JP2016082761A - 三相中性点クランプ式の電力変換装置 - Google Patents
三相中性点クランプ式の電力変換装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2016082761A JP2016082761A JP2014213280A JP2014213280A JP2016082761A JP 2016082761 A JP2016082761 A JP 2016082761A JP 2014213280 A JP2014213280 A JP 2014213280A JP 2014213280 A JP2014213280 A JP 2014213280A JP 2016082761 A JP2016082761 A JP 2016082761A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- command value
- neutral point
- voltage command
- compensation amount
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
- H02M7/487—Neutral point clamped inverters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
【課題】PWM制御を行う三相中性点クランプ式の電力変換装置において、電流制御と中性点電位制御の干渉を抑制する。
【解決手段】電流制御部AVRにおいて、d軸電流指令値Id_cmdとd軸電流検出値Id_detとの偏差、q軸電流指令値Iq_cmdとq軸電流検出値Iq_detとの偏差に基づいてPI制御を行い、電圧指令値Vd_cmd,Vq_cmdを演算する。また、中性点電位制御部NPCにより直列接続された平滑コンデンサの電圧偏差を補償する中性点電位補償量V_cmpを演算する。制限手段4において、運転開始時から予め設定された時間経過するまで中性点電位補償量V_cmpを制限する。加算器3において制限された中性点電位補償量V_cmpと電圧指令値Vd_cmdを加算し、補正電圧指令値V_cmd’を演算する。この補正電圧指令値V_cmd’に基づいてPWM制御部PWMによりPWM制御をする。
【選択図】図1
【解決手段】電流制御部AVRにおいて、d軸電流指令値Id_cmdとd軸電流検出値Id_detとの偏差、q軸電流指令値Iq_cmdとq軸電流検出値Iq_detとの偏差に基づいてPI制御を行い、電圧指令値Vd_cmd,Vq_cmdを演算する。また、中性点電位制御部NPCにより直列接続された平滑コンデンサの電圧偏差を補償する中性点電位補償量V_cmpを演算する。制限手段4において、運転開始時から予め設定された時間経過するまで中性点電位補償量V_cmpを制限する。加算器3において制限された中性点電位補償量V_cmpと電圧指令値Vd_cmdを加算し、補正電圧指令値V_cmd’を演算する。この補正電圧指令値V_cmd’に基づいてPWM制御部PWMによりPWM制御をする。
【選択図】図1
Description
本発明は、三相中性点クランプ式のマルチレベル電力変換装置に係り、特に、PWM制御を用いた中性点電圧制御に関する。
図7は、モータ負荷を接続した三相中性点クランプ式の電力変換装置における主回路を示す構成図である。スイッチングデバイス(図7ではIGBT)S1〜S12にゲート指令を入力することによりスイッチングデバイスS1〜S12をON/OFF動作させ、出力端子U,V,Wに交流電圧を出力する。
この電力変換装置は直流電圧P−N間を平滑コンデンサCdc1,Cdc2により分割し、直流電位P、Nおよび中性点電位NPの3レベルの電位をPWM変調(Pulse Width Modulation)を用いて出力するものである。
ACR(電流制御:Automatic Current Regulator)の後、直流電圧Vdc1とVdc2のばらつきを抑える中性点電位制御(Neutral Point Control)を行っている。中性点電位制御は直流電圧P−N間の正極側(P側)の平滑コンデンサCdc1の直流電圧Vdc1と、負極側(N側)の平滑コンデンサCdc2の直流電圧Vdc2の偏差をとり、この偏差が零になるように制御を行うものである。
この電力変換装置の三相交流出力に接続する負荷をモータMとして電流制御をする場合を例にとり、電力変換装置の制御回路を説明する。図8は、三相中性点クランプ式の電力変換装置の制御回路を示すブロック図である。
