JP6131360B1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】中性点電位の変動を抑制することができる電力変換装置を提供する。【解決手段】直流電源１の正極側と負極側との間に互いに直列に接続され、接続点を中性点とする正極側コンデンサ１１および負極側コンデンサ１２を有し、直流電源からの直流電力を交流電力に変換してモータに供給する３レベルインバータ１０と、モータに流れる電流を出力電流として検出する電流検出部１６と、モータの回転数をモータ回転数として検出する回転数検出部１７と、出力電流およびモータ回転数を用いて、３レベルインバータに対する出力電圧指令値を演算する電圧指令演算部と、正極側コンデンサおよび負極側コンデンサの電圧を正極側電圧および負極側電圧として検出する電圧検出部１４と、正極側電圧と負極側電圧との電位差、出力電流の極性および出力電圧指令値の極性に基づいて、電位差が小さくなるように、出力電圧指令値を補償する中性点電位制御部と、を備える。【選択図】図１

Description

この発明は、３レベルインバータを用いた電力変換装置に関する。

従来から、ゼロとプラス側との間で変化する三角波およびゼロとマイナス側との間で変化する三角波である２つの搬送波と、出力電圧指令値である変調波とを比較し、比較結果の大小関係に基づいて、スイッチング素子をオンまたはオフするためのゲート信号を生成し、ゲート信号に応じて３レベルインバータを制御する電力変換装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。

特開平１−４７２７７号公報

しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
すなわち、３相３レベルインバータで中性点電位を出力する場合には、スイッチング素子のスイッチング状態により、正極側コンデンサが充電される期間と負極側コンデンサが充電される期間とがあり、中性点電位が出力周波数の３倍周波数で変化することが知られている。

なお、中性点電位が変動すると、各スイッチング素子およびコンデンサの電圧負担が不平衡となり、コンデンサの過電圧破壊を引き起こす恐れがある。また、モータ負荷の場合、中性点電位が変動することにより、出力電圧の振幅に誤差が生じるため、出力電流が歪み、トルクの脈動が増大する恐れがある。

ここで、過電圧破壊を防止するためには、コンデンサの耐圧を大きくする必要がある。また、中性点電位の変動を抑制するためには、コンデンサの静電容量を大きくする必要がある。これらは、コンデンサの体積が増えて装置が大型化し、装置のコストが高くなるという問題がある。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、中性点電位の変動を抑制することができる電力変換装置を得ることを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、直流電源の正極側と負極側との間に互いに直列に接続され、接続点を中性点とする正極側コンデンサおよび負極側コンデンサを有し、直流電源からの直流電力を交流電力に変換してモータに供給する３レベルインバータと、モータに流れる電流を出力電流として検出する電流検出部と、モータの回転数をモータ回転数として検出する回転数検出部と、出力電流およびモータ回転数を用いて、３レベルインバータに対する出力電圧指令値を演算する電圧指令演算部と、正極側コンデンサおよび負極側コンデンサの電圧を正極側電圧および負極側電圧として検出する電圧検出部と、正極側電圧と負極側電圧との電位差、出力電流の極性および出力電圧指令値の極性に基づいて、電位差が小さくなるように、出力電圧指令値を補償する中性点電位制御部と、補償後の出力電圧指令値に基づいて、３レベルインバータのゲート信号を生成するＰＷＭ生成部と、を備え、中性点電位制御部は、３レベルインバータの各相について、出力電圧指令値を補償するものである。

この発明に係る電力変換装置によれば、中性点電位制御部は、接続点を中性点として互いに直列に接続された正極側コンデンサおよび負極側コンデンサにおける正極側電圧と負極側電圧との電位差、３レベルインバータの出力電流の極性、および３レベルインバータに対する出力電圧指令値の極性に基づいて、正極側電圧と負極側電圧との電位差が小さくなるように、出力電圧指令値を補償する。
そのため、中性点電位の変動を抑制することができる。

