JP2016146681A - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】双方向型スイッチング回路の損失を抑制した電力変換装置を提供する。【解決手段】トランス１０に接続された第２のスイッチング回路１２と直流電圧源２との間にＤＣ／ＤＣコンバータ１５を設け、第２のスイッチング回路１２とＤＣ／ＤＣコンバータ１５の接続部の電圧を検出する電圧検出手段１４を接続する。直流電圧源２を放電させる際に、第２のスイッチング回路１２を任意のデューティ指令値に基づいて動作させ、直流電圧源２に接続されたＤＣ／ＤＣコンバータ１５が第２のスイッチング回路１２とＤＣ／ＤＣコンバータ１５の接続部の電圧を直流電圧源２の電圧と比べて昇圧することで負荷の電圧を制御するモードと、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５が無制御状態となりトランス１０に接続された第２のスイッチング回路１２の時比率で負荷の電圧を制御するモードとを設ける。【選択図】図１

Description

この発明は、多巻線トランスを介して複数の負荷に電力の供給を行う電力変換装置に関するものである。
従来の電力変換装置には、例えば特開２００８−１１８７２７号公報（特許文献１）に開示されているように、トランスに複数巻線を用いて多出力の電源構成を得るようにしたものがある。即ち、この従来の電力変換装置は、互いに磁気結合した複合巻線を有するトランスを用いて、交流電源からの電力により二つの直流電圧源を充電する際に、どちらかの直流電圧源に優先順位を設けて充電するものである。また、交流電源が無い場合には、一方の直流電圧源を供給源として双方向スイッチにより他方の直流電圧源を充電するようにしている。
特開２００８−１１８７２７号公報
しかしながら、上記特許文献１に開示された従来の電力変換装置は、充電を制御するための双方向型スイッチング回路がスイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを用いて構成されているため、双方向型スイッチング回路でＰＷＭにより直流電圧源への受電量を制御しようとしても、ブリッジ型に接続されたダイオードによって整流されてしまうため、直流電圧源への充電量をコントロールできず、結果として交流入力電力を分配制御できない課題があった。
また、双方向型スイッチング回路の接続された直流電圧源が放電される状態において、上記直流電圧源の電圧が充電状態によって大きく変動する場合、この直流電圧源の電圧が低下すると、双方向型スイッチング回路を導通する電流量が増加し、双方向型スイッチング回路の損失が増加する課題がある。
この発明は、上記のような課題を解消するためになされたものであって、双方向型スイッチング回路の損失を抑制した電力変換装置を提供することを目的とするものである。
この発明による電力変換装置は、互いに磁気的に結合された３以上の巻線で構成されたトランスと、上記巻線の一部の巻線に出力端子が接続され、任意のデューティ指令値に基づき直流電圧を交流変換するスイッチング回路と、上記スイッチング回路の入力側に出力側が接続されると共に、入力側が電力ソースに接続されるスイッチ手段と、上記スイッチング回路と上記スイッチ手段の接続部の電圧を検出する電圧検出手段と、上記巻線の残る巻線の少なくとも１つの巻線に接続される負荷機器と、上記負荷機器の電圧もしくは電流を検出する電圧電流検出手段と、を備え、
上記電力ソースから上記負荷機器に電力伝送する状態において、上記スイッチング回路が上記負荷機器の電圧もしくは電流を制御しながら、上記スイッチ手段が無変換で電力を通流させる第１の動作モードと、上記スイッチ手段が上記スイッチ手段の出力電圧を制御することにより、上記負荷機器の電圧もしくは電流を制御しながら、上記スイッチング回路を上記デューティ指令値で動作させて上記トランスに交流電圧を印加する第２の動作モードとを設け、上記電圧検出手段の検出値をもとに上記第１と第２の動作モードを切り替えるものである。
この発明による電力変換装置によれば、上記構成により、双方向型スイッチング回路の損失を抑制することができる。
この発明の実施の形態１による電力変換装置の回路構成図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の電力フローの説明図である。 図２に示した電力フローを実現する制御部の説明図である。 図２に示した電力フローを実現する制御部の説明図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の他の電力フローの説明図である。 図５に示した電力フローを実現する制御部の説明図である。 図５に示した電力フローを実現する制御部の説明図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の更に他の電力フローの説明図である。 図８に示した電力フローを実現する制御部の説明図である。 図８に示した電力フローを実現する制御部の説明図である。 図８に示した電力フローを実現する制御部の説明図である。 図８に示した電力フローを実現する制御部の説明図である。 図８に示した電力フローを実現する制御部の説明図である。 図８に示した電力フローを実現する制御部の説明図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の回路構成図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の電力フローの説明図である。 図１６に示した電力フローを実現する制御部の説明図である。 図１６に示した電力フローを実現する制御部の説明図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の他の電力フローの説明図である。 図１９に示した電力フローを実現する制御部の説明図である。 図１９に示した電力フローを実現する制御部の説明図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の更に他の電力フローの説明図である。 図２２に示した電力フローを実現する制御部の説明図である。 図２２に示した電力フローを実現する制御部の説明図である。 図２２に示した電力フローを実現する制御部の説明図である。 図２２に示した電力フローを実現する制御部の説明図である。 図２２に示した電力フローを実現する制御部の説明図である。 図２２に示した電力フローを実現する制御部の説明図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の回路構成図である。 この発明の実施の形態４による電力変換装置の回路構成図である。
以下、この発明による電力変換装置の好適な実施の形態について図面を参照して説明する。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の回路構成図で、この電力変換装置は、例えば、電動車両の充電器を中心とした電源システムに適用されるものである。
図１において、交流電源１は商用交流電源や自家発電機などであり、第１の直流電圧源２は車両走行用の高圧バッテリ、第２の直流電圧源３は車両電装品の電源である鉛バッテリである。また、インバータ４は車内で使用可能な交流１００Ｖ電源としたシステムに適用可能である
交流電源１は、電圧検出手段および電流検出手段を有する電圧電流検出部５を介してＡＣ／ＤＣコンバータ６に接続されており、交流電圧Ｖａｃｉｎは直流電圧ＶＬ１としてコンデンサ７に蓄積され、この直流電圧ＶＬ１は第１のスイッチング回路８により交流電圧Ｖｔｒ１に変換される。第１のスイッチング回路８は、４つのスイッチング素子８ａ〜８ｄをブリッジ型に接続したインバータとして構成され、交流電源１からの入力電力の受電量を制御する。
第１のスイッチング回路８の第１交流端に昇圧コイル９の第１端が接続され、昇圧コイル９の第２端に複合巻線トランス（以下、単にトランスという。）１０の１次側となる第１の巻線１０ａの第１端が接続される。また、第１の巻線１０ａの第２端が第１のスイッチング回路８の第２交流端に接続される。
トランス１０の２次側となる第２の巻線１０ｂの第１端は、昇圧コイル１１の第１端に接続され、昇圧コイル１１の第２端は第２のスイッチング回路１２の第１交流端に接続される。また、第２の巻線１０ｂの第２端と第２のスイッチング回路１２の第２交流端が接続される。第２のスイッチング回路１２は、４つのスイッチング素子１２ａ〜１２ｄをブリッジ型に接続して構成される。
フルブリッジ型に構成された第２のスイッチング回路１２の直流プラス端子は、コンデンサ１３の一端に接続される。同様に、第２のスイッチング回路１２の直流マイナス端子はコンデンサ１３のもう一端と接続される。
コンデンサ１３のプラス側端子は、電圧検出手段および電流検出手段を有する電圧電流検出部１４を介し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５を構成するスイッチ素子１５ａのコレクタに接続される。スイッチ素子１５ａのエミッタは、スイッチ素子１５ｂのコレクタと平滑コイル１６の一端に接続される。平滑コイル１６のもう一端は電圧検出手段および電流検出手段を有する電圧電流検出部１７を介し、第１の直流電圧源２のプラス側端子に接続される。一方、コンデンサ１３のマイナス側端子は、電圧電流検出部１４を介してスイッチ素子１５ｂのエミッタに接続され、かつ、電圧電流検出部１７を介して、第１の直流電圧源２のマイナス側端子に接続される。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１５は、第１の直流電圧源２を充電する際はスイッチ素子１５ａをスイッチングさせて、コンデンサ１３の電圧ＶＬ２を第１の直流電圧源２の電圧へ降圧充電する。また、降圧せずに第１の直流電圧源２を充電する場合は、スイッチ素子１５ａを常時オン状態とし、第１の直流電圧源２の充電を停止する場合は、スイッチ素子１５ａを常時オフ状態とする。一方、第１の直流電圧源２を放電する際は、スイッチ素子１５ｂをスイッチングさせて、第１の直流電圧源２の電圧をコンデンサ１３の電圧ＶＬ２へ昇圧放電する。また、昇圧せずに放電する場合はスイッチ素子１５ｂを常時オフ状態とする。
トランス１０の３次側となる第３の巻線１０ｃは、第１端が整流回路１８の第１交流端に接続され、第３の巻線１０ｃの第２端は、整流回路１８の第２交流端に接続される。整流回路１８は、整流素子１８ａ〜１８ｄをブリッジ型に接続して構成される。