モータMには位相検出器encが取り付けられており、位相検出値をtheta_detとする。三相二相変換器1において、三相電流(モータ電流)Iu,Iv,Iwを位相検出値theta_detに基づいて三相二相変換し、d軸電流検出値Id_detおよびq軸電流検出値Iq_detを得る。
次に、電流制御部ACRにおいて、d軸電流指令値Id_cmd,q軸電流指令値Iq_cmdを目標値とし、この目標値にd軸電流検出値Id_det,Iq_detが追従するようにPI制御を行う。電流制御部ACRの出力は二相電圧指令値Vd_cmd,Vq_cmdとなる。
二相電圧指令値Vd_cmd,Vq_cmdは、二相三相変換器2により二相三相変換が行われ、三相電圧指令値V_cmdが生成される。次に、中性点電位制御部NPCにおいて、直流電圧Vdc1,Vdc2に基づいて中性点電位補償量V_cmpを演算する。加算器3において、三相電圧指令値V_cmdに中性点電位補償量V_cmpを加算し、加算後の電圧指令を補正電圧指令値V_cmd’とする。
さらに、この補正電圧指令値V_cmd’に対し、リミッタLMTにより電圧制限をかけ、リミット処理電圧指令値V_cmd’’をPWM処理部PWMへ入力する。ここで、リミッタLMTは補正電圧指令値V_cmd’が閾値を下回るb場合、補正電圧指令値をそのままリミット処理電圧指令値V_cmd’’として出力し、補正電圧指令値V_cmd’が閾値以上の場合、閾値をリミット処理電圧指令値V_cmd’’として出力する。リミッタLMTを設ける目的は、後述のゲート指令GI_H,GI_Lが異常なパルス(極小パルスなど)となることを抑制し、電力変換装置の出力電圧や出力電流に歪が生じることを防止するためである。
PWM処理部PWMでは、リミット処理電圧指令値Vcmd’’を用いて、各スイッチングデバイスS1〜S12のゲート指令GI_H,GI_Lを生成する。図8には示していないが、三角波キャリア信号とリミット処理電圧指令値V_cmd’’を比較してゲート指令GI_H,GI_Lを生成する方法が一般的である。
上記の技術は、特許文献1〜3に記載されている。
図8に示すように、補正電圧指令値V_cmp’は、三相電圧指令値V_cmdに中性点電位補償量V_cmpを加算した値である。電力変換装置の運転開始時すなわちモータMの始動時は、モータMの始動トルクの関係で大きな電力変換装置の出力電流(すなわちモータ電流)が必要になるため、電流制御部ACRの出力を二相三相変換した三相電圧指令値V_cmdも大きくなる。
この三相電圧指令値V_cmdと中性点電位補償量V_cmpが重畳すると、補正電圧指令値V_cmd’が閾値に達しやすくリミッタLMTの動作によりリミット処理電圧指令値に制限がかかり、V_cmd’≠V_cmd’’となる。その結果、安定動作が困難となり、電力変換装置の出力電流や出力電圧が過電流・過電圧になることがある。その場合、過電流保護や過電圧保護などで故障停止してしまい、電力変換装置を運転できなくなる。
また、図7の平滑コンデンサCdc1,Cdc2のコンデンサ容量は等しくすることが一般的であるが、製造のばらつきや経年劣化などにより初期充電値の偏差すなわち直流電圧Vdc1とVdc2の偏差が大きくなる。すなわち、起動直後の中性点電位補償量V_cmpは大きくなりやすい。これらの要因から補正電圧指令値V_cmd’が閾値に達してリミット処理電圧指令値V_cmd’’が制限されることを回避するには電流制御もしくは中性点電圧制御のゲインを下げることになる。しかし、そのトレードオフとして、定常時の制御性能が低下する。そこで中性点電位制御のゲインを下げることなく電流制御と中性点電位制御の干渉を考慮した制御機構が必要になる。
以上示したように、PWM制御を行う三相中性点クランプ式の電力変換装置において、電流制御と中性点電位制御の干渉を抑制することが課題となる。
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、 三相中性点クランプ式の電力変換装置であって、その制御回路は、d軸電流指令値とd軸電流検出値との偏差、および、q軸電流指令値とq軸電流検出値との偏差に基づいてPI制御を行う電流制御機能により、二相電圧指令値を演算する電流制御部と、二相電圧指令値を三相電圧指令値に変換する二相三相変換部と、直列接続された平滑コンデンサの電圧偏差を補償する中性点電位補償量を演算する中性点電位制御部と、電力変換装置の運転開始時から予め設定された時間経過するまで制限補償量として中性点電位補償量を制限した値を出力し、電力変換装置の運転開始時から予め設定された時間経過後は制限補償量として中性点電位補償量をそのまま出力する制限手段と、制限補償量と三相電圧指令値を加算し、補正電圧指令値を演算する加算部と、補正電圧指令値が閾値を下回る場合、補正電圧指令値をそのままリミット処理電圧指令値として出力し、補正電圧指令値が閾値以上の場合、閾値をリミット処理電圧指令値として出力するリミッタと、前記リミット処置電圧指令値に基づいてPWM制御をするPWM制御部と、を備えたことを特徴とする。
