electrical machine increases. Therefore, PWM control is performed in the region A where the rotational speed is low, and rectangular wave control is performed in the region B where the rotational speed is high.

また、一般的な回転電機の制御装置は、発電時、且つ、回転速度が第２回転速度未満の領域Ｃで、ＰＷＭ制御を実施する。また、一般的な回転電機の制御装置は、発電時、且つ、回転速度が第２回転速度Ｆ２以上、第３回転速度Ｆ３未満であってトルクが所定のトルクＴ１以上の領域Ｄで、同期整流制御を実施する（Ｆ２＜Ｆ３）。また、一般的な回転電機の制御装置は、発電時、且つ、回転速度が第２回転速度Ｆ２以上であってトルクがトルクＴ１未満、又は、回転速度が第３回転速度Ｆ３以上の領域Ｅで、ダイオード整流制御を実施する。第２回転速度Ｆ２及び第３回転速度Ｆ３は、それぞれトルクに依らない固定値である。なお、第２回転速度Ｆ２及び第３回転速度Ｆ３は、それぞれトルクに応じて変化する値に設定されていてもよい。   In addition, a general control device for a rotating electrical machine performs PWM control during power generation and in a region C where the rotational speed is less than the second rotational speed. In addition, a general rotating electrical machine control device performs synchronous rectification during power generation and in a region D where the rotational speed is equal to or higher than the second rotational speed F2 and lower than the third rotational speed F3 and the torque is equal to or higher than a predetermined torque T1. Control is performed (F2 <F3). In addition, a general control device for a rotating electrical machine is used in a region E where power is generated and the rotational speed is equal to or higher than the second rotational speed F2 and the torque is less than the torque T1 or the rotational speed is equal to or higher than the third rotational speed F3. Implement diode rectification control. The second rotation speed F2 and the third rotation speed F3 are fixed values that do not depend on torque. Note that the second rotation speed F2 and the third rotation speed F3 may be set to values that change according to torque, respectively.

発電時におけるＰＷＭ制御とは、インバータ回路を構成するスイッチの所定のキャリア周期に占めるオン期間の長さを変化させることで、回転電機から供給される交流電圧を一定の直流電圧に変換して出力する制御である。同期整流制御とは、電機子巻線に生じる誘起電圧が電圧源の端子間電圧を上回り、電機子巻線から電圧源に対して電流が流れる期間において、インバータ回路を構成するスイッチをオン状態にする制御のことである。また、ダイオード整流制御とは、インバータ回路を構成するスイッチを全てオフ状態とし、インバータ回路を構成するスイッチに並列接続された還流ダイオードにより整流を行う制御である。   PWM control during power generation means that the AC voltage supplied from the rotating electrical machine is converted to a constant DC voltage and output by changing the length of the ON period that occupies a predetermined carrier cycle of the switches constituting the inverter circuit. It is control to do. In the synchronous rectification control, the switch that constitutes the inverter circuit is turned on during the period in which the induced voltage generated in the armature winding exceeds the voltage between the terminals of the voltage source and current flows from the armature winding to the voltage source. It is the control to do. The diode rectification control is control in which all switches constituting the inverter circuit are turned off, and rectification is performed by a freewheeling diode connected in parallel to the switches constituting the inverter circuit.

発電時において、ＰＷＭ制御を実施すると、同期整流制御及びダイオード整流制御を実施した場合と比較して、発電電力を大きくできる一方で、回転電機の回転速度が上昇すると制御における負荷、及び、スイッチング損失が増加する。そこで、回転速度の低い領域ＣでＰＷＭ制御を実施する。また、発電電力の小さい領域では、同期整流制御におけるスイッチング損失がダイオード整流制御におけるダイオード損失よりも大きくなるため、発電電力、即ち、回転電機のトルクが大きい領域Ｄで同期整流制御を実施し、回転電機のトルクが小さい領域Ｅでダイオード整流制御を実施する。また、同期整流制御は、回転電機の回転速度が上昇すると制御における負荷が増加するため、回転電機の回転速度が高い領域Ｅにおいて、ダイオード整流制御を実施する。   When the PWM control is performed during power generation, the generated power can be increased compared to the case where the synchronous rectification control and the diode rectification control are performed. On the other hand, when the rotational speed of the rotating electrical machine increases, the load and switching loss in the control are increased. Will increase. Therefore, PWM control is performed in the region C where the rotational speed is low. Further, in the region where the generated power is small, the switching loss in the synchronous rectification control is larger than the diode loss in the diode rectification control. Therefore, the synchronous rectification control is performed in the region D where the generated power, that is, the torque of the rotating electrical machine is large. Diode rectification control is performed in region E where the torque of the electric machine is small. In the synchronous rectification control, the load in the control increases as the rotation speed of the rotating electrical machine increases. Therefore, the diode rectification control is performed in the region E where the rotation speed of the rotating electrical machine is high.

本実施形態の制御装置４０は、図４に示す領域Ａ及び領域Ｃの一部（領域Ｃ１）において、上述した一般的な回転電機の制御装置と同様にＰＷＭ制御を実施する。ここで、回転電機１０の入出力電力を変換するインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２において、ＰＷＭ制御を実施すると、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２よりバッテリ２２側の電圧がキャリア周波数で脈動する。このため、電気負荷２３の入力電圧がキャリア周波数で脈動する。さらに、回転電機１０の力行動作時には、バッテリ２２から回転電機１０及びインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２に向かって電流が流れるため、バッテリ２２の出力電圧が低下する。   The control device 40 of the present embodiment performs PWM control in a part of the region A and the region C (region C1) shown in FIG. 4 in the same manner as the general rotating electrical machine control device described above. Here, when PWM control is performed in the inverter circuits INV1 and INV2 that convert the input / output power of the rotating electrical machine 10, the voltage on the battery 22 side of the inverter circuits INV1 and INV2 pulsates at the carrier frequency. For this reason, the input voltage of the electric load 23 pulsates at the carrier frequency. Furthermore, during the power running operation of the rotating electrical machine 10, current flows from the battery 22 toward the rotating electrical machine 10 and the inverter circuits INV1 and INV2, so that the output voltage of the battery 22 decreases.

回転電機１０の力行動作時において、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２のＰＷＭ制御に伴うバッテリ２２の出力電圧の脈動と、バッテリ２２から回転電機１０及びインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２への放電によるバッテリ２２の電圧降下と、が重畳する。その結果、電気負荷２３が動作可能な最低動作電圧を電気負荷２３の入力電圧が一時的に下回り、電気負荷２３において電源失陥が生じることが懸念される。例えば、電気負荷２３がＣＰＵと、ＲＡＭなどの揮発性メモリとを備える装置（具体的には、制御装置や、カーナビゲーションシステム）を含む場合、電源失陥に伴って当該装置の動作が初期化される。   During the power running operation of the rotating electrical machine 10, the pulsation of the output voltage of the battery 22 accompanying the PWM control of the inverter circuits INV1 and INV2, and the voltage drop of the battery 22 due to the discharge from the battery 22 to the rotating electrical machine 10 and the inverter circuits INV1 and INV2 Are superimposed. As a result, there is a concern that the input voltage of the electrical load 23 temporarily falls below the minimum operating voltage at which the electrical load 23 can operate, and a power supply failure occurs in the electrical load 23. For example, when the electrical load 23 includes a device (specifically, a control device or a car navigation system) including a CPU and a volatile memory such as a RAM, the operation of the device is initialized due to power failure. Is done.

電気負荷２３の入力電圧の脈動は、バッテリ２２に設けられた平滑コンデンサ２４や、電気負荷２３に設けられた平滑コンデンサ（図示略）などの容量成分によって低減することが可能な一方、脈動の周波数が低いほど大きい容量成分が必要となり、体格や部品点数の増加などの問題が生じる。つまり、回転電機１０の力行動作時には、ＰＷＭ制御のキャリア周波数が高いことが望まれる。しかしながら、キャリア周波数が高く設定されると、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２においてスイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１，ＳＵｐ２〜ＳＷｎ２がオンオフされる回数が多くなり、その結果スイッチング損失が増加し、電力変換効率が悪化する。   While the pulsation of the input voltage of the electric load 23 can be reduced by a capacitance component such as a smoothing capacitor 24 provided in the battery 22 or a smoothing capacitor (not shown) provided in the electric load 23, the pulsation frequency The lower the is, the larger the capacity component is required, which causes problems such as an increase in the physique and the number of parts. That is, it is desired that the carrier frequency of the PWM control is high during the power running operation of the rotating electrical machine 10. However, when the carrier frequency is set high, the number of times the switches SUp1 to SWn1 and SUp2 to SWn2 are turned on / off in the inverter circuits INV1 and INV2 increases, resulting in an increase in switching loss and a deterioration in power conversion efficiency.

以下、脈動の周波数が低いほど大きい容量成分が必要となる理由について説明する。脈動の周波数が低いほど脈動の一周期は長くなり、脈動の一周期においてバッテリ２２の端子間電圧が電気負荷２３の最低動作電圧を下回り続ける期間が長くなる。電気負荷２３の入力電圧を最低動作電圧以上に保つためには、バッテリ２２の端子間電圧が電気負荷２３の最低動作電圧を下回り続ける期間が長いほど、容量成分から電気負荷２３に供給される電荷量を大きくする必要が生じる。このため、脈動の周波数が低いほど、バッテリ２２の端子間電圧が電気負荷２３の最低動作電圧以上の期間において、容量成分に大きな電荷量を蓄えておく必要がある。バッテリ２２の端子間電圧が電気負荷２３の最低動作電圧以上の期間において、容量成分に蓄えておく電荷量を大きくするために、大きな容量成分が必要となる。   Hereinafter, the reason why a larger capacity component is required as the pulsation frequency is lower will be described. The lower the pulsation frequency, the longer the period of the pulsation, and the longer the period during which the voltage between the terminals of the battery 22 remains below the minimum operating voltage of the electric load 23 in the period of the pulsation. In order to keep the input voltage of the electric load 23 to be equal to or higher than the minimum operating voltage, the charge supplied from the capacitive component to the electric load 23 becomes longer as the voltage between the terminals of the battery 22 continues to be lower than the minimum operating voltage of the electric load 23. The amount needs to be increased. For this reason, as the pulsation frequency is lower, it is necessary to store a larger amount of charge in the capacity component in a period in which the voltage between the terminals of the battery 22 is equal to or higher than the minimum operating voltage of the electric load 23. A large capacity component is required to increase the amount of charge stored in the capacity component during a period in which the voltage between the terminals of the battery 22 is equal to or higher than the minimum operating voltage of the electric load 23.