トランス１０の第３の巻線１０ｃに生じた交流電圧Ｖｔｒ３は、整流回路１８で直流変換されて、平滑コイル１９と平滑コンデンサ２０とで平滑化され、電圧検出手段および電流検出手段を有する電圧電流検出部２１を介してコンデンサ２２に蓄積されて直流電圧ＶＬ３となる。コンデンサ２２は、４つのスイッチング素子４ａ〜４ｄで構成されるインバータ４の直流入力端に接続される。インバータ４の交流出力端は、平滑コイル２３ａ、２３ｂ、平滑コンデンサ２４、コモンモードチョークコイル２５、電圧検出手段および電流検出手段を有する電圧電流検出部２６、および負荷機器接続部２７が順次接続され、この負荷機器接続部２７において、これに接続される図示しない各種の機器（以下、交流負荷という。）の供給電源である交流電源Ｖａｃｏｕｔを生成する。
トランス１０の４次側となる第４の巻線１０ｄ１、１０ｄ２は、センタータップ型に構成され、その両端には第３のスイッチング回路２８を構成する２つのスイッチング素子２８ａ、２８ｂの第１端がそれぞれ接続される。第４の巻線１０ｄ１、１０ｄ２のセンタータップとなる接続点には、スイッチ素子２９が接続されると共に、２つのスイッチング素子３０ａ、３０ｂで構成されるスイッチ３０が接続される。
スイッチ素子２９の出力側は、還流ダイオード３１と平滑コイル３２との接続点に接続される。平滑コイル３２の出力側とスイッチ３０の出力側と平滑コンデンサ３３の第１端がそれぞれ接続され、電圧検出手段および電流検出手段を有する電圧電流検出部３４を経て第２の直流電圧源３のプラス端に接続される。スイッチング素子２８ａ、２８ｂの第２端はそれぞれ互いに接続され、還流ダイオード３１のアノード端、および平滑コンデンサ３３の第２端と第２の直流電圧源３のマイナス端に接続される。第３のスイッチング回路２８は、２つのスイッチング素子２８ａ、２８ｂ、スイッチ素子２９、還流ダイオード３１、および平滑コイル３２で構成され、スイッチ素子２９、還流ダイオード３１、および平滑コイル３２により降圧チョッパとして機能する。
なお、第１〜第４のスイッチング回路８、１２、１８、２８を構成する各スイッチング素子や、インバータ４を構成する各スイッチング素子は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）に限らず、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などであってもよい。
また、整流素子１８ｂおよび１８ｄをアクティブ素子で構成し、トランス１０の第３の巻線１０ｃの巻線端に昇圧コイルを接続することにより、整流回路１８をスイッチング回路で構成し、通常は整流回路として機能させ、また、平滑コンデンサ２０に生じる直流電圧ＶＬ３が所定値よりも低い場合には昇圧チョッパとして機能させることもできる。
また、制御部３５は、第１〜第４のスイッチング回路８、１２、１８、２８、およびＤＣ／ＤＣコンバータ１５、インバータ４の動作を制御する役割を果たす。なお、符号３６は、電圧検出手段および電流検出手段を有する電圧電流検出部を示している。
実施の形態１による電力変換装置は上記のように構成されており、次に、その電力分配の概要について説明する。
交流電源１が接続されていてこの交流電源１を電力供給源とする場合、交流電源１の電圧ＶａｃｉｎをＡＣ／ＤＣコンバータ６で直流電圧ＶＬ１に変換し、この直流電圧ＶＬ１をトランス１０で絶縁された２次側直流電圧、即ち、コンデンサ１３の電圧ＶＬ２に変換する。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５により、２次側直流電圧ＶＬ２を第１の直流電圧源２の電圧Ｖｂａｔ１に変換し、第１の直流電圧源２を充電する。また、直流電圧ＶＬ１は、トランス１０で絶縁された３次側直流電圧、即ち、平滑コンデンサ２０の電圧ＶＬ３に変換され、インバータ４により負荷機器接続部２７に接続される交流負荷に対する交流電源Ｖａｃｏｕｔを生成する。さらに、直流電圧ＶＬ１はトランス１０で絶縁された４次側直流電圧Ｖｂａｔ２に変換されて第２の直流電圧源３を充電する。
交流電源１が接続されていないために第１の直流電圧源２を電力供給源とする場合、第１の直流電圧源２の電圧Ｖｂａｔ１をＤＣ／ＤＣコンバータ１５により２次側直流電圧ＶＬ２に変換し、２次側直流電圧ＶＬ２はトランス１０で絶縁された３次側直流電圧ＶＬ３に変換された後、インバータ４により負荷機器接続部２７に接続される交流負荷に対する交流電源Ｖａｃｏｕｔを生成する。同様に、２次側直流電圧ＶＬ２は、トランス１０で絶縁された４次側直流電圧Ｖｂａｔ２に変換されて第２の直流電圧源３を充電する。
交流電源１が接続されているが、交流電源１からの電力供給が不十分であるため、交流電源１と第１の直流電圧源２とを共に電力供給源とする場合には、交流電源１の電圧ＶａｃｉｎをＡＣ／ＤＣコンバータ６で直流電圧ＶＬ１に変換すると同時に、第１の直流電圧源２の電圧Ｖｂａｔ１をＤＣ／ＤＣコンバータ１５により２次側直流電圧ＶＬ２に変換する。直流電圧ＶＬ１、ＶＬ２は、トランス１０で絶縁された３次側直流電圧ＶＬ３に変換され、インバータ４により負荷機器接続部２７に接続される交流負荷に対する交流電源Ｖａｃｏｕｔを生成する。さらに、直流電圧ＶＬ１、ＶＬ２は、トランス１０で絶縁された４次側直流電圧Ｖｂａｔ２に変換されて第２の直流電圧源３を充電する。
次に、実施の形態１による電力変換装置の電力フローについて、図２を参照して説明する。
図２に示すように、交流電源１が接続されていてこれを電力供給源とする場合には、交流電源１からの入力電力Ｐ１は、第１の直流電圧源２への充電電力Ｐ２と、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４とに分配される。
図３および図４は、図２に示した電力フローを実現するための制御部３５の制御ブロック図である。
ここで、図３は、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４とを優先させ、その残りの電力を第１の直流電圧源２への充電電力Ｐ２として供給するように動作させる場合の制御部３５の制御ブロック図である。
その場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ６は定電流で電力供給を行う。即ち、ＡＣ／ＤＣコンバータ６は、交流電源１の電流指令値Ｉａｃｉｎ＊と電圧電流検出部５の電流検出値Ｉａｃｉｎとの偏差をＰ制御し、ＰＷＭ制御することにより、定電流でコンデンサ７に向けて電力を供給する。同時に交流電流を高力率に制御する。このとき、交流電源１の電流指令値Ｉａｃｉｎ＊は任意に設定してよい。
第１のスイッチング回路８は、第２の直流電圧源３の電圧指令値Ｖｂａｔ２＊と電圧電流検出部３４の電圧検出値Ｖｂａｔ２との偏差をＰＩ制御し、ＰＷＭ制御することにより、第２の直流電圧源３の充電電力を制御しながらトランス１０の第１の巻線１０ａに電圧Ｖｔｒ１を印加する。このとき、第３のスイッチング回路２８のスイッチ素子２９は常時オン状態とし、スイッチ３０は常時オフ状態とする。
第２のスイッチング回路１２は、スイッチングを停止して常時オフ状態とし、整流回路となることにより、トランス２次側誘起電圧Ｖｔｒ２を２次側直流電圧ＶＬ２に整流する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のスイッチ素子１５ａは、コンデンサ７の電圧指令値ＶＬ１＊と電圧電流検出部３６の電圧検出値ＶＬ１との偏差に基づいてＰＩ制御を行い、第１の直流電圧源２の電流指令値Ｉｂａｔ１＊とする。この電流指令値Ｉｂａｔ１＊と電圧電流検出部１７の電流検出値Ｉｂａｔ１との偏差をＰ制御し、ＰＷＭ制御することにより、第１の直流電圧源２の充電電流制御を行う。このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のスイッチ素子１５ｂは常時オフ状態とする。
トランス１０の第３の巻線１０ｃに誘起された電圧Ｖｔｒ３は、整流回路１８により３次側直流電圧ＶＬ３に整流される。インバータ４は、出力交流電圧の指令値Ｖａｃｏｕｔ＊と電圧電流検出部２１の電圧検出値ＶＬ３の商により正弦波インバータの変調率とし、ＰＷＭ制御により交流電圧Ｖａｃｏｕｔを負荷機器接続部２７へ出力する。
このように、図３に示した制御では、交流電源１から一定の入力電力Ｐ１を受電し、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４とを出力した残りの電力を第１の直流電圧源２への充電電力Ｐ２として供給するように動作する。
図４は、第１の直流電圧源２への充電電力Ｐ２を一定にして、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を交流電源１から受電するように動作させる場合の制御部３５の制御ブロック図である。
その場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ６は、コンデンサ７の電圧指令値ＶＬ１＊と電圧電流検出部３６の電圧検出値ＶＬ１との偏差に基づいてＰＩ制御し、交流電源電流指令値Ｉａｃｉｎ＊とする。この交流電源電流指令値Ｉａｃｉｎ＊と電圧電流検出部５の電流検出値Ｉａｃｉｎとの偏差に基づいてＰ制御し、ＰＷＭ制御することにより、コンデンサ７の電圧ＶＬ１の制御を行ないながら、交流電源電流Ｉａｃｉｎを高力率に制御する。
第１のスイッチング回路８は第２の直流電圧源３の電圧指令値Ｖｂａｔ２＊と電圧電流検出部３４の電圧検出値Ｖｂａｔ２との偏差をＰＩ制御し、ＰＷＭ制御することにより、第２の直流電圧源３の充電電力を制御しながらトランス１０の第１の巻線１０ａに電圧Ｖｔｒ１を印加する。このとき、第３のスイッチング回路２８のスイッチ素子２９は常時オン状態とし、スイッチ３０は常時オフ状態とする。
第２のスイッチング回路１２は、スイッチングを停止して常時オフ状態とし、整流回路となることにより、トランス２次側誘起電圧Ｖｔｒ２を２次側直流電圧ＶＬ２に整流する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のスイッチ素子１５ａは、第１の直流電圧源２の電流指令値Ｉｂａｔ１＊と電圧電流検出部１７の電流検出値Ｉｂａｔ１との偏差をＰ制御し、ＰＷＭ制御することにより、第１の直流電圧源２を定電流で充電する。このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のスイッチ素子１５ｂは常時オフ状態とする。なお、整流回路１８およびインバータ４は、図３の場合と同様に動作する。
このように、図４に示した制御では、第１の直流電圧源２への充電電力Ｐ２を一定にして、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を交流電源１から受電するように動作する。
図５に示すように、交流電源１が接続されていてこれを電力供給源とし、第１の直流電圧源２への充電を停止する場合には、交流電源１からの入力電力Ｐ１は、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４とに分配される。