また、その一態様として、前記制限手段は、電力変換装置が運転を開始してから予め設定された時間経過するまで制限補償量を0とすることを特徴とする。
また、他の態様として、前記制限手段は、電力変換装置が運転開始するまで制限補償量を0とし、電力変換装置が運転開始してから予め設定された時間経過するまでの間に制限補償量を徐々に増加させることを特徴とする。
また、その一態様として、前記電力変換装置の三相交流出力に接続する負荷はモータであり、モータの位相検出値に基づいて三相電流検出値をd軸電流検出値,q軸電流検出値に変換し、モータの位相検出値に基づいて二相電圧指令値を三相電圧指令値に変換することを特徴とする。
また、他の態様として、前記電力変換装置は系統に連系されており、系統位相の検出値に基づいて三相電流検出値をd軸電流検出値,q軸電流検出値に変換し、系統位相の検出値に基づいて二相電圧指令値を三相電圧指令値に変換することを特徴とする。
本発明によれば、PWM制御を行う三相中性点クランプ式の電力変換装置において、電流制御と中性点電位制御の干渉を抑制することが可能となる。
以下、本発明に係る三相中性点クランプ式のマルチレベル電力変換装置における実施形態1〜4を図1〜図6に基づいて詳述する。
[実施形態1]
図1は、本実施形態1における電力変換装置の制御回路を示すブロック図である。本実施形態1の制御回路は、電流制御と中性点電位制御の干渉を考慮している。図8と同一の箇所は同一符号を付してその説明を省略する。
図1は、本実施形態1における電力変換装置の制御回路を示すブロック図である。本実施形態1の制御回路は、電流制御と中性点電位制御の干渉を考慮している。図8と同一の箇所は同一符号を付してその説明を省略する。
本実施形態1では、図1に示すように中性点電位制御部NPCが出力する中性点電位補償量V_cmpを電力変換装置の運転開始時から予め設定された時間経過するまで制限手段(本実施形態1ではディレイカウンタ4)により制限する。ディレイカウンタ4は、電力変換装置の運転開始時の信号(以下、運転開始信号と称する)Start triggerをトリガとし、運転開始信号Start triggerが入力されてから時定数τが経過するまでは制限補償量V_cmp_oとして0を出力し、運転開始信号Start triggerが入力されてから時定数τが経過後は制限補償量V_cmp_oとして中性点電位補償量V_cmpを出力する。
ディレイカウンタ4では接続されたモータMのd軸インダクタンスLdとq軸インダクタンスLqと抵抗Rとに基づき、時定数τが算出されている。ここでd軸インダクタンスLd,q軸インダクタンスLq,抵抗Rの値は、別途モータMのインピーダンス測定試験などによってあらかじめ求めておくこととする。
電力変換装置の運転開始から時定数τまでの期間では、ディレイカウンタ4は零を出力するため、V_cmd’=V_cmdとなる。一方、運転開始時から時定数τの時間経過後に、制限補償量V_cmp_oとして中性点電位補償量V_cmpを三相電圧指令値V_cmdに加算する。したがって、V_cmd’=V_cmd+V_cmpとなる。
以上示したように、本実施形態1における電力変換装置によれば、電力変換装置の運転開始時(すなわちモータ始動時)から上記時定数τまでの期間、補正電圧指令値V_cmd’は中性点電位補償量V_cmpから影響せずに電流制御で算出された三相電圧指令値V_cmdのみで動作する。そのため、電流制御と中性点電位制御は干渉せず、電力変換装置の出力電圧は安定して動作する。その結果、過電流保護や過電圧保護による故障停止が発生しない。また、定常時において電流制御と中性点電位制御のゲインを下げていないため定常時の制御性能が低下することを抑制することが可能となる。
[実施形態2]
本実施形態2は、制限補償量V_cmp_oを運転開始信号Start triggerをトリガとして時間経過に応じて可変にしたものである。その他は実施形態1と同様である。
