JP2017108477A - 永久磁石形同期電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低速運転時でも、ＰＭＳＭの速度・磁極位置を高精度に推定して安定したセンサレス制御を可能にする。【解決手段】ＰＭＳＭ８０の電流相当値、端子電圧相当値及び速度相当値を用いて磁極の位置推定誤差演算値を求める拡張誘起電圧演算器３１及び角度差演算器３２と、位置推定誤差演算値から速度推定値を演算する速度推定器３３と、速度推定値を積分して磁極位置推定値を演算する積分器３４とを備え、速度推定器３３は、位置推定誤差演算値に比例する比例項を演算するゲイン乗算器１０１と、位置推定誤差演算値を積分する積分器１０２と、その出力から積分項を演算する乗算器１０７と、比例項及び積分項を用いて速度推定値を演算する加算器１０３と、低速運転時に積分項を低減するためのゲイン演算器１１１，１１２、最大値選択器１１３、Ｋ１，Ｋ２演算器１１４，１１５等を有する。【選択図】図３

Description

本発明は、永久磁石形同期電動機の速度及び磁極位置を演算により推定する技術に関するものである。

永久磁石形同期電動機（以下、ＰＭＳＭともいう）の制御装置をコストダウンするための技術として、磁極位置検出器を用いずにＰＭＳＭを運転する、いわゆるセンサレス制御が実用化されている。センサレス制御は、電動機の端子電圧、電流の情報から回転子の速度及び磁極位置を演算し、これらに基づいて電流制御を行うことにより所望のトルク制御や速度制御を実現するものである。

例えば、非特許文献１には、回転子の磁極方向に対して直交方向に発生する拡張誘起電圧を推定すると共に、拡張誘起電圧推定値から磁極位置推定値と実際の磁極位置との誤差を演算し、この磁極位置推定誤差が零になるように比例・積分補償器及び積分器を用いて回転子の速度及び磁極位置を推定する技術が開示されている。

田中康司，三木一郎，「拡張誘起電圧を用いた埋込磁石同期電動機の位置センサレス制御」，電気学会論文誌Ｄ，Ｖｏｌ.１２５，Ｎｏ.９，ｐ.８３３−ｐ.８３８（２００５年）

しかしながら、非特許文献１には、その「３．実験結果」の項目や図６，図８から明らかなように、拡張誘起電圧の推定誤差に起因して速度・磁極位置にも推定誤差が発生し、この誤差は、電動機の誘起電圧が小さくなる低速運転時ほど大きくなることが記載されている。
このように速度や磁極位置の推定精度が低い場合には、制御系が不安定になって運転不能になるおそれがあった。

そこで、本発明の解決課題は、低速運転時においても電動機の速度及び磁極位置を高精度に推定し、安定したセンサレス制御を可能にした永久磁石形同期電動機の制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、永久磁石形同期電動機を電力変換器によりセンサレス制御するための制御装置において、
前記電動機の電流相当値、端子電圧相当値、及び速度相当値を用いて、前記電動機の磁極位置推定誤差を位置推定誤差演算値として求める位置推定誤差演算手段と、
前記位置推定誤差演算値から前記電動機の速度推定値を演算する速度推定手段と、
前記速度推定値を積分して前記電動機の磁極位置推定値を演算する磁極位置推定手段と、を備え、
前記速度推定手段は、
前記位置推定誤差演算値に比例する比例項を演算する手段と、前記位置推定誤差演算値の積分値を演算する手段と、前記位置推定誤差演算値の積分値から積分項を演算する手段と、前記比例項と前記積分項とを用いて前記速度推定値を演算する手段と、前記電動機の低速運転時に前記積分項を低減する積分項低減手段と、を有するものである。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、 前記積分項低減手段は、前記速度推定値の絶対値が小さいときに前記積分項を低減するものである。
請求項１または２に係る発明によれば、電動機の低速運転時における位置推定値の演算誤差を低減し、安定性の向上が可能になる。

請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記位置推定誤差演算手段は、前記電動機の拡張誘起電圧演算値を求める手段を備え、前記積分項低減手段は、前記拡張誘起電圧演算値の絶対値が小さいときに前記積分項を低減するものである。

