JP2017062688A - 保護回路付きのレギュレータ回路 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】バッファ段4は、オペアンプ3の出力端子にゲート(制御端子)を接続して構成されたNMOSトランジスタ15、および、NMOSトランジスタ15の主通電経路に直列接続されたPMOSトランジスタ16を備える。このバッファ段4を設けることで位相余裕を確保できる。また、過電流制御回路5は、NMOSトランジスタ19を用いて検出される電源ラインN1の通電電流が所定値未満のときにはオペアンプ3の出力をNMOSトランジスタ15のゲートに通電して通常動作させ、電源ラインN1の通電電流が所定値以上のときには、オペアンプ3の出力電圧を、NMOSトランジスタ19の主通電経路に流れる電流に応じた所定の電圧に制御する。
【選択図】図1
Description
図1及び図2は第1実施形態の説明図を示す。図1に示すように、保護回路付きのレギュレータ回路100は、安定化電源生成回路1、参照電圧生成回路2、オペアンプ3、バッファ段4、過電流制御回路5、出力トランジスタとしてのPチャネル型のMOSトランジスタ(以下PMOSトランジスタ)6、及び、フィードバック回路7、を接続して構成される。このレギュレータ回路100は、電源供給部8から電源端子9の電源ラインN1に電源電圧VDD1の供給を受けて動作するものであり、電源電圧VDD1(例えば20[V])に応じて出力端子11から定電圧を出力する。この電源電圧VDD1は基準電位VSS(=0)を基準とした電圧を示す。なお、以下では断らない限り、他の電圧(例えばVDD2、VREF等)においても基準電位VSSを基準とした電圧を示す。出力端子11とグランド線N2の出力端子12との間には、バイパスコンデンサ13が接続されている。このバイパスコンデンサ13の両端には負荷14が接続されており、これにより直流電圧を負荷14に供給可能になっている。
<通常時>
説明の便宜上、まず電源が安定的に供給されている通常時の動作について説明する。通常時には、安定化電源生成回路1は、電源電圧VDD1により安定化電源電圧VDD2を生成する。このとき、電流源21は電源電圧VDD2により定電流を生成し、NOTゲート22の入力容量に電流を流し充電する。このため、NOTゲート22の入力は「H」レベルとなり、NOTゲート22は「L」を出力し、この結果、NMOSトランジスタ20はオフする。
発明者らは、例えばオペアンプ3の出力に後段出力のPMOSトランジスタ6を接続しその後段にバイパスコンデンサ13を接続した構成を採用することを考慮した。しかし、出力電流能力を大きくする場合には、出力PMOSトランジスタ6のデバイスサイズが大きくなりやすく、PMOSトランジスタ6のゲートが大きくなり、ゲートノードに大きな寄生容量を生じることがあると考えている。この場合、オペアンプ3の出力ノードの入力抵抗値は、PMOSトランジスタ6のゲート抵抗(〜1MΩ)となり大きくなるため、出力PMOSトランジスタ6のゲートノードのポール(カットオフ周波数)が低周波側に生じ、出力PMOSトランジスタ6のポールとバイパスコンデンサ13のポール(カットオフ周波数)とを分離できずに位相余裕が低下し、全体回路として安定動作できない虞があることを突き止めている。
そこで本実施形態の構成ではバッファ段4を設けている。バッファ段4のPMOSトランジスタ16はダイオード接続されているため、このPMOSトランジスタ16の出力抵抗は当該PMOSトランジスタ16の相互コンダクタンス分の1となり低減される。このため、出力のPMOSトランジスタ6のゲートのノードのポール(カットオフ周波数)は高周波側に生じる。バイパスコンデンサ13のポール(カットオフ周波数)を低周波側に設けることで、これらの影響を容易に分離できるようになる。
