JP2014183634A - 電力変換器、パワーコンディショナ - Google Patents

電力変換器、パワーコンディショナ Download PDF

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Abstract

【課題】変換効率を高めた電力変換器を提供する。
【解決手段】電力変換器は、トランス４０の一方の巻線ｎ１に接続された第１の変換回路１０と、トランス４０の他方の巻線ｎ２に接続された第２の変換回路２０とを備える。第１の変換回路１０と第２の変換回路２０とは双方向に電力を変換する。電力変換器は、第１の変換回路１０から第２の変換回路２０に向かって電力を伝達する際に、第１の変換回路１０の前段になる第３の変換回路３０をさらに備える。第３の変換回路３０は、双方向に電力を変換し、第１の変換回路１０から第２の変換回路２０に向かって電力を伝達する際には昇圧チョッパ回路として機能する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換を行う２個の変換回路の間にトランスを備えた電力変換器、およびこの電力変換器を用いたパワーコンディショナに関する。
従来から、直流と直流との間で電力変換を行う電力変換器、直流と交流との間で電力変換を行う電力変換器などにおいて、電力変換を行う２個の変換回路の間にトランスを備えた構成が知られている（たとえば、特許文献１参照）。
特許文献１に記載された電力変換器は、図１２に示すように、１次側直交変換部１０１と２次側直交変換部２０１との間にトランス４０１を備え、さらに、２次側直交変換部２０１に昇圧回路３０１が接続された構成を備えている。この電力変換器は、直流と直流との間で双方向に電力変換を行うように構成されている。１次側直交変換部１０１、２次側直交変換部２０１、昇圧回路３０１は、いずれも双方向に電力変換を行うように構成されている。
特許文献１に記載された構成は、公称電圧が低電圧であるバッテリＢ１１と公称電圧が高電圧であるバッテリＢ２１との間で、電圧値が低下した一方に対して他方からエネルギーを供給して電圧値の低下を抑制する機能を有する。特許文献１において２次側直交変換部２０１に昇圧回路３０１が接続されているのは、１次側直交変換部１０１に低電圧のバッテリＢ１１が接続され、昇圧回路３０１に高電圧のバッテリＢ２２が接続されるからである。
トランス４０１は、バッテリＢ１１，Ｂ１２との電圧比に応じて巻数比が設定され、それぞれのバッテリＢ１１，Ｂ１２の電圧値は変動する。そのため、トランス４０１の巻数比が降圧時の電圧比に応じて設定されているとすれば、トランス４０１のみでは昇圧時の電圧比が得られない可能性がある。昇圧回路３０１は、このような昇圧時の電圧値の不足を解消するために設けられている。さらに、特許文献１には、バッテリＢ１２に代えて負荷を接続することも記載されている。
昇圧回路３０１と呼ばれている回路は、バッテリＢ１１からバッテリＢ１２にエネルギーを供給する昇圧の際には昇圧チョッパ回路として機能し、バッテリＢ１２からバッテリＢ１１にエネルギーを供給する降圧の際には降圧チョッパ回路として機能する。
特開２００９−１７７９４０号公報
いま、図２に特性（１）として示しているように、バッテリＢ１１の公称電圧が比較的広い範囲から選択され、図２に特性（２）として示しているように、バッテリＢ１２の電圧値の変動範囲は比較的狭い場合を想定する。図２において、縦棒の上下端の範囲が電圧の範囲に相当する。ここで、バッテリＢ１２の電圧値の範囲は、バッテリＢ１１が選択可能な電圧値の範囲内であると仮定する。このような条件が成立する事例は、たとえば、バッテリＢ１１が電気自動車のような電動車両に搭載された蓄電池であり、バッテリＢ１２が住宅で利用する設備機器に電力を供給する蓄電池である場合などがある。
特許文献１に記載された構成は、バッテリＢ１１からバッテリＢ１２にエネルギーを供給する際に、昇圧回路３０１は昇圧チョッパ回路として動作するから、昇圧回路３０１の入力電圧の最大値をバッテリＢ１２の電圧値よりも低く設定しておかなければならない。すなわち、昇圧回路３０１の入力側に比較的大きい電流が流れ、結果的に、電力変換器の全体では比較的大きい損失が生じるという問題がある。
一方、特許文献１に記載された電力変換器は、電力を双方向に変換することが可能であるから、バッテリＢ１１，Ｂ１２の電圧値を図２とは逆の関係に設定することが考えられる。つまり、バッテリＢ１１の電圧値が比較的狭い範囲から選択され、バッテリＢ１１が選択可能な電圧値の範囲を、バッテリＢ１２が選択可能な電圧値の範囲内である構成が考えられる。
この構成において、バッテリＢ１２からバッテリＢ１１にエネルギーを供給する際、昇圧回路３０１は、降圧チョッパ回路として動作するから、昇圧回路３０１から出力される電圧値はバッテリＢ１１の電圧値よりも低くなる。つまり、２次側直交変換部２０１から１次側直交変換部１０１に向かってトランス４０１による昇圧が必要になる。
２次側直交変換部２０１は、昇圧回路３０１に降圧された比較的低い電圧値で動作するから、トランス４０１の巻線に比較的大きい電流が流れ、電力変換器の全体では比較的大きい損失が生じる。
本発明は、変換効率を高めた電力変換器を提供することを目的とし、さらに、電力変換器を用いた双方向コンバータ、パワーコンディショナを提供することを目的とする。
本発明に係る電力変換器は、電力変換を行う第１の変換回路および第２の変換回路と、前記第１の変換回路と前記第２の変換回路との間で電力を伝達するトランスと、前記第１の変換回路から前記第２の変換回路に向かって電力を伝達する際に前記第１の変換回路の前段になる回路であって、前記第１の変換回路に入力する電圧を前記第２の変換回路から出力される電圧よりも高電圧に変換する第３の変換回路とを備えることを特徴とする。
この電力変換器において、前記第１の変換回路および前記第２の変換回路は、それぞれ直流と交流との間の電力変換を双方向に行うように構成され、前記第３の変換回路は、前記第１の変換回路から前記第２の変換回路に向かって電力を伝達する期間において昇圧チョッパ回路として動作し、かつ前記第２の変換回路から前記第１の変換回路に向かって電力を伝達する期間において降圧チョッパ回路として動作するように構成されていることが好ましい。