この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の３レベルインバータを、直流電源およびモータとともに示す回路図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の制御部を示すブロック構成図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置のＰＷＭ生成部の動作を説明するためのタイミングチャートである。 （ａ）、（ｂ）は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の中性点電位制御部の動作を説明するためのタイミングチャートである。 （ａ）〜（ｄ）は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の中性点電位制御部の動作を説明するための別のタイミングチャートである。 中性点電位の変動を抑制しない場合のシミュレーション結果を示す説明図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置のシミュレーション結果を示す説明図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置のシミュレーション結果を示す拡大図である。

以下、この発明に係る電力変換装置の好適な実施の形態につき図面を用いて説明するが、各図において同一、または相当する部分については、同一符号を付して説明する。

まず、実施の形態の説明に先立って、この発明に係る電力変換装置の概要について説明する。この発明の電力変換装置は、３レベルインバータに出力される出力電圧指令値の極性および３レベルインバータの出力電流（中性点電流）の極性から、中性点電位の変動を抑制するように、各相の出力電圧指令値を補償するものである。

言い換えると、中性点電位の変動を抑制するように、中性点電流を制御するものである。中性点電流の制御は、３レベルインバータの正極側コンデンサおよび負極側コンデンサの電圧を検出し、電位差の状態に応じて、中性点電流を増減させる方針に基づき、中性点電位の変動を抑制するように実行される。

具体的には、中性点電流を増減させる方針に基づいて、中性点素子並びに正極側および負極側素子のオン時間を調整する。このとき、中性点素子並びに正極側および負極側素子のオン時間を調整するために、出力電圧指令値を補償する。これを３相のそれぞれについて、個別に実行する。

これにより、中性点電位の変動が抑制され、電圧負担の不平衡が改善されるので、コンデンサの耐圧や静電容量を不要に大きくする必要がなく、コストを低減するとともに、装置を小型化することができる。また、３レベルインバータの出力電圧歪みも改善され、モータのトルクリプル等を抑制することができるので、インバータの制御性能向上に繋がる。なお、出力電圧指令値を補償することから、Ｖ／Ｆ制御、ベクトル制御等、制御種類によらず適用することができる。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の３レベルインバータを、直流電源およびモータとともに示す回路図である。図１において、３レベルインバータ１０は、中性点が接地された直流電源１とモータ２とに接続されている。

３レベルインバータ１０は、直流電源１の正極側と負極側との間に互いに直列に接続され、接続点を中性点とする正極側コンデンサ１１および負極側コンデンサ１２と、１相あたり４個のスイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_４で構成された３相分のアーム１３とを備え、直流電源１からの直流電力を交流電力に変換してモータ２に供給する。

ここで、１相分のアーム１３を構成する４個のスイッチング素子は、中性点に双方向スイッチとして接続された２個の中性点素子Ｑ_３、Ｑ_４と、直流電源１の正極側と負極側との間に互いに直列に接続された正極側素子Ｑ_１および負極側素子Ｑ_２とを有し、これにより３レベルを実現している。

また、３レベルインバータ１０には、正極側コンデンサ１１および負極側コンデンサ１２の電圧を正極側電圧Ｖ_ｃ１および負極側電圧Ｖ_ｃ２としてそれぞれ検出する電圧センサ１４、１５が設けられている。また、３レベルインバータ１０には、モータ２に流れる電流を出力電流として検出する電流センサ１６と、モータ２の回転数をモータ回転数として検出する回転数センサ１７とが設けられている。

図２は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の制御部を示すブロック構成図である。図２において、この制御部は、ベクトル制御部２０、中性点電位制御部３０およびＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）生成部４０から構成されている。

ベクトル制御部２０は、電流センサ１６で検出された出力電流、回転数センサ１７で検出されたモータ回転数、並びに上位制御系から入力されるモータ回転数指令値およびｄ軸電流指令値を用いて、３レベルインバータ１０に対する出力電圧指令値を演算する。また、ベクトル制御部２０は、速度制御器２１、電源周波数演算部２２、３相／ｄｑ軸座標変換部２３、電流制御器２４、２５およびｄｑ軸／３相座標変換部２６を有している。

速度制御器２１は、上位制御系から入力されるモータ回転数指令値Ｗｒ＊と回転数センサ１７で検出されたモータ回転数Ｗｒとの偏差が零になるように、ＰＩ制御等でｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成する。