そこで、図５，６に示すように、本実施形態の制御装置４０は、力行動作時におけるＰＷＭ制御のキャリア周波数ｆｃ１を、発電動作時におけるＰＷＭ制御のキャリア周波数ｆｃ２より高く設定する。図５，６に示す操作信号ｇＳＵｐ１は、スイッチＳＵｐ１のオンオフ状態を切り替える信号であり、ハイ状態のときにスイッチＳＵｐ１がオン状態とされ、ロー状態のときにスイッチＳＵｐ１がオフ状態とされる。当該構成により、回転電機１０の力行動作時において、電気負荷２３の容量成分や平滑コンデンサ２４の容量が比較的小さい場合であっても、電気負荷２３に供給される電圧が安定化し、バッテリ２２から電力を供給される電気負荷２３の電源失陥を抑制できる。また、回転電機１０の発電動作時において、キャリア周波数が高いことに起因する電力変換効率の悪化を抑制することができる。   Therefore, as shown in FIGS. 5 and 6, the control device 40 of the present embodiment sets the PWM control carrier frequency fc1 during the power running operation to be higher than the PWM control carrier frequency fc2 during the power generation operation. The operation signal gSUp1 shown in FIGS. 5 and 6 is a signal for switching the on / off state of the switch SUp1, and the switch SUp1 is turned on when it is in the high state, and the switch SUp1 is turned off when it is in the low state. With this configuration, even when the capacity component of the electrical load 23 and the capacity of the smoothing capacitor 24 are relatively small during the power running operation of the rotating electrical machine 10, the voltage supplied to the electrical load 23 is stabilized, and the battery 22 The power supply failure of the electric load 23 to which power is supplied can be suppressed. Further, during the power generation operation of the rotating electrical machine 10, it is possible to suppress the deterioration of the power conversion efficiency due to the high carrier frequency.

なお、特許第３８６７２７０号公報には、回転電機の発電動作時にＰＷＭ制御のキャリア周波数を変化させる技術が開示されている。特許第３８６７２７０号公報に記載の技術は、ＰＷＭインバータ制御の動作周波数（インバータ周波数）が零点を通過する際のスイッチング素子の熱損失を最低限に抑え、停止するまで十分なブレーキ力を確保するに好適な電気車の制御装置を提供することを課題とするものである。よって、特許第３８６７２７０号公報に記載の技術は、回転電機の力行動作時において直流電源から電力を供給される電気負荷の入力電圧の変動を抑制しつつ、電力変換効率の悪化を抑制することを課題とする本願記載の構成とは課題が異なるものである。   Japanese Patent No. 3867270 discloses a technique for changing the carrier frequency of PWM control during the power generation operation of the rotating electrical machine. The technology described in Japanese Patent No. 3867270 is to minimize the heat loss of the switching element when the operating frequency (inverter frequency) of PWM inverter control passes through the zero point, and to secure a sufficient braking force until stopping. It is an object of the present invention to provide a suitable electric vehicle control device. Therefore, the technology described in Japanese Patent No. 3867270 is intended to suppress the deterioration of the power conversion efficiency while suppressing the fluctuation of the input voltage of the electric load supplied with power from the DC power source during the power running operation of the rotating electrical machine. The problem is different from the configuration described in the present application.

さらに、特許第３８６７２７０号公報に記載の技術は、車両の制動動作（発電動作）中において、インバータ回路を構成するスイッチング素子動作時の熱損失が仕様限界を超過しないように、スイッチング素子を制御するＰＷＭ信号を生成するキャリア周波数を通常時の周波数に対して低減するものである。即ち、回転電機の力行動作時と発電動作時とでＰＷＭ制御のキャリア周波数を異なる値に設定する本願記載の技術とは異なるものである。   Furthermore, the technology described in Japanese Patent No. 3867270 controls the switching element so that the heat loss during operation of the switching element constituting the inverter circuit does not exceed the specification limit during the braking operation (power generation operation) of the vehicle. The carrier frequency for generating the PWM signal is reduced with respect to the normal frequency. That is, this is different from the technique described in the present application in which the carrier frequency for PWM control is set to a different value during the power running operation and the power generation operation of the rotating electrical machine.

また、回転電機１０は、アイドリングストップ制御が実施される車両に適用されるものであって、アイドリングストップによるエンジン２０の自動停止後のエンジン２０の再始動時、又はエンジン２０の出力を補助するアシスト動作時に力行動作を実施し、電気負荷２３への電力供給時、又は直流電源としてのバッテリ２２の充電時に発電動作を実施する。アイドリングストップ再始動時における力行動作は、回生発電と比較して極めて短い時間実施される。つまり、アイドリングストップ制御が実施される車両に適用される回転電機１０は、力行動作と比べて発電動作が長い期間実施されるものである。このため、回転電機１０において、発電動作時におけるキャリア周波数ｆｃ２を、力行動作時のキャリア周波数ｆｃ１と比較して低く設定することで、エミッション特性が悪化する期間を短くすることができる。また、力行動作の実施期間より長い発電動作の実施期間において、電力変換効率の悪化を抑制することができ、全体的な電力変換効率の悪化を抑制することができる。   The rotating electrical machine 10 is applied to a vehicle in which idling stop control is performed, and assists assisting the output of the engine 20 when the engine 20 is restarted after the engine 20 is automatically stopped by idling stop. A power running operation is performed during operation, and a power generation operation is performed when power is supplied to the electric load 23 or when the battery 22 serving as a DC power source is charged. The power running operation at the time of idling stop restart is performed for a very short time compared to the regenerative power generation. That is, the rotating electrical machine 10 that is applied to a vehicle on which idling stop control is performed is one in which the power generation operation is performed for a longer period than the power running operation. For this reason, in the rotating electrical machine 10, by setting the carrier frequency fc2 during the power generation operation to be lower than the carrier frequency fc1 during the power running operation, the period during which the emission characteristics deteriorate can be shortened. Moreover, in the implementation period of the power generation operation longer than the implementation period of the power running operation, the deterioration of the power conversion efficiency can be suppressed, and the deterioration of the overall power conversion efficiency can be suppressed.

また、図７に示すように、制御装置４０は、界磁回路３６において、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４を所定のスイッチング周波数ｆｃ３でオンオフさせる。制御装置４０は、スイッチング周期１／ｆｃ３中の所定の期間において、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４を所定の期間にわたってオン状態とすることで、界磁回路３６から所定の目標電圧Ｖｆ＊を出力する。そして、制御装置４０は、界磁巻線１１に流れる界磁電流Ｉｆを所定の目標電流に調整する。   Further, as shown in FIG. 7, the control device 40 turns on and off the switches SW1 to SW4 at a predetermined switching frequency fc3 in the field circuit 36. The control device 40 outputs a predetermined target voltage Vf * from the field circuit 36 by turning on the switches SW1 to SW4 for a predetermined period in a predetermined period in the switching cycle 1 / fc3. Then, control device 40 adjusts field current If flowing in field winding 11 to a predetermined target current.

図７に示す操作信号ｇＳＷ１は、スイッチＳＷ１のオンオフ状態を切り替える信号であり、ハイ状態のときにスイッチＳＷ１がオン状態とされ、ロー状態のときにスイッチＳＷ１がオフ状態とされる。ここで、制御装置４０は、界磁巻線１１に電力を供給する界磁回路３６のスイッチング周波数ｆｃ３と、ＰＷＭ制御におけるキャリア周波数ｆｃ１，ｆｃ２とを異なる値に設定する。これにより、界磁回路３６のスイッチングによる伝導妨害や放射妨害と、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２のスイッチングによる伝導妨害や放射妨害とが重畳することを抑制することができ、エミッション特性が悪化することを抑制することができる。   An operation signal gSW1 shown in FIG. 7 is a signal for switching an on / off state of the switch SW1, and the switch SW1 is turned on when the switch SW1 is in a high state, and the switch SW1 is turned off when the switch SW1 is in a low state. Here, the control device 40 sets the switching frequency fc3 of the field circuit 36 that supplies power to the field winding 11 and the carrier frequencies fc1 and fc2 in the PWM control to different values. As a result, it is possible to suppress conduction interference and radiation interference due to switching of the field circuit 36 and conduction interference and radiation interference due to switching of the inverter circuits INV1 and INV2, and to suppress deterioration of the emission characteristics. can do.

一般的に、界磁巻線１１を含む回路は、電機子巻線群１０ａ，１０ｂを含む回路と比較して、電気的な時定数が大きく、スイッチング周波数を低周波数化しても電流変動が小さい。そこで、界磁回路３６のスイッチング周波数ｆｃ３をキャリア周波数ｆｃ１，ｆｃ２と異なる値に設定する構成において、制御装置４０は、キャリア周波数ｆｃ１，ｆｃ２を、界磁回路３６のスイッチング周波数ｆｃ３より高く設定する。当該設定により、電機子巻線群１０ａ，１０ｂにおける電流変動を抑制することで、回転電機１０の出力トルクの変動を抑制しつつ、エミッション特性が悪化することを抑制することができる。   In general, a circuit including the field winding 11 has a larger electrical time constant than a circuit including the armature winding groups 10a and 10b, and current fluctuation is small even when the switching frequency is lowered. . Therefore, in the configuration in which the switching frequency fc3 of the field circuit 36 is set to a value different from the carrier frequencies fc1 and fc2, the control device 40 sets the carrier frequencies fc1 and fc2 higher than the switching frequency fc3 of the field circuit 36. By suppressing the current fluctuation in the armature winding groups 10a and 10b by this setting, it is possible to suppress the deterioration of the emission characteristics while suppressing the fluctuation of the output torque of the rotating electric machine 10.

さらに、制御装置４０は、図８に示すように、力行動作時及び発電動作時におけるＰＷＭ制御において、それぞれ所定周波数領域（第１周波数領域、及び、第２周波数領域）でスペクトル拡散を実施する。より具体的には、制御装置４０は、力行動作時におけるＰＷＭ制御において、第１周波数領域でスペクトル拡散を実施し、発電動作時におけるＰＷＭ制御において、第２周波数領域でスペクトル拡散を実施する。ここで、スペクトル拡散とは、キャリア周波数ｆｃ１，ｆｃ２を所定の幅を有する周波数領域で変化させることである。制御装置４０は、ＰＷＭ制御においてスペクトル拡散を実施することで、エミッション特性の悪化を抑制することができる。また、制御装置４０は、力行動作時におけるキャリア周波数ｆｃ１のスペクトル拡散領域である第１周波数領域と、発電動作時におけるキャリア周波数ｆｃ２のスペクトル拡散領域である第２周波数領域とが重複しないように設定する。   Furthermore, as shown in FIG. 8, the control device 40 performs spectrum spreading in a predetermined frequency region (first frequency region and second frequency region) in PWM control during powering operation and power generation operation. More specifically, the control device 40 performs spectrum spreading in the first frequency domain during PWM control during powering operation, and performs spectrum spreading in the second frequency domain during PWM control during power generation operation. Here, the spread spectrum is to change the carrier frequencies fc1 and fc2 in a frequency region having a predetermined width. The control device 40 can suppress the deterioration of the emission characteristics by performing the spectrum spread in the PWM control. Further, control device 40 is set so that the first frequency region, which is the spread spectrum region of carrier frequency fc1 during the powering operation, and the second frequency region, which is the spread spectrum region of carrier frequency fc2 during the power generation operation, do not overlap. To do.