この電力変換器において、前記第１の変換回路および前記第２の変換回路は、それぞれスイッチングにより電力変換を行い、前記第３の変換回路は、前記第１の変換回路に接続される２個の第１端子と残りの２個の第２端子と、２個の前記第１端子の間に接続される第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子の直列回路と、２個の前記第２端子の間に接続されるインダクタと前記第１のスイッチ素子との直列回路とを備え、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子と前記インダクタとのそれぞれの一端が互いに接続され、前記第１の変換回路から前記第２の変換回路に向かって電力を伝達する際に前記第１のスイッチ素子がオンオフされ、前記第２の変換回路から前記第１の変換回路に向かって電力を伝達する際に前記第２のスイッチ素子がオンオフされることが好ましい。
この電力変換器において、前記第１の変換回路と前記第２の変換回路とは、同じタイミングでスイッチングが行われることが好ましい。
この電力変換器において、前記第２の変換回路から前記第１の変換回路に向かって電力を伝達する期間において、前記第２のスイッチ素子のオンオフは、前記第１の変換回路および前記第２の変換回路におけるスイッチングに同期し、かつ当該スイッチングの周期に対して偶数分の１の周期であることが好ましい。
この電力変換器において、前記第２の変換回路から前記第１の変換回路に向かって電力を伝達する期間において、前記第２のスイッチ素子のオンオフは、前記第１の変換回路および前記第２の変換回路におけるスイッチングに同期し、かつ当該スイッチングの周期に対して偶数倍の周期であることが好ましい。
この電力変換器において、前記第２の変換回路から前記第１の変換回路に向かって電力を伝達する期間において、前記第２のスイッチ素子のオンオフは、前記第１の変換回路におけるスイッチングの同期と等しい周期を有し、かつ当該スイッチングに対して位相が９０度異なることが好ましい。
この電力変換器において、前記第１の変換回路および前記第２の変換回路は、それぞれスイッチングにより電力変換を行い、前記第３の変換回路は、前記第１の変換回路に接続される２個の第１端子と残りの２個の第２端子と、２個の前記第１端子の間に接続される第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子の直列回路と、２個の前記第２端子の間に接続される第１のインダクタと前記第２のスイッチ素子との直列回路と、２個の前記第１端子の間に接続される第３のスイッチ素子および第４のスイッチ素子の直列回路と、２個の前記第２端子の間に接続される第２のインダクタと前記第４のスイッチ素子との直列回路とを備え、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子と前記第１のインダクタとのそれぞれの一端が互いに接続され、かつ前記第３のスイッチ素子と前記第４のスイッチ素子と前記第２のインダクタとのそれぞれの一端が互いに接続され、前記第１の変換回路から前記第２の変換回路に向かって電力を伝達する際に前記第１のスイッチ素子と前記第３のスイッチ素子とがオンオフされ、前記第２の変換回路から前記第１の変換回路に向かって電力を伝達する際に前記第２のスイッチ素子と前記第４のスイッチ素子とはオン期間とオフ期間とが互いに逆の関係になるようにオンオフされることが好ましい。
この電力変換器において、前記第１の変換回路と前記第２の変換回路とは、起動直後の所定期間は、スイッチングにおけるデューティ比を時間経過に伴って増加させることが好ましい。
この電力変換器において、前記第３の変換回路は、前記第１の変換回路に電力を入力し前記第２の変換回路から電力を出力する際に、前記第２の変換回路から出力される電圧を一定に保つようにフィードバック制御されることが好ましい。
本発明に係るパワーコンディショナは、上述したいずれかの電力変換器と、前記電力変換器における前記第２の変換回路に接続され、直流と交流との間の電力変換を双方向に行う第４の変換回路とを備えることを特徴とする。
本発明の構成によれば、第１の変換回路に加える電圧を第３の変換回路により昇圧するから、第３の変換回路に加える電圧の範囲が広範囲であっても、トランスに加えられる電圧が高くなり、結果的にトランスの巻線に流れる電流が相対的に小さくなる。そのため、トランスによる損失が低減され、電力変換器の全体としての変換効率が高くなるという利点がある。
実施形態１を示す回路図である。 電力変換器による変換前後の電圧の関係を示す図である。 同上の動作説明図である。 同上の動作説明図である。 同上の他の動作例を示す動作説明図である。 同上の別の動作例を示す動作説明図である。 同上のまた他の動作例を示す動作説明図である。 同上のさらに他の動作例を示す動作説明図である。 実施形態２を示す回路図である。 同上の動作説明図である。 パワーコンディショナの構成例を示すブロック図である。 従来例を示す回路図である。
（実施形態１）
本実施形態の電力変換器は、図１に示すように、電力変換を行う第１の変換回路１０および第２の変換回路２０を備える。第１の変換回路１０と第２の変換回路２０との間にトランス４０が接続され、第１の変換回路１０と第２の変換回路２０とはトランス４０を介して電力を伝達する。さらに、電力変換器は、第１の変換回路１０の直流側の接続端子に接続された第３の変換回路３０を備える。
第１の変換回路１０と第２の変換回路２０とは、直流と交流との間で電力変換を双方向に行うように構成される。すなわち、第１の変換回路１０と第２の変換回路２０とトランス４０とにより、直流と直流との間で双方向の電力変換を行う変換回路が構成される。
第３の変換回路３０は、第１の変換回路１０から第２の変換回路２０に電力が伝達される際に、第１の変換回路１０の前段になり、第１の変換回路１０に入力される電圧を第２の変換回路２０から出力される電圧よりも高電圧に変換する。第３の変換回路３０は、第２の変換回路２０から第１の変換回路１０に向かって電力が伝達される際には、第１の変換回路１０から出力された電圧を降圧する。
すなわち、電力変換器は、第１の変換回路１０と第２の変換回路２０とトランス４０とからなる双方向のＤＣ−ＤＣ変換回路と、第３の変換回路３０からなる電圧変換用の双方向のチョッパ回路とを備える。なお、トランス４０の巻数比によっても電圧の調節が行われる。
第１の変換回路１０および第２の変換回路２０は、スイッチングにより電力変換を行い、図示例では、４個ずつのスイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４、Ｓ２１〜Ｓ２４からなるブリッジ回路を備える。