本実施形態2は、制限補償量V_cmp_oを運転開始信号Start triggerをトリガとして時間経過に応じて可変にしたものである。その他は実施形態1と同様である。
具体的には、ディレイカウンタ4の代わりに可変リミッタ5を設け、電力変換装置の運転開始信号Start triggerと、中性点電位補償量V_cmpと、を入力する。
可変リミッタ5は、ステップ的に補償量を加算するのではなく、図3に示すように、運転開始信号Start trigger入力するまで制限補償量V_cmp_oとして0を出力し、運転開始信号Start triggerが入力されてから時定数τまでの時間をクッション的に、制限補償量V_cmp_oを徐々に増加させ、運転開始信号Start triggerが入力されてから時定数τ経過後、制限補償量V_cmp_oとして中性点電位補償量V_cmpをそのまま出力する。
本実施形態2によれば、電力変換装置の運転開始時(すなわちモータ始動時)から上記時定数τまでの期間、制限補償量V_cmp_oを小さくできるため、電流制御と中性点電位制御の干渉が小さくなり、電力変換装置の出力電圧を安定させることが可能となる。また、定常時は制限補償量V_cmp_0として中性点電位補償量V_cmpをそのまま出力しゲインを下げていないため、定常時の制御性能が低下することを抑制することが可能となる。
[実施形態3]
本実施形態3では、系統連系を行い直流電圧Vdc1,Vdc2の制御を行う場合を考える。まず、図4に系統連系した三相中性点クランプ式の電力変換装置の主回路構成図を示す。三相の系統電圧Vrs,Vst,Vtrと三相中性点クランプ式の電力変換装置との間に、入力フィルタLf,Cfを挿入している。
本実施形態3では、系統連系を行い直流電圧Vdc1,Vdc2の制御を行う場合を考える。まず、図4に系統連系した三相中性点クランプ式の電力変換装置の主回路構成図を示す。三相の系統電圧Vrs,Vst,Vtrと三相中性点クランプ式の電力変換装置との間に、入力フィルタLf,Cfを挿入している。
続いて、図5に図4の直流電圧制御,電流制御ブロック構成図を示す。図4,5の基準電圧をVrsとし、系統電圧Vrs,Vst,Vtrを計測しPLL(Phase Locked Loop)回路を用いて系統位相pll_outを求める。
本実施形態3では、三相二相変換器1により、系統位相pll_outに基づいて、三相電流検出値(系統電流)Ir,Is,Itがd軸電流検出値Id_det,q軸電流検出値Iq_detに変換される。また、二相三相変換器2により、系統位相pll_outに基づいて、二相電圧指令値Vd_cmd,Vq_cmdが三相電圧指令値V_cmdに変換される。
また、本実施形態3では、直流電圧指令Vdc_cmd(図4のPN端子間電圧の指令)と直流電圧Vdc1,Vdc2の和との偏差をとり、AVR(電圧制御:Automatic Voltage Regulator)をかけた値を電流制御のd軸電流指令値Id_cmd,q軸電流指令値Iq_cmdとしている。なお、AVRの構成については、特許文献2に示されている。その他は実施形態1と同様である。
系統連系時は、電力変換装置の運転開始時における昇圧動作時に電流制御と中性点電位制御の補償量を加算することで補正電圧指令値V_cmd’が閾値に達しリミット処理電圧指令値V_cmd’’が制限されやすいため、ディレイカウンタ4を設ける。ディレイカウンタ4では、入力フィルタのインダクタンスLfと
コンデンサCfに基づき、時定数τを算出する。運転開始信号Start triggerが入力されてから時定数τの時間経過までは制限補償量V_vmp_oを0とし、運転開始信号Start triggerが入力されてから時定数τの時間経過後に、制限補償量V_cmp_oとして中性点電位補償量V_cmpをそのまま出力することで、電流制御と中性点電位制御が非干渉化し、安定した制御特性を得ることができる。これにより、系統電流Ir,Is,Itが安定化する。
コンデンサCfに基づき、時定数τを算出する。運転開始信号Start triggerが入力されてから時定数τの時間経過までは制限補償量V_vmp_oを0とし、運転開始信号Start triggerが入力されてから時定数τの時間経過後に、制限補償量V_cmp_oとして中性点電位補償量V_cmpをそのまま出力することで、電流制御と中性点電位制御が非干渉化し、安定した制御特性を得ることができる。これにより、系統電流Ir,Is,Itが安定化する。
[実施形態4]