図６および図７は、図５に示した電力フローを実現するための制御部３５の制御ブロック図である。
図６は、第１の直流電圧源２への充電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を交流電源１から受電するように動作させる場合の制御部３５の制御ブロック図である。
その場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ６は、コンデンサ７の電圧指令値ＶＬ１＊と電圧電流検出部３６の電圧検出値ＶＬ１との偏差に基づいてＰＩ制御し、交流電源電流指令値Ｉａｃｉｎ＊とする。この交流電源電流指令値Ｉａｃｉｎ＊と電圧電流検出部５の電流検出値Ｉａｃｉｎとの偏差に基づいてＰ制御し、ＰＷＭ制御することにより、コンデンサ７の電圧ＶＬ１の制御を行ないながら、交流電源電流Ｉａｃｉｎを高力率に制御する。
第１のスイッチング回路８は、第２の直流電圧源３の電圧指令値Ｖｂａｔ２＊と電圧電流検出部３４の電圧検出値Ｖｂａｔ２との偏差をＰＩ制御し、ＰＷＭ制御することにより、第２の直流電圧源３の充電電力を制御しながらトランス１０の第１の巻線１０ａに電圧Ｖｔｒ１を印加する。このとき、第３のスイッチング回路２８のスイッチ素子２９は常時オン状態とし、スイッチ３０は常時オフ状態とする。
第２のスイッチング回路１２は、スイッチングを停止して常時オフ状態とし、整流回路となることにより、トランス２次側誘起電圧Ｖｔｒ２を２次側直流電圧ＶＬ２に整流する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のスイッチ素子１５ａ、１５ｂは常時オフ状態とすることにより、第１の直流電圧源２への充電を停止させる。なお、整流回路１８およびインバータ４は、図３の場合と同様に動作する。
このように、図６に示した制御では、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を交流電源１から受電するように動作する。
図７は、第１の直流電圧源２への充電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を交流電源１から受電するように動作させると同時に、２次側直流電圧ＶＬ２を一定電圧に制御する場合の制御部３５の制御ブロック図である。
その場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ６は、コンデンサ７の電圧指令値ＶＬ１＊と電圧電流検出部３６の電圧検出値ＶＬ１との偏差に基づいてＰＩ制御し、交流電源電流指令値Ｉａｃｉｎ＊とする。この交流電源電流指令値Ｉａｃｉｎ＊と電圧電流検出部５の電流検出値Ｉａｃｉｎとの偏差に基づいてＰ制御し、ＰＷＭ制御することにより、コンデンサ７の電圧ＶＬ１の制御を行ないながら、交流電源電流Ｉａｃｉｎを高力率に制御する。
第１のスイッチング回路８は、第２の直流電圧源３の電圧指令値Ｖｂａｔ２＊と電圧電流検出部３４の電圧検出値Ｖｂａｔ２との偏差をＰＩ制御する。これと同時に、第２のスイッチング回路１２は、２次側直流電圧指令値ＶＬ２＊と電圧電流検出部１４の電圧検出値ＶＬ２との偏差をＰＩ制御する。第１のスイッチング回路８は、第２の直流電圧源３の電圧Ｖｂａｔ２からのＰＩ制御出力と２次側直流電圧ＶＬ２からのＰＩ制御出力の差をＰＷＭ制御する。同時に、第２のスイッチング回路１２は、２次側直流電圧ＶＬ２からのＰＩ制御出力をＰＷＭ制御する。この制御を用いることにより、２次側直流電圧ＶＬ２を一定に制御しながら、第２の直流電圧源３の電圧Ｖｂａｔ２を一定に制御する。このとき、第３のスイッチング回路２８のスイッチ素子２９は常時オン状態とし、スイッチ３０は常時オフ状態とする。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のスイッチ素子１５ａ、１５ｂは常時オフ状態とすることにより、第１の直流電圧源２への充電を停止させる。なお、整流回路１８およびインバータ４は、図３の場合と同様に動作する。
このように、図７に示した制御では、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を交流電源１から受電するように動作すると同時に、２次側直流電圧ＶＬ２を一定に制御することができる。
図８に示すように、交流電源１が接続されていないために、第１の直流電圧源２を電力供給源とする場合には、第１の直流電圧源２からの入力電力Ｐ２は、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４とに分配される。このとき交流電源１からの入力電力Ｐ１はゼロである。
図９〜図１４は、図８に示した電力フローを実現するための制御部３５の制御ブロック図である。
図９、図１０、図１１は、交流電源１からの受電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を第１の直流電圧源２から受電するように動作させる場合である。
図９は、交流電源１からの受電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を第１の直流電圧源２から受電するように動作させると同時に、２次側直流電圧ＶＬ２を一定に制御する場合の制御部３５の制御ブロック図である。
その場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ６と第１のスイッチング回路８は、系統側からの入力電力が無いため動作を停止し、常時オフ状態としている。第２のスイッチング回路１２は、第２の直流電圧源３の電圧指令値Ｖｂａｔ２＊と電圧電流検出部３４の電圧検出値Ｖｂａｔ２との偏差をＰＩ制御し、ＰＷＭ制御することにより、第２の直流電圧源３の充電電力を制御する。このとき、第３のスイッチング回路２８のスイッチ素子２９は常時オン状態とし、スイッチ３０は常時オフ状態とする。ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のスイッチ素子１５ｂは、２次側直流電圧の電圧指令値ＶＬ２＊と電圧電流検出部１４の電圧検出値ＶＬ２との偏差をＰＩ制御し、ＰＷＭ制御することにより、２次側直流電圧ＶＬ２を一定電圧に制御しながら第１の直流電圧源２を放電する。スイッチ素子１５ａは常時オフ状態とする。なお、整流回路１８およびインバータ４は、図３の場合と同様に動作する。
このように、図９に示した制御では、交流電源１からの受電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を第１の直流電圧源２から受電するように動作させると同時に、２次側直流電圧ＶＬ２を一定に制御することができる。
図１０は、交流電源１からの受電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を第１の直流電圧源２から受電するように動作させると同時に、第２のスイッチング回路１２が第２の直流電圧源３の電圧Ｖｂａｔ２を制御する場合の制御部３５の制御ブロック図である。
その場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ６と第１のスイッチング回路８は、系統側からの入力電力が無いため動作を停止し、常時オフ状態としている。第２のスイッチング回路１２は、第２の直流電圧源３の電圧指令値Ｖｂａｔ２＊と電圧電流検出部３４の電圧検出値Ｖｂａｔ２との偏差をＰＩ制御し、ＰＷＭ制御することにより、第２の直流電圧源３の充電電力を制御する。このとき、第３のスイッチング回路２８のスイッチ素子２９は常時オン状態とし、スイッチ３０は常時オフ状態とする。同時に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のスイッチ素子１５ａ、１５ｂは常時オフ状態とすることにより、スイッチ素子１５ａの逆並列ダイオードを介して第１の直流電圧源２を放電させる。なお、整流回路１８およびインバータ４は、図３の場合と同様に動作する。
このように、図１０に示した制御では、交流電源１からの受電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を第１の直流電圧源２から受電するように動作させると同時に、第２のスイッチング回路１２が第２の直流電圧源３の電圧Ｖｂａｔ２を制御することができる。
図１１は、交流電源１からの受電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を第１の直流電圧源２から受電するように動作させると同時に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５が第２の直流電圧源３の電圧Ｖｂａｔ２を制御する場合の制御部３５の制御ブロック図である。
その場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ６と第１のスイッチング回路８は、系統側からの入力電力が無いため動作を停止し、常時オフ状態としている。第２のスイッチング回路１２は、任意のデューティ指令値Ｄｒｅｆに基づき、開ループで２次側直流電圧ＶＬ２を交流変換し、トランス１０の第２の巻線１０ｂに印加している。ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のスイッチ素子１５ｂは、第２の直流電圧源３の電圧指令値Ｖｂａｔ２＊と電圧電流検出部３４の電圧検出値Ｖｂａｔ２との偏差をＰＩ制御し、ＰＷＭ制御することにより、第２の直流電圧源３の充電電力を制御する。このとき、第３のスイッチング回路２８のスイッチ素子２９は常時オン状態とし、スイッチ３０は常時オフ状態とする。スイッチ素子１５ａは常時オフ状態とする。なお、整流回路１８およびインバータ４は、図３の場合と同様に動作する。
このように、図１１に示した制御では、交流電源１からの受電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を第１の直流電圧源２から受電するように動作させると同時に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５が第２の直流電圧源３の電圧Ｖｂａｔ２を制御することができる。
図１２、図１３、図１４は、交流電源１からの受電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を第１の直流電圧源２から受電するように動作させると同時に、コンデンサ７の電圧ＶＬ１を一定に制御する場合である。