また、制御装置４０は、図８に示すように、界磁回路３６のスイッチング制御において所定周波数領域でスペクトル拡散を実施する。制御装置４０は、スイッチング周波数ｆｃ３のスペクトル拡散領域と、キャリア周波数ｆｃ１，ｆｃ２のスペクトル拡散領域である第１周波数領域及び第２周波数領域と、が重複しないように設定する。   Further, as shown in FIG. 8, the control device 40 performs spectrum spreading in a predetermined frequency region in the switching control of the field circuit 36. The control device 40 sets the spread spectrum region of the switching frequency fc3 and the first frequency region and the second frequency region that are the spread spectrum regions of the carrier frequencies fc1 and fc2 so as not to overlap.

ここで、第１周波数領域は、回転電機１０の力行動作時において、制御装置４０がインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２においてＰＷＭ制御を実施した場合に、回転電機システムのエミッション特性の悪化を抑制しつつ、回転電機１０の回転速度又は出力トルクの脈動の大きさやインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の熱損失がそれぞれ所定値以下となるように設定されている。また、第２周波数領域は、回転電機１０の発電動作時において、制御装置４０がインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２においてＰＷＭ制御を実施した場合に、回転電機システムのエミッション特性の悪化を抑制しつつ、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２から出力される直流電圧又は直流電流の脈動の大きさやインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の熱損失がそれぞれ所定値以下となるように設定されている。   Here, in the first frequency region, when the control device 40 performs the PWM control in the inverter circuits INV1 and INV2 during the power running operation of the rotating electrical machine 10, the first frequency region rotates while suppressing the deterioration of the emission characteristics of the rotating electrical machine system. The rotational speed of the electric machine 10 or the magnitude of the pulsation of the output torque and the heat loss of the inverter circuits INV1, INV2 are set to be equal to or less than a predetermined value, respectively. Further, the second frequency region is the inverter circuit while suppressing the deterioration of the emission characteristics of the rotating electrical machine system when the control device 40 performs the PWM control in the inverter circuits INV1 and INV2 during the power generation operation of the rotating electrical machine 10. The magnitude of the pulsation of the DC voltage or DC current output from INV1 and INV2 and the heat loss of the inverter circuits INV1 and INV2 are set to be equal to or less than a predetermined value, respectively.

また、制御装置４０は、図４に示すように、領域Ｃをさらに３つの領域Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３に分割し、領域Ｃ１においてＰＷＭ制御を実施し、領域Ｃ２，Ｃ３において矩形波制御を実施する。詳しくは、制御装置４０は、回転速度が第１閾値Ｔｈ１より低く、回転電機１０から出力される発電電流が所定の第２閾値Ｔｈ２以上（回転電機１０に作用する負のトルクの大きさが所定の閾値以上）の領域Ｃ１において、キャリア周波数を周波数ｆｃ２に設定してＰＷＭ制御を実施する。また、制御装置４０は、回転電機１０の回転速度が第１閾値Ｔｈ１より低く、回転電機１０から出力される発電電流が第２閾値Ｔｈ２未満（回転電機１０に作用する負のトルクの大きさが所定の閾値未満）の領域Ｃ２、及び、回転電機１０の回転速度が第１閾値Ｔｈ１以上となる領域Ｃ３において、ＰＷＭ制御に代えて矩形波制御を実施する。   Further, as shown in FIG. 4, the control device 40 further divides the region C into three regions C1, C2, and C3, performs PWM control in the region C1, and performs rectangular wave control in the regions C2 and C3. . Specifically, the control device 40 has a rotational speed lower than the first threshold Th1, and a generated current output from the rotating electrical machine 10 is equal to or greater than a predetermined second threshold Th2 (the magnitude of the negative torque acting on the rotating electrical machine 10 is predetermined). In the region C1 that is equal to or greater than the threshold value of (1), the carrier frequency is set to the frequency fc2, and the PWM control is performed. Further, the control device 40 is configured such that the rotational speed of the rotating electrical machine 10 is lower than the first threshold value Th1, and the generated current output from the rotating electrical machine 10 is less than the second threshold value Th2 (the magnitude of the negative torque acting on the rotating electrical machine 10 is small). In a region C2 (less than a predetermined threshold) and a region C3 where the rotational speed of the rotating electrical machine 10 is equal to or higher than the first threshold Th1, rectangular wave control is performed instead of PWM control.

ここで、第１閾値Ｔｈ１は、第２回転速度Ｆ２未満の値であり、回転電機１０の回転速度が第１閾値Ｔｈ１〜第２回転速度Ｆ２未満の領域Ｃ３において矩形波制御を実施した場合に、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２において回転電機１０から出力される発電電力を交流から直流に変換可能な値に設定されている。また、第２閾値Ｔｈ２は、回転電機１０の回転速度が第１閾値Ｔｈ１より低く、回転電機１０から出力される発電電流が第２閾値Ｔｈ２未満の領域Ｃ２において矩形波制御を実施した場合に、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２において回転電機１０から出力される発電電力を交流から直流に変換可能な値に設定されている。また、回転電機１０の発電電流と比較する第２閾値Ｔｈ２（回転電機１０に作用する負のトルクの大きさと比較する所定の閾値）は、回転電機１０の回転速度に応じて設定されるものであり、回転速度が大きいほど大きく設定される。   Here, the first threshold Th1 is a value less than the second rotational speed F2, and when the rectangular wave control is performed in the region C3 where the rotational speed of the rotating electrical machine 10 is less than the first threshold Th1 to the second rotational speed F2. The inverter circuit INV1, INV2 is set to a value that can convert the generated power output from the rotating electrical machine 10 from AC to DC. Further, the second threshold Th2 is obtained when the rectangular wave control is performed in the region C2 where the rotation speed of the rotating electrical machine 10 is lower than the first threshold Th1 and the generated current output from the rotating electrical machine 10 is less than the second threshold Th2. In the inverter circuits INV1 and INV2, the generated electric power output from the rotating electrical machine 10 is set to a value that can be converted from AC to DC. Further, the second threshold Th2 to be compared with the generated current of the rotating electrical machine 10 (a predetermined threshold to be compared with the magnitude of the negative torque acting on the rotating electrical machine 10) is set according to the rotational speed of the rotating electrical machine 10. Yes, the larger the rotation speed, the larger the setting.

図９に示すように、矩形波制御において、制御装置４０は、スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１，ＳＵｐ２〜ＳＷｎ２に対し、目標電圧Ｖｔｇｔが正から負にゼロクロスするタイミングでオフ操作を行い、目標電圧Ｖｔｇｔが負から正にゼロクロスするタイミングでオン操作を行う。矩形波制御を実施すると、電気角１周期当たりのスイッチング回数がオン操作及びオフ操作でそれぞれ１回だけであり、図５，６に示したＰＷＭ制御を実施した場合と比較して、電気角１周期当たりのスイッチング回数が少ない。このため、制御装置４０は、回転電機１０の回転速度が第１閾値Ｔｈ１以上の領域Ｃ３において、ＰＷＭ制御に代えて矩形波制御を実施することでスイッチング回数を低減し、エミッション特性の悪化を抑制することができる。   As shown in FIG. 9, in the rectangular wave control, the control device 40 performs an off operation on the switches SUp1 to SWn1 and SUp2 to SWn2 at a timing when the target voltage Vtgt zero-crosses from positive to negative, and the target voltage Vtgt is negative. The ON operation is performed at the timing of zero crossing from the right. When the rectangular wave control is performed, the number of times of switching per cycle of the electrical angle is only one each for the on operation and the off operation, and the electrical angle is 1 as compared with the case where the PWM control shown in FIGS. Less switching times per cycle. For this reason, the control device 40 reduces the number of times of switching by performing rectangular wave control instead of PWM control in the region C3 where the rotational speed of the rotating electrical machine 10 is equal to or greater than the first threshold Th1, and suppresses deterioration of the emission characteristics. can do.

また、上述した通り、矩形波制御を実施した場合、ＰＷＭ制御を実施した場合と比較して、出力可能な電流量が小さい一方で、エミッション特性の悪化を抑制することができる。そこで、制御装置４０は、回転速度が第１閾値Ｔｈ１以上の領域Ｃ３に加え、回転電機１０に作用するトルクが所定の閾値Ｔｈ２未満の領域Ｃ２においても、ＰＷＭ制御に代えて矩形波制御を実施することで、エミッション特性の悪化を抑制することができる。   Further, as described above, when the rectangular wave control is performed, the amount of current that can be output is small as compared with the case where PWM control is performed, while deterioration of emission characteristics can be suppressed. Therefore, the control device 40 performs rectangular wave control instead of PWM control even in the region C2 where the torque acting on the rotating electrical machine 10 is less than the predetermined threshold Th2 in addition to the region C3 where the rotation speed is equal to or higher than the first threshold Th1. By doing so, deterioration of the emission characteristics can be suppressed.

図１０に、発電時において、ＰＷＭ制御のキャリア周波数がｆｃ１された場合、及び、ｆｃ２とされた場合の１ＭＨｚ近傍の中波領域における伝導妨害の電界強度を示す。図１０に示すように、制御装置４０は、キャリア周波数をｆｃ１からｆｃ２に低下させることで、伝導エミッションの強度（伝導妨害の電界強度）を低減できる。このように、キャリア周波数をｆｃ１からｆｃ２に低下させることで、他の機器への伝導妨害の影響を抑制することが可能である。   FIG. 10 shows the electric field strength of conduction disturbance in the medium wave region in the vicinity of 1 MHz when the carrier frequency of PWM control is set to fc1 and when set to fc2 during power generation. As illustrated in FIG. 10, the control device 40 can reduce the intensity of conduction emission (electric field intensity of conduction interference) by reducing the carrier frequency from fc1 to fc2. In this way, by reducing the carrier frequency from fc1 to fc2, it is possible to suppress the influence of conduction interference on other devices.

図１１に、発電時の領域Ｃ２（図４）において、ＰＷＭ制御（キャリア周波数＝ｆｃ１）が実施された場合、及び、矩形波制御が実施された場合の１ＭＨｚ近傍の中波領域における伝導妨害の電界強度を示す。図１１に示すように、制御装置４０は、ＰＷＭ制御に代えて、矩形波制御を実施することで、伝導エミッションの強度（伝導妨害の電界強度）を低減できる。このように、制御装置４０は、ＰＷＭ制御に代えて矩形波制御を実施することで、他の機器への伝導妨害の影響を抑制することが可能である。   FIG. 11 shows conduction disturbance in the middle wave region in the vicinity of 1 MHz when PWM control (carrier frequency = fc1) is performed in the region C2 during power generation (FIG. 4) and when rectangular wave control is performed. Indicates the electric field strength. As shown in FIG. 11, the control device 40 can reduce the intensity of conduction emission (electric field intensity of conduction interference) by performing rectangular wave control instead of PWM control. As described above, the control device 40 can suppress the influence of conduction interference on other devices by performing rectangular wave control instead of PWM control.