電源周波数演算部２２は、上位制御系から入力されるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊、モータ回転数Ｗｒおよび二次時定数τｒ（モータ定数）に基づいて、ｄｑ軸／３相座標変換で必要になる位相角θを演算する。

３相／ｄｑ軸座標変換部２３は、電源周波数演算部２２で演算された位相角θを用いて、電流センサ１６で検出された出力電流Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ、Ｉ_ｗを座標変換し、ｄ軸電流検出値Ｉｄおよびｑ軸電流検出値Ｉｑを出力する。

電流制御器２４は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流検出値Ｉｄとの偏差が零となるよう、ＰＩ制御等でｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を生成する。また、電流制御器２５は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流検出値Ｉｑとの偏差が零となるよう、ＰＩ制御等でｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を生成する。

ｄｑ軸／３相座標変換部２６は、電源周波数演算部２２で演算された位相角θを用いて、電流制御器２４からのｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊および電流制御器２５からのｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を座標変換し、３相の出力電圧指令値Ｖ_ｕ＊、Ｖ_ｖ＊、Ｖ_ｗ＊を出力する。

中性点電位制御部３０は、極性判別部３１、極性判別部３２および電圧指令補償演算部３３を有している。極性判別部３１は、出力電流Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ、Ｉ_ｗの各相について、値が正であるか負であるかを判別する。極性判別部３２は、出力電圧指令値Ｖ_ｕ＊、Ｖ_ｖ＊、Ｖ_ｗ＊の各相について、値が正であるか負であるかを判別する。

電圧指令補償演算部３３は、正極側電圧Ｖ_ｃ１と負極側電圧Ｖ_ｃ２との電位差ΔＶ、直流電源１の電圧Ｅｄ／２、出力電流Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ、Ｉ_ｗの極性、および出力電圧指令値Ｖ_ｕ＊、Ｖ_ｖ＊、Ｖ_ｗ＊の極性に基づいて、電位差ΔＶが小さくなるように、出力電圧指令値Ｖ_ｕ＊、Ｖ_ｖ＊、Ｖ_ｗ＊を補償し、補償後の出力電圧指令値Ｖ_ｕｕ＊、Ｖ_ｖｖ＊、Ｖ_ｗｗ＊を出力する。なお、電圧指令補償演算部３３の詳細な制御については、後述する。

ＰＷＭ生成部４０は、補償後の出力電圧指令値Ｖ_ｕｕ＊、Ｖ_ｖｖ＊、Ｖ_ｗｗ＊に基づいて、３レベルインバータ１０のゲート信号を生成する。ここで、ＰＷＭ生成部４０は、ゼロとプラス側との間で変化する三角波およびゼロとマイナス側との間で変化する三角波である２つのキャリアと、出力電圧指令値を定格直流電圧Ｅｄ／２で規格化した変調率ａとを比較し、比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_４をオンまたはオフするためのゲート信号を生成する。

図３は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置のＰＷＭ生成部の動作を説明するためのタイミングチャートである。図３では、キャリアと変調率ａとの関係、スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_４の動作およびこのときの３レベルインバータ１０からの出力電圧（相電圧）を、ｕ相について示している。

図３において、変調率ａが正である場合には、変調率ａがキャリアよりも大きいときに、スイッチング素子Ｑ_１がオンし、スイッチング素子Ｑ_３がオフする。このとき、スイッチング素子Ｑ_４は、常時オン状態である。

これに対して、変調率ａが負である場合には、変調率ａがキャリアよりも小さいときに、スイッチング素子Ｑ_２がオンし、スイッチング素子Ｑ_４がオフする。このとき、スイッチング素子Ｑ_３は、常時オン状態である。

続いて、図４、５を参照しながら、電圧指令補償演算部３３の詳細な制御について説明する。図４（ａ）、（ｂ）は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の中性点電位制御部の動作を説明するためのタイミングチャートである。また、図５（ａ）〜（ｄ）は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の中性点電位制御部の動作を説明するための別のタイミングチャートである。