図１２は、交流電源１からの受電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を第１の直流電圧源２から受電するように動作させると同時に、コンデンサ７の電圧ＶＬ１と２次側直流電圧ＶＬ２を一定に制御する場合の制御部３５の制御ブロック図である。
その場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ６は、系統側からの入力電力が無いため動作を停止し、常時オフ状態としている。第１のスイッチング回路８は、コンデンサ７の電圧指令値ＶＬ１＊と電圧電流検出部３６の電圧検出値ＶＬ１との偏差をＰＩ制御する。これと同時に、第２のスイッチング回路１２は、第２の直流電圧源３の電圧指令値Ｖｂａｔ２＊と電圧電流検出部３４の電圧検出値Ｖｂａｔ２との偏差をＰＩ制御する。第１のスイッチング回路８は、コンデンサ７の電圧ＶＬ１からのＰＩ制御出力をＰＷＭ制御する。同時に、第２のスイッチング回路１２は、第２の直流電圧源３の電圧Ｖｂａｔ２からのＰＩ制御出力とコンデンサ７の電圧ＶＬ１からのＰＩ制御出力との差をＰＷＭ制御する。このとき、第３のスイッチング回路２８のスイッチ素子２９は常時オン状態とし、スイッチ３０は常時オフ状態とする。ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のスイッチ素子１５ｂは、２次側直流電圧の電圧指令値ＶＬ２＊と電圧電流検出部１４の電圧検出値ＶＬ２との偏差をＰＩ制御し、ＰＷＭ制御することにより、２次側直流電圧ＶＬ２を一定電圧に制御しながら第１の直流電圧源２を放電する。スイッチ素子１５ａは常時オフ状態とする。なお、整流回路１８およびインバータ４は、図３の場合と同様に動作する。
このように、図１２に示した制御では、交流電源１からの受電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を第１の直流電圧源２から受電するように動作させると同時に、コンデンサ７の電圧ＶＬ１と２次側直流電圧ＶＬ２を一定に制御することができる。
図１３は、交流電源１からの受電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を第１の直流電圧源２から受電するように動作させると同時に、第２のスイッチング回路１２が第２の直流電圧源３の電圧Ｖｂａｔ２を制御しながら、コンデンサ７の電圧ＶＬ１を一定に制御する場合の制御部３５の制御ブロック図である。
その場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ６は、系統側からの入力電力が無いため動作を停止し、常時オフ状態としている。第１のスイッチング回路８は、コンデンサ７の電圧指令値ＶＬ１＊と電圧電流検出部３６の電圧検出値ＶＬ１との偏差をＰＩ制御する。これと同時に、第２のスイッチング回路１２は、第２の直流電圧源３の電圧指令値Ｖｂａｔ２＊と電圧電流検出部３４の電圧検出値Ｖｂａｔ２との偏差をＰＩ制御する。第１のスイッチング回路８は、コンデンサ７の電圧ＶＬ１からのＰＩ制御出力をＰＷＭ制御する。同時に、第２のスイッチング回路１２は、第２の直流電圧源３の電圧Ｖｂａｔ２からのＰＩ制御出力とコンデンサ７の電圧ＶＬ１からのＰＩ制御出力との差をＰＷＭ制御する。このとき、第３のスイッチング回路２８のスイッチ素子２９は常時オン状態とし、スイッチ３０は常時オフ状態とする。同時に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のスイッチ素子１５ａ、１５ｂは常時オフ状態とすることにより、スイッチ素子１５ａの逆並列ダイオードを介して第１の直流電圧源２を放電させる。なお、整流回路１８およびインバータ４は、図３の場合と同様に動作する。
このように、図１３に示した制御では、交流電源１からの受電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を第１の直流電圧源２から受電するように動作させると同時に、第２のスイッチング回路１２が第２の直流電圧源３の電圧Ｖｂａｔ２を制御しながら、コンデンサ７の電圧ＶＬ１を一定に制御することができる。
図１４は、交流電源１からの受電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を第１の直流電圧源２から受電するように動作させると同時に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５が第２の直流電圧源３の電圧Ｖｂａｔ２を制御しながら、コンデンサ７の電圧ＶＬ１を一定に制御する場合の制御部３５の制御ブロック図である。
その場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ６は、系統側からの入力電力が無いため動作を停止し、常時オフ状態としている。第１のスイッチング回路８と第２のスイッチング回路１２は、コンデンサ７の電圧指令値ＶＬ１＊と電圧電流検出部３６の電圧検出値ＶＬ１との偏差をＰＩ制御し、第１のスイッチング回路８は、コンデンサ７の電圧ＶＬ１からのＰＩ制御出力をＰＷＭ制御する。同時に、第２のスイッチング回路１２は、任意のデューティ指令値Ｄｒｅｆとコンデンサ７の電圧ＶＬ１からのＰＩ制御出力との差をＰＷＭ制御する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のスイッチ素子１５ｂは、第２の直流電圧源３の電圧指令値Ｖｂａｔ２＊と電圧電流検出部３４の電圧検出値Ｖｂａｔ２との偏差をＰＩ制御し、ＰＷＭ制御することにより、第２の直流電圧源３の充電電力を制御する。このとき、第３のスイッチング回路２８のスイッチ素子２９は常時オン状態とし、スイッチ３０は常時オフ状態とする。スイッチ素子１５ａは常時オフ状態とする。なお、整流回路１８およびインバータ４は、図３の場合と同様に動作する。
このように、交流電源１からの受電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を第１の直流電圧源２から受電するように動作させると同時に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５が第２の直流電圧源３の電圧Ｖｂａｔ２を制御しながら、コンデンサ７の電圧ＶＬ１を一定に制御することができる。
図９〜図１４に示したように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５で第１の直流電圧源２の電圧ＶＬ１を昇圧することにより、第２のスイッチング回路１２の入力電圧が上昇し、第２のスイッチング回路１２を構成する半導体スイッチの通流電流を低減でき、損失を低減できる。
さらに、図９および図１２のように、全領域でＤＣ／ＤＣコンバータ１５が昇圧動作を行いながら、第２のスイッチング回路１２のデューティで負荷側電圧の制御を行う場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５で昇圧した電圧を第２のスイッチング回路１２で降圧することとなり、損失が増加する。
そこで、図１０および図１１、図１３および図１４のように、第１の直流電圧源２の電圧Ｖｂａｔ１をＤＣ／ＤＣコンバータ１５が無変換で第２のスイッチング回路１２に出力させ、第２のスイッチング回路１２のデューティで負荷となる第２の直流電圧源３の電圧を制御する制御モードと、第１の直流電圧源２の電圧Ｖｂａｔ１をＤＣ／ＤＣコンバータ１５が昇圧し、第２のスイッチング回路１２が任意のデューティで動作することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のデューティで負荷となる第２の直流電圧源３の電圧を制御する制御モードを設け、コンデンサ１３の電圧ＶＬ２に基づいて上記モードを切り替える。
例えば本システムでは、第２の巻線１０ｂの巻数をＮ２、第４の巻線１０ｄ１、１０ｄ２の巻数比をＮ４とすると、Ｖｂａｔ１＞Ｄｒｅｆ×Ｖｂａｔ２×Ｎ２÷Ｎ４の領域では、第１の直流電圧源２の電圧Ｖｂａｔが巻数比で換算した第２の直流電圧源３の電圧Ｖｂａｔ２と比べて高いため、第１の直流電圧源２の電圧Ｖｂａｔ１をＤＣ／ＤＣコンバータ１５が無変換で第２のスイッチング回路１２に出力させ、第２のスイッチング回路１２のデューティで負荷となる第２の直流電圧源３の電圧を制御する制御モードで動作させる。
一方、Ｖｂａｔ１＜Ｄｒｅｆ×Ｖｂａｔ２×Ｎ２÷Ｎ４では第１の直流電圧源２の電圧Ｖｂａｔが巻数比で換算した第２の直流電圧源３の電圧Ｖｂａｔ２と比べて低いため、第１の直流電圧源２の電圧Ｖｂａｔ１をＤＣ／ＤＣコンバータ１５が昇圧し、第２のスイッチング回路１２が任意のデューティで動作することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のデューティで負荷となる第２の直流電圧源３の電圧を制御する制御モードで動作させる。
なお、境界条件はＶｂａｔ１＝Ｄｒｅｆ×Ｖｂａｔ２×Ｎ２÷Ｎ４となるが、この境界条件での制御モードは上記２種類の動作モードの内、任意の動作モードを選択して良い。また、境界条件付近でチャタリング等の誤動作が懸念される場合は境界条件に任意のバンド幅を持ったヒステリシスを設けても良い。また、損失低減効果は上記の境界条件で制御を切り替える場合が最良であるが、任意の境界条件を設定し制御モードを切り替えても良い。
図１２、図１３、図１４でＡＣ／ＤＣコンバータ６を入力定電流で動作させることにより、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を、交流電源１の入力電力と第１の直流電圧源２の放電電力の合計電力で賄うよう動作させることができる。
上記の制御部３５の制御動作の説明では、第１の直流電圧源２は定電流充電で、また、第２の直流電圧源３は定電圧充電でそれぞれ制御を行なっているが、第１の直流電圧源２、第２の直流電圧源３共に、このような充電方法に限定されるものではなく、第１の直流電圧源２、第２の直流電圧源３のそれぞれに応じた充電方法を採用することができる。例えば、第１の直流電圧源２を定電圧で充電しても構わないし、第２の直流電圧源３を定電流で充電しても構わない。
上記の構成ではＤＣ／ＤＣコンバータ１５は、第１の直流電圧源２を充電する方向に降圧、放電する方向に昇圧の構成としたが、その他の構成としても良い。たとえば、充電方向が昇圧、放電方向が降圧の構成でも良いし、両方向に昇降圧できる構成でも良い。また、放電方向にしか電力を伝送しない単方向の変換器で構成することもできる。
さらに、第１の直流電圧源２とＤＣ／ＤＣコンバータ１５を、交流電圧源と双方向変換可能なＡＣ／ＤＣコンバータで置き換えることもできる。ＡＣ／ＤＣコンバータがＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を負荷側の電圧もしくは電流に基づいて制御することにより、上記制御と同様の制御が実現できる。