（第２実施形態）
第１実施形態の制御装置４０は、回転電機１０の発電動作時及び力行動作時のそれぞれにおいて、第１インバータ回路ＩＮＶ１のスイッチを操作する第１操作信号ｇＵｐ１，ｇＵｎ１，ｇＶｐ１，ｇＶｎ１，ｇＷｐ１，ｇＷｎ１のそれぞれと、第２インバータ回路ＩＮＶ２のスイッチを操作する第２操作信号ｇＵｐ２，ｇＵｎ２，ｇＶｐ２，ｇＶｎ２，ｇＷｐ２，ｇＷｎ２のそれぞれと、を同一のものとする。 (Second Embodiment)
The control device 40 according to the first embodiment includes first operation signals gUp1, gUn1, gVp1, gVn1, gWp1, and gWn1 that operate the switches of the first inverter circuit INV1 during the power generation operation and the power running operation of the rotating electrical machine 10, respectively. And the second operation signals gUp2, gUn2, gVp2, gVn2, gWp2, and gWn2 for operating the switches of the second inverter circuit INV2.

第２実施形態では、これを変更し、第１操作信号ｇＵｐ１，ｇＵｎ１，ｇＶｐ１，ｇＶｎ１，ｇＷｐ１，ｇＷｎ１を生成する際に用いる第１キャリア信号Ｓｉｇ１の周波数である第１キャリア周波数と、第２操作信号ｇＵｐ２，ｇＵｎ２，ｇＶｐ２，ｇＶｎ２，ｇＷｐ２，ｇＷｎ２を生成する際に用いる第２キャリア信号Ｓｉｇ２の周波数である第２キャリア周波数と、を異なる値に設定する。   In the second embodiment, this is changed, and the first carrier frequency that is the frequency of the first carrier signal Sig1 used when generating the first operation signals gUp1, gUn1, gVp1, gVn1, gWp1, and gWn1, and the second operation The second carrier frequency, which is the frequency of the second carrier signal Sig2 used when generating the signals gUp2, gUn2, gVp2, gVn2, gWp2, and gWn2, is set to a different value.

詳しくは、第２実施形態の制御装置４０は、第１インバータ回路ＩＮＶ１及び第２インバータ回路ＩＮＶ２のそれぞれにおいて、第１実施形態のキャリア周波数ｆｃ２に相当する発電時におけるキャリア周波数を異なった値（第１キャリア周波数ｆｃ２ａ，第２キャリア周波数ｆｃ２ｂ）に設定する。また、制御装置４０は、第１インバータ回路ＩＮＶ１及び第２インバータ回路ＩＮＶ２のそれぞれにおいて、第１実施形態のキャリア周波数ｆｃ１に相当する力行時におけるキャリア周波数を異なった値に設定してもよい。   Specifically, the control device 40 of the second embodiment has different values (first values) of carrier frequencies at the time of power generation corresponding to the carrier frequency fc2 of the first embodiment in each of the first inverter circuit INV1 and the second inverter circuit INV2. 1 carrier frequency fc2a, second carrier frequency fc2b). Further, the control device 40 may set the carrier frequency during power running corresponding to the carrier frequency fc1 of the first embodiment to a different value in each of the first inverter circuit INV1 and the second inverter circuit INV2.

図１２を用いて、第２実施形態の制御装置４０によって実行される回転電機１０の発電制御について説明する。   The power generation control of the rotating electrical machine 10 executed by the control device 40 of the second embodiment will be described using FIG.

電圧偏差算出部４０ａは、目標電圧Ｖｔｇｔから電源電圧ＶＤＣを減算することにより、電圧偏差ΔＶを算出する。なお、目標電圧Ｖｔｇｔは、例えば、固定値に設定されてもよいし、可変設定されてもよい。ここで目標電圧Ｖｔｇｔが可変設定される場合、例えば、回転電機１０の目標出力電力Ｗｔｇｔが大きいとき、目標出力電力Ｗｔｇｔが小さいときよりも目標電圧Ｖｔｇｔが高く設定されればよい。なお、目標出力電力Ｗｔｇｔは、例えば、電気負荷２３の駆動状況、及びバッテリ２２の蓄電量により定まる。   The voltage deviation calculation unit 40a calculates the voltage deviation ΔV by subtracting the power supply voltage VDC from the target voltage Vtgt. For example, the target voltage Vtgt may be set to a fixed value or may be variably set. When the target voltage Vtgt is variably set, for example, when the target output power Wtgt of the rotating electrical machine 10 is large, the target voltage Vtgt may be set higher than when the target output power Wtgt is small. The target output power Wtgt is determined by, for example, the driving state of the electric load 23 and the amount of power stored in the battery 22.

速度算出部４０ｂは、回転角検出部３０により検出された電気角θに基づいて、回転電機１０の電気角速度ω（回転速度）を算出する。   The speed calculation unit 40 b calculates the electrical angular speed ω (rotation speed) of the rotating electrical machine 10 based on the electrical angle θ detected by the rotation angle detection unit 30.

指令値算出部４０ｃは、電圧偏差ΔＶと、電気角速度ωとに基づいて、目標電圧Ｖｔｇｔを実現するための各指令値を算出する。具体的には、指令値算出部４０ｃは、第１巻線群１０ａに流す第１ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ１ｔｇｔ，Ｉｑ１ｔｇｔと、第２巻線群１０ｂに流す第２ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ２ｔｇｔ，Ｉｑ２ｔｇｔと、界磁巻線１１に流す目標界磁電流Ｉｆｔｇｔとを算出する。ちなみに、各指令電流Ｉｄ１ｔｇｔ，Ｉｑ１ｔｇｔ，Ｉｄ２ｔｇｔ，Ｉｑ２ｔｇｔは、例えば、電圧偏差ΔＶ及び電気角速度ωと関係づけられて各指令電流Ｉｄ１ｔｇｔ〜Ｉｑ２ｔｇｔが規定されたマップ情報を用いて算出されればよい。また、目標界磁電流Ｉｆｔｇｔは、例えば、電圧偏差ΔＶ及び電気角速度ωと関係づけられて目標界磁電流Ｉｆｔｇｔが規定されたマップ情報を用いて算出されればよい。   The command value calculation unit 40c calculates each command value for realizing the target voltage Vtgt based on the voltage deviation ΔV and the electrical angular velocity ω. Specifically, the command value calculation unit 40c includes the first d and q-axis command currents Id1tgt and Iq1tgt that flow through the first winding group 10a, and the second d and q-axis command currents Id2tgt and Iq2tgt that flow through the second winding group 10b. And a target field current Ifgtt to be passed through the field winding 11 is calculated. Incidentally, the command currents Id1tgt, Iq1tgt, Id2tgt, and Iq2tgt may be calculated using, for example, map information in which the command currents Id1tgt to Iq2tgt are defined in relation to the voltage deviation ΔV and the electrical angular velocity ω. Further, the target field current Ifgtt may be calculated using, for example, map information in which the target field current Ifgtt is defined in relation to the voltage deviation ΔV and the electrical angular velocity ω.

なお、第１ｄ軸指令電流Ｉｄ１ｔｇｔと第２ｄ軸指令電流Ｉｄ２ｔｇｔとは、同じ値に設定されてもよいし、異なる値に設定されてもよい。また、第１ｑ軸指令電流Ｉｑ１ｔｇｔと第２ｑ軸指令電流Ｉｑ２ｔｇｔとは、同じ値に設定されてもよいし、異なる値に設定されてもよい。   Note that the first d-axis command current Id1tgt and the second d-axis command current Id2tgt may be set to the same value or different values. Further, the first q-axis command current Iq1tgt and the second q-axis command current Iq2tgt may be set to the same value or different values.

第１電流変換部４１ａは、相電流検出部３３により検出された各相電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１、及び電気角θに基づいて、回転電機１０の３相固定座標系における各相電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１を、２相回転座標系であるｄｑ座標系における第１ｄ，ｑ軸電流Ｉｄ１ｒ，Ｉｑ１ｒに変換する。   The first current converter 41a is configured to output the phase currents Iu1, Iv1 in the three-phase fixed coordinate system of the rotating electrical machine 10 based on the phase currents Iu1, Iv1, Iw1 detected by the phase current detector 33 and the electrical angle θ. , Iw1 is converted into first d, q-axis currents Id1r, Iq1r in the dq coordinate system which is a two-phase rotational coordinate system.

第１電流偏差算出部４１ｂは、第１ｄ軸指令電流Ｉｄ１ｔｇｔから第１ｄ軸電流Ｉｄ１ｒを減算することにより、第１ｄ軸電流偏差ΔＩｄ１を算出する。第１電流偏差算出部４１ｂは、第１ｑ軸指令電流Ｉｑ１ｔｇｔから第１ｑ軸電流Ｉｑ１ｒを減算することにより、第１ｑ軸電流偏差ΔＩｑ１を算出する。   The first current deviation calculation unit 41b calculates the first d-axis current deviation ΔId1 by subtracting the first d-axis current Id1r from the first d-axis command current Id1tgt. The first current deviation calculation unit 41b calculates the first q-axis current deviation ΔIq1 by subtracting the first q-axis current Iq1r from the first q-axis command current Iq1tgt.

第１指令電圧算出部４１ｃは、第１ｄ，ｑ軸電流偏差ΔＩｄ１，ΔＩｑ１に基づいて、第１ｄ，ｑ軸電流Ｉｄ１ｒ，Ｉｑ１ｒを第１ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ１ｔｇｔ，Ｉｑ１ｔｇｔにフィードバック制御するために要求される第１巻線群１０ａに対応する第１ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ１，Ｖｑ１を算出する。第１ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ１，Ｖｑ１は、図１３に示すように、第１電圧ベクトルＶｎ１のｄ，ｑ軸成分である。本実施形態では、回転電機１０のｄｑ座標系における正のｄ軸を基準として、反時計まわりに第１電圧ベクトルＶｎ１が回転する場合の第１電圧位相δ１を正の値で定義する。ちなみに、第１ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ１，Ｖｑ１は、例えば、電圧偏差ΔＶと関係付けられて第１ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ１，Ｖｑ１が規定されたマップ情報を用いて算出されればよい。なお、第１指令電圧算出部４１ｃにおけるフィードバック制御としては、例えば比例積分制御を用いればよい。   The first command voltage calculation unit 41c is requested to feedback-control the first d and q axis currents Id1r and Iq1r to the first d and q axis command currents Id1tgt and Iq1tgt based on the first d and q axis current deviations ΔId1 and ΔIq1. First d- and q-axis voltages Vd1 and Vq1 corresponding to the first winding group 10a are calculated. As shown in FIG. 13, the first d and q-axis voltages Vd1 and Vq1 are d and q-axis components of the first voltage vector Vn1. In the present embodiment, the first voltage phase δ1 when the first voltage vector Vn1 rotates counterclockwise with the positive d axis in the dq coordinate system of the rotating electrical machine 10 as a reference is defined as a positive value. Incidentally, the first d and q-axis voltages Vd1 and Vq1 may be calculated using, for example, map information related to the voltage deviation ΔV and defining the first d and q-axis voltages Vd1 and Vq1. For example, proportional-integral control may be used as feedback control in the first command voltage calculation unit 41c.