第１の変換回路１０は、直列に接続された２個のスイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２からなるアームと、直列に接続された２個のスイッチ素子Ｓ１３，Ｓ１４からなるアームとを備える。スイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２からなるアームとスイッチ素子Ｓ１３，Ｓ１４からなるアームとは並列に接続されている。
第２の変換回路２０も同様の構成であって、直列に接続された２個のスイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２からなるアームと、直列に接続された２個のスイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４からなるアームとを備える。スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２からなるアームとスイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４からなるアームとは並列に接続されている。
第３の変換回路３０は、直列に接続された２個のスイッチ素子Ｓ３１，Ｓ３２と、スイッチ素子Ｓ３１，Ｓ３２の接続点に一端が接続されたインダクタＬ３１とを備える。第３の変換回路３０は、２個のスイッチ素子Ｓ３１，Ｓ３２の直列回路の両端であって第１の変換回路１０に接続される第１端子ｘ３１，ｘ３２と、スイッチ素子Ｓ３１とインダクタＬ３１との直列回路の両端である第２端子ｘ３３，ｘ３４とを備える。
第１の変換回路１０は、２個のスイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２の接続点と、２個のスイッチ素子Ｓ１３，Ｓ１４の接続点との間に、トランス４０の一方の巻線ｎ１とインダクタＬ４１とキャパシタＣ４１との直列回路が接続される。また、第２の変換回路２０は、２個のスイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２２の接続点と、２個のスイッチ素子Ｓ２３，Ｓ２４の接続点との間に、トランス４０の他方の巻線ｎ２が接続される。インダクタＬ４１とキャパシタＣ４１とは直列共振回路を構成し、この直列共振回路の共振周波数は、第１の変換回路１０と第２の変換回路２０の間で伝達される周波数にほぼ一致するように設定される。
第１の変換回路１０の２つのアームには、キャパシタＣ１１が並列に接続される。キャパシタＣ１１は、第３の変換回路３０における第１端子ｘ３１，ｘ３２に接続される。第２の変換回路２０の２つのアームには、キャパシタＣ１２が並列に接続される。さらに、第３の変換回路３０におけるスイッチ素子Ｓ３１とインダクタＬ３１との直列回路の両端間には、キャパシタＣ１３が接続される。
スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１，Ｓ３２は、図示しない制御回路によって、後述するタイミングでオンオフが制御される。スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１，Ｓ３２は、オンオフの周期が短い場合ＭＯＳＦＥＴ、あるいは、バイポーラトランジスタとダイオードとを組み合わせた構成が採用される。また、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１，Ｓ３２は、オンオフの周期が比較的長い場合は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）であってもよい。
スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１，Ｓ３２を構成する半導体材料は、Ｓｉが広く採用されているが、ＳｉＣ、ＧａＮのようなワイドバンドギャップの半導体材料が採用される場合もある。スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１，Ｓ３２にワイドバンドギャップの半導体材料が用いられる場合、バイポーラトランジスタを用いる場合と同様に、リカバリ特性が良好であるダイオードを並列に接続する。
ただし、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４，Ｓ３１，Ｓ３２にワイドバンドギャップの半導体材料が用いられると、コスト高になる可能性がある。本実施形態は、第１の変換回路１０とトランス４０との間にインダクタＬ４１およびキャパシタＣ４１を設け、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のソフトスイッチングを行うことによって、安価なＳｉを用いながらも損失を低減させている。
以下、キャパシタＣ１３の両端を第１の接続端子Ｘ１１，Ｘ１２と呼び、キャパシタＣ１２の両端を第２の接続端子Ｘ２１，Ｘ２２と呼ぶ。第１の接続端子Ｘ１１，Ｘ１２は、第３の変換回路３０における第２端子ｘ３３，ｘ３４に相当する。第１の接続端子Ｘ１１，Ｘ１２は電気自動車のような電動車両に搭載されたバッテリＢ１に接続され、第２の接続端子Ｘ２１，Ｘ２２は直流バス（図示せず）に接続される場合を例とする。また、バッテリＢ１は電動車両の種類によって公称電圧が異なるが、直流バスの線間電圧は大きく変動することがないと仮定して説明する。
すなわち、バッテリＢ１の公称電圧Ｖｂは図２に示した特性（１）のように広い範囲から選択され、直流バスの線間電圧Ｖａは図２に示した特性（２）のように変動範囲が狭いと仮定する。図２において、縦棒の上下端の範囲が電圧の範囲に相当する。さらに、直流バスの線間電圧Ｖａの範囲は、バッテリＢ１の公称電圧Ｖｂの範囲に含まれているという条件を設定する。この条件が成立することは必須ではなく、直流バスの線間電圧Ｖａに対して、バッテリＢ１の公称電圧Ｖｂの選択範囲が広い場合でも本実施形態の技術が適用可能であることを示すための例である。
（放電動作）
上述した構成の電力変換器は、以下の動作によって、直流と直流との間の電力変換を双方向に行う。まず、バッテリＢ１が放電する場合の動作について説明する。つまり、第１の変換回路１０から第２の変換回路２０に向かって電力を伝達する動作であって、バッテリＢ１の電力を直流バスに供給する場合の動作を説明する。
バッテリＢ１は第１の接続端子Ｘ１１，Ｘ１２に接続されているから、キャパシタＣ１３の両端電圧（両端の電位差）はバッテリＢ１の端子電圧（両端の電位差）に等しくなっている。この場合、第３の変換回路３０は、昇圧チョッパ回路として動作する。つまり、スイッチ素子Ｓ３１はオンオフされ、スイッチ素子Ｓ３２はオフに保たれる。