この実施の形態１の電力変換装置によれば、入力電力を第１の直流電圧源２、第２の直流電圧源３、および負荷機器接続部２７に接続される交流負荷に対して電力分配制御できるとともに、交流負荷に対して電力供給を行いながら、必要に応じて第１の直流電圧源２に対する充電動作を任意に停止することができる。
さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５が昇圧制御を行うことにより、第１の直流電圧源２あるいは第２の直流電圧源３の電圧が低下した場合に、双方向型スイッチング回路で発生する損失を低減することができる。同時に、トランス１０に接続された双方向型スイッチング回路のデューティで負荷の電圧を制御するモードと、第１の直流電圧源２に接続されたＤＣ／ＤＣコンバータ１５のデューティで負荷の電圧を制御するモードを設けることにより、全領域を昇圧制御する方式と比較して、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５での損失を低減することができる。
実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２による電力変換装置について説明する。図１５は、実施の形態２による電力変換装置の回路構成図であり、実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を示している。
実施の形態２による電力変換装置の特徴は、ＡＣ／ＤＣコンバータ６の出力端側に、第１のスイッチング回路８と並列に電圧電流検出部２１を介して４つのスイッチング素子４ａ〜４ｄで構成されるインバータ４の直流入力端が接続されており、このインバータ４の交流出力端には平滑コイル２３ａ、２３ｂ、平滑コンデンサ２４、コモンモードチョークコイル２５、電圧電流検出部２６、および負荷機器接続部２７が順次接続されている。そして、この負荷機器接続部２７において図示しない交流負荷の供給電源である交流電源Ｖａｃｏｕｔが生成される。
その他の構成は、実施の形態１の場合と基本的に同じであり、対応する構成部分に同一符号を付すことにより、詳しい説明は省略する。また、第１〜第３のスイッチング回路８、１２、２８、およびＤＣ／ＤＣコンバータ１５、インバータ４などの動作についても、基本的には実施の形態１と同様であり、ここでは詳しい説明を省略する。
次に、実施の形態２による電力変換装置の電力フローについて図１６を参照して説明する。
図１６に示すように、交流電源１が接続されていてこれを電力供給源とする場合には、交流電源１からの入力電力Ｐ１は、第１の直流電圧源２への充電電力Ｐ２と、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４とに分配される。
図１７および図１８は、図１６に示した電力フローを実現するための制御部３５の制御ブロック図である。
ここで、図１７は、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４とを優先させ、その残りの電力を第１の直流電圧源２への充電電力Ｐ２として供給するように動作させる場合の制御部３５の制御ブロック図である。
その場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ６は定電流で電力供給を行う。即ち、ＡＣ／ＤＣコンバータ６は、交流電源１の電流指令値Ｉａｃｉｎ＊と電圧電流検出部５の電流検出値Ｉａｃｉｎとの偏差をＰ制御し、ＰＷＭ制御することにより、定電流でコンデンサ７に向けて電力を供給する。同時に交流電流を高力率に制御する。このとき、交流電源１の電流指令値Ｉａｃｉｎ＊は任意に設定してよい。
第１のスイッチング回路８は、第２の直流電圧源３の電圧指令値Ｖｂａｔ２＊と電圧電流検出部３４の電圧検出値Ｖｂａｔ２との偏差をＰＩ制御し、ＰＷＭ制御することにより、第２の直流電圧源３の充電電力を制御しながらトランス１０の第１の巻線１０ａに電圧Ｖｔｒ１を印加する。このとき、第３のスイッチング回路２８のスイッチ素子２９はオン状態とし、スイッチ３０はオフ状態とする。
第２のスイッチング回路１２は、スイッチングを停止して常時オフ状態とし、整流回路となることにより、トランス２次側誘起電圧Ｖｔｒ２を２次側直流電圧ＶＬ２に整流する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のスイッチ素子１５ａは、コンデンサ７の電圧指令値ＶＬ１＊と電圧電流検出部３６の電圧検出値ＶＬ１との偏差に基づいてＰＩ制御を行い、第１の直流電圧源２の電流指令値Ｉｂａｔ１＊とする。この電流指令値Ｉｂａｔ１＊と電圧電流検出部１７の電流検出値Ｉｂａｔ１との偏差をＰ制御し、ＰＷＭ制御することにより、第１の直流電圧源２の充電電流制御を行う。このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のスイッチ素子１５ｂはオフ状態とする。
インバータ４は、出力交流電圧の指令値Ｖａｃｏｕｔ＊と電圧電流検出部２１の電圧検出値ＶＬ３の商により正弦波インバータの変調率とし、ＰＷＭ制御により交流電圧Ｖａｃｏｕｔを負荷機器接続部２７へ出力する。
このように、図１７に示した制御では、交流電源１から一定の入力電力Ｐ１を受電し、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４とを出力した残りの電力を第１の直流電圧源２への充電電力Ｐ２として供給するように動作させる。
図１８は、第１の直流電圧源２への充電電力Ｐ２を一定にして、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を交流電源１から受電するように動作させる場合の制御部３５の制御ブロック図である。
その場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ６は、コンデンサ７の電圧指令値ＶＬ１＊と電圧電流検出部３６の電圧検出値ＶＬ１との偏差に基づいてＰＩ制御し、交流電源電流指令値Ｉａｃｉｎ＊とする。この交流電源電流指令値Ｉａｃｉｎ＊と電圧電流検出部５の電流検出値Ｉａｃｉｎとの偏差に基づいてＰ制御し、ＰＷＭ制御することにより、コンデンサ７の電圧ＶＬ１の制御を行ないながら、交流電源電流Ｉａｃｉｎを高力率に制御する。
第１のスイッチング回路８は第２の直流電圧源３の電圧指令値Ｖｂａｔ２＊と電圧電流検出部３４の電圧検出値Ｖｂａｔ２との偏差をＰＩ制御し、ＰＷＭ制御することにより、第２の直流電圧源３の充電電力を制御しながらトランス１０の第１の巻線１０ａに電圧Ｖｔｒ１を印加する。このとき、第３のスイッチング回路２８のスイッチ素子２９はオン状態とし、スイッチ３０はオフ状態とする。
第２のスイッチング回路１２は、スイッチングを停止して常時オフ状態とし、整流回路となることにより、トランス２次側誘起電圧Ｖｔｒ２を２次側直流電圧ＶＬ２に整流する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のスイッチ素子１５ａは、第１の直流電圧源２の電流指令値Ｉｂａｔ１＊と電圧電流検出部１７の電流検出値Ｉｂａｔ１との偏差をＰ制御し、ＰＷＭ制御することにより、第１の直流電圧源２を定電流で充電する。このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のスイッチ素子１５ｂはオフ状態とする。なお、インバータ４は、図１７の場合と同様に動作する。
このように、図１８に示した制御では、第１の直流電圧源２への充電電力Ｐ２を一定にして、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を交流電源１から受電するように動作する。
図１９に示すように、交流電源１が接続されていてこれを電力供給源とし、第１の直流電圧源２への充電を停止する場合には、交流電源１からの入力電力Ｐ１は、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４とに分配される。
図２０および図２１は、図１９に示した電力フローを実現するための制御部３５の制御ブロック図である。
図２０は、第１の直流電圧源２への充電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を交流電源１から受電するように動作させる場合の制御部３５の制御ブロック図である。
その場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ６は、コンデンサ７の電圧指令値ＶＬ１＊と電圧電流検出部３６の電圧検出値ＶＬ１との偏差に基づいてＰＩ制御し、交流電源電流指令値Ｉａｃｉｎ＊とする。この交流電源電流指令値Ｉａｃｉｎ＊と電圧電流検出部５の電流検出値Ｉａｃｉｎとの偏差に基づいてＰ制御し、ＰＷＭ制御することにより、コンデンサ７の電圧ＶＬ１の制御を行ないながら、交流電源電流Ｉａｃｉｎを高力率に制御する。
第１のスイッチング回路８は、第２の直流電圧源３の電圧指令値Ｖｂａｔ２＊と電圧電流検出部３４の電圧検出値Ｖｂａｔ２との偏差をＰＩ制御し、ＰＷＭ制御することにより、第２の直流電圧源３の充電電力を制御しながらトランス１０の第１の巻線１０ａに電圧Ｖｔｒ１を印加する。このとき、第３のスイッチング回路２８のスイッチ素子２９はオン状態とし、スイッチ３０はオフ状態とする。
第２のスイッチング回路１２は、スイッチングを停止して常時オフ状態とし、整流回路となることにより、トランス２次側誘起電圧Ｖｔｒ２を２次側直流電圧ＶＬ２に整流する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のスイッチ素子１５ａ、１５ｂは、常時オフ状態とすることにより、第１の直流電圧源２への充電を停止させる。なお、インバータ４は、図１７の場合と同様に動作する。
このように、図２０に示した制御では、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を交流電源１から受電するように動作する。
図２１は、第１の直流電圧源２への充電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を交流電源１から受電するように動作させると同時に、２次側直流電圧ＶＬ２を一定電圧に制御する場合の制御部３５の制御ブロック図である。
その場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ６は、コンデンサ７の電圧指令値ＶＬ１＊と電圧電流検出部３６の電圧検出値ＶＬ１との偏差に基づいてＰＩ制御し、交流電源電流指令値Ｉａｃｉｎ＊とする。この交流電源電流指令値Ｉａｃｉｎ＊と電圧電流検出部５の電流検出値Ｉａｃｉｎとの偏差に基づいてＰ制御し、ＰＷＭ制御することにより、コンデンサ７の電圧ＶＬ１の制御を行ないながら、交流電源電流Ｉａｃｉｎを高力率に制御する。