請求項４に係る発明は、請求項１または２に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記位置推定誤差演算手段は、前記電動機の誘起電圧演算値を求める手段を備え、前記積分項低減手段は、前記誘起電圧演算値の絶対値が小さいときに前記積分項を低減するものである。
請求項３または４に係る発明によれば、速度推定値の演算遅れに起因する過渡特性を改善することができる。

請求項５に係る発明は、請求項１〜４の何れか１項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記積分項低減手段は、前記積分器の出力にフィードバックゲインを乗算し、その乗算結果を前記積分器の入力に負帰還する手段を備え、前記フィードバックゲインは、前記電動機の速度が所定値より大きいときに零とし、かつ、前記所定値より小さいときに増加させるものである。

請求項６に係る発明は、請求項５に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記積分項低減手段は、前記位置推定誤差演算値に第１のゲインを乗算した値を前記積分器に入力する手段と、前記第１のゲインを、前記電動機の速度が所定値より大きいときに１とし、かつ、前記所定値より小さいときに１より減少させる手段と、を備えたものである。

請求項７に係る発明は、請求項５または６に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記積分項低減手段は、前記位置推定誤差演算値の積分値に第２のゲインを乗算して前記積分項を演算する手段と、前記第２のゲインを、前記電動機の速度が所定値より大きいときに１とし、かつ、前記所定値より小さいときに１より減少させる手段と、を備えたものである。
請求項５〜７に係る発明によれば、電動機の速度に応じて前記積分項の大きさを制御することができる。

請求項８に係る発明は、請求項６に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、 前記フィードバックゲインと前記第１のゲインとの和が１であることを特徴とする。
請求項９に係る発明は、請求項７に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記フィードバックゲインと前記第２のゲインとの和が１であることを特徴とする。
請求項１０に係る発明は、請求項７に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記フィードバックゲインと、前記第１のゲインと前記第２のゲインの積との和が１であることを特徴とする。
請求項８〜１０に係る発明によれば、電動機の速度に応じて速度推定値演算手段の伝達関数の直流ゲインを制御することが可能である。

請求項１１に係る発明は、請求項５〜１０の何れか１項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記フィードバックゲインを、前記速度推定値の絶対値が第１の設定値より大きいときに零とし、かつ、前記第１の設定値未満の第２の設定値より小さいときに１に制御するものである。
請求項１２に係る発明は、請求項５〜１１の何れか１項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記フィードバックゲインを、前記電動機の拡張誘起電圧演算値の絶対値が第３の設定値より大きいときに零とし、かつ、前記第３の設定値未満の第４の設定値より小さいときに１に制御するものである。
請求項１３に係る発明は、請求項５〜１１の何れか１項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記フィードバックゲインを、前記電動機の誘起電圧演算値の絶対値が第５の所定値より大きいときに零とし、かつ、前記第５の所定値未満の第６の所定値より小さいときに１に制御するものである。
請求項１１〜１３に係る発明によれば、速度推定値の演算遅れに起因する過渡特性を改善することができる。

本発明によれば、ＰＭＳＭの低速運転時においても電動機の速度・磁極位置を高精度に推定することができ、これによって従来よりも安定したセンサレス制御を実現することができる。

本発明の実施形態に係る制御装置を主回路と共に示したブロック図である。 座標軸の定義を示す図である。 図１における速度推定器３３のブロック図である。 図３に示した速度推定器３３を比例・積分演算により実現する場合のボード線図である。 図３に示した速度推定器３３の伝達関数を数式７とした場合のボード線図である。 図３におけるゲイン演算器１１１の入力と出力との関係を示す図である。 図３におけるゲイン演算器１１２の第１実施例を示す入出力特性図である。 図３におけるゲイン演算器１１２の第２実施例を示す入出力特性図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
始めに、ＰＭＳＭは、回転子に同期して回転する直交回転軸（ｄ，ｑ軸）上で電流、電圧を制御することで高性能なトルク制御や速度制御を実現している。ここで、ｄ，ｑ軸は、回転子の磁極のＮ極方向をｄ軸と定義し、ｄ軸から９０°進み方向をｑ軸と定義する。しかしながら、磁極位置検出器を用いずに運転するセンサレス制御の場合、ｄ，ｑ軸の位置を直接検出することができない。そこで、制御装置では、ｄ，ｑ軸の推定軸として内部にγ，δ軸を想定し、電動機の電流、電圧をγ，δ軸上で取り扱うことにより制御演算を行っている。