出力端子11に接続される負荷14が何らかの影響により短絡した場合について説明する。負荷14が短絡すると、電流がPMOSトランジスタ6のソースドレイン間を通じて出力端子11からグランド線N2に向けて多く流れ、これに伴い、出力のPMOSトランジスタ6のゲート電圧が低下する。出力のPMOSトランジスタ6のゲート電圧が低下すると、PMOSトランジスタ6のソースドレイン間に流れるミラー電流も増加する。すると、バッファ段4のNMOSトランジスタ15のゲート電圧が上昇し、これに伴い、NMOSトランジスタ19のドレインソース間電流も増加する。電流源21の出力電流は一定であるため、NMOSトランジスタ19のドレインソース間電流が増加すれば、NOTゲート22の入力容量に蓄積されている電荷がNMOSトランジスタ19のドレインソース間を通じて放電されることになる。この結果、NOTゲート22の入力が「H」→「L」閾値未満となることでNOTゲート22が「H」レベルを出力する。
次に、起動時の動作について説明する。図2は起動時における要部の電圧、電流の変化をタイミングチャートにより概略的に示す。電源供給部8が電源電圧VDD1をレギュレータ回路100に入力し始めると、安定化電源生成回路1は、安定化された電源電圧VDD2を生成し始める。このとき、安定化電源生成回路1は電源電圧VDD1を利用して電源電圧VDD2(<VDD1)を生成する。この電源電圧VDD2が電流源21の安定動作電圧値及びNOTゲート22の安定動作電圧に対応した所定電圧に達した後、電源電圧VDD1がPMOSトランジスタ6を通じて電流を出力端子11に供給することになれば、過電流制御回路5が正常に動作し始めてからPMOSトランジスタ6を通じて出力端子11から電圧出力することになる。この場合、出力電圧VOUTを通常出力する前に過電流制御回路5が動作するため問題なく動作する。このため、前述したように、負荷14が短絡した場合においても通常通り過電流を検出でき、オペアンプ3の出力をグランド線N2のノードに接続することで過電流から保護できる。
従来、センストランジスタとセンス抵抗を用いて、出力端子から流される出力電流を監視し、出力電流に応じて生成された電圧により制御トランジスタを駆動することが一般的である。このような一般的な構成の場合、通常時においても公差や温度特性等に応じて電流検出処理、その検出処理に基づく制御の精度が悪化してしまう。しかも、過電流発生時には、電源供給部8の出力インピーダンスの変動により電源電圧VDD1が変動すると精度が悪化してしまう。また、電流比較方式では、抵抗を削減したり、電流コンパレータを用いることによって精度を改善できるが、使用トランジスタの個数が増えるため、回路構成面積が増大したりする虞がある。
本実施形態によれば、オペアンプ3の出力にバッファ段4を接続しているため、たとえPMOSトランジスタ16、6のサイズが大きいものであっても十分に位相余裕を確保でき、レギュレータ回路100を安定動作させることができる。
図3は第1実施形態の第1変形例の追加説明図を示す。図3にレギュレータ回路200を示すように、電流源21に代わる通電回路として抵抗21aを用いても良い。抵抗21aを用いて構成すると、この抵抗21aに通電してNOTゲート22の入力容量を充電できる。第2電源ラインN4の通電電流量が所定より多いときには、抵抗21aを通じてNOTゲート22の入力容量に充電される。NOTゲート22は入力容量の充電電圧が所定電圧より大きくなると論理を反転する。本変形例においても前述実施形態と同様の効果を奏する。
図4は第1実施形態の第2変形例の追加説明図を示す。図4に示すレギュレータ回路300は過電流制御回路305を備える。図4に示すように安定化電源生成回路1を設けていない構成を適用しても良い。すなわち、第1実施形態の構成の変形例として説明するならば、第2電源ラインN4が電源ラインN1に接続されることで同一の電気的ノードになっており、電源供給部8はこの電気的ノードN1に電源電圧VDD1を供給し、NOTゲート22の電源電圧と電流源21の供給元を電源電圧VDD1としている。定常時において、負荷14の短絡等の異常を生じたときにも、前述した第1実施形態と同様の作用を奏することになり、前述実施形態と同様の効果を奏する。