第１変換部４１ｄは、電気角θ及び電源電圧ＶＤＣに基づいて、第１ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ１，Ｖｑ１を、回転電機１０の３相固定座標系における第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１に変換する。詳しくは、まず、第１変換部４１ｄは、Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線ＵＡ，ＶＡ，ＷＡから第１インバータ３０Ａへと出力するＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１を算出する。本実施形態において、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１は、中央値が０であり、互いに位相が電気角で１２０°ずれた正弦波状の信号となる。第１変換部４１ｄは、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ＊１，ＶＶ＊１，ＶＷ＊１を電源電圧ＶＤＣで規格化した信号「ＶＵ＊１／ＶＤＣ，ＶＶ＊１／ＶＤＣ，ＶＷ＊１／ＶＤＣ」として、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１を算出する。このため、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１は、中央値が０であり、互いに位相が電気角で１２０°ずれた正弦波状の信号となる。なお本実施形態において、変調信号が指令電圧の相関値に相当する。   The first converter 41d converts the first d, q-axis voltages Vd1, Vq1 into the first U, V, W phase modulation signals VU1, in the three-phase fixed coordinate system of the rotating electrical machine 10, based on the electrical angle θ and the power supply voltage VDC. Convert to VV1 and VW1. Specifically, first, the first converter 41d first outputs the U, V, W phase command voltages VU * 1, VV * 1, output from the U, V, W phase windings UA, VA, WA to the first inverter 30A. VW * 1 is calculated. In the present embodiment, the first U, V, and W phase command voltages VU * 1, VV * 1, and VW * 1 are sinusoidal signals having a median value of 0 and phases shifted from each other by 120 ° in electrical angle. . The first converter 41d generates signals “VU * 1 / VDC, VV * 1 / VDC, VW obtained by normalizing the first U, V, and W phase command voltages VU * 1, VV * 1, and VW * 1 with the power supply voltage VDC. As 1 / VDC, first U, V, W phase modulation signals VU1, VV1, VW1 are calculated. Therefore, the first U, V, and W phase modulation signals VU1, VV1, and VW1 are sinusoidal signals that have a median value of 0 and are out of phase with each other by 120 ° in electrical angle. In the present embodiment, the modulation signal corresponds to the correlation value of the command voltage.

第１ＰＷＭ生成部４１ｅは、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１と第１キャリア信号Ｓｉｇ１との大小比較に基づくＰＷＭ処理により、第１操作信号ｇＵｐ１，ｇＵｎ１，ｇＶｐ１，ｇＶｎ１，ｇＷｐ１，ｇＷｎ１の元になる第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ１，ＧＶ１，ＧＷ１を生成して出力する。本実施形態では、第１キャリア信号Ｓｉｇ１として、中央値が０となる三角波信号を用いている。   The first PWM generation unit 41e generates first operation signals gUp1, gUn1, gVp1, gVn1, and gWp1 through PWM processing based on a magnitude comparison between the first U, V, and W phase modulation signals VU1, VV1, and VW1 and the first carrier signal Sig1. , GWn1 are generated and output as first U, V, W phase PWM signals GU1, GV1, GW1. In the present embodiment, a triangular wave signal having a median value of 0 is used as the first carrier signal Sig1.

第１ＰＷＭ生成部４１ｅは、例えばＵ相を例にして説明すると、図１４（ａ），（ｂ）に示すように、第１Ｕ相変調信号ＶＵ１が第１キャリア信号Ｓｉｇ１を上回る場合、第１Ｕ相ＰＷＭ信号ＧＵ１をＨとし、第１Ｕ相変調信号ＶＵ１が第１キャリア信号Ｓｉｇ１以下となる場合、第１Ｕ相ＰＷＭ信号ＧＵ１をＬとする。また本実施形態において、第１ＰＷＭ生成部４１ｅは、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１が０以下となる期間に渡って、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ１，ＧＶ１，ＧＷ１をＬとする。   For example, the first PWM generation unit 41e will be described by taking the U phase as an example. As shown in FIGS. 14A and 14B, when the first U phase modulation signal VU1 exceeds the first carrier signal Sig1, the first U phase When the PWM signal GU1 is H and the first U-phase modulation signal VU1 is equal to or lower than the first carrier signal Sig1, the first U-phase PWM signal GU1 is L. Further, in the present embodiment, the first PWM generation unit 41e includes the first U, V, W phase PWM signals GU1, GV1, over the period when the first U, V, W phase modulation signals VU1, VV1, VW1 are 0 or less. Let GW1 be L.

第１操作信号生成部４１ｆは、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ１，ＧＶ１，ＧＷ１の論理反転信号を生成する。第１操作信号生成部４１ｆは、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ１，ＧＶ１，ＧＷ１のＬからＨへの切替タイミングをデッドタイムだけ遅延させることにより、上アーム側の第１操作信号ｇＵｐ１，ｇＶｐ１，ｇＷｐ１を生成する。第１操作信号生成部４１ｆは、論理反転信号のＬからＨへの切替タイミングをデッドタイムだけ遅延させることにより、下アーム側の第１操作信号ｇＵｎ１，ｇＶｎ１，ｇＷｎ１を生成する。これにより、第１インバータ回路ＩＮＶ１を構成する各スイッチの操作態様が、指令電圧のピーク値が電源電圧ＶＤＣ以下とされる場合における正弦波操作態様とされる。   The first operation signal generation unit 41f generates logical inversion signals of the first U, V, and W phase PWM signals GU1, GV1, and GW1. The first operation signal generation unit 41f delays the switching timing of the first U, V, and W phase PWM signals GU1, GV1, and GW1 from L to H by the dead time, so that the first operation signal gUp1, gVp1 and gWp1 are generated. The first operation signal generation unit 41f generates the first operation signals gUn1, gVn1, and gWn1 on the lower arm side by delaying the switching timing of the logic inversion signal from L to H by the dead time. Thereby, the operation mode of each switch constituting the first inverter circuit INV1 is set to a sine wave operation mode when the peak value of the command voltage is equal to or lower than the power supply voltage VDC.

第２電流変換部４２ａは、相電流検出部３３により検出された各相電流Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２、及び電気角θに基づいて、３相固定座標系における各相電流Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２を、ｄｑ座標系における第２ｄ，ｑ軸電流Ｉｄ２ｒ，Ｉｑ２ｒに変換する。   The second current converter 42a converts the phase currents Iu2, Iv2, Iw2 in the three-phase fixed coordinate system based on the phase currents Iu2, Iv2, Iw2 and the electrical angle θ detected by the phase current detector 33, The second d and q axis currents Id2r and Iq2r in the dq coordinate system are converted.

第２電流偏差算出部４２ｂは、第２ｄ軸指令電流Ｉｄ２ｔｇｔから第２ｄ軸電流Ｉｄ２ｒを減算することにより、第２ｄ軸電流偏差ΔＩｄ２を算出する。第２電流偏差算出部４２ｂは、第２ｑ軸指令電流Ｉｑ２ｔｇｔから第２ｑ軸電流Ｉｑ２ｒを減算することにより、第２ｑ軸電流偏差ΔＩｑ２を算出する。   The second current deviation calculation unit 42b calculates the second d-axis current deviation ΔId2 by subtracting the second d-axis current Id2r from the second d-axis command current Id2tgt. The second current deviation calculation unit 42b calculates the second q-axis current deviation ΔIq2 by subtracting the second q-axis current Iq2r from the second q-axis command current Iq2tgt.

第２指令電圧算出部４２ｃは、第２ｄ，ｑ軸電流偏差ΔＩｄ２，ΔＩｑ２に基づいて、第２ｄ，ｑ軸電流Ｉｄ２ｒ，Ｉｑ２ｒを第２ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ２ｔｇｔ，Ｉｑ２ｔｇｔに制御するために要求される第２巻線群１０ｂに対応する第２ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ２，Ｖｑ２を算出する。第２ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ２，Ｖｑ２は、第２電圧ベクトルＶｎ２のｄ，ｑ軸成分である。本実施形態では、第１電圧ベクトルＶｎ１と同様に、回転電機１０のｄｑ座標系における正のｄ軸を基準として、反時計まわりに第２電圧ベクトルＶｎ２が回転する場合の第２電圧位相δ２を正の値で定義する。ちなみに、第２ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ２，Ｖｑ２は、例えば、電圧偏差ΔＶと関係付けられて第２ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ２，Ｖｑ２が規定されたマップ情報を用いて算出されればよい。なお、第２指令電圧算出部４２ｃにおけるフィードバック制御としては、例えば比例積分制御を用いればよい。   The second command voltage calculation unit 42c is required to control the second d, q axis currents Id2r, Iq2r to the second d, q axis command currents Id2tgt, Iq2tgt based on the second d, q axis current deviations ΔId2, ΔIq2. The second d and q axis voltages Vd2 and Vq2 corresponding to the second winding group 10b are calculated. The second d and q axis voltages Vd2 and Vq2 are d and q axis components of the second voltage vector Vn2. In the present embodiment, similarly to the first voltage vector Vn1, the second voltage phase δ2 when the second voltage vector Vn2 rotates counterclockwise with reference to the positive d axis in the dq coordinate system of the rotating electrical machine 10 is determined. Define with a positive value. Incidentally, the second d and q-axis voltages Vd2 and Vq2 may be calculated using, for example, map information related to the voltage deviation ΔV and defining the second d and q-axis voltages Vd2 and Vq2. For example, proportional-integral control may be used as feedback control in the second command voltage calculation unit 42c.

第２変換部４２ｄは、電気角θ及び電源電圧ＶＤＣに基づいて、第２ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ２，Ｖｑ２を、３相固定座標系における第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ２，ＶＶ２，ＶＷ２に変換する。第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ２，ＶＶ２，ＶＷ２は、中央値が０であり、互いに位相が電気角で１２０°ずれた正弦波状の信号となる。また本実施形態において、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ２，ＶＶ２，ＶＷ２は、その振幅，周波数が第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１の振幅，周波数と同一とされている。   The second converter 42d converts the second d and q-axis voltages Vd2 and Vq2 into the second U, V, and W phase modulation signals VU2, VV2, and VW2 in the three-phase fixed coordinate system based on the electrical angle θ and the power supply voltage VDC. Convert. The second U, V, and W phase modulation signals VU2, VV2, and VW2 are sinusoidal signals having a median value of 0 and having phases shifted from each other by 120 ° in electrical angle. In the present embodiment, the second U, V, and W phase modulation signals VU2, VV2, and VW2 have the same amplitude and frequency as those of the first U, V, and W phase modulation signals VU1, VV1, and VW1. Yes.