本実施形態4は、実施形態3の制御回路に対し、実施形態2と同様に、ディレイカウンタ4の代わりに可変リミッタ5を設けたものである。図6に本実施形態4における制御回路を示す。
本実施形態4は、実施形態3の制御回路に対し、実施形態2と同様に、ディレイカウンタ4の代わりに可変リミッタ5を設けたものである。図6に本実施形態4における制御回路を示す。
可変リミッタ5の動作は、実施形態2と同様の演算をすればよく、電力変換装置の運転開始時は制限補償量V_cmp_oを小さくでき、定常時は制限補償量V_cmp_oとして中性点電位補償量V_cmpをそのまま出力できるため、定常時の制御性能を低下することなく、電流制御と中性点電位制御の干渉が小さくなり、安定した制御特性を得ることができる。これにより、交流電流Ir,Is,Itが安定化する。
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
Id_det…d軸電流検出値
Iq_det…q軸電流検出値
Id_cmd…d軸電流指令値
Iq_cmd…q軸電流検出値
Vd_cmd,Vq_cmd…二相電圧指令値
V_cmd…三相電圧指令値
V_cmp…中性点電位補償量
V_cmd’…補正電圧指令値
V_cmd’’…リミット処理電圧指令値
Iq_det…q軸電流検出値
Id_cmd…d軸電流指令値
Iq_cmd…q軸電流検出値
Vd_cmd,Vq_cmd…二相電圧指令値
V_cmd…三相電圧指令値
V_cmp…中性点電位補償量
V_cmd’…補正電圧指令値
V_cmd’’…リミット処理電圧指令値
Claims (5)
- 三相中性点クランプ式の電力変換装置であって、
その制御回路は、
d軸電流指令値とd軸電流検出値との偏差、および、q軸電流指令値とq軸電流検出値との偏差に基づいてPI制御を行う電流制御機能により、二相電圧指令値を演算する電流制御部と、
二相電圧指令値を三相電圧指令値に変換する二相三相変換部と、
直列接続された平滑コンデンサの電圧偏差を補償する中性点電位補償量を演算する中性点電位制御部と、
電力変換装置の運転開始時から予め設定された時間経過するまで制限補償量として中性点電位補償量を制限した値を出力し、電力変換装置の運転開始時から予め設定された時間経過後は制限補償量として中性点電位補償量をそのまま出力する制限手段と、
制限補償量と三相電圧指令値を加算し、補正電圧指令値を演算する加算部と、
補正電圧指令値が閾値を下回る場合、補正電圧指令値をそのままリミット処理電圧指令値として出力し、補正電圧指令値が閾値以上の場合、閾値をリミット処理電圧指令値として出力するリミッタと、
前記リミット処置電圧指令値に基づいてPWM制御をするPWM制御部と、を備えたことを特徴とする三相中性点クランプ式の電力変換装置。 - 前記制限手段は、
電力変換装置が運転を開始してから予め設定された時間経過するまで制限補償量を0とすることを特徴とする請求項1記載の三相中性点クランプ式の電力変換装置。 - 前記制限手段は、
電力変換装置が運転開始するまで制限補償量を0とし、電力変換装置が運転開始してから予め設定された時間経過するまでの間に制限補償量を徐々に増加させることを特徴とする請求項1記載の三相中性点クランプ式の電力変換装置。 - 前記電力変換装置の三相交流出力に接続する負荷はモータであり、
モータの位相検出値に基づいて三相電流検出値をd軸電流検出値,q軸電流検出値に変換し、モータの位相検出値に基づいて二相電圧指令値を三相電圧指令値に変換することを特徴とする請求項1〜3のうち何れかに記載の3相中性点クランプ式の電力変換装置。 - 前記電力変換装置は系統に連系されており、系統位相の検出値に基づいて三相電流検出値をd軸電流検出値,q軸電流検出値に変換し、系統位相の検出値に基づいて二相電圧指令値を三相電圧指令値に変換することを特徴とする請求項1〜3のうち何れかに記載の3相中性点クランプ式の電力変換装置。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2014213280A JP2016082761A (ja) | 2014-10-20 | 2014-10-20 | 三相中性点クランプ式の電力変換装置 |
PCT/JP2015/078447 WO2016063724A1 (ja) | 2014-10-20 | 2015-10-07 | 三相中性点クランプ式の電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2014213280A JP2016082761A (ja) | 2014-10-20 | 2014-10-20 | 三相中性点クランプ式の電力変換装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2016082761A true JP2016082761A (ja) | 2016-05-16 |