前後するが、図２は、ｄ，ｑ軸及びγ，δ軸の定義を示している。
ＰＭＳＭのｕ相巻線を基準としたγ軸の角度（位置推定値）θ_１とｕ相巻線を基準としたｄ軸の角度（磁極位置）θ_ｒとの角度差（位置推定誤差）を、θ_ｅｒｒとして数式１により定義する。

また、図２に示すように、ｄ，ｑ軸の角速度をω_ｒ（回転子速度）と定義し、γ，δ軸の角速度（速度推定値）をω_１と定義する。

次に、図１に基づいて、本発明の実施形態に係る制御装置の構成及び作用を説明する。まず、ＰＭＳＭの速度制御、電流制御、及び電圧制御について説明する。
図１において、速度指令値ω_ｒ ^＊と速度推定値ω_１との偏差を減算器１６により演算し、この偏差が零になるように速度調節器１７が動作してその出力をトルク指令値τ^＊とする。電流指令演算器１８は、トルク指令値τ^＊と速度推定値ω_１とに基づき、ＰＭＳＭ８０が所望のトルクを発生するためのｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊を演算する。ここで、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊はγ軸電流指令値ｉ_γ ^＊として減算器１９ａに入力され、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊はδ軸電流指令値ｉ_δ ^＊として減算器１９ｂに入力される。

一方、ＰＭＳＭ８０の入力側のｕ相電流検出器１１ｕ、ｗ相電流検出器１１ｗによりそれぞれ検出した相電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｗは、座標変換器１４により位置推定誤差θ_１を用いてγ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δに座標変換される。
減算器１９ａはγ軸電流指令値ｉ_γ ^＊とγ軸電流検出値ｉ_γとの偏差を演算し、この偏差が零になるようにγ軸電流調節器２０ａが動作してその出力がγ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊となる。同様に、減算器１９ｂはδ軸電流指令値ｉ_δ ^＊とδ軸電流検出値ｉ_δとの偏差を演算し、この偏差が零になるようにδ軸電流調節器２０ｂが動作してその出力がδ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊となる。
上記γ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊、δ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊は、座標変換器１５において位置推定値θ_１に基づき座標変換され、相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊としてＰＷＭ回路１３に入力される。

三相交流電源５０の交流電圧は整流回路６０により整流され、インバータ等の電力変換器７０に供給される。
ＰＷＭ回路１３は、電力変換器７０の出力電圧を相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御するためのゲート信号を生成して電力変換器７０に与える。電力変換器７０は、ゲート信号に基づいて内部の半導体スイッチング素子を制御することにより、ＰＭＳＭ８０の端子電圧を相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御する。
以上の制御により、ＰＭＳＭ８０の速度を速度指令値ω_ｒ ^＊に一致させることができる。

次に、この実施形態における速度・磁極位置の推定手段について説明する。
図１における拡張誘起電圧演算器３１は、数式２により拡張誘起電圧を演算する。

数式２において、γ軸電圧ｖ_γ、δ軸電圧ｖ_δには、それぞれ、γ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊、δ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊が用いられる。

なお、数式２のγ軸電圧ｖ_γ、δ軸電圧ｖ_δには、図示されていない電圧検出回路を使用してＰＭＳＭ８０の相電圧または線間電圧を検出し、これらの検出値と位置推定値θ_１とから演算した値を用いても良い。また、数式２におけるγ軸電流ｉ_γ、δ軸電流ｉ_δの代わりにγ軸電流指令値ｉ_γ ^＊、δ軸電流指令値ｉ_δ ^＊を用いても良いし、速度推定値ω_１の代わりに速度指令値ω_ｒ ^＊を用いても良い。

次に、γ，δ軸拡張誘起電圧演算値ｅ_{ｅｘγｅｓｔ}，ｅ_{ｅｘδｅｓｔ}を用いて速度及び磁極位置を推定する方法について説明する。
図１の角度差演算器３２は、数式３により、拡張誘起電圧演算値ｅ_{ｅｘγｅｓｔ}，ｅ_{ｅｘδｅｓｔ}から位置推定誤差演算値θ_{ｅｒｒｅｓｔ}を求める。なお、拡張誘起電圧演算器３１及び角度差演算器３２は、請求項における位置推定誤差演算手段を構成している。