第３の変換回路３０は、スイッチ素子Ｓ３１がオンである期間にインダクタＬ３にエネルギーを蓄積する。インダクタＬ３に蓄積されたエネルギーは、スイッチ素子Ｓ３１がオフである期間にスイッチ素子Ｓ３２のボディダイオードを通して放出される。したがって、第３の変換回路３０が動作すると、第１の接続端子Ｘ１１，Ｘ１２の端子間電圧（２個の第１の接続端子Ｘ１１，Ｘ１２の電位差）に対して、キャパシタＣ１１の両端電圧が昇圧される。スイッチ素子Ｓ３２は、スイッチ素子Ｓ３１がオンオフを行う間にオフに保たれている。したがって、キャパシタＣ１１は、スイッチ素子Ｓ３２のボディダイオード（寄生ダイオード）を通して供給される電流により充電される。なお、スイッチ素子Ｓ３１がオフである期間にスイッチ素子Ｓ３２をオンにする同期整流を行うことも可能である。
第３の変換回路３０が昇圧チョッパ回路として動作している期間において、スイッチ素子Ｓ３１は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によりオンオフの期間が調節され、デューティ比に応じて昇圧比が調節される。したがって、スイッチ素子Ｓ３１のオンオフの期間が調節されることにより、キャパシタＣ１１の両端電圧が調節される。
本実施形態において、第３の変換回路３０は、キャパシタＣ１１の両端電圧が直流バスの線間電圧よりも高くなるように設計されている。バッテリＢ１の端子電圧と直流バスの線間電圧とは、図２に示す関係であるから、バッテリＢ１の端子電圧が直流バスの線間電圧よりも高い場合と低い場合とがある。
バッテリＢ１の端子電圧が直流バスの線間電圧よりも低い場合は、キャパシタＣ１１の両端電圧が直流バスの線間電圧よりも高くなるように、スイッチ素子Ｓ３１のスイッチングにおけるデューティ比を調節する。一方、バッテリＢ１の端子電圧が直流バスの線間電圧よりも高い場合は、キャパシタＣ１１の両端電圧が直流バスの線間電圧を大幅に超えない程度に、スイッチ素子Ｓ３１のスイッチングにおけるデューティ比を調節する。
スイッチ素子Ｓ３１のスイッチングにおけるデューティ比は、第２の変換回路２０から出力される電圧を一定に保つように、フィードバック制御を行って調節することが望ましい。すなわち、キャパシタＣ１２の両端電圧を一定に保つようにフィードバック制御が行われる。この構成により、第１の変換回路１０、第２の変換回路２０、トランス４０の特性に製品ごとのばらつきがあっても、第２の接続端子Ｘ２１，Ｘ２２の出力電圧を一定に保つことができる。すなわち、図示しない制御回路は、キャパシタＣ１２の両端電圧を監視し、監視している電圧が一定に保たれるように、スイッチ素子Ｓ３１のデューティ比を調節する。
キャパシタＣ１１の両端から取り出される直流は、第１の変換回路１０により交流への電力変換がなされる。すなわち、第１の変換回路１０のスイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のオンオフは、たとえば図３のように制御される。図３（ａ）はスイッチ素子Ｓ１２，Ｓ１３のオンオフを示し、図３（ｂ）はスイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１４のオンオフを示す。
ここで、スイッチ素子Ｓ１１とスイッチ素子Ｓ１４との位置関係、およびスイッチ素子Ｓ１２とスイッチ素子Ｓ１３との位置関係を対角位置と呼ぶことにする。図３に示す例では、対角位置のスイッチ素子が同時にオンになっている。つまり、スイッチ素子Ｓ１１とスイッチ素子Ｓ１４とが同時にオンになり、スイッチ素子Ｓ１２とスイッチ素子Ｓ１３とが同時にオンになるように、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のオンオフが制御される。
一方、同じアームの２個のスイッチ素子は同時にオンになることが禁止されている。つまり、スイッチ素子Ｓ１１とスイッチＳ１２とは同時にオンになることがなく、スイッチ素子Ｓ１３とスイッチ素子Ｓ１４とは同時にオンになることがないように、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のオンオフが制御される。
図示例では、同じアームにおけるハイサイドのスイッチ素子とローサイドのスイッチ素子とのオンオフを切り替える際に、両方のスイッチ素子が同時にオフになる休止期間が設けられている。つまり、スイッチ素子Ｓ１１とスイッチＳ１２とのオンオフを切り替える際に休止期間が設けられ、スイッチ素子Ｓ１３とスイッチ素子Ｓ１４とのオンオフを切り替える際に休止期間が設けられている。
図３の動作例では、対角位置の２個のスイッチ素子が同時にオンになっているが、対角位置のスイッチ素子は同時にオンになる期間が設けられていればよく、両スイッチ素子がオンになる期間は重複する期間があれば、互いに異なっていてもよい。
上述した動作により、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のオンオフに伴って、トランス４０の一方の巻線ｎ１に交流電流が流れ、トランス４０の他方の巻線ｎ２から交流電流が取り出される。したがって、第３の変換回路３０が昇圧チョッパ回路として動作して、一方の巻線ｎ１の両端電圧がバッテリＢ１の端子電圧より高い所定の電圧になっているときに、直流バスの線間の電圧が所要電圧になるように、巻線ｎ１，ｎ２の巻数比が設定される。
第２の変換回路２０は、バッテリＢ１が放電する際にスイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４がオフに保たれると、スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４のボディダイオードにより形成されるダイオードブリッジにより全波整流が行われる。
ただし、本実施形態では、図３のように、第２の変換回路２０のスイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４は、第１の変換回路１０のスイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４と同じタイミングでオンオフが制御される。すなわち、スイッチ素子Ｓ２１，Ｓ２４は、スイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１４がオンである期間にオンになるように制御され、スイッチ素子Ｓ２２，Ｓ２４は、スイッチ素子Ｓ１２，Ｓ１３がオンである期間にオンになるように制御される。