図5は第2実施形態の追加説明図を示す。第2実施形態が第1実施形態と異なる部分は過電流制御回路の構成にある。図5に示すレギュレータ回路400は過電流制御回路405を備える。図5に示すように、過電流制御回路405は、過電流検出用トランジスタとなるNMOSトランジスタ19、オペアンプ3の出力をプルダウンするためのNMOSトランジスタ20、カレントミラー回路423、及び、通電回路としての電流源424を備える。
<通常時>
通常時には、安定化電源生成回路1が安定化電源電圧VDD2を生成し、カレントミラー回路423の電流供給源として出力する。電流源424は定電流を通電するため、通常時においてオペアンプ3がNMOSトランジスタ15のゲートを駆動するときには、NMOSトランジスタ19のゲートも駆動され、これに応じた電流がカレントミラー回路423を構成するPMOSトランジスタ425のドレインを通じて流れる。カレントミラー回路423のPMOSトランジスタ426にはミラー電流が流れるが、電流源424はこのミラー電流を引く。したがって、NMOSトランジスタ20のドレインソース間はオープン状態となり、オペアンプ3の出力はバッファ段4のNMOSトランジスタ15のゲートに通常通り通電される。したがって、第1実施形態の説明と同様に、フィードバック回路7の抵抗17、18に流れる電流が変動すれば、これに応じて、出力電圧VOUTをフィードバック制御でき、出力電圧VOUTを目標電圧に調整制御できる。
負荷14の端子間が短絡したときには、電流がPMOSトランジスタ6のソースドレイン間を通じて出力端子11からグランド線N2に向けて多く流れ、これに伴い、第1実施形態の説明と同様に、NMOSトランジスタ15のゲート電圧が上昇し、これに伴い、NMOSトランジスタ19のドレインソース間電流も増加する。カレントミラー回路423は、NMOSトランジスタ19のドレインソース間電流をカレントミラーして電流源424の側に通電する。このため、電流源424の定電流値を超える電流がNMOSトランジスタ20のゲート入力容量に通電されると、このゲート入力容量に充電されるようになり、NMOSトランジスタ20のゲート電圧が上昇する。
次に、起動時の動作について説明する。本実施形態では、カレントミラー回路423が構成されているため、起動時にはカレントミラー回路423等が動作する最低動作電圧が供給されれば、過電流制御回路405が正常動作する。
本実施形態によれば、過電流制御回路405が、PMOSトランジスタ425及び426によるカレントミラー回路423を用いて構成されている。このため、たとえNMOSトランジスタ15、19のゲート容量の最大値が制限されたとしても、NMOSトランジスタ15、19間のミラー比、PMOSトランジスタ425、426間のミラー比を調整することで、過電流閾値を設定できるようになり、設計の自由度を大きく保つことができる。なお、カレントミラー回路423を用いて電流を折り返しているものの、カレントミラー回路423のレイアウトに配慮することで大きな電流誤差になることはない。
(第2実施形態の変形例)
図6は第2実施形態の変形例の追加説明図を示す。図6に示すレギュレータ回路500は過電流制御回路505を備える。図6に示すように安定化電源生成回路1を設けていない構成を採用しても良い。すなわち、第2実施形態の構成(図5)の変形例として説明するならば、第2電源ラインN4が電源ラインN1に接続されることで同一の電気的ノードになっており、電源供給部8はこの電気的ノードに電源電圧VDD1を供給し、カレントミラー回路423に代わるカレントミラー回路523の電源供給元(過電流制御回路505の動作用電源)を電源電圧VDD1とする。定常時においても、負荷14の端子間短絡等の異常を生じたときにも、前述実施形態と同様に作用することになり、前述実施形態と同様の効果を奏する。
図7及び図8は第3実施形態の追加説明図を示している。図7に示すレギュレータ回路600は過電流制御回路605を備える。図7に示すように、過電流制御回路605は、NMOSトランジスタ19、20、電流源621、参照電圧生成回路627、及び、比較器628を備える。比較器628は例えばオペアンプ629により構成される。