速度推定器３３は、位置推定誤差演算値θ_{ｅｒｒｅｓｔ}が零になるように速度推定値ω_１を求める。その具体的な演算方法については後述する。
積分器３４は、請求項における磁極位置推定手段に相当しており、速度推定値ω_１を積分して位置推定値θ_１を演算する。
これらの演算により、位置推定誤差演算値θ_{ｅｒｒｅｓｔ}が零になるように速度推定値ω_１と位置推定値θ_１とが演算され、これらの値を真値に収束させることができる。

次に、速度推定器３３の詳細について説明する。
図３は、速度推定器３３の構成を示すブロック図である。なお、この速度推定器３３の構成及び機能は、請求項４を除く全ての請求項に相当するものである。

図３において、速度推定値ω_１は、加算器１０３により比例項ω_１Ｐと積分項ω_１Ｉとを加算して求められる。
ここで、上記の比例項ω_１Ｐは、図１の角度差演算器３２により求めた位置推定誤差演算値θ_{ｅｒｒｅｓｔ}の極性を反転した値（−θ_{ｅｒｒｅｓｔ}）に、ゲイン乗算器１０１により比例ゲインＫ_{Ｐωｅｓｔ}を乗算して求める。また、積分項ω_１Ｉは、上記比例項ω_１Ｐに基づき、乗算器１０４、減算器１０５、乗算器１０６、積分器１０２、及び乗算器１０７を用いて演算する。
なお、図３の構成から、ゲイン乗算器１０１、積分器１０２、及び加算器１０３等を除いた部分は、各請求項における積分項低減手段を構成している。

図３における比例項ω_１Ｐから積分項ω_１Ｉまでの伝達関数は、数式４に示す通りである。

数式４から、速度推定器３３の伝達関数（位置推定誤差演算値の極性を反転した値（−θ_{ｅｒｒｅｓｔ}）から速度推定値ω_１までの伝達関数）であるＧ_ｏ（ｓ）は、数式５となる。

数式４より、フィードバックゲインＫ_{ＦＢωｅｓｔ}を零とし、ゲインＫ_１，Ｋ_２を１に制御する場合、積分項ω_１Ｉは比例項ω_１Ｐの完全積分となり、速度推定器３３による速度推定値ω_１の演算は、非特許文献１と同様に比例・積分演算となる。この着想は、数式８，９に発明に相当する。

一方、数式４より、フィードバックゲインＫ_{ＦＢωｅｓｔ}を大きくし、ゲインＫ_１，Ｋ_２を１よりも小さくすることで、積分項ω_１Ｉを小さく制御することができる。ここで、フィードバックゲインＫ_{ＦＢωｅｓｔ}、ゲインＫ_１，Ｋ_２は、数式６に示す関係に制御する。この数式６は、請求項１０に相当する。

この場合、速度推定器３３の伝達関数Ｇ_ｏ（ｓ）は数式７となる。

数式７より、フィードバックゲインＫ_{ＦＢωｅｓｔ}を零に制御すると、伝達関数Ｇ_ｏ（ｓ）は比例・積分演算となる。一方、フィードバックゲインＫ_{ＦＢωｅｓｔ}を１に制御すると、伝達関数Ｇ_ｏ（ｓ）は、比例演算となる。

図４は、速度推定器３３を比例・積分演算により実現する場合の伝達関数Ｇ_ｏ（ｓ）のボード線図を示している。また、図５は、速度推定器３３の伝達関数Ｇ_ｏ（ｓ）が数式７である場合のボード線図を示している。
図４より、速度推定器３３を比例・積分演算により実現する場合には、直流ゲインが無限大になる。一方、図５より、数式７の伝達関数Ｇ_ｏ（ｓ）は、フィードバックゲインＫ_{ＦＢωｅｓｔ}を大きくすれば直流ゲインを低減でき、これによって位置推定誤差演算値θ_{ｅｒｒｅｓｔ}が速度推定値及び位置推定値に与える影響を低減することができる。