このように、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のオンオフのタイミングとスイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４のオンオフのタイミングとを一致させることにより、第１の変換回路１０と第２の変換回路２０とを個別に制御する必要がなく制御が容易になる。言い換えると、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４とスイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４との制御を同じ信号で行うことが可能になり、制御回路（不図示）の構成が簡単になる。
上述のように、第１の変換回路１０と第２の変換回路２０とを同期させることにより、ボディダイオードにより形成されるダイオードブリッジを用いる場合に比べて損失が低減される。
（充電動作）
次に、直流バスからの電力を用いてバッテリＢ１を充電する場合の動作について説明する。すなわち、第２の変換回路２０から第１の変換回路１０に向かって電力を伝達する場合の動作を説明する。バッテリＢ１の充電を行う場合、第３の変換回路３０は、降圧チョッパ回路として動作する。スイッチ素子Ｓ３２がオンオフされ、スイッチ素子Ｓ３１は、オフに保たれる。
第３の変換回路３０は、スイッチ素子Ｓ３２がオンである期間にインダクタＬ３にエネルギーを蓄積する。インダクタＬ３に蓄積されたエネルギーは、スイッチ素子Ｓ３２がオフである期間にスイッチ素子Ｓ３１のボディダイオードを通して放出される。したがって、第３の変換回路３０が動作すると、キャパシタＣ１３の両端電圧は、キャパシタＣ１１の両端電圧を降圧した電圧になる。
第３の変換回路３０が降圧チョッパ回路として動作している期間において、スイッチング素子Ｓ３２はＰＷＭ制御によってデューティ比が調節され、デューティ比に応じて降圧比が調節される。第１の変換回路１０および第２の変換回路２０は、バッテリＢ１から放電する場合と同様の動作である。第３の変換回路３０が降圧チョッパ回路として動作する期間には、直流バスからバッテリＢ１に電力が供給される。
バッテリＢ１を充電する期間には、バッテリＢ１を充電する電流を調節するために、図示しない制御回路は、第１の変換回路１０のスイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４と第２の変換回路２０のスイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４との少なくとも一方のオン期間を調節する。バッテリＢ１を充電する電流は、図示しない電流センサにより監視される。充電電流を制御する技術は、周知であり、また要旨ではないから説明を省略する。さらに、バッテリＢ１を充電する期間には、制御回路（図示せず）は、バッテリＢ１の端子電圧を監視し、監視した端子電圧に応じて第３の変換回路３０のスイッチ素子Ｓ３２のスイッチングにおけるデューティ比を調節する。
ここで、バッテリＢ１を充電する場合であって、第３の変換回路３０と第１の変換回路１０（第２の変換回路２０を含めてもよい）との動作が同期してしているときに、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ３２に流れる電流について考察する。図４（ａ）に示すように、第３の変換回路３０のスイッチ素子Ｓ３２のスイッチングのデューティ比を５０％とする。スイッチ素子Ｓ３２に流れる電流Ｉ３は、図４（ｄ）のように、オン期間にはインダクタＬ３１に流れる電流に支配され、オフ期間には当然ながら停止する。
ここで、図４（ｂ）（ｃ）に示すように、第１の変換回路１０のスイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４がオンになる期間が、スイッチ素子Ｓ３２がオンである期間とオフである期間とのいずれかの範囲内である場合を想定する。図示例では、スイッチ素子Ｓ１２，Ｓ１３がオンになるのはスイッチ素子Ｓ３２がオフの期間のみであり、スイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１４がオンになるのはスイッチ素子Ｓ３２がオンの期間のみになっている。
したがって、スイッチ素子Ｓ１１に電流Ｉ１が流れる期間には、スイッチ素子Ｓ３２はオンであるのに対して、スイッチ素子Ｓ１２に電流Ｉ２が流れる期間には、スイッチ素子Ｓ３２はオフになる。そのため、スイッチ素子Ｓ１１がオンである期間とスイッチ素子Ｓ１２がオンである期間とでは、第１の変換回路１０に対する負荷が変化する。
すなわち、図４（ｅ）（ｆ）のように、スイッチ素子Ｓ１１に流れる電流Ｉ１のピーク値は、スイッチ素子Ｓ１２に流れる電流Ｉ２のピーク値よりも大きくなる。言い換えると、スイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１４は、スイッチ素子Ｓ１２，Ｓ１３に比べて大きな電流容量が要求され、結果的に電力変換器の製造コストを押し上げる可能性がある。
上述した問題を解決するために、本実施形態は、スイッチ素子Ｓ３２のオンオフのタイミングと、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のオンオフのタイミングとを、図５または図６に示す関係に設定している。
図５に示す動作において、図示しない制御回路は、スイッチ素子Ｓ３２のオンオフの周期を、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のオンオフの周期の２分の１に設定している。すなわち、図５（ａ）に示すスイッチ素子Ｓ３２のオンオフの周期が図４に示した動作と同じであるとすれば、図５（ｂ）（ｃ）に示すスイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のオンオフの周期は２倍になる。本実施形態では、スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４のオンオフは、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のオンオフと同じタイミングであるから、スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４のオンオフの周期も、スイッチ素子Ｓ３２のオンオフの周期の２倍になる。