図9は第3実施形態の変形例の追加説明図を示す。図9に示すレギュレータ回路700は過電流制御回路705を備える。図9に示すように、安定化電源生成回路1を設けていない構成を採用しても良い。すなわち、第3実施形態の構成(図7)の変形例として説明するならば、第2電源ラインN4が電源ラインN1と同一の電気的ノードになっており、電源供給部8はこれらの同一の電気的ノードに同一の電源電圧VDD1を供給しており、オペアンプ629(比較部628)の電源電圧と電流源621の電圧供給元を電源電圧VDD1としている。定常時において負荷14の端子間短絡等の異常を生じたときにも、第3実施形態と同様に作用することになり、前述実施形態と同様の効果を奏する。
図10及び図11は第4実施形態の追加説明図を示している。この図10は図1のバッファ段4の構成をカスコード接続に変更したところにある。バッファ段4に代わるバッファ段804は、NMOSトランジスタ15、PMOSトランジスタ16、及び、Nチャネル型のMOSトランジスタ(以下NMOSトランジスタ:第3トランジスタ相当)830を備える。
また図10に示すレギュレータ回路800では、安定化された電源電圧VDD2をNMOSトランジスタ830のゲートに入力させた形態を示したが、これに限らず、図11にレギュレータ回路900を示すように、安定化電源生成回路931を別途設け、この安定化電源生成回路931の出力電圧VDD3(例えば=VDD2)をNMOSトランジスタ830のゲートに入力させるようにしても良い。
本発明は前述実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下に示す変形又は拡張が可能である。前述実施形態の構成は矛盾しない限り適宜組み合わせて適用できる。例えば、安定化電源生成回路1を設けておらず、電源供給部8が過電流制御回路の動作用電源を供給する実施形態の構成を用いたときには、起動時において、電源供給部8により過電流制御回路が安定的に動作する電源電圧VDD1が電源ラインN1に出力されてから、参照電圧生成回路2が参照電圧VREFを出力し始めるようにすると良い。
また、PLC(Power Line Communication)を行う場合においては、電源ラインN1に信号が重畳することになるが、このような場合においても、PMOSトランジスタ6のソースドレイン間に過電流が流れるようになれば、前述実施形態と同様に適切に過電流制限できるようになる。
Claims (13)
- 電源供給部(8)から電源ライン(N1)に電源電圧(VDD1)の供給を受けて、参照電圧(VREF)に応じて出力端子(11)から定電圧を出力するレギュレータ回路(100、200、300、400、500、600、700、800、900)であって、
前記参照電圧(VREF)を生成する参照電圧生成回路(2)と、
前記参照電圧(VREF)と前記出力端子の出力電圧(VOUT)に応じてフィードバックされるフィードバック電圧(Vfb)とを比較して出力するオペアンプ(3)と、
前記オペアンプの出力端子に制御端子を接続して構成された第1トランジスタ(15)、および、前記第1トランジスタの主通電経路に直列接続された第2トランジスタ(16)を備えたバッファ段(4、804)と、
前記バッファ段の後段に接続されると共に前記第2トランジスタにカレントミラー接続され前記電源ライン(N1)から前記レギュレータ回路の出力端子に主通電経路を備える出力トランジスタ(6)と、
前記出力トランジスタの主通電経路に直列接続され前記出力端子の出力電圧に応じた前記フィードバック電圧を出力するフィードバック回路(7)と、
制御端子が前記バッファ段の第1トランジスタの制御端子に共通接続され主通電経路を有する過電流検出用トランジスタ(19)を備え、前記過電流検出用トランジスタを用いて検出される前記出力トランジスタ(6)の主通電経路の通電電流が所定値未満のときには、前記オペアンプの出力を前記第1トランジスタの制御端子に通電して通常動作させ、前記出力トランジスタ(6)の主通電経路の通電電流が所定値以上のときには、前記オペアンプの出力電圧を、前記過電流検出用トランジスタの主通電経路に流れる電流に応じた所定の電圧に制御する過電流制御回路(5、205、305、405、505、605、705、805)と、
を備える保護回路付きのレギュレータ回路。 - 請求項1記載のレギュレータ回路において、