次に、数式５〜数式７におけるフィードバックゲインＫ_{ＦＢωｅｓｔ}及びゲインＫ_１，Ｋ_２の具体的な演算方法を説明する。
図３における第１のゲイン演算器１１１は、図６に示す関数に従って、速度推定値ω_１の絶対値に基づいてフィードバックゲインＫ_{ＦＢωｅｓｔ１}を演算する。この図６は請求項１１に相当しており、フィードバックゲインＫ_{ＦＢωｅｓｔ１}は、速度推定値ω_１の絶対値がω_１ｔｈＰ（第２の設定値）より小さいときには１に制御され、前記絶対値がω_{１ｔｈＰＩ}（第１の設定値）より大きいときには零に制御される。なお、ω_１ｔｈＰ＜ω_{１ｔｈＰＩ}であり、ω_１ｔｈＰ〜ω_{１ｔｈＰＩ}の領域では、速度推定値ω_１の絶対値が大きくなるにつれてフィードバックゲインＫ_{ＦＢωｅｓｔ１}は直線的に減少する。

一方、ゲイン演算器１１２は、図７に示す関数に従って、図１の拡張誘起電圧演算器３１が求めたδ軸拡張誘起電圧演算値ｅ_{ｅｘδｅｓｔ}の絶対値に基づいてフィードバックゲインＫ_{ＦＢωｅｓｔ２}を演算する。
この図７は、ゲイン演算器１１２の第１実施例であり、請求項１２に相当する。フィードバックゲインＫ_{ＦＢωｅｓｔ２}は、δ軸拡張誘起電圧演算値ｅ_{ｅｘδｅｓｔ}の絶対値がｅ_{ｅｘδｔｈＰ}（第４の設定値）より小さいときには１に制御され、上記絶対値がｅ_{ｅｘδｔｈＰＩ}（第３の設定値）より大きいときは零に制御される。なお、ｅ_{ｅｘδｔｈＰ}＜ｅ_{ｅｘδｔｈＰＩ}であり、ｅ_{ｅｘδｔｈＰ}〜ｅ_{ｅｘδｔｈＰＩ}の領域では、δ軸拡張誘起電圧演算値ｅ_{ｅｘδｅｓｔ}の絶対値が大きくなるにつれてフィードバックゲインＫ_{ＦＢωｅｓｔ２}は直線的に減少する。

図３における最大値選択器１１３は、ゲイン演算器１１１，１１２により演算したフィードバックゲインＫ_{ＦＢωｅｓｔ１}，Ｋ_{ＦＢωｅｓｔ２}のうち大きい方を選択し、フィードバックゲインＫ_{ＦＢωｅｓｔ}として出力する。

なお、δ軸拡張誘起電圧演算値ｅ_{ｅｘδｅｓｔ}はＰＭＳＭ８０の速度に比例するので、δ軸拡張誘起電圧演算値ｅ_{ｅｘδｅｓｔ}の絶対値から、速度が低下したことを検出可能である。一般に、速度推定値ω_１には演算遅れがあり、δ軸拡張誘起電圧演算値ｅ_{ｅｘδｅｓｔ}の演算遅れは速度推定値ω_１よりも小さいため、ゲイン演算器１１２がδ軸拡張誘起電圧演算値ｅ_{ｅｘδｅｓｔ}の絶対値に基づいてフィードバックゲインを演算することで、過渡特性を改善することができる。

次に、図３のＫ_１演算器１１４、Ｋ_２演算器１１５は、フィードバックゲインＫ_{ＦＢωｅｓｔ}を用いて、数式８により第１のゲインＫ_１，第２のゲインＫ_２を演算する。そして、第１のゲインＫ_１は乗算器１０４に入力されて比例項ω_１Ｐとの乗算に用いられ、第２のゲインＫ_２は乗算器１０７に入力されて積分項ω_１Ｉを演算するために用いられる。