第１のスイッチング回路８は、第２の直流電圧源３の電圧指令値Ｖｂａｔ２＊と電圧電流検出部３４の電圧検出値Ｖｂａｔ２との偏差をＰＩ制御する。これと同時に、第２のスイッチング回路１２は、２次側直流電圧指令値ＶＬ２＊と電圧電流検出部１４の電圧検出値ＶＬ２との偏差をＰＩ制御する。第１のスイッチング回路８は、第２の直流電圧源３の電圧Ｖｂａｔ２からのＰＩ制御出力と２次側直流電圧ＶＬ２からのＰＩ制御出力の差をＰＷＭ制御する。同時に、第２のスイッチング回路１２は、２次側直流電圧ＶＬ２からのＰＩ制御出力をＰＷＭ制御する。この制御を用いることにより、２次側直流電圧ＶＬ２を一定に制御しながら、第２の直流電圧Ｖｂａｔ２を一定に制御する。このとき、第３のスイッチング回路２８のスイッチ素子２９はオン状態とし、スイッチ３０はオフ状態とする。ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のスイッチ素子１５ａ、１５ｂは常時オフ状態とすることにより、第１の直流電圧源２への充電を停止させる。なお、インバータ４は、図１７の場合と同様に動作する。
このように、図２１に示した制御では、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を交流電源１から受電するように動作すると同時に、２次側直流電圧ＶＬ２を一定に制御することができる。
図２２に示すように、交流電源１が接続されていないために、第１の直流電圧源２を電力供給源とする場合には、第１の直流電圧源２からの入力電力Ｐ２は、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４とに分配される。このとき交流電源１からの入力電力Ｐ１はゼロである。
図２３〜図２８は、図２２に示した電力フローを実現するための制御部３５の制御ブロック図である。
図２３、図２４、図２５は、交流電源１からの受電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を第１の直流電圧源２から受電するように動作させる場合である。
図２３は、交流電源１からの受電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を第１の直流電圧源２から受電するように動作させると同時に、２次側直流電圧ＶＬ２を一定に制御する場合の制御部３５の制御ブロック図である。
その場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ６と第１のスイッチング回路８は、系統側からの入力電力が無いため動作を停止し、常時オフ状態としている。第２のスイッチング回路１２は、第２の直流電圧源３の電圧指令値Ｖｂａｔ２＊と電圧電流検出部３４の電圧検出値Ｖｂａｔ２との偏差をＰＩ制御し、ＰＷＭ制御することにより、第２の直流電圧源３の充電電力を制御する。このとき、第３のスイッチング回路２８のスイッチ素子２９は常時オン状態とし、スイッチ３０は常時オフ状態とする。ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のスイッチ素子１５ｂは、２次側直流電圧の電圧指令値ＶＬ２＊と電圧電流検出部１４の電圧検出値ＶＬ２との偏差をＰＩ制御し、ＰＷＭ制御することにより、２次側直流電圧ＶＬ２を一定電圧に制御しながら第１の直流電圧源２を放電する。スイッチ素子１５ａは常時オフ状態とする。なお、インバータ４は、図１７の場合と同様に動作する。
このように、図２３に示した制御では、交流電源１からの受電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を第１の直流電圧源２から受電するように動作させると同時に、２次側直流電圧ＶＬ２を一定に制御することができる。
図２４は、交流電源１からの受電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を第１の直流電圧源２から受電するように動作させると同時に、第２のスイッチング回路１２が第２の直流電圧源３の電圧Ｖｂａｔ２を制御する場合の制御部３５の制御ブロック図である。
その場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ６と第１のスイッチング回路８は、系統側からの入力電力が無いため動作を停止し、常時オフ状態としている。第２のスイッチング回路１２は、第２の直流電圧源３の電圧指令値Ｖｂａｔ２＊と電圧電流検出部３４の電圧検出値Ｖｂａｔ２との偏差をＰＩ制御し、ＰＷＭ制御することにより、第２の直流電圧源３の充電電力を制御する。このとき、第３のスイッチング回路２８のスイッチ素子２９は常時オン状態とし、スイッチ３０は常時オフ状態とする。同時に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のスイッチ素子１５ａ、１５ｂは常時オフ状態とすることにより、スイッチ素子１５ａの逆並列ダイオードを介して第１の直流電圧源２を放電させる。なお、インバータ４は、図１７の場合と同様に動作する。
このように、図２４に示した制御では、交流電源１からの受電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を第１の直流電圧源２から受電するように動作させると同時に、第２のスイッチング回路１２が第２の直流電圧源３の電圧Ｖｂａｔ２を制御することができる。
図２５は、交流電源１からの受電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を第１の直流電圧源２から受電するように動作させると同時に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５が第２の直流電圧源３の電圧Ｖｂａｔ２を制御する場合の制御部３５の制御ブロック図である。
その場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ６と第１のスイッチング回路８は、系統側からの入力電力が無いため動作を停止し、常時オフ状態としている。第２のスイッチング回路１２は、任意のデューティ指令値Ｄｒｅｆに基づき、開ループで２次側直流電圧ＶＬ２を交流変換し、トランス１０の第２の巻線１０ｂに印加している。ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のスイッチ素子１５ｂは、第２の直流電圧源３の電圧指令値Ｖｂａｔ２＊と電圧電流検出部３４の電圧検出値Ｖｂａｔ２との偏差をＰＩ制御し、ＰＷＭ制御することにより、第２の直流電圧源３の充電電力を制御する。このとき、第３のスイッチング回路２８のスイッチ素子２９は常時オン状態とし、スイッチ３０は常時オフ状態とする。スイッチ素子１５ａは常時オフ状態とする。なお、インバータ４は、図１７の場合と同様に動作する。
このように、図２５に示した制御では、交流電源１からの受電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を第１の直流電圧源２から受電するように動作させると同時に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５が第２の直流電圧源３の電圧Ｖｂａｔ２を制御することができる。
図２６、図２７、図２８は、交流電源１からの受電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を第１の直流電圧源２から受電するように動作させると同時に、コンデンサ７の電圧ＶＬ１を一定に制御する場合である。
図２６は、交流電源１からの受電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を第１の直流電圧源２から受電するように動作させると同時に、コンデンサ７の電圧ＶＬ１と２次側直流電圧ＶＬ２を一定に制御する場合の制御部３５の制御ブロック図である。
その場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ６は、系統側からの入力電力が無いため動作を停止し、常時オフ状態としている。第１のスイッチング回路８は、コンデンサ７の電圧指令値ＶＬ１＊と電圧電流検出部３６の電圧検出値ＶＬ１との偏差をＰＩ制御する。これと同時に、第２のスイッチング回路１２は、第２の直流電圧源３の電圧指令値Ｖｂａｔ２＊と電圧電流検出部３４の電圧検出値Ｖｂａｔ２との偏差をＰＩ制御する。第１のスイッチング回路８は、コンデンサ７の電圧ＶＬ１からのＰＩ制御出力をＰＷＭ制御する。同時に、第２のスイッチング回路１２は、第２の直流電圧源Ｖｂａｔ２からのＰＩ制御出力とコンデンサ７の電圧ＶＬ１からのＰＩ制御出力との差をＰＷＭ制御する。このとき、第３のスイッチング回路２８のスイッチ素子２９は常時オン状態とし、スイッチ３０は常時オフ状態とする。ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のスイッチ素子１５ｂは、２次側直流電圧の電圧指令値ＶＬ２＊と電圧電流検出部１４の電圧検出値ＶＬ２との偏差をＰＩ制御し、ＰＷＭ制御することにより、２次側直流電圧ＶＬ２を一定電圧に制御しながら第１の直流電圧源２を放電する。スイッチ素子１５ａは常時オフ状態とする。なお、インバータ４は、図１７の場合と同様に動作する。
このように、図２６に示した制御では、交流電源１からの受電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を第１の直流電圧源２から受電するように動作させると同時に、コンデンサ７の電圧ＶＬ１と２次側直流電圧ＶＬ２を一定に制御することができる。
図２７は、交流電源１からの受電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を第１の直流電圧源２から受電するように動作させると同時に、第２のスイッチング回路１２が第２の直流電圧源３の電圧Ｖｂａｔ２を制御しながら、コンデンサ７の電圧ＶＬ１を一定に制御する場合の制御部３５の制御ブロック図である。