Family
ID=55760768
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2014213280A Pending JP2016082761A (ja) | 2014-10-20 | 2014-10-20 | 三相中性点クランプ式の電力変換装置 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2016082761A (ja) |
WO (1) | WO2016063724A1 (ja) |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01298959A (ja) * | 1988-05-27 | 1989-12-01 | Mitsubishi Electric Corp | Pwmコンバータ装置 |
JP3186962B2 (ja) * | 1995-12-19 | 2001-07-11 | 株式会社東芝 | Npcインバータ装置 |
JP3341047B2 (ja) * | 1996-01-09 | 2002-11-05 | 株式会社日立製作所 | 多レベル電力変換装置 |
JP2003111433A (ja) * | 2001-09-27 | 2003-04-11 | Mitsubishi Electric Corp | 中性点クランプ式3レベルインバータ装置 |
-
2014
- 2014-10-20 JP JP2014213280A patent/JP2016082761A/ja active Pending
-
2015
- 2015-10-07 WO PCT/JP2015/078447 patent/WO2016063724A1/ja active Application Filing
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
WO2016063724A1 (ja) | 2016-04-28 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP6295782B2 (ja) | 電力変換装置、発電システム、制御装置および電力変換方法 | |
CN107836077B (zh) | 电动机控制装置 | |
EP2789093B1 (en) | Multi-phase converter system and method | |
JP2015154693A (ja) | 電力変換装置の制御方法 | |
US9712101B2 (en) | Motor control system | |
JP6219907B2 (ja) | インバータ制御装置 | |
JP6131360B1 (ja) | 電力変換装置 | |
JP5888074B2 (ja) | 電力変換装置 | |
JP2019097366A (ja) | 電力変換装置の漏電電流抑制制御方法 | |
JP6456195B2 (ja) | 電力変動抑制装置 | |
WO2016035434A1 (ja) | モータ駆動装置 | |
JP6138035B2 (ja) | 電力変換装置及び制御装置 | |
JP6264257B2 (ja) | 三相中性点クランプ式の電力変換装置 | |
WO2016063724A1 (ja) | 三相中性点クランプ式の電力変換装置 | |
CN112020823A (zh) | 电机***的控制方法以及电机***的控制装置 | |
JP2016111810A (ja) | インバータ回路を制御する制御回路、および、当該制御回路を備えたインバータ装置 | |
KR102546709B1 (ko) | 모터 제어용 인버터의 전압보상 방법 | |
JP2014135878A (ja) | 三相コンバータのコントローラ、それを用いた電力変換装置 | |
JP6907855B2 (ja) | 3レベルチョッパ及びその制御回路 | |
JP2015043659A (ja) | 電力変換装置 | |
WO2018073970A1 (ja) | コンバータ制御装置およびコンバータ制御方法 | |
JP2006166674A (ja) | 電圧形インバータ装置 |