以上の動作により、速度推定器３３の伝達関数Ｇ_ｏ（ｓ）を数式７の特性とし、高速運転時（速度推定値ω_１の絶対値がω_{１ｔｈＰＩ}より大きいとき、または、δ軸拡張誘起電圧演算値ｅ_{ｅｘδｅｓｔ}の絶対値がｅ_{ｅｘδｔｈＰＩ}より大きいとき）にはフィードバックゲインＫ_{ＦＢωｅｓｔ}を零に制御してＫ_１＝Ｋ_２＝１とすることにより、速度推定器３３を比例・積分演算させる。
また、低速運転時（速度推定値ω_１の絶対値がω_{１ｔｈＰＩ}より小さいとき、または、δ軸拡張誘起電圧演算値ｅ_{ｅｘδｅｓｔ}の絶対値がｅ_{ｅｘδｔｈＰＩ}より小さいとき）にはフィードバックゲインＫ_{ＦＢωｅｓｔ}を０〜１の範囲内に制御してＫ_１，Ｋ_２を１よりも小さくすることにより、数式４の積分項ω_１Ｉを小さく制御することができる。

次に、ゲイン演算器１１２の第２実施例について、図８を参照しつつ説明する。
この第２実施例は請求項４に相当しており、ゲイン演算器１１２によるフィードバックゲインＫ_{ＦＢωｅｓｔ２}の演算を、ＰＭＳＭ８０の誘起電圧演算値を用いて行うようにしたものである。この場合、図１の拡張誘起電圧演算器３１の代わりに設けた誘起電圧演算器（図示せず）によりδ軸誘起電圧演算値ｅ_{ｍｆδｅｓｔ}及びγ軸誘起電圧演算値ｅ_{ｍｆγｅｓｔ}を求めて図１の角度差演算器３２に入力することにより、位置推定誤差演算値θ_{ｅｒｒｅｓｔ}を求めるようにする。

まず、誘起電圧演算器は、δ軸誘起電圧演算値ｅ_{ｍｆδｅｓｔ}を数式９により求める。

ゲイン演算器１１２は、第１実施例におけるδ軸拡張誘起電圧演算値ｅ_{ｅｘδｅｓｔ}の絶対値の代わりに、フィードバックゲインＫ_{ＦＢωｅｓｔ２}を、δ軸誘起電圧演算値ｅ_{ｍｆδｅｓｔ}の絶対値に基づいて図８の関数により演算する。
図８は請求項１３に相当するものであり、フィードバックゲインＫ_{ＦＢωｅｓｔ２}は、δ軸誘起電圧演算値ｅ_{ｍｆδｅｓｔ}の絶対値がｅ_{ｍｆδｔｈＰ}（第６の設定値）より小さいときには１に制御され、上記絶対値がｅ_{ｍｆδｔｈＰＩ}（第５の設定値）より大きいときは零に制御される。なお、ｅ_{ｍｆδｔｈＰ}＜ｅ_{ｍｆδｔｈＰＩ}であり、ｅ_{ｍｆδｔｈＰ}〜ｅ_{ｍｆδｔｈＰＩ}の領域では、δ軸誘起電圧演算値ｅ_{ｍｆδｅｓｔ}の絶対値が大きくなるにつれてフィードバックゲインＫ_{ＦＢωｅｓｔ２}は直線的に減少する。

図３に示したように、ゲイン演算器１１２の第１実施例に用いられるδ軸拡張誘起電圧演算値ｅ_{ｅｘδｅｓｔ}は電流値によって大きさが変化するが、δ軸誘起電圧演算値ｅ_{ｍｆδｅｓｔ}は電流によらず一定であり、速度に比例する。このため、図８の特性に基づき、δ軸誘起電圧演算値ｅ_{ｍｆδｅｓｔ}を用いてフィードバックゲインＫ_{ＦＢωｅｓｔ２}を演算することで、速度に応じて適切に数式４の積分項ω_１Ｉを制御することができる。

以上説明した実施形態は、拡張誘起電圧または誘起電圧を利用してＰＭＳＭをセンサレス制御する場合のものであるが、本発明は、例えば特開２０１１−６７０６６号公報等に記載されているように、拡張磁束を利用してＰＭＳＭをセンサレス制御する場合にも適用可能である。