最初に、電圧指令補償式の導出について説明する。以下、３レベルインバータ１０のｕ相、ｖ相、ｗ相をまとめてｕ，ｖ，ｗと記載する。

まず、正極側電圧Ｖ_ｃ１と負極側電圧Ｖ_ｃ２との電位差ΔＶ≠０である場合、スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_４の状態に応じて、３レベルインバータ１０からの出力電圧は、以下の３つに分けられる。

状態１：Ｅ_{ｕ，ｖ，ｗ}＝Ｅｄ／２ （１）
状態２：Ｅ_{ｕ，ｖ，ｗ}＝−Ｅｄ／２ （２）
状態３：Ｅ_{ｕ，ｖ，ｗ}＝ΔＶ （３）

ここで、Ｕ相における状態１、状態２、状態３について説明する。状態１は、正極側のスイッチング素子Ｑ_１のみがオンしている状態を示し、状態２は、負極側のスイッチング素子Ｑ_２のみがオンしている状態を示し、状態３は、中性点のスイッチング素子Ｑ_３、Ｑ_４のみがオンしている状態を示している。Ｖ相、Ｗ相に関しても、各相のＱ_１、Ｑ_２、Ｑ_３、Ｑ_４に対応するスイッチング素子がオンしている状態を、状態１、状態２、状態３で示している。

また、図１より、Ｅｄ／２−Ｖ_ｃ１−ΔＶ＝０、ΔＶ−Ｖ_ｃ２＋Ｅｄ／２＝０が成立することから、正極側電圧Ｖ_ｃ１と負極側電圧Ｖ_ｃ２との電位差ΔＶは、次式（４）で表される。

式（４）より、ΔＶ≠０の場合において、出力電圧指令値Ｖ_{ｕ，ｖ，ｗ}＊通りの出力電圧Ｅ_{ｕ，ｖ，ｗ}を出力するために、変調率ａをどのように制御すればよいか考える。言い換えると、スイッチング素子のデューティー比、オン時間をどのように制御するかを考える。

まず、図４（ａ）に示された、変調率ａ＞０（Ｖ_{ｕ，ｖ，ｗ}＊＞０）の場合について考える。なお、上述したように、変調率ａは、出力電圧指令値Ｖ_{ｕ，ｖ，ｗ}＊を規格化したものであることから、出力電圧指令値Ｖ_{ｕ，ｖ，ｗ}＊と同義と考えることができる。また、図４（ａ）では、変調率ａの周期に対し、キャリア周期Ｔは非常に短いことから、変調率ａは直線として扱うことができる。

図４（ａ）より、１キャリア周期Ｔの出力電圧Ｅ_{ｕ，ｖ，ｗ}の平均値Ｅａｖｅ_{ｕ，ｖ，ｗ}は、状態１のＥ_{ｕ，ｖ，ｗ}＝Ｅｄ／２と状態３のＥ_{ｕ，ｖ，ｗ}＝ΔＶとを組み合わせた値として、次式で表される。なお、この式において、Ｔ_１／Ｔは、変調率ａを直線として扱っていることから、ａに置き換えることができる。

続いて、この式において、Ｅａｖｅ_{ｕ，ｖ，ｗ}＝Ｖ_{ｕ，ｖ，ｗ}＊とするために、平均値Ｅａｖｅ_{ｕ，ｖ，ｗ}を出力電圧指令値Ｖ_{ｕ，ｖ，ｗ}＊に置き換え、変調率ａについて解くと、次式が得られる。

さらに、この式を展開すると、次式（５）が得られる。

式（５）において、ΔＶ＞０である場合には、第２項が常に正の値になることから、変調率ａは、小さくなる方向に補正される。これに対して、変調率ａを大きくしたいときには、式（５）の第２項の制御量だけ出力電圧指令値を補償することとし、次式（５）’が得られる。