その場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ６は、系統側からの入力電力が無いため動作を停止し、常時オフ状態としている。第１のスイッチング回路８は、コンデンサ７の電圧指令値ＶＬ１＊と電圧電流検出部３６の電圧検出値ＶＬ１との偏差をＰＩ制御する。これと同時に、第２のスイッチング回路１２は、第２の直流電圧源３の電圧指令値Ｖｂａｔ２＊と電圧電流検出部３４の電圧検出値Ｖｂａｔ２との偏差をＰＩ制御する。第１のスイッチング回路８は、コンデンサ７の電圧ＶＬ１からのＰＩ制御出力をＰＷＭ制御する。同時に、第２のスイッチング回路１２は、第２の直流電圧源Ｖｂａｔ２からのＰＩ制御出力とコンデンサ７の電圧ＶＬ１からのＰＩ制御出力との差をＰＷＭ制御する。このとき、第３のスイッチング回路２８のスイッチ素子２９は常時オン状態とし、スイッチ３０は常時オフ状態とする。同時に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のスイッチ素子１５ａ、１５ｂは常時オフ状態とすることにより、スイッチ素子１５ａの逆並列ダイオードを介して第１の直流電圧源２を放電させる。なお、インバータ４は、図１７の場合と同様に動作する。
このように、図２７に示した制御では、交流電源１からの受電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を第１の直流電圧源２から受電するように動作させると同時に、第２のスイッチング回路１２が第２の直流電圧源３の電圧Ｖｂａｔ２を制御しながら、コンデンサ７の電圧ＶＬ１を一定に制御することができる。
図２８は、交流電源１からの受電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を第１の直流電圧源２から受電するように動作させると同時に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５が第２の直流電圧源３の電圧Ｖｂａｔ２を制御しながら、コンデンサ７の電圧ＶＬ１を一定に制御する場合の制御部３５のブロック図である。
その場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ６は、系統側からの入力電力が無いため動作を停止し、常時オフ状態としている。第１のスイッチング回路８と第２のスイッチング回路１２は、コンデンサ７の電圧指令値ＶＬ１＊と電圧電流検出部３６の電圧検出値ＶＬ１との偏差をＰＩ制御し、第１のスイッチング回路８は、コンデンサ７の電圧ＶＬ１からのＰＩ制御出力をＰＷＭ制御する。同時に、第２のスイッチング回路１２は、任意のデューティ指令値Ｄｒｅｆとコンデンサ７の電圧ＶＬ１からのＰＩ制御出力との差をＰＷＭ制御する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のスイッチ素子１５ｂは、第２の直流電圧源３の電圧指令値Ｖｂａｔ２＊と電圧電流検出部３４の電圧検出値Ｖｂａｔ２との偏差をＰＩ制御し、ＰＷＭ制御することにより、第２の直流電圧源３の充電電力を制御する。このとき、第３のスイッチング回路２８のスイッチ素子２９は常時オン状態とし、スイッチ３０は常時オフ状態とする。スイッチ素子１５ａは常時オフ状態とする。なお、インバータ４は、図１７の場合と同様に動作する。
このように、図２８に示した制御では、交流電源１からの受電を停止して、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を第１の直流電圧源２から受電するように動作させると同時に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５が第２の直流電圧源３の電圧Ｖｂａｔ２を制御しながら、コンデンサ７の電圧ＶＬ１を一定に制御することができる。
図２３〜図２８に示したようにＤＣ／ＤＣコンバータ１５で第１の直流電圧源２の電圧ＶＬ１を昇圧することにより、第２のスイッチング回路１２の入力電圧が上昇し、第２のスイッチング回路１２を構成する半導体スイッチの通流電流を低減でき、損失を低減できる。
図２３および図２６のように、全領域でＤＣ／ＤＣコンバータ１５が昇圧動作を行いながら、第２のスイッチング回路１２のデューティで負荷側電圧の制御を行う場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５で昇圧した電圧を第２のスイッチング回路１２で降圧することとなり、損失が増加する。
そこで、図２４および図２５、図２７および図２８のように、第１の直流電圧源２の電圧Ｖｂａｔ１をＤＣ／ＤＣコンバータ１５が無変換で第２のスイッチング回路１２に出力させ、第２のスイッチング回路１２のデューティで負荷となる第２の直流電圧源３の電圧を制御する制御モードと、第１の直流電圧源２の電圧Ｖｂａｔ１をＤＣ／ＤＣコンバータ１５が昇圧し、第２のスイッチング回路１２が任意のデューティで動作することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のデューティで負荷となる第２の直流電圧源３の電圧を制御する制御モードとを設けることにより、コンデンサ１３の電圧ＶＬ２に基づいて上記モードを切り替える。
例えば本システムでは、第２の巻線１０ｂの巻数をＮ２、第４の巻線１０ｄ１、１０ｄ２の巻数比をＮ４とすると、Ｖｂａｔ１＞Ｄｒｅｆ×Ｖｂａｔ２×Ｎ２÷Ｎ４の領域では、第１の直流電圧源２の電圧Ｖｂａｔ１が巻数比で換算した第２の直流電圧源３の電圧Ｖｂａｔ２と比べて高いため、第１の直流電圧源２の電圧Ｖｂａｔ１をＤＣ／ＤＣコンバータ１５が無変換で第２のスイッチング回路１２に出力させ、第２のスイッチング回路１２のデューティで負荷となる第２の直流電圧源３の電圧を制御する制御モードで動作させる。一方、Ｖｂａｔ１＜Ｄｒｅｆ×Ｖｂａｔ２×Ｎ２÷Ｎ４では第１の直流電圧源２の電圧Ｖｂａｔ１が巻数比で換算した第２の直流電圧源３の電圧Ｖｂａｔ２と比べて低いため、第１の直流電圧源２の電圧Ｖｂａｔ１をＤＣ／ＤＣコンバータ１５が昇圧し、第２のスイッチング回路１２が任意のデューティで動作することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のデューティで負荷となる第２の直流電圧源３の電圧を制御する制御モードで動作させる。
なお、境界条件はＶｂａｔ１＝Ｄｒｅｆ×Ｖｂａｔ２×Ｎ２÷Ｎ４となるが、この境界条件での制御モードは上記２種類の動作モードの内、任意の動作モードを選択して良い。また、境界条件付近でチャタリング等の誤動作が懸念される場合は境界条件に任意のバンド幅を持ったヒステリシスを設けても良い。また、損失低減効果は上記の境界条件で制御を切り替える場合が最良であるが、任意の境界条件を設定し制御モードを切り替えても良い。
図２６、図２７および図２８でＡＣ／ＤＣコンバータ６を入力定電流で動作させることにより、負荷機器接続部２７に接続される交流負荷への供給電力Ｐ３と、第２の直流電圧源３への充電電力Ｐ４の合計電力を、交流電源１の入力電力と第１の直流電圧源２の放電電力の合計電力でまかなうよう動作させることができる。
上記の制御部３５の制御動作の説明では、第１の直流電圧源２は定電流充電で、また、第２の直流電圧源３は定電圧充電でそれぞれ制御を行なっているが、第１の直流電圧源２、第２の直流電圧源３共に、上記の充電方法に限定されるものではなく、第１の直流電圧源２、第２の直流電圧源３のそれぞれに応じた充電方法を採用することができる。例えば、第１の直流電圧源２を定電圧で充電しても構わないし、第２の直流電圧源３を定電流で充電しても構わない。
上記の構成ではＤＣ／ＤＣコンバータ１５は、第１の直流電圧源２を充電する方向に降圧、放電する方向に昇圧の構成としたが、その他の構成としても良い。たとえば、充電方向が昇圧、放電方向が降圧の構成でも良いし、両方向に昇降圧できる構成でも良い。また、放電方向にのみ電力を伝送しない単方向の変換器で構成することもできる。
さらに、直流電圧源とＤＣ／ＤＣコンバータを交流電圧源と双方向変換可能なＡＣ／ＤＣコンバータで置き換えることもできる。ＡＣ／ＤＣコンバータが、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を負荷側の電圧もしくは電流に基づいて制御することにより、上記制御と同様の制御が実現できる。
実施の形態２の電力変換装置によれば、入力電力を第１の直流電圧源２、第２の直流電圧源３、および負荷機器接続部２７に接続される交流負荷に対して電力分配制御できるとともに、交流負荷に対して電力供給を行いながら、必要に応じて第１の直流電圧源２に対する充電動作を任意に停止することができる。
さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５が昇圧制御を行うことにより、直流電圧源の電圧が低下した場合に、双方向型スイッチング回路で発生する損失を低減することができる。同時に、トランス１０に接続された双方向型スイッチング回路のデューティで負荷の電圧を制御するモードと、第１の直流電圧源２に接続されたＤＣ／ＤＣコンバータ１５のデューティで負荷の電圧を制御するモードを設けることにより、全領域を昇圧制御する方式と比較して、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路での損失を低減することができる。
実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３による電力変換装置について説明する。図２９は、実施の形態３による電力変換装置の回路構成図であり、実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を示している。
実施の形態３による電力変換装置の特徴は、図１に示した実施の形態１の構成に対し、トランス１０の第４の巻線１０ｄ１、１０ｄ２、第４の巻線１０ｄ１、１０ｄ２に接続される第３のスイッチング回路２８、および第２の直流電圧源３を含む回路が除かれていることである。その他の構成は、実施の形態１と同じである。従って、実施の形態１における第３のスイッチング回路２８と第２の直流電圧源３を含む回路の動作を除けば、基本的な動作は、実施の形態１と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
実施の形態３の電力変換装置によれば、入力電力を第１の直流電圧源２と負荷機器接続部２７に接続される交流負荷に対して電力分配制御できるとともに、交流負荷に対して電力供給を行いながら、必要に応じて第１の直流電圧源２に対する充電動作を任意に停止することができる。
さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５が昇圧制御を行うことにより、直流電圧源の電圧が低下した場合に、双方向型スイッチング回路で発生する損失を低減することができる。同時に、トランス１０に接続された双方向型スイッチング回路のデューティで負荷の電圧を制御するモードと、第１の直流電圧源２に接続されたＤＣ／ＤＣコンバータ１５のデューティで負荷の電圧を制御するモードを設けることにより、全領域を昇圧制御する方式と比較して、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路での損失を低減することができる。しかも、実施の形態３の構成の場合、実施の形態１のような第２の直流電圧源３が、例えば車両電装品の電源として、別個独立した電力系統として配備されているような場合に適用可能である。