第２ＰＷＭ生成部４２ｅは、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ２，ＶＶ２，ＶＷ２と第２キャリア信号Ｓｉｇ２との大小比較に基づくＰＷＭ処理により、第２操作信号ｇＵｐ２，ｇＵｎ２，ｇＶｐ２，ｇＶｎ２，ｇＷｐ２，ｇＷｎ２の元になる第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ２，ＧＶ２，ＧＷ２を生成して出力する。本実施形態では、第２キャリア信号Ｓｉｇ２として、中央値が０となる三角波信号を用いている。本実施形態において、第２キャリア信号Ｓｉｇ２の振幅と第１キャリア信号Ｓｉｇ１の振幅とは同一とされている。   The second PWM generation unit 42e generates second operation signals gUp2, gUn2, gVp2, gVn2, and gWp2 by PWM processing based on the magnitude comparison between the second U, V, and W phase modulation signals VU2, VV2, and VW2 and the second carrier signal Sig2. , GWn2 are generated and output as second U, V, W phase PWM signals GU2, GV2, GW2. In the present embodiment, a triangular wave signal having a median value of 0 is used as the second carrier signal Sig2. In the present embodiment, the amplitude of the second carrier signal Sig2 and the amplitude of the first carrier signal Sig1 are the same.

第２ＰＷＭ生成部４２ｅは、例えばＵ相を例にして説明すると、図１４（ｃ），（ｄ）に示すように、第２Ｕ相変調信号ＶＵ２が第２キャリア信号Ｓｉｇ２を上回る場合、第２Ｕ相ＰＷＭ信号ＧＵ２をＨとし、第２Ｕ相変調信号ＶＵ２が第２キャリア信号Ｓｉｇ２以下となる場合、第２Ｕ相ＰＷＭ信号ＧＵ２をＬとする。また本実施形態において、第２ＰＷＭ生成部４２ｅは、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相変調信号ＶＵ２，ＶＶ２，ＶＷ２が０以下となる期間に渡って、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ２，ＧＶ２，ＧＷ２をＬとする。   For example, the second PWM generation unit 42e will be described using the U phase as an example. As illustrated in FIGS. 14C and 14D, when the second U phase modulation signal VU2 exceeds the second carrier signal Sig2, the second U phase When the PWM signal GU2 is H and the second U-phase modulation signal VU2 is equal to or lower than the second carrier signal Sig2, the second U-phase PWM signal GU2 is set to L. Further, in the present embodiment, the second PWM generation unit 42e includes the second U, V, W phase PWM signals GU2, GV2, over the period in which the second U, V, W phase modulation signals VU2, VV2, VW2 are 0 or less. Let GW2 be L.

第２操作信号生成部４２ｆは、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ２，ＧＶ２，ＧＷ２の論理反転信号を生成する。第２操作信号生成部４２ｆは、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ２，ＧＶ２，ＧＷ２のＬからＨへの切替タイミングをデッドタイムだけ遅延させることにより、上アーム側の第２操作信号ｇＵｐ２，ｇＶｐ２，ｇＷｐ２を生成する。第２操作信号生成部４２ｆは、論理反転信号のＬからＨへの切替タイミングをデッドタイムだけ遅延させることにより、下アーム側の第２操作信号ｇＵｎ２，ｇＶｎ２，ｇＷｎ２を生成する。これにより、第２インバータ回路ＩＮＶ２を構成する各スイッチの操作態様が正弦波操作態様とされる。   The second operation signal generation unit 42f generates a logical inversion signal of the second U, V, W phase PWM signals GU2, GV2, GW2. The second operation signal generation unit 42f delays the switching timing of the second U, V, W phase PWM signals GU2, GV2, GW2 from L to H by the dead time, so that the second operation signal gUp2, gVp2 and gWp2 are generated. The second operation signal generation unit 42f generates the second operation signals gUn2, gVn2, and gWn2 on the lower arm side by delaying the switching timing of the logic inversion signal from L to H by the dead time. Thereby, the operation mode of each switch constituting the second inverter circuit INV2 is set to the sine wave operation mode.

電流偏差算出部４３ａは、界磁電流検出部３２により検出された界磁電流Ｉｆｒを目標界磁電流Ｉｆｔｇｔから減算することにより、電流偏差ΔＩｆを算出する。   The current deviation calculation unit 43a calculates the current deviation ΔIf by subtracting the field current Ifr detected by the field current detection unit 32 from the target field current Iftgt.

界磁算出部４３ｂは、電流偏差ΔＩｆに基づいて、界磁巻線１１に流れる界磁電流Ｉｆｒを目標界磁電流Ｉｆｔｇｔに制御するための電圧Ｖｆを界磁巻線１１に印加する。   The field calculation unit 43b applies a voltage Vf for controlling the field current Ifr flowing in the field winding 11 to the target field current Iftgt based on the current deviation ΔIf.

本実施形態では、図１４に示すように、第１キャリア信号Ｓｉｇ１の周波数である第１キャリア周波数ｆｃ２ａが、第２キャリア信号Ｓｉｇ２の周波数である第２キャリア周波数ｆｃ２ｂよりも高く設定されている。これにより、第１インバータ回路ＩＮＶ１の１電気角周期（３６０°）におけるスイッチング回数が、第２インバータ回路ＩＮＶ２の１電気角周期におけるスイッチング回数よりも多くなる。なお図１４には、Ｕ相のみの各波形の推移を示す。また、インバータ回路における変調手法としては、図１４に示す２相変調に限らず、３相変調であってもよい。   In the present embodiment, as shown in FIG. 14, the first carrier frequency fc2a that is the frequency of the first carrier signal Sig1 is set higher than the second carrier frequency fc2b that is the frequency of the second carrier signal Sig2. As a result, the number of times of switching in one electrical angle cycle (360 °) of the first inverter circuit INV1 is greater than the number of times of switching in one electrical angle cycle of the second inverter circuit INV2. FIG. 14 shows the transition of each waveform for the U phase only. Further, the modulation method in the inverter circuit is not limited to the two-phase modulation shown in FIG. 14 and may be three-phase modulation.

図１５に示すように、キャリア周波数ｆｃＬの低い方が、キャリア周波数ｆｃＨの高い方よりも各周波数におけるノイズレベルが低くなる傾向になる。そこで、発電時におけるキャリア周波数ｆｃ２を力行時におけるキャリア周波数ｆｃ１よりも低くする構成において、さらに発電動作時における第１インバータ回路ＩＮＶ１の第１キャリア周波数ｆｃ２ａと第２インバータ回路ＩＮＶ２の第２キャリア周波数ｆｃ２ｂとを相違させる。これにより、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２それぞれを構成するスイッチのスイッチングに伴い発生するノイズのスペクトルを分散できる。ノイズは、放射ノイズ及び伝導ノイズを含むものである。スペクトルを分散できるため、スイッチング操作に伴い発生するノイズによる悪影響を低減できる。   As shown in FIG. 15, the lower carrier frequency fcL tends to have a lower noise level at each frequency than the higher carrier frequency fcH. Therefore, in the configuration in which the carrier frequency fc2 during power generation is lower than the carrier frequency fc1 during power running, the first carrier frequency fc2a of the first inverter circuit INV1 and the second carrier frequency fc2b of the second inverter circuit INV2 during power generation operation are further provided. And different. As a result, it is possible to disperse the spectrum of noise that occurs due to the switching of the switches constituting the inverter circuits INV1 and INV2. Noise includes radiation noise and conduction noise. Since the spectrum can be dispersed, it is possible to reduce adverse effects due to noise generated by the switching operation.

また、本実施形態によれば、第１インバータ回路ＩＮＶ１におけるキャリア周波数と第２インバータ回路ＩＮＶ２におけるキャリア周波数を相違させるといった簡易な構成でノイズを低減することができる。   Further, according to the present embodiment, noise can be reduced with a simple configuration in which the carrier frequency in the first inverter circuit INV1 is different from the carrier frequency in the second inverter circuit INV2.

（他の実施形態）
・第１実施形態における制御装置４０は、図４に示すように、領域Ｃをさらに３つの領域Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３に分割し、領域Ｃ１においてＰＷＭ制御を実施し、領域Ｃ２，Ｃ３において矩形波制御を実施する。これを変更し、本変形例における制御装置４０は、回転電機１０の発電時、且つ、回転電機１０の回転速度が第３閾値以上の領域（図４に示す領域Ｃ３に相当）において、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２においてＰＷＭ制御に代えて過変調パルス幅変調制御（過変調ＰＷＭ制御）を実施する。また、本変形例における制御装置４０は、領域Ｃのうち領域Ｃ１，Ｃ２に相当する領域において通常のＰＷＭ制御を実施する。また、第３閾値は、第２回転速度Ｆ２未満の値であり、回転電機１０の回転速度が第３閾値〜第２回転速度Ｆ２未満の領域において過変調ＰＷＭ制御を実施した場合に、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２において回転電機１０から出力される発電電力を交流から直流に変換可能な値に設定されている。 (Other embodiments)
As shown in FIG. 4, the control device 40 in the first embodiment further divides the region C into three regions C1, C2, and C3, performs PWM control in the region C1, and rectangular waves in the regions C2 and C3. Implement control. By changing this, the control device 40 according to the present modification is an inverter circuit in a region where the rotating electrical machine 10 generates power and the rotational speed of the rotating electrical machine 10 is equal to or higher than the third threshold (corresponding to the region C3 shown in FIG. 4). In INV1 and INV2, overmodulation pulse width modulation control (overmodulation PWM control) is performed instead of PWM control. In addition, the control device 40 in the present modification performs normal PWM control in a region corresponding to the regions C1 and C2 in the region C. Further, the third threshold value is a value less than the second rotation speed F2, and when overmodulation PWM control is performed in a region where the rotation speed of the rotating electrical machine 10 is less than the third threshold value to the second rotation speed F2, the inverter circuit In INV1 and INV2, the generated power output from the rotating electrical machine 10 is set to a value that can be converted from AC to DC.

過変調ＰＷＭ制御とは、出力電圧の最大値が電源電圧の半分となる通常のＰＷＭ制御と異なり、出力電圧の最大値が電源電圧の２／π倍となるように複数のキャリア周期にわたってスイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１，ＳＵｐ２〜ＳＷｎ２をオンにし続ける制御のことである。図１６に示すように、過変調ＰＷＭ制御は、通常のＰＷＭ制御と比較して、電気角１周期当たりのスイッチング回数が少ない。このため、図４に示す領域Ｃ３に相当する領域において、過変調ＰＷＭ制御を実施することで、通常のＰＷＭ制御と比較して、エミッション特性が悪化することを抑制することができる。   Unlike the normal PWM control in which the maximum value of the output voltage is half the power supply voltage, the overmodulation PWM control is a switch SUp1 over a plurality of carrier periods so that the maximum value of the output voltage is 2 / π times the power supply voltage. This is the control that keeps turning on SWn1, SUp2-SWn2. As shown in FIG. 16, overmodulation PWM control has fewer switching times per electrical angle period than normal PWM control. For this reason, by performing the overmodulation PWM control in a region corresponding to the region C3 shown in FIG. 4, it is possible to suppress the deterioration of the emission characteristics as compared with the normal PWM control.