この動作では、スイッチ素子Ｓ３２に流れる電流Ｉ３は、図５（ｃ）のように図４に示した動作と同様に変化し、図５（ｅ）（ｆ）に示すように、スイッチ素子Ｓ１１に流れる電流Ｉ１とスイッチ素子Ｓ１２に流れる電流Ｉ２とは、ピーク値がほぼ等しくなる。これは、スイッチ素子Ｓ１１のオン期間とスイッチ素子Ｓ１２のオン期間とにおいて、それぞれスイッチ素子Ｓ３２が１回ずつオンオフを行うからである。言い換えると、第１の変換回路１０に対する第３の変換回路３０による負荷の大きさが、スイッチ素子Ｓ１１のオン期間とスイッチ素子Ｓ１２のオン期間とにおいて等しくなるからである。
上述した動作から明らかなように、スイッチ素子Ｓ３２のオンオフの周期は、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のオンオフの周期の２分の１にかぎらず、偶数分の１であればよい。
図５に示す動作は、スイッチ素子Ｓ３２のオンオフの周期がスイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のオンオフの周期よりも短くなっている。これに対して、図６に示す動作では、図示しない制御回路は、図６（ａ）に示すスイッチ素子Ｓ３２のオンオフの周期を、図６（ｂ）（ｃ）に示すスイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のオンオフの周期の２倍に設定している。すなわち、図６（ｂ）（ｃ）に示すスイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のオンオフの周期が図４に示した動作と同じであるとすれば、図６（ａ）に示すスイッチ素子Ｓ３２のオンオフの周期は２倍になる。
したがって、図６（ｄ）のように、スイッチ素子Ｓ３２に電流Ｉ３が流れる期間と停止する期間とにおいて、それぞれスイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４が１回ずつオンオフすることになる。要するに、スイッチ素子Ｓ３２のオン期間にスイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４がオンとオフとを１回ずつ行い、またスイッチ素子Ｓ３２のオフ期間にスイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４がオンとオフとを１回ずつ行う。
この場合、図６（ｅ）（ｆ）に示すように、スイッチ素子Ｓ１１に流れる電流Ｉ１およびスイッチ素子Ｓ１２に流れる電流Ｉ２のピーク値は、スイッチ素子Ｓ３２のオン期間においてスイッチ素子Ｓ３２のオフ期間よりも大きくなる。ただし、スイッチ素子Ｓ１１とスイッチ素子Ｓ１２とが１回ずつオンオフする間に流れる電流Ｉ１，Ｉ２は互いに等しくなるから、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４の１回のオンオフに対して電流Ｉ１，Ｉ２のピーク値はほぼ等しくなる。
上述した動作から明らかなように、スイッチ素子Ｓ３２のオンオフの周期は、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のオンオフの周期の２倍にかぎらず、偶数倍であればよい。なお、図５、図６に示した動作において、スイッチ素子Ｓ３２のオンオフの周期は、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４（Ｓ２１〜Ｓ２４）のオンオフの周期に同期している。
スイッチ素子Ｓ１１に流れる電流Ｉ１とスイッチ素子１２に流れる電流Ｉ２とのピーク値をほぼ等しくするには、図７に示す動作を行ってもよい。図７（ａ）〜（ｃ）に示すように、スイッチ素子Ｓ３２のオン期間とオフ期間とは、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のオン期間とオフ期間とに跨るように設定されている。
しかも、スイッチ素子Ｓ３２のオン期間に、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のオン期間とオフ期間とが同じ長さで含まれるように、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ３２のオンオフのタイミングが設定されている。また、スイッチ素子Ｓ３２のオフ期間に、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のオン期間とオフ期間とが同じ長さで含まれるように、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ３２のオンオフのタイミングが設定されている。
この動作では、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のオンオフの周期と、スイッチ素子Ｓ３２のオンオフの周期とは等しくなる。言い換えると、スイッチ素子Ｓ３２のオンオフは、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のオンオフとは位相が９０度異なる関係になる。
スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４のオンオフは、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のオンオフと同じタイミングであるから、スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４のオンオフの周期も、スイッチ素子Ｓ３２のオンオフの周期と等しくなる。
この動作では、スイッチ素子Ｓ３２に流れる電流Ｉ３は、図７（ｃ）のように変化し、図７（ｅ）（ｆ）に示すように、スイッチ素子Ｓ１１に流れる電流Ｉ１とスイッチ素子Ｓ１２に流れる電流Ｉ２とは、ピーク値がほぼ等しくなる。
上述した構成の電力変換器はキャパシタＣ１１〜Ｃ１３を含んでいるから、起動時に突入電流が流れないように、ソフトスタートを行うことが望ましい。すなわち、図８に示すように、起動直後の所定期間は、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４（スイッチ素子Ｓ２１〜Ｓ２４も同様）のデューティ比を時間経過に伴って徐々に増加させ、最終的に通常の動作におけるデューティ比に到達させることが望ましい。
上述のように、第１の変換回路１０と第２の変換回路２０との双方について、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４のデューティ比を徐々に増加させるソフトスタートが行われる。この動作により、第１の接続端子Ｘ１１，Ｘ１２と第２の接続端子Ｘ２１，Ｘ２２とのどちらに電圧が加わってもコンデンサＣ１１〜Ｃ１３への突入電流の発生が抑制される。