次に、図４（ｂ）に示された、変調率ａ＜０（Ｖ_{ｕ，ｖ，ｗ}＊＜０）の場合について考える。なお、上述したように、変調率ａは、出力電圧指令値Ｖ_{ｕ，ｖ，ｗ}＊を規格化したものであることから、出力電圧指令値Ｖ_{ｕ，ｖ，ｗ}＊と同義と考えることができる。また、図４（ｂ）では、変調率ａの周期に対し、キャリア周期Ｔは非常に短いことから、変調率ａは直線として扱うことができる。

図４（ｂ）より、１キャリア周期Ｔの出力電圧Ｅ_{ｕ，ｖ，ｗ}の平均値Ｅａｖｅ_{ｕ，ｖ，ｗ}は、状態２のＥ_{ｕ，ｖ，ｗ}＝−Ｅｄ／２と状態３のＥ_{ｕ，ｖ，ｗ}＝ΔＶとを組み合わせた値として、次式で表される。なお、この式において、−Ｔ_２／Ｔは、変調率ａを直線として扱っていることから、ａに置き換えることができる。

続いて、この式において、Ｅａｖｅ_{ｕ，ｖ，ｗ}＝Ｖ_{ｕ，ｖ，ｗ}＊とするために、平均値Ｅａｖｅ_{ｕ，ｖ，ｗ}を出力電圧指令値Ｖ_{ｕ，ｖ，ｗ}＊に置き換え、変調率ａについて解くと、次式が得られる。

さらに、この式を展開すると、次式（６）が得られる。

式（６）において、ΔＶ＞０である場合には、第２項が常に正の値になることから、変調率ａは、小さくなる方向に補正される。これに対して、変調率ａを大きくしたいときには、式（６）の第２項の制御量だけ出力電圧指令値を補償することとし、次式（６）’が得られる。

すなわち、式（５）、式（５）’、式（６）または式（６）’のように変調率ａを補正すれば、出力電圧指令値Ｖ_{ｕ，ｖ，ｗ}＊通りの出力電圧Ｅ_{ｕ，ｖ，ｗ}が得られる。

次に、中性点電位制御の制御方針について説明する。
まず、図１より、正極側コンデンサ１１を流れる電流ｉ、および負極側コンデンサ１２を流れる電流ｉ−ｉ_ｎについて、次式（７）および次式（８）が成立する。

また、式（４）、式（７）および式（８）から、次式（９）が得られる。

この式（９）より、中性点を流れる中性点電流ｉ_ｎ＞０のとき、ΔＶは減少し、ｉ_ｎ＜０のとき、ΔＶは増加することが分かる。

また、３レベルインバータ１０からの出力電流については、図１より次式（１０）〜（１３）が成り立つ。

ｉ_ｓｕ＝ｉ_ｓｕ’＋ｉ_ｎｕ＋ｉ_ｓｕ” （１０）
ｉ_ｓｖ＝ｉ_ｓｖ’＋ｉ_ｎｖ＋ｉ_ｓｖ” （１１）
ｉ_ｓｗ＝ｉ_ｓｗ’＋ｉ_ｎｗ＋ｉ_ｓｗ” （１２）
ｉ_ｎ＝ｉ_ｎｕ＋ｉ_ｎｖ＋ｉ_ｎｗ （１３）

ここで、図５（ａ）〜（ｄ）に、変調率ａ＞０およびａ＜０のそれぞれの場合において、出力電流ｉ_ｓｕ＞０またはｉ_ｓｕ＜０であるときの出力電流波形を、ｕ相について示す。図５（ａ）〜（ｄ）において、キャリア周期Ｔは非常に短いことから、モータ２のインダクタンスの作用により、この期間においては、どのスイッチング素子に電流が流れたとしても、ほぼ一定の電流が流れるものと考えられる。

続いて、図５（ａ）〜（ｄ）において、中性点電流ｉ_ｎｕが流れている期間に着目して、式（１３）を、キャリア周期Ｔの間で積分すると、中性点電流ｉ_ｎについて、次式（１４）が得られる。