また、制御装置４０は、図４に示す領域Ｃ２，Ｃ３に相当する領域において、過変調制御を実施するものであってもよい。また、制御装置４０は、図４に示す領域Ｃ２に相当する領域において、過変調制御を実施し、図４に示す領域Ｃ３に相当する領域において、矩形波制御を実施するものであってもよい。また、制御装置４０は、図４に示す領域Ｃ２に相当する領域において、矩形波制御を実施し、図４に示す領域Ｃ３に相当する領域において、過変調制御を実施するものであってもよい。また、制御装置４０は、図４に示す領域Ｃ３のうち回転速度が第３閾値（＞第１閾値）以上の領域において、過変調制御を実施し、回転速度が第３閾値未満の領域において、矩形波制御を実施するものであってもよい。   Further, the control device 40 may perform overmodulation control in a region corresponding to the regions C2 and C3 shown in FIG. Further, the control device 40 may perform overmodulation control in a region corresponding to the region C2 illustrated in FIG. 4 and perform rectangular wave control in a region corresponding to the region C3 illustrated in FIG. . The control device 40 may perform rectangular wave control in a region corresponding to the region C2 illustrated in FIG. 4 and perform overmodulation control in a region corresponding to the region C3 illustrated in FIG. . Further, the control device 40 performs overmodulation control in a region where the rotational speed is equal to or higher than the third threshold (> first threshold) in the region C3 shown in FIG. 4, and in a region where the rotational speed is less than the third threshold. The rectangular wave control may be performed.

・第２実施形態において、制御装置４０は、回転電機１０の回転速度及びトルクが所定領域となる場合に、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の一方において、ＰＷＭ制御（正弦波ＰＷＭ制御）を実施し、他方において、過変調ＰＷＭ制御を実施するものであってもよい。同様に、制御装置４０は、回転電機１０の回転速度及びトルクが所定領域となる場合に、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の一方において、ＰＷＭ制御（正弦波ＰＷＭ制御）を実施し、他方において、矩形波制御を実施するものであってもよい。   In the second embodiment, the control device 40 performs PWM control (sine wave PWM control) in one of the inverter circuits INV1 and INV2 when the rotational speed and torque of the rotating electrical machine 10 are in a predetermined region, and the other In this case, overmodulation PWM control may be performed. Similarly, the control device 40 performs PWM control (sine wave PWM control) in one of the inverter circuits INV1 and INV2 and the rectangular wave in the other when the rotational speed and torque of the rotating electrical machine 10 are in a predetermined region. Control may be performed.

・上記実施形態の制御装置４０は、回転電機１０の力行動作時におけるＰＷＭ制御のキャリア周波数ｆｃ１を回転電機１０の発電動作時におけるＰＷＭ制御のキャリア周波数ｆｃ２よりたかく設定する構成とした。これを変更し、制御装置４０は、力行動作及び発電動作の一方の時におけるパルス幅変調制御のキャリア周波数と比べて、力行動作及び前記発電動作の他方の時におけるキャリア周波数を低く設定するものであってもよい。   The control device 40 of the above embodiment is configured to set the carrier frequency fc1 of PWM control during the power running operation of the rotating electrical machine 10 to be higher than the carrier frequency fc2 of PWM control during the power generation operation of the rotating electrical machine 10. By changing this, the control device 40 sets the carrier frequency at the other time of the power running operation and the power generation operation lower than the carrier frequency of the pulse width modulation control at one time of the power running operation and the power generation operation. There may be.

概して、回転電機１０における力行動作および発電動作の他方は一方と比べて１回の実施期間が長い。しかしながら力行動作および発電動作それぞれの実施期間の長短は車両制御に応じて変動する。そのため、上記した力行動作および発電動作の実施期間の長短関係が必ず成立するわけではない。しかしながら車両制御期間中における力行動作および発電動作それぞれの総実施期間で比較すると、力行動作および発電動作の他方は一方と比べて実施期間が長い、ということができる。   In general, the other one of the power running operation and the power generation operation in the rotating electrical machine 10 has a longer implementation period than one. However, the duration of each of the power running operation and the power generation operation varies depending on the vehicle control. For this reason, the above-described long-short relationship between the powering operation and the power generation operation is not necessarily established. However, when compared in the total implementation periods of the power running operation and the power generation operation during the vehicle control period, it can be said that the other one of the power running operation and the power generation operation has a longer implementation period than the other.

これに対して本変形例の制御装置４０は、力行動作および発電動作の一方の時におけるＰＷＭ制御のキャリア周波数と比べて、力行動作および発電動作の他方の時におけるキャリア周波数を低く設定する。これにより、実施期間の長い動作時におけるキャリア周波数が低くなる。そのため、エミッション特性が悪化する期間が短くなる。   On the other hand, the control device 40 of the present modification sets the carrier frequency at the other time of the power running operation and the power generation operation lower than the carrier frequency of the PWM control at one time of the power running operation and the power generation operation. This lowers the carrier frequency during operation with a long implementation period. For this reason, the period during which the emission characteristics deteriorate is shortened.

・図４に示す領域Ｃの全部において、ＰＷＭ制御を実施する構成としてもよい。また、領域Ｃのうち領域Ｃ１，Ｃ２においてＰＷＭ制御を実施し、領域Ｃ３において矩形波制御を実施する構成としてもよい。   -It is good also as a structure which implements PWM control in the whole area | region C shown in FIG. Moreover, it is good also as a structure which implements PWM control in area | region C1, C2 among area | region C, and implements rectangular wave control in area | region C3.

・界磁回路３６において、界磁巻線１１に対して並列接続される還流ダイオードを設ける構成としてもよい。当該還流ダイオードは、界磁回路３６を構成するスイッチＳＷ１〜ＳＷ４が全てオフ状態とされた場合に、界磁巻線１１に流れる電流が当該還流ダイオードの順方向に流れるように設けるとよい。同様に、界磁回路３６Ａに対し、界磁巻線１１に対して並列接続される還流ダイオードを設ける構成としてもよい。   The field circuit 36 may be provided with a free-wheeling diode connected in parallel with the field winding 11. The freewheeling diode may be provided so that the current flowing through the field winding 11 flows in the forward direction of the freewheeling diode when all the switches SW1 to SW4 constituting the field circuit 36 are turned off. Similarly, the field circuit 36A may be provided with a free-wheeling diode connected in parallel to the field winding 11.

・界磁回路３６において、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のいずれか一つをダイオードに代えてもよい。また、スイッチＳＷ２及びスイッチＳＷ３、又は、スイッチＳＷ１及びスイッチＳＷ４をダイオードに代えてもよい。スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のいずれかをダイオードに代える際、そのダイオードは、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のボディダイオードＤ１〜Ｄ４（図２）のそれぞれと同じ方向に接続されるとよい。また、界磁回路３６Ａにおいて、スイッチＳＷ２Ａをダイオードに代えてもよい。   In the field circuit 36, any one of the switches SW1 to SW4 may be replaced with a diode. Further, the switch SW2 and the switch SW3, or the switch SW1 and the switch SW4 may be replaced with a diode. When any of the switches SW1 to SW4 is replaced with a diode, the diode may be connected in the same direction as each of the body diodes D1 to D4 (FIG. 2) of the switches SW1 to SW4. In the field circuit 36A, the switch SW2A may be replaced with a diode.

・界磁巻線１１に代えて、永久磁石を用いてもよい。即ち、回転電機は、永久磁石型同期回転電機であってもよい。また、回転電機は、２重巻線に代えて、１重巻線を備えていてもよい。回転電機が１重巻線を備える構成の場合、２つのインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２のうち一方を省略するとよい。また、２重巻線に代えて、３重以上の巻線を備えていてもよい。また、３相巻線に代えて、２相巻線、又は、４相以上の巻線を備えていてもよい。   A permanent magnet may be used in place of the field winding 11. That is, the rotating electrical machine may be a permanent magnet type synchronous rotating electrical machine. The rotating electrical machine may include a single winding instead of the double winding. In the case where the rotating electrical machine has a single winding, one of the two inverter circuits INV1 and INV2 may be omitted. Further, instead of the double winding, a triple or more winding may be provided. Further, instead of the three-phase winding, a two-phase winding or a four-phase or more winding may be provided.

・制御装置４０によるインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２におけるスペクトル拡散の少なくとも一方を省略する構成としてもよい。また、界磁回路３６におけるスペクトル拡散を省略する構成としてもよい。   -It is good also as a structure which abbreviate | omits at least one of the spread spectrum in inverter circuit INV1, INV2 by the control apparatus 40. FIG. Moreover, it is good also as a structure which abbreviate | omits the spectrum spreading | diffusion in the field circuit 36. FIG.

１０…回転電機、２２…バッテリ、２３…電気負荷、４０…制御装置、ＩＮＶ１…第１インバータ回路、ＩＮＶ２…第２インバータ回路。   DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Rotary electric machine, 22 ... Battery, 23 ... Electric load, 40 ... Control apparatus, INV1 ... 1st inverter circuit, INV2 ... 2nd inverter circuit.

Claims (12)