５０ 三相交流電源
６０ 整流回路
７０ 電力変換器
８０ ＰＭＳＭ（永久磁石形同期電動機）
１１ｕ ｕ相電流検出器
１１ｗ ｗ相電流検出器
１３ ＰＷＭ回路
１４，１５ 座標変換器
１６，１９ａ，１９ｂ 減算器
１７ 速度調節器
１８ 電流指令演算器
２０ａ γ軸電流調節器
２０ｂ δ軸電流調節器
３１ 拡張誘起電圧演算器
３２ 角度差演算器
３３ 速度推定器
３４ 積分器
１０１ ゲイン乗算器
１０２ 積分器
１０３ 加算器
１０４，１０６，１０７ 乗算器
１０５ 減算器
１１１，１１２ ゲイン演算器
１１３ 最大値選択器
１１４ Ｋ_１演算器
１１５ Ｋ_２演算器

Claims (13)

1. 永久磁石形同期電動機を電力変換器によりセンサレス制御するための制御装置において、
   前記電動機の電流相当値、端子電圧相当値、及び速度相当値を用いて、前記電動機の磁極位置推定誤差を位置推定誤差演算値として求める位置推定誤差演算手段と、
   前記位置推定誤差演算値から前記電動機の速度推定値を演算する速度推定手段と、
   前記速度推定値を積分して前記電動機の磁極位置推定値を演算する磁極位置推定手段と、
   を備え、
   前記速度推定手段は、
   前記位置推定誤差演算値に比例する比例項を演算する手段と、
   前記位置推定誤差演算値の積分値を演算する手段と、
   前記位置推定誤差演算値の積分値から積分項を演算する手段と、
   前記比例項と前記積分項とを用いて前記速度推定値を演算する手段と、
   前記電動機の低速運転時に前記積分項を低減する積分項低減手段と、
   を有することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
2. 請求項１に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記積分項低減手段は、
   前記速度推定値の絶対値が小さいときに前記積分項を低減することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
3. 請求項１または２に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記位置推定誤差演算手段は、前記電動機の拡張誘起電圧演算値を求める手段を備え、
   前記積分項低減手段は、
   前記拡張誘起電圧演算値の絶対値が小さいときに前記積分項を低減することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
4. 請求項１または２に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記位置推定誤差演算手段は、前記電動機の誘起電圧演算値を求める手段を備え、
   前記積分項低減手段は、
   前記誘起電圧演算値の絶対値が小さいときに前記積分項を低減することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
5. 請求項１〜４の何れか１項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記積分項低減手段は、
   前記積分器の出力にフィードバックゲインを乗算し、その乗算結果を前記積分器の入力に負帰還する手段を備え、
   前記フィードバックゲインは、前記電動機の速度が所定値より大きいときに零とし、かつ、前記所定値より小さいときに増加させることを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
6. 請求項５に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記積分項低減手段は、
   前記位置推定誤差演算値に第１のゲインを乗算した値を前記積分器に入力する手段と、
   前記第１のゲインを、前記電動機の速度が所定値より大きいときに１とし、かつ、前記所定値より小さいときに１より減少させる手段と、
   を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
7. 請求項５または６に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記積分項低減手段は、
   前記位置推定誤差演算値の積分値に第２のゲインを乗算して前記積分項を演算する手段と、
   前記第２のゲインを、前記電動機の速度が所定値より大きいときに１とし、かつ、前記所定値より小さいときに１より減少させる手段と、
   を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
8. 請求項６に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記フィードバックゲインと前記第１のゲインとの和が１であることを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
9. 請求項７に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記フィードバックゲインと前記第２のゲインとの和が１であることを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
10. 請求項７に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
    前記フィードバックゲインと、前記第１のゲインと前記第２のゲインの積との和が１であることを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
11. 請求項５〜１０の何れか１項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
    前記フィードバックゲインを、前記速度推定値の絶対値が第１の設定値より大きいときに零とし、かつ、前記第１の設定値未満の第２の設定値より小さいときに１に制御することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
12. 請求項５〜１１の何れか１項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
    前記フィードバックゲインを、前記電動機の拡張誘起電圧演算値の絶対値が第３の設定値より大きいときに零とし、かつ、前記第３の設定値未満の第４の設定値より小さいときに１に制御することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
13. 請求項５〜１１の何れか１項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
    前記フィードバックゲインを、前記電動機の誘起電圧演算値の絶対値が第５の所定値より大きいときに零とし、かつ、前記第５の所定値未満の第６の所定値より小さいときに１に制御することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。

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