式（１４）において、中性点素子Ｑ_３、Ｑ_４のオン時間は、次式（１５）および次式（１６）で表される。

ａ＞０のとき、Ｔ_ｕ＝Ｔ−Ｔ_１ｕ、Ｔ_ｖ＝Ｔ−Ｔ_１ｖ、Ｔ_ｗ＝Ｔ−Ｔ_１ｗ （１５）
ａ＜０のとき、Ｔ_ｕ＝Ｔ−Ｔ_２ｕ、Ｔ_ｖ＝Ｔ−Ｔ_２ｖ、Ｔ_ｗ＝Ｔ−Ｔ_２ｗ （１６）

ただし、式（１５）、（１６）では、図５（ａ）〜（ｄ）における各相のＴ_１およびＴ_２を、それぞれＴ_１ｕ、Ｔ_１ｖ、Ｔ_１ｗとＴ_２ｕ、Ｔ_２ｖ、Ｔ_２ｗで表している。

ここで、式（１４）より、各相の中性点電流ｉ_ｎｕは、中性点素子Ｑ_３、Ｑ_４がオンしている期間の出力電流と等しいことが分かる。そこで、以上の関係式に基づいて、コンデンサの中性点電位制御の制御方針を以下のように定める。

方針１：電位差ΔＶ＝（Ｖ_ｃ２−Ｖ_ｃ１）／２＞０の場合、正極側電圧Ｖ_ｃ１を増加させ、負極側電圧Ｖ_ｃ２を減少させる。
このとき、式（９）より、基本的に中性点電流ｉ_ｎ＞０ならよいが、中性点電流ｉ_ｎ＞０のとき、中性点電流ｉ_ｎをさらに増加させる。また、中性点電流ｉ_ｎ＜０のとき、中性点電流ｉ_ｎを増加させ、徐々に正になるようにする。

方針２：電位差ΔＶ＝（Ｖ_ｃ２−Ｖ_ｃ１）／２＜０のとき、負極側電圧Ｖ_ｃ２を増加させ、正極側電圧Ｖ_ｃ１を減少させる。
このとき、式（９）より、基本的に中性点電流ｉ_ｎ＜０ならよいが、中性点電流ｉ_ｎ＜０のとき、中性点電流ｉ_ｎをさらに減少させる。また、中性点電流ｉ_ｎ＞０のとき、中性点電流ｉ_ｎを減少させ、徐々に負になるようにする。

方針３：方針１、２に基づいて、変調率ａを補正する場合には、指令した電圧を生じるように求めた式（５）、式（５）’、式（６）または式（６）’の解を適用する。すなわち、式（５）、式（５）’、式（６）または式（６）’の補償を、中性点の電位が０になるように行う。

次に、電圧指令補償演算部３３の具体的な制御手法を以下に示す。ここで、図１において、中性点電流ｉ_ｎは、負極側コンデンサ１２からの放電方向を正とする。したがって、負極側コンデンサ１２の負極側電圧Ｖ_ｃ２が高ければ、（ΔＶ＞０ならば）中性点電流ｉ_ｎを大きくする（方針１）。また、正極側コンデンサ１１の正極側電圧Ｖ_ｃ１が高ければ、（ΔＶ＜０ならば）中性点電流ｉ_ｎを小さくする（方針ＩＩ）。

ここで、正極側電圧Ｖ_ｃ１と負極側電圧Ｖ_ｃ２との電位差ΔＶ、直流電源１の電圧Ｅｄ／２、出力電流Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ、Ｉ_ｗの極性、および出力電圧指令値Ｖ_ｕ＊、Ｖ_ｖ＊、Ｖ_ｗ＊の極性により、電圧指令補償演算部３３の動作パターンを、以下の８つに場合分けすることができる。電圧指令補償演算部３３は、各動作パターンについて、下記のように適切な電圧補償式を適用することで、中性点電位の変動を抑制する。

動作パターン１：電圧指令値＞０、ΔＶ＞０（Ｖ_ｃ２＞Ｖ_ｃ１）、出力電流＞０の場合
中性点電流ｉ_ｎを大きくするために、中性点素子Ｑ_３、Ｑ_４のオン時間を長くする。これにより、変調率ａを下げる。このとき、式（５）を電圧指令補償式として適用する。