前記過電流制御回路(5、205、605、705、805)は、
前記過電流検出用トランジスタの主通電経路に直列接続された通電回路(21、21a、621)を備え、
前記通電回路から前記過電流検出用トランジスタに流れる電流を減算した差電流を充電して所定電圧以上になると前記オペアンプの出力を前記第1トランジスタの出力端子に通電して通常動作させ、前記差電流を充電した電圧が所定電圧未満になると、前記通電回路に流れる電流と前記過電流検出用トランジスタの主通電経路に流れる電流とが釣り合うように前記オペアンプの出力電圧を前記所定の電圧に制御する保護回路付きのレギュレータ回路。 - 請求項2記載のレギュレータ回路において、
前記過電流制御回路の通電回路(21、621)は、前記過電流検出用トランジスタの主通電経路に直列接続された電流源(21、621)を備える保護回路付きのレギュレータ回路。 - 請求項2又は3記載のレギュレータ回路において、
前記過電流制御回路(605、705)は、
前記所定電圧として可変可能な過電流閾値と比較する比較器(628)を備える保護回路付きのレギュレータ回路。 - 請求項1記載のレギュレータ回路において、
前記過電流制御回路(405、505)は、
前記過電流検出用トランジスタの主通電経路に接続された入力トランジスタ(425)と前記入力トランジスタにカレントミラー接続された出力トランジスタ(426)とを備えたカレントミラー回路(423、523)と、
前記カレントミラー回路の出力電流から電流を引く通電回路(424)と、を備え、
前記通電回路により電流が引かれた差電流を充電した電圧が所定電圧未満のときには前記オペアンプの出力を前記第1トランジスタの制御端子に通電して通常動作させ、前記差電流を充電した電圧が所定電圧以上になると、前記通電回路に流れる電流と前記カレントミラー回路の出力トランジスタの電流とが釣り合うように前記オペアンプの出力電圧を前記所定の電圧に制御する保護回路付きのレギュレータ回路。 - 請求項5記載のレギュレータ回路において、
前記通電回路は電流源(424)により構成される保護回路付きのレギュレータ回路。 - 請求項1から6の何れか一項に記載のレギュレータ回路において、
前記バッファ段(804)は、前記第1トランジスタ(15)と前記第2トランジスタ(16)との間にカスコード接続された第3トランジスタ(830)を備える保護回路付きのレギュレータ回路。 - 請求項7記載のレギュレータ回路において、
前記バッファ段の第3トランジスタは、前記第1トランジスタよりも高耐圧である保護回路付きのレギュレータ回路。 - 請求項1から8の何れか一項に記載のレギュレータ回路において、
前記電源ライン(N1)から降圧された安定化電源を、前記過電流制御回路が動作用電源として用いる第2電源ライン(N4)に供給する安定化電源生成回路(1)をさらに備える保護回路付きのレギュレータ回路。 - 請求項9記載のレギュレータ回路において、
起動時には、前記安定化電源生成回路(1)が前記第2電源ライン(N4)に前記過電流制御回路が安定的に動作する電源電圧(VDD2)を出力してから前記参照電圧生成回路(2)が参照電圧(VREF)を出力し始める保護回路付きのレギュレータ回路。 - 請求項1から8の何れか一項に記載のレギュレータ回路において、
前記電源供給部(8)が前記電源ライン(N1)に前記過電流制御回路の動作用電源を供給する保護回路付きのレギュレータ回路。 - 請求項11記載のレギュレータ回路において、
起動時には、前記電源供給部(8)により前記過電流制御回路が安定的に動作する電源電圧(VDD1)が前記電源ラインに出力されてから、前記参照電圧生成回路(2)が参照電圧(VREF)を出力し始める保護回路付きのレギュレータ回路。 - 請求項1から12の何れか一項に記載のレギュレータ回路において、
前記バッファ段の第2トランジスタ(16)及び前記出力トランジスタ(6)は、その主通電経路の耐圧が前記第1トランジスタ(15)よりも高耐圧である保護回路付きのレギュレータ回路。
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