上述した構成によって、バッテリＢ１からの放電時は、第３の変換回路３０が昇圧回路として動作し、トランス４０の巻線ｎ１にかかる電圧がほぼ一定になる。一方、バッテリＢ１への充電時は、直流バスから第２の変換回路２０に入力される電圧はほぼ一定であるから、トランス４０の巻線ｎ２にかかる電圧がほぼ一定になる。つまり、トランス４０の巻線ｎ１，ｎ２には、バッテリＢ１の充放電にかかわらず、ほぼ一定の電圧がかかることになり、キャパシタＣ４１とインダクタＬ４１とからなる直列共振回路の設計（共振条件の設定）が容易になる。その結果、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４のソフトスイッチングを精度よく行うことが可能になり、スイッチング損失の低減を図ることが可能になる。
このように、バッテリＢ１の放電時におけるトランス４０の巻線ｎ１の小電流化によるトランス４０での導通損の低減と、バッテリＢ１からの放電時におけるスイッチング損失の低減によって、電力変換器の全体としての低損失化が可能になる。上述した構成では、第１の変換回路１０から第２の変換回路２０に向かって電力を伝達する際に、第１の変換回路１０に入力される電圧が第３の変換回路３０によりほぼ一定になる。一方、第２の変換回路２０から第１の変換回路１０に向かって電力を伝達する際に、第２の変換回路２０に入力される電圧はほぼ一定である。このことから、電力が伝達される向きによらず、トランス４０の各巻線ｎ１，ｎ２に加わる電圧はほぼ一定になり、インダクタＬ４１およびキャパシタＣ４１からなる直列共振回路の設計が容易になる。その結果、損失を最小化するように、インダクタＬ４１およびキャパシタＣ４１の値を最適化することが可能になる。
（実施形態２）
実施形態１では、第１の変換回路１０および第２の変換回路２０のスイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４と第３の変換回路３０のスイッチ素子Ｓ３２とのオンオフの周期を異ならせる動作について説明した。この動作により、第１の変換回路１０および第２の変換回路２０に設けられたスイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４に流れる電流の不平衡が防止されている。本実施形態は、同じ目的を達成するために、第３の変換回路３０の構成を、図９に示す構成を採用している。
すなわち、本実施形態の第３の変換回路３０は、図１に示した実施形態１における第３の変換回路３０と同構成の２つの回路を並列に接続した構成を備える。並列に接続された２個の回路のうちの一方は、直列に接続された２個のスイッチ素子Ｓ３１，Ｓ３２と、スイッチ素子Ｓ３１，Ｓ３２の接続点に一端が接続されたインダクタＬ３１とを備える。また、並列に接続された２個の回路のうちの他方は、直列に接続された２個のスイッチ素子Ｓ３３，Ｓ３４と、スイッチ素子Ｓ３３，Ｓ３４の接続点に一端が接続されたインダクタＬ３２とを備える。両回路は、２個のスイッチ素子Ｓ３１，Ｓ３２の直列回路の両端と、２個のスイッチ素子Ｓ３３，Ｓ３４の両端とが第１端子ｘ３１，ｘ３２に共通に接続される。また、スイッチ素子Ｓ３１とインダクタＬ３１との直列回路の両端と、スイッチ素子Ｓ３３とインダクタＬ３２との直列回路の両端とが第２端子ｘ３３，ｘ３４に共通に接続される。
バッテリＢ１に充電する期間には、スイッチ素子Ｓ３２，Ｓ３４がオンオフされ、スイッチ素子Ｓ３２がオンである期間にスイッチ素子Ｓ３４がオフになり、スイッチ素子Ｓ３２がオフである期間にスイッチ素子Ｓ３４がオンになるように制御される。すなわち、２台のチョッパ回路が２分の１周期ずつずれて動作するインターリーブが行われる。なお、スイッチ素子Ｓ３１とスイッチ素子Ｓ３３、スイッチ素子Ｓ３２とスイッチ素子Ｓ３４、インダクタＬ３１とインダクタＬ３２は、それぞれ同じ仕様のものが用いられる。
本実施形態では、図１０（ａ）（ｂ）に示すように、スイッチ素子Ｓ３２，Ｓ３４のオンオフが互いに逆の関係になる。そのため、スイッチ素子Ｓ１１のオン期間とスイッチ素子Ｓ１２のオン期間とにおいて、第１の変換回路１０に対する負荷の変動が抑制される。つまり、図１０（ｅ）のようにスイッチ素子Ｓ３２のオン期間にインダクタＬ３１に電流Ｉ３が流れ、図１０（ｆ）のようにスイッチ素子Ｓ３４のオン期間にインダクタＬ３２に電流Ｉ４が流れる。
第１の変換回路１０のスイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２のオンオフは、図１０（ｃ）（ｄ）のように、スイッチ素子Ｓ３２，Ｓ３４のオンオフと同じ周期になるように制御される。なお、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４のオンオフは同周期としている。
上述した動作によって、図１０（ｇ）（ｈ）に示すように、スイッチ素子Ｓ１１に流れる電流Ｉ１のピーク値とスイッチ素子Ｓ１２に流れる電流のピーク値とが等しくなる。
すなわち、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４のオンオフと、スイッチ素子Ｓ３２，Ｓ３４のオンオフとの周期を一致させているにもかかわらず、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４に流れる電流の不平衡が防止される。また、電流Ｉ１，Ｉ２のピーク値が抑制されることによって、キャパシタＣ１１，Ｃ１３の容量の設計値を比較的小さくすることが可能になる。他の構成および動作は実施形態１と同様であるから説明を省略する。
実施形態１、実施形態２の電力変換器（双方向ＤＣ−ＤＣ変換器）１は、図１１に示すように、パワーコンディショナ３の構成要素として用いることが可能である。図示例は、バッテリ（蓄電池）Ｂ１を備える蓄電装置の構成例であって、系統電力ＰＬの電力線に接続可能となるように、直流と交流との間で双方向に電力変換を行う第４の変換回路２が付加されている。
パワーコンディショナ３は、電力変換器１に設けられた第１の接続端子Ｘ１１，Ｘ１２にバッテリＢ１が接続され、また、系統電力ＰＬの電力線に接続するための接続端子Ｘ４１，Ｘ４２を備える。第４の変換回路２と接続端子Ｘ４１，Ｘ４２との間には、雑音阻止用のラインフィルタＬＦと、系統電力ＰＬの電力線から切り離すための開閉器ＳＷとが挿入される。
この構成によって、バッテリＢ１の充電および放電が可能になる。すなわち、系統電力ＰＬの電力線に接続された発電装置または系統電力ＰＬを用いてバッテリＢ１を充電することが可能になり、バッテリＢ１の電力を系統電力ＰＬの電力線に接続された電気負荷で利用することが可能になる。