動作パターン２：電圧指令値＞０、ΔＶ＞０（Ｖ_ｃ２＞Ｖ_ｃ１）、出力電流＜０の場合
中性点電流ｉ_ｎを大きくするために、中性点素子Ｑ_３、Ｑ_４のオン時間を短くする。これにより、変調率ａを上げる。このとき、式（５）’を電圧指令補償式として適用する。

動作パターン３：電圧指令値＞０、ΔＶ＜０（Ｖ_ｃ２＜Ｖ_ｃ１）、出力電流＞０の場合
中性点電流ｉ_ｎを小さくするために、中性点素子Ｑ_３、Ｑ_４のオン時間を短くする。これにより、変調率ａを上げる。このとき、式（５）を電圧指令補償式として適用する。

動作パターン４：電圧指令値＞０、ΔＶ＜０（Ｖ_ｃ２＜Ｖ_ｃ１）、出力電流＜０の場合
中性点電流ｉ_ｎを小さくするために、中性点素子Ｑ_３、Ｑ_４のオン時間を長くする。これにより、変調率ａを下げる。このとき、式（５）’を電圧指令補償式として適用する。

動作パターン５：電圧指令値＜０、ΔＶ＞０（Ｖ_ｃ２＞Ｖ_ｃ１）、出力電流＜０の場合
中性点電流ｉ_ｎを大きくするために、中性点素子Ｑ_３、Ｑ_４のオン時間を短くする。これにより、変調率ａを下げる。このとき、式（６）を電圧指令補償式として適用する。

動作パターン６：電圧指令値＜０、ΔＶ＞０（Ｖ_ｃ２＞Ｖ_ｃ１）、出力電流＞０の場合
中性点電流ｉ_ｎを大きくするために、中性点素子Ｑ_３、Ｑ_４のオン時間を長くする。これにより、変調率ａを上げる。このとき、式（６）’を電圧指令補償式として適用する。

動作パターン７：電圧指令値＜０、ΔＶ＜０（Ｖ_ｃ２＜Ｖ_ｃ１）、出力電流＜０の場合
中性点電流ｉ_ｎを小さくするために、中性点素子Ｑ_３、Ｑ_４のオン時間を長くする。これにより、変調率ａを上げる。このとき、式（６）を電圧指令補償式として適用する。

動作パターン８：電圧指令値＜０、ΔＶ＜０（Ｖ_ｃ２＜Ｖ_ｃ１）、出力電流＞０の場合
中性点電流ｉ_ｎを小さくするために、中性点素子Ｑ_３、Ｑ_４のオン時間を短くする。これにより、変調率ａを下げる。このとき、式（６）’を電圧指令補償式として適用する。

次に、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置のシミュレーション結果について、中性点電位の変動を抑制しない場合のシミュレーション結果と比較して説明する。図６は、中性点電位の変動を抑制しない場合のシミュレーション結果を示す説明図である。図７は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置のシミュレーション結果を示す説明図である。

図６、７において、中性点電位の変動を抑制しない場合には、モータ回転数指令値Ｗｒ＊が変動したときに、正極側電圧Ｖ_ｃ１と負極側電圧Ｖ_ｃ２との電位差ΔＶが次第に大きくなっていくのに対して、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置を用いることにより、電位差ΔＶが零に収束していることが分かる。

図８は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置のシミュレーション結果を示す拡大図である。図８では、図７に示したシミュレーション結果の時間軸を拡大して、出力電流Ｉ_ｕの１周期分を示している。

図８において、期間ａは、Ｖ_ｕ＊＞０、Ｉ_ｕ＜０、ΔＶ＞０であり、Ｖ_ｕ＊に対し、Ｖ_ｕｕ＊を大きく補正するものであり、上述した動作パターン２に対応する。期間ｂ、ｅは、Ｖ_ｕ＊＞０、Ｉ_ｕ＜０、ΔＶ＜０であり、Ｖ_ｕ＊に対し、Ｖ_ｕｕ＊を小さく補正するものであり、上述した動作パターン４に対応する。