実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４による電力変換装置について説明する。図３０は、実施の形態４による電力変換装置の回路構成図であり、実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を示している。
実施の形態４による電力変換装置の特徴は、図１に示した実施の形態１の構成に対し、トランス１０の第３の巻線１０ｃ、第３の巻線１０ｃに接続される整流回路１８やインバータ４を含む回路が除かれていることである。その他の構成は、実施の形態１の場合と同じである。従って、実施の形態１における整流回路１８やインバータ４を含む回路の動作を除けば、基本的な動作は、実施の形態１と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
実施の形態４の電力変換装置によれば、入力電力を第１の直流電圧源２と第２の直流電圧源３に対して電力分配制御できるとともに、交流負荷に対して電力供給を行いながら、必要に応じて第１の直流電圧源２に対する充電動作を任意に停止することができる。
さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５が昇圧制御を行うことにより、直流電圧源の電圧が低下した場合に、双方向型スイッチング回路で発生する損失を低減することができる。同時に、トランス１０に接続された双方向型スイッチング回路のデューティで負荷の電圧を制御するモードと、第１の直流電圧源２に接続されたＤＣ／ＤＣコンバータ１５のデューティで負荷の電圧を制御するモードを設けることにより、全領域を昇圧制御する方式と比較して、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路での損失を低減することができる。
しかも、実施の形態４の構成の場合、実施の形態１のような交流負荷を負荷機器接続部２７に接続する必要性が特に無く、従って、トランス１０の第３の巻線１０ｃ、整流回路１８、およびインバータ４を含む回路を省略できる場合に適用可能である。
以上、この発明の実施の形態１から実施の形態４について説明したが、この発明はこれに限定されるものではなく、この発明の趣旨を逸脱しない範囲において、これらの構成を適宜組み合わせたり、その構成に一部変形を加えたり、構成を一部省略することが可能である。
１ 交流電源、２ 第１の直流電圧源、３ 第２の直流電圧源、４ インバータ、４ａ〜４ｄ スイッチング素子、５ 電圧電流検出部、６ ＡＣ／ＤＣコンバータ、７ コンデンサ、８ 第１のスイッチング回路、８ａ〜８ｄ スイッチング素子、９、 昇圧コイル、１０ トランス、１０ａ 第１の巻線、１０ｂ 第２の巻線、１０ｃ 第３の巻線、１０ｄ１、１０ｄ２ 第４の巻線、１１ 昇圧コイル、１２ 第２のスイッチング回路、１２ａ〜１２ｄ スイッチング素子、１３ コンデンサ、１４ 電圧電流検出部、１５ ＤＣ／ＤＣコンバータ、１５ａ、１５ｂ スイッチ素子、１６ 平滑コイル、１７ 電圧電流検出部、１８ 整流回路、１８ａ〜１８ｄ 整流素子、１９ 平滑コイル、２０ 平滑コンデンサ、２１ 電圧電流検出部、２２ コンデンサ、２３ａ、２３ｂ 平滑コイル、２４ 平滑コンデンサ、２５ コモンモードチョークコイル、２６ 電圧電流検出部、２７ 負荷機器接続部、２８ 第３のスイッチング回路、２８ａ、２８ｂ スイッチング素子、２９ スイッチ素子、３０ スイッチ、３０ａ、３０ｂ スイッチング素子、３１ 還流ダイオード、３２ 平滑コイル、３３ 平滑コンデンサ、３４ 電圧電流検出部、３５ 制御部、３６ 電圧電流検出部

Claims (9)

  1. 互いに磁気的に結合された３以上の巻線で構成されたトランスと、
    上記巻線の少なくとも１つの巻線に出力端子が接続され、任意のデューティ指令値に基づき直流電圧を交流変換するスイッチング回路と、
    上記スイッチング回路の入力側に出力側が接続されると共に、入力側が電力ソースに接続されるスイッチ手段と、
    上記スイッチング回路と上記スイッチ手段の接続部の電圧を検出する電圧検出手段と、
    上記巻線の残る巻線の少なくとも１つの巻線に接続される負荷機器と、
    上記負荷機器の電圧もしくは電流を検出する電圧電流検出手段と、
    を備え、
    上記電力ソースから上記負荷機器に電力伝送する状態において、上記スイッチング回路が上記負荷機器の電圧もしくは電流を制御しながら、上記スイッチ手段が無変換で電力を通流させる第１の動作モードと、上記スイッチ手段が上記スイッチ手段の出力電圧を制御することにより、上記負荷機器の電圧もしくは電流を制御しながら、上記スイッチング回路を上記デューティ指令値で動作させて上記トランスに交流電圧を印加する第２の動作モードとを設け、上記電圧検出手段の検出値をもとに上記第１と第２の動作モードを切り替えることを特徴とする電力変換装置。
  2. 上記スイッチ手段をＤＣ／ＤＣコンバータで構成すると共に、上記電力ソースを直流電圧源で構成したことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 上記スイッチ手段をＡＣ／ＤＣコンバータで構成すると共に、上記電力ソースを交流電圧源で構成したことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 上記ＤＣ／ＤＣコンバータと上記スイッチング回路を双方向回路とし、上記直流電圧源を充電する際に上記直流電圧源の電圧もしくは電流を制御することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  5. ＡＣ／ＤＣコンバータと上記スイッチング回路を双方向回路とし、上記交流電圧源への電力回生を行うことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
  6. 互いに磁気的に結合された３以上の巻線で構成されたトランスと、
    上記巻線の少なくとも１つのの巻線に出力端子が接続され、任意のデューティ指令値に基づき、直流電圧を交流変換する第１のスイッチング回路と、
    上記第１のスイッチング回路の入力側に出力側が接続されると共に、入力側が交流電圧源に接続されるＡＣ／ＤＣコンバータと、
    上記第１のスイッチング回路と上記ＡＣ／ＤＣコンバータの接続部の電圧を検出する第１の電圧検出手段と、
    上記巻線の残る巻線の少なくとも１つの巻線に出力端子が接続され、任意のデューティ指令値に基づき、直流電圧を交流変換する第２のスイッチング回路と、
    上記第２のスイッチング回路の入力側に出力側が接続されると共に、入力側が直流電圧源に接続されるＤＣ／ＤＣコンバータと、
    上記第２のスイッチング回路と上記ＤＣ／ＤＣコンバータの接続部の電圧を検出する第２の電圧検出手段と、
    上記巻線の残る巻線の少なくとも１つの巻線に接続される負荷機器と、
    上記負荷機器の電圧もしくは電流を検出する電圧電流検出手段と、
    を備え、
    上記直流電圧源から上記負荷機器に電力伝送する状態において、上記第２のスイッチング回路が上記負荷機器の電圧もしくは電流を制御しながら、上記ＤＣ／ＤＣコンバータが無変換で電力を通流させる第１の動作モードと、上記ＤＣ／ＤＣコンバータが上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を制御することにより、上記負荷機器の電圧もしくは電流を制御しながら、上記第２のスイッチング回路を上記デューティ指令値に基づいて動作させて上記トランスに交流電圧を印加する第２の動作モードとを設け、上記第２の電圧検出手段の検出値をもとに上記第１と第２の動作モードを切り替えることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  7. 互いに磁気的に結合された３以上の巻線で構成されたトランスと、
    上記巻線の少なくとも１つの巻線に出力端子が接続され、任意のデューティ指令値に基づき、直流電圧を交流変換する第１のスイッチング回路と、
    上記第１のスイッチング回路の入力側に出力側が接続されると共に、入力側が交流電圧源に接続されるＡＣ／ＤＣコンバータと、
    上記第１のスイッチング回路と上記ＡＣ／ＤＣコンバータの接続部の電圧を検出する第１の電圧検出手段と、
    上記巻線の残る巻線の少なくとも１つの巻線に出力端子が接続され、任意のデューティ指令値に基づき、直流電圧を交流変換する第２のスイッチング回路と、
    上記第２のスイッチング回路の入力側に出力側が接続されると共に、入力側が直流電圧源に接続されるＤＣ／ＤＣコンバータと、
    上記第２のスイッチング回路と上記ＤＣ／ＤＣコンバータの接続部の電圧を検出する第２の電圧検出手段と、
    上記巻線の残る巻線の少なくとも１つの巻線に接続される負荷機器と、
    上記負荷機器の電圧もしくは電流を検出する電圧電流検出手段と、
    を備え、
    上記交流電圧源から上記負荷機器に電力伝送する状態において、上記第１のスイッチング回路が上記負荷機器の電圧もしくは電流を制御しながら、上記ＡＣ／ＤＣコンバータが無変換で電力を通流させる第１の動作モードと、上記ＡＣ／ＤＣコンバータが上記ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を制御することにより、上記負荷機器の電圧もしくは電流を制御しながら、上記第１のスイッチング回路を上記デューティ指令値に基づいて動作させて上記トランスに交流電圧を印加する第２の動作モードとを設け、上記第１の電圧検出手段の検出値をもとに上記第１と第２の動作モードを切り替えることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
  8. 上記ＤＣ／ＤＣコンバータと上記第２のスイッチング回路を双方向回路とし、上記直流電圧源を充電する際に上記直流電圧源の電圧もしくは電流を制御することを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
  9. 上記ＡＣ／ＤＣコンバータと上記第１のスイッチング回路を双方向回路とし、上記交流電圧源への電力回生を行うことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
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