なお、上述した実施形態は本発明の一例である。たとえば、第１の変換回路１０および第２の変換回路２０は、それぞれ４個のスイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１〜Ｓ２４のブリッジ回路を用いる構成に限らない。第１の変換回路１０および第２の変換回路２０は、直流と交流との間で双方向に電力変換を行う構成であれば、周知の他の構成に置換可能である。
このように、本発明は、上述の実施形態に限定されることはなく、この実施形態以外であっても、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。
１ 電力変換器
２ 第４の変換回路
３ パワーコンディショナ
１０ 第１の変換回路
２０ 第２の変換回路
３０ 第３の変換回路
３１ 第３の変換回路
４０ トランス
Ｌ３１ インダクタ
Ｓ３１ 第１のスイッチ素子
Ｓ３２ 第２のスイッチ素子
ｘ３１，ｘ３２ 第１端子
ｘ３３，ｘ３４ 第２端子

Claims (11)

  1. 電力変換を行う第１の変換回路および第２の変換回路と、
    前記第１の変換回路と前記第２の変換回路との間で電力を伝達するトランスと、
    前記第１の変換回路から前記第２の変換回路に向かって電力を伝達する際に前記第１の変換回路の前段になる回路であって、前記第１の変換回路に入力する電圧を前記第２の変換回路から出力される電圧よりも高電圧に変換する第３の変換回路とを備える
    電力変換器。
  2. 前記第１の変換回路および前記第２の変換回路は、それぞれ直流と交流との間の電力変換を双方向に行うように構成され、
    前記第３の変換回路は、
    前記第１の変換回路から前記第２の変換回路に向かって電力を伝達する期間において昇圧チョッパ回路として動作し、かつ前記第２の変換回路から前記第１の変換回路に向かって電力を伝達する期間において降圧チョッパ回路として動作するように構成されている
    請求項１記載の電力変換器。
  3. 前記第１の変換回路および前記第２の変換回路は、それぞれスイッチングにより電力変換を行い、
    前記第３の変換回路は、
    前記第１の変換回路に接続される２個の第１端子と残りの２個の第２端子と、
    ２個の前記第１端子の間に接続される第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子の直列回路と、
    ２個の前記第２端子の間に接続されるインダクタと前記第１のスイッチ素子との直列回路とを備え、
    前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子と前記インダクタとのそれぞれの一端が互いに接続され、
    前記第１の変換回路から前記第２の変換回路に向かって電力を伝達する際に前記第１のスイッチ素子がオンオフされ、
    前記第２の変換回路から前記第１の変換回路に向かって電力を伝達する際に前記第２のスイッチ素子がオンオフされる
    請求項２記載の電力変換器。
  4. 前記第１の変換回路と前記第２の変換回路とは、同じタイミングでスイッチングが行われる
    請求項３記載の電力変換器。
  5. 前記第２の変換回路から前記第１の変換回路に向かって電力を伝達する期間において、前記第２のスイッチ素子のオンオフは、前記第１の変換回路および前記第２の変換回路におけるスイッチングに同期し、かつ当該スイッチングの周期に対して偶数分の１の周期である
    請求項４記載の電力変換器。
  6. 前記第２の変換回路から前記第１の変換回路に向かって電力を伝達する期間において、前記第２のスイッチ素子のオンオフは、前記第１の変換回路および前記第２の変換回路におけるスイッチングに同期し、かつ当該スイッチングの周期に対して偶数倍の周期である
    請求項４記載の電力変換器。
  7. 前記第２の変換回路から前記第１の変換回路に向かって電力を伝達する期間において、前記第２のスイッチ素子のオンオフは、前記第１の変換回路におけるスイッチングの同期と等しい周期を有し、かつ当該スイッチングに対して位相が９０度異なる
    請求項３記載の電力変換器。
  8. 前記第１の変換回路および前記第２の変換回路は、それぞれスイッチングにより電力変換を行い、
    前記第３の変換回路は、
    前記第１の変換回路に接続される２個の第１端子と残りの２個の第２端子と、
    ２個の前記第１端子の間に接続される第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子の直列回路と、
    ２個の前記第２端子の間に接続される第１のインダクタと前記第２のスイッチ素子との直列回路と、
    ２個の前記第１端子の間に接続される第３のスイッチ素子および第４のスイッチ素子の直列回路と、
    ２個の前記第２端子の間に接続される第２のインダクタと前記第４のスイッチ素子との直列回路とを備え、
    前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子と前記第１のインダクタとのそれぞれの一端が互いに接続され、かつ前記第３のスイッチ素子と前記第４のスイッチ素子と前記第２のインダクタとのそれぞれの一端が互いに接続され、
    前記第１の変換回路から前記第２の変換回路に向かって電力を伝達する際に前記第１のスイッチ素子と前記第３のスイッチ素子とがオンオフされ、
    前記第２の変換回路から前記第１の変換回路に向かって電力を伝達する際に前記第２のスイッチ素子と前記第４のスイッチ素子とはオン期間とオフ期間とが互いに逆の関係になるようにオンオフされる
    請求項２記載の電力変換器。
  9. 前記第１の変換回路と前記第２の変換回路とは、起動直後の所定期間は、スイッチングにおけるデューティ比を時間経過に伴って増加させる
    請求項４記載の電力変換器。
  10. 前記第３の変換回路は、
    前記第１の変換回路に電力を入力し前記第２の変換回路から電力を出力する際に、前記第２の変換回路から出力される電圧を一定に保つようにフィードバック制御される
    請求項２〜９のいずれか１項に記載の電力変換器。
  11. 請求項２〜１０のいずれか１項に記載の電力変換器と、
    前記電力変換器における前記第２の変換回路に接続され、直流と交流との間の電力変換を双方向に行う第４の変換回路とを備える
    パワーコンディショナ。
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