また、期間ｃは、Ｖ_ｕ＊＞０、Ｉ_ｕ＞０、ΔＶ＜０であり、Ｖ_ｕ＊に対し、Ｖ_ｕｕ＊を大きく補正するものであり、上述した動作パターン３に対応する。期間ｄは、Ｖ_ｕ＊＞０、Ｉ_ｕ＞０、ΔＶ＞０であり、Ｖ_ｕ＊に対し、Ｖ_ｕｕ＊を小さく補正するものであり、上述した動作パターン１に対応する。

また、期間ｆは、Ｖ_ｕ＊＜０、Ｉ_ｕ＞０、ΔＶ＜０であり、Ｖ_ｕ＊に対し、Ｖ_ｕｕ＊を小さく補正するものであり、上述した動作パターン８に対応する。期間ｇは、Ｖ_ｕ＊＜０、Ｉ_ｕ＞０、ΔＶ＞０であり、Ｖ_ｕ＊に対し、Ｖ_ｕｕ＊を大きく補正するものである、上述した動作パターン６に対応する。

また、期間ｈ、ｊは、Ｖ_ｕ＊＜０、Ｉ_ｕ＜０、ΔＶ＞０であり、Ｖ_ｕ＊に対し、Ｖ_ｕｕ＊を小さく補正するものであり、上述した動作パターン５に対応する。期間ｉは、Ｖ_ｕ＊＜０、Ｉ_ｕ＜０、ΔＶ＜０であり、Ｖ_ｕ＊に対し、Ｖ_ｕｕ＊を大きく補正するものであり、上述した動作パターン７に対応する。

以上のように、実施の形態１によれば、中性点電位制御部は、接続点を中性点として互いに直列に接続された正極側コンデンサおよび負極側コンデンサにおける正極側電圧と負極側電圧との電位差、３レベルインバータの出力電流の極性、および３レベルインバータに対する出力電圧指令値の極性に基づいて、正極側電圧と負極側電圧との電位差が小さくなるように、出力電圧指令値を補償する。また、上記電圧指令値の補償をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相で個別に実施する。
そのため、中性点電位の変動を抑制することができる。
また、２レベルインバータと比較して、３レベルインバータは出力電圧のｄｖ／ｄｔが半分となる。そのため、３レベルインバータを用いることにより、モータ端子に発生するマイクロサージ電圧を抑制することができる。

１ 直流電源、２ モータ、１０ ３レベルインバータ、１１ 正極側コンデンサ、１２ 負極側コンデンサ、１３ アーム、１４ 電圧センサ（電圧検出部）、１６ 電流センサ（電流検出部）、１７ 回転数センサ（回転数検出部）、２０ ベクトル制御部（電圧指令演算部）、２１ 速度制御器、２２ 電源周波数演算部、２３ ３相／ｄｑ軸座標変換部、２４ 電流制御器、２５ 電流制御器、２６ ｄｑ軸／３相座標変換部、３０ 中性点電位制御部、３１ 極性判別部、３２ 極性判別部、３３ 電圧指令補償演算部、４０ 生成部。

Claims (1)

1. 直流電源の正極側と負極側との間に互いに直列に接続され、接続点を中性点とする正極側コンデンサおよび負極側コンデンサを有し、前記直流電源からの直流電力を交流電力に変換してモータに供給する３レベルインバータと、
   前記モータに流れる電流を出力電流として検出する電流検出部と、
   前記モータの回転数をモータ回転数として検出する回転数検出部と、
   前記出力電流および前記モータ回転数を用いて、前記３レベルインバータに対する出力電圧指令値を演算する電圧指令演算部と、
   前記正極側コンデンサおよび前記負極側コンデンサの電圧を正極側電圧および負極側電圧として検出する電圧検出部と、
   前記正極側電圧と前記負極側電圧との電位差、前記出力電流の極性および前記出力電圧指令値の極性に基づいて、前記電位差が小さくなるように、前記出力電圧指令値を補償する中性点電位制御部と、
   補償後の前記出力電圧指令値に基づいて、前記３レベルインバータのゲート信号を生成するＰＷＭ生成部と、
   を備え、
   前記中性点電位制御部は、前記３レベルインバータの各相について、前記出力電圧指令値を補償する
   電力変換装置。

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