力行動作及び発電動作が可能な回転電機（１０）の制御装置（４０）であって、
前記力行動作時において、直流電源（２２）から供給される直流電力を交流電力に変換し前記回転電機に出力するとともに、前記発電動作時において、前記回転電機から供給される交流電力を直流電力に変換し前記直流電源側に出力するインバータ回路（ＩＮＶ１，ＩＮＶ２）において、パルス幅変調制御を実施し、
前記直流電源には、前記インバータ回路及び前記回転電機それぞれとは異なる電気負荷（２３）が接続され、
前記力行動作時における前記パルス幅変調制御のキャリア周波数を、前記発電動作時における前記キャリア周波数より高く設定する回転電機の制御装置。 A control device (40) for a rotating electrical machine (10) capable of a power running operation and a power generation operation,
During the power running operation, the DC power supplied from the DC power source (22) is converted into AC power and output to the rotating electrical machine, and the AC power supplied from the rotating electrical machine is converted to DC power during the power generation operation. In the inverter circuit (INV1, INV2) that converts and outputs to the DC power supply side, pulse width modulation control is performed,
The DC power supply is connected to an electrical load (23) different from each of the inverter circuit and the rotating electrical machine,
A control device for a rotating electrical machine that sets a carrier frequency of the pulse width modulation control during the power running operation to be higher than the carrier frequency during the power generation operation. 前記回転電機は、前記力行動作と比べて前記発電動作が長い期間実施される請求項１に記載の回転電機の制御装置。   The rotating electrical machine control device according to claim 1, wherein the rotating electrical machine performs the power generation operation for a longer period than the power running operation. 前記回転電機は、アイドリングストップ制御が実施される車両に適用されるものであって、アイドリングストップによるエンジン（２０）の自動停止後の前記エンジンの再始動時、又は前記エンジンの出力を補助するアシスト動作時に前記力行動作を実施し、前記電気負荷への電力供給時、又は前記直流電源としての二次電池の充電時に前記発電動作を実施する請求項２に記載の回転電機の制御装置。   The rotating electrical machine is applied to a vehicle in which idling stop control is performed, and assists assisting the output of the engine when the engine is restarted after the engine (20) is automatically stopped by idling stop. The control apparatus for a rotating electrical machine according to claim 2, wherein the power running operation is performed during operation, and the power generation operation is performed when power is supplied to the electric load or when a secondary battery as the DC power source is charged. 前記力行動作時及び前記発電動作時の少なくとも一方における前記パルス幅変調制御において、所定周波数領域でスペクトル拡散を実施する請求項１乃至３のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。   4. The control device for a rotating electrical machine according to claim 1, wherein spectrum spreading is performed in a predetermined frequency region in the pulse width modulation control during at least one of the power running operation and the power generation operation. 5. 前記回転電機は、界磁巻線（１１）を備える巻線界磁型回転電機であって、
前記界磁巻線に電力を供給する界磁回路（３６）のスイッチング周波数と、前記キャリア周波数とを異なる値に設定する請求項１乃至４のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。 The rotating electrical machine is a wound field type rotating electrical machine including a field winding (11),
The control device for a rotating electrical machine according to any one of claims 1 to 4, wherein a switching frequency of the field circuit (36) for supplying electric power to the field winding and the carrier frequency are set to different values. 前記発電動作時における前記キャリア周波数を前記界磁回路のスイッチング周波数より高く設定する請求項５に記載の回転電機の制御装置。   The control device for a rotating electrical machine according to claim 5, wherein the carrier frequency during the power generation operation is set to be higher than a switching frequency of the field circuit. 前記力行動作時における前記パルス幅変調制御において、第１周波数領域でスペクトル拡散を実施し、前記発電動作時における前記パルス幅変調制御において、第２周波数領域でスペクトル拡散を実施し、前記界磁回路のスイッチング周波数を前記第１周波数領域及び前記第２周波数領域とは異なる値に設定する請求項５又は６に記載の回転電機の制御装置。   In the pulse width modulation control during the power running operation, spectrum spreading is performed in the first frequency domain, in the pulse width modulation control during the power generation operation, spectrum spreading is performed in the second frequency domain, and the field circuit 7. The control device for a rotating electrical machine according to claim 5, wherein the switching frequency is set to a value different from the first frequency region and the second frequency region. 前記回転電機の発電時において、前記回転電機の回転速度が所定の第１閾値以上になった場合に、前記インバータ回路において前記パルス幅変調制御に代えて矩形波制御を実施する請求項１乃至７のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。   8. The rectangular wave control is performed instead of the pulse width modulation control in the inverter circuit when the rotational speed of the rotating electrical machine exceeds a predetermined first threshold during power generation of the rotating electrical machine. The control apparatus of the rotary electric machine of any one of these. 前記回転電機の発電時において、前記回転速度が前記第１閾値より低い領域において、前記回転電機から出力される発電電流が所定の第２閾値未満の場合、前記パルス幅変調制御に代えて前記矩形波制御を実施する請求項８に記載の回転電機の制御装置。   At the time of power generation by the rotating electrical machine, when the generated current output from the rotating electrical machine is less than a predetermined second threshold value in a region where the rotational speed is lower than the first threshold value, the rectangular shape is used instead of the pulse width modulation control. The control apparatus for a rotating electrical machine according to claim 8, which performs wave control. 前記回転電機の発電時において、前記回転電機の回転速度が所定の第３閾値以上になった場合に、前記インバータ回路において前記パルス幅変調制御に代えて過変調パルス幅変調制御を実施する請求項１乃至９のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。   The overmodulation pulse width modulation control is performed instead of the pulse width modulation control in the inverter circuit when the rotational speed of the rotating electrical machine becomes equal to or higher than a predetermined third threshold during power generation of the rotary electric machine. The control device for a rotating electrical machine according to any one of 1 to 9. 前記回転電機は、ステータ（１３）に巻回された複数の巻線群（１０ａ，１０ｂ）を有する多重巻線回転電機であって、
前記インバータ回路は、スイッチ（ＳＵｐ１〜ＳＷｎ１，ＳＵｐ２〜ＳＷｎ２）を有して、かつ、前記複数の巻線群それぞれに対応して個別に設けられ、前記スイッチのスイッチング操作により対応する前記巻線群との間で電力伝達を行い、
前記回転電機の１電気角周期あたりの前記スイッチのスイッチング回数を複数の前記インバータ回路で互いに相違させるように、複数の前記インバータ回路を構成する前記スイッチの操作態様を設定し、その設定された操作態様に基づいて、前記インバータ回路をそれぞれ構成する前記スイッチを操作する請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。 The rotating electrical machine is a multi-winding rotating electrical machine having a plurality of winding groups (10a, 10b) wound around a stator (13),
The inverter circuit includes switches (SUp1 to SWn1, SUp2 to SWn2), and is provided individually corresponding to each of the plurality of winding groups, and corresponds to the winding group corresponding to the switching operation of the switches. Power transfer to and from
The operation mode of the switches constituting the plurality of inverter circuits is set so that the number of switching times of the switch per electrical angle cycle of the rotating electrical machine is different between the plurality of inverter circuits, and the set operation The control device for a rotating electrical machine according to any one of claims 1 to 10, wherein the switches that respectively constitute the inverter circuits are operated based on an aspect. 請求項１乃至１１のいずれか１項に記載の前記回転電機の制御装置、前記回転電機、及び、前記インバータ回路を備える回転電機システム。   A rotating electrical machine system comprising the control device for the rotating electrical machine according to any one of claims 1 to 11, the rotating electrical machine, and the inverter circuit.
JP2016240131A 2016-12-12 2016-12-12 Controller for rotary electric machine and rotary electric machine system Ceased JP2018098872A (en)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2016240131A JP2018098872A (en) 2016-12-12 2016-12-12 Controller for rotary electric machine and rotary electric machine system
PCT/JP2017/042121 WO2018110242A1 (en) 2016-12-12 2017-11-23 Control device for rotating electrical machine, and rotating electrical machine system

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2016240131A JP2018098872A (en) 2016-12-12 2016-12-12 Controller for rotary electric machine and rotary electric machine system

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2018098872A true JP2018098872A (en) 2018-06-21

Family

ID=62558391

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2016240131A Ceased JP2018098872A (en) 2016-12-12 2016-12-12 Controller for rotary electric machine and rotary electric machine system

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP2018098872A (en)
WO (1) WO2018110242A1 (en)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102019130306A1 (en) * 2019-11-11 2021-05-12 Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft Electric machine
JPWO2021095109A1 (en) * 2019-11-12 2021-05-20
WO2021145270A1 (en) * 2020-01-14 2021-07-22 株式会社デンソー Vehicular drive control device
JP2021136738A (en) * 2020-02-25 2021-09-13 日産自動車株式会社 Switching device control method and switching device control system
JP2022080946A (en) * 2020-11-19 2022-05-31 三菱電機株式会社 Control device for ac rotary machine

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7167786B2 (en) * 2019-03-15 2022-11-09 株式会社Ihi power generation system
CN112398398A (en) * 2020-12-03 2021-02-23 湖南大学 Method and device for controlling weak magnetism of double three-phase permanent magnet synchronous motor
CN113002366B (en) * 2021-04-30 2022-05-03 重庆长安新能源汽车科技有限公司 Electric automobile and power battery heating system and heating method thereof

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001268822A (en) * 2000-03-16 2001-09-28 Matsushita Electric Ind Co Ltd Energy storage device
JP3867270B2 (en) * 2002-06-28 2007-01-10 株式会社日立製作所 Electric vehicle control device
JP2008307908A (en) * 2007-06-12 2008-12-25 Toyota Motor Corp Hybrid electric vehicle
JP2013059181A (en) * 2011-09-07 2013-03-28 Denso Corp Power conversion device
JP2015091186A (en) * 2013-11-06 2015-05-11 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 Motor inverter apparatus
JP2016082863A (en) * 2014-10-21 2016-05-16 株式会社デンソー Controller of rotary electric machine

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001268822A (en) * 2000-03-16 2001-09-28 Matsushita Electric Ind Co Ltd Energy storage device
JP3867270B2 (en) * 2002-06-28 2007-01-10 株式会社日立製作所 Electric vehicle control device
JP2008307908A (en) * 2007-06-12 2008-12-25 Toyota Motor Corp Hybrid electric vehicle
JP2013059181A (en) * 2011-09-07 2013-03-28 Denso Corp Power conversion device
JP2015091186A (en) * 2013-11-06 2015-05-11 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 Motor inverter apparatus
JP2016082863A (en) * 2014-10-21 2016-05-16 株式会社デンソー Controller of rotary electric machine

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102019130306A1 (en) * 2019-11-11 2021-05-12 Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft Electric machine
JPWO2021095109A1 (en) * 2019-11-12 2021-05-20
WO2021095109A1 (en) * 2019-11-12 2021-05-20 三菱電機株式会社 Alternating-current rotating machine controller
JP7267448B2 (en) 2019-11-12 2023-05-01 三菱電機株式会社 AC rotating machine controller
WO2021145270A1 (en) * 2020-01-14 2021-07-22 株式会社デンソー Vehicular drive control device
JP2021136738A (en) * 2020-02-25 2021-09-13 日産自動車株式会社 Switching device control method and switching device control system
JP7415651B2 (en) 2020-02-25 2024-01-17 日産自動車株式会社 Switching device control method and switching device control system
JP2022080946A (en) * 2020-11-19 2022-05-31 三菱電機株式会社 Control device for ac rotary machine
JP7191074B2 (en) 2020-11-19 2022-12-16 三菱電機株式会社 AC rotating machine controller

Also Published As

Publication number Publication date
WO2018110242A1 (en) 2018-06-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2018110242A1 (en) Control device for rotating electrical machine, and rotating electrical machine system
US11258391B2 (en) Rotating electrical machine control device
US9083274B2 (en) Power stage precharging and dynamic braking apparatus for multilevel inverter
JP6087666B2 (en) Power converter
JP6477915B2 (en) Power converter
JP6893946B2 (en) Power converter, generator motor control device, and electric power steering device
US20120206076A1 (en) Motor-driving apparatus for variable-speed motor
JP2010081786A (en) Power switching circuit
US10027271B2 (en) Rotating electrical machine control device
US10903772B2 (en) Multigroup-multiphase rotating-electric-machine driving apparatus
WO2018055792A1 (en) Power conversion device
JP6423323B2 (en) Power converter
JP6669532B2 (en) Power converter
TW201909525A (en) Control device for inverter
US11456686B2 (en) Rotating electrical machine control device
US20190379316A1 (en) Control for electric power steering
JP2008206329A (en) Power supply controller of electric rotary machine
JP2018019525A (en) Controller for rotary electric machine
JP2017192207A (en) Dynamo-electric machine system and control method of dynamo-electric machine system
JP6590457B2 (en) Vehicle drive control device and vehicle drive control method
JP2003033042A (en) Two-phase modulation control type inverter
WO2023112220A1 (en) Power conversion device
JP7192258B2 (en) Rotating electric machine for vehicle
JP6908303B2 (en) Power converter
JP2006141175A (en) Motor control device of ac-ac direct converter

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20181010

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20190917

A045 Written measure of dismissal of application [lapsed due to lack of payment]

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A045

Effective date: 20200128