JP2015104150A - 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】変換器から変圧器への流入電流と変圧器からの流出電流との交流成分を用いて、変換器の偏磁を抑制する。【解決手段】電力変換装置は、直流を交流に変換する変換器と、変換器から出力される交流を変圧する変圧器と、変圧器の励磁電流を示す検出信号を検出する検出部と、検出信号の正値および負値を、第一成分信号および第二成分信号としてそれぞれ抽出する抽出部と、第一成分信号の正ピーク値を保持することにより第一保持信号を生成し、第二成分信号の負ピーク値を保持することにより第二保持信号を生成する保持部と、所定のサンプリング周期に応じて第一保持信号の正ピーク値をサンプリングすることにより第一ピーク値を検出し、サンプリング周期に応じて第二保持信号の負ピーク値をサンプリングすることにより第二ピーク値を検出し、検出結果に基づいて、変換器を制御する制御部と、を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置および電力変換装置の制御方法に関する。

直流から交流へ変換する電力変換器から変圧器へ出力される電流に直流成分が含まれる場合、その変圧器を直流励磁してしまう。直流励磁された変圧器は励磁電流が増加し、励磁電流の平均値がゼロではなくなる。このように励磁電流の平均値がゼロではない状態を偏磁と言う。変圧器が偏磁し、励磁電流の平均値がゼロから離れていくと、変圧器のコアである鉄心が磁気飽和する。磁気飽和すると変圧器の励磁インダクタンスが急激に低下するため、電力変換器の過電流トリップの原因となる。

変圧器の偏磁抑制方法として、特許文献１のように、励磁電流の正と負の各々の最大値をサンプルホールドし、差分がゼロになる方向に電力変換器をＰＷＭ制御する方法が知られている。この方法は、ノイズ等で瞬時的に増大した励磁電流を検出した場合、変圧器に非常に大きな偏磁が発生したとみなす場合がある。この場合、誤った検出結果が偏磁抑制制御回路へ入力され、正常な偏磁抑制動作がなされない。

また、特許文献２のように、変圧器の１次側と２次側の差電流から励磁電流を検出し、励磁電流の１周期毎の積分値をサンプルホールドし、この積分値がゼロになるように変換器のＰＷＭ制御に補正をかける偏磁抑制方法が知られている。この方法は、励磁電流の１周期毎の積分値を制御基準とすることで、電流検出器のオフセットの影響を少なくでき、かつノイズなどによる誤検出を防止して、変圧器の偏磁制御の精度を向上できる。

特開平３−９３４７５号公報 特開平６−７８５６４号公報

しかし、特許文献２において、ＡＣＣＴ（交流変流器）など、交流成分を検出する電流検出器を用いて変圧器の１次電流および２次電流を検出する場合、検出される励磁電流が交流成分のみになり、積分値がゼロになり、偏磁抑制制御ができなくなる。つまり、この方法は、直流電流を含む励磁電流を検出する必要があるため、ＤＣＣＴ（直流変流器）など、直流成分を検出可能な電流検出器を用いて変圧器の１次電流および２次電流を検出する必要がある。一般的にＤＣＣＴはＡＣＣＴと比べて単価が高く、故障率が高い。

上記課題を解決するために、本発明の一態様である電力変換装置は、直流を交流に変換する変換器と、変換器から出力される交流を変圧する変圧器と、変換器から変圧器への流入電流と変圧器からの流出電流とに基づいて、変圧器の励磁電流を示す検出信号を検出する検出部と、検出信号の正値および負値を、第一成分信号および第二成分信号としてそれぞれ抽出する抽出部と、第一成分信号の正ピーク値を保持することにより第一保持信号を生成し、第二成分信号の負ピーク値を保持することにより第二保持信号を生成する保持部と、所定のサンプリング周期に応じて第一保持信号の正ピーク値をサンプリングすることにより第一ピーク値を検出し、サンプリング周期に応じて第二保持信号の負ピーク値をサンプリングすることにより第二ピーク値を検出し、第一ピーク値および第二ピーク値に基づいて、変換器を制御する制御部と、を備える。

本発明の一態様によれば、変換器から変圧器への流入電流と変圧器からの流出電流との交流成分を用いて、変換器の偏磁を抑制することができる。

周波数変換装置の構成を示す。 励磁電流検出部の構成を示す。 信号処理部の構成を示す。 Ｕ相信号処理部の入出力の一例を示す。 ピークホールド回路の構成を示す。

以下、本発明の実施例について図面を用いて説明する。

図１は、周波数変換装置の構成を示す。

この周波数変換装置２０は、第一の商用電源周波数の三相交流電力を有する電力系統１０ａと、第一の商用電源周波数と異なる第二の商用電源周波数の三相交流電力を有する電力系統１０ｂとの間に設けられ、電力系統１０ａと電力系統１０ｂの間で電力を融通することができる。第一の商用電源周波数は例えば６０Ｈｚであり、第二の商用電源周波数は例えば５０Ｈｚである。

周波数変換装置２０は、励磁電流検出部１００ａと、変圧器４０ａと、電力変換器６０ａと、制御部３００と、電力変換器６０ｂと、変圧器４０ｂと、励磁電流検出部１００ｂとを含む。励磁電流検出部１００ａは、１次電流検出器３０ａと、２次電流検出器５０ａと、電圧検出部７０ａとを含む。励磁電流検出部１００ｂは、１次電流検出器３０ｂと、２次電流検出器５０ｂと、電圧検出部７０ｂとを含む。

電力系統１０ａには１次電流検出器３０ａを介して変圧器４０ａの１次側が接続されている。変圧器４０ｂの２次側には２次電流検出器５０ａを介して電力変換器６０ａの交流側が接続されている。電力変換器６０ａの直流側には、電力変換器６０ｂの直流側が接続されている。電力変換器６０ｂの交流側には、２次電流検出器５０ｂを介して変圧器４０ｂの２次側が接続されている。変圧器４０ｂの１次側には、１次電流検出器３０ｂを介して電力系統１０ｂが接続されている。

電力変換器６０ａおよび６０ｂは同様の構成を有する。２次電流検出器５０ａおよび５０ｂは同様の構成を有する。変圧器４０ａおよび４０ｂは同様の構成を有する。１次電流検出器３０ａおよび３０ｂは同様の構成を有する。以下の説明および図面において、符号のアルファベットによって要素を区別する必要がない場合、符号のアルファベットを省略することがある。

本実施例の変圧器４０は、千鳥結線を用いる三相変圧器であるが、他の結線を用いても良い。

本実施例の電力変換器６０は、自励式変換器である。電力変換器６０ａおよび６０ｂのうち、一方の電力変換器６０は、変圧器４０からの交流電力を直流電力に変換して他方の電力変換器６０へ出力し、他方の電力変換器６０は、直流電力を交流電力に変換して変圧器４０へ出力する。

１次電流検出器３０は、変圧器４０の１次電流を検出する。２次電流検出器５０は、変圧器４０の２次電流を検出する。電圧検出部７０は、１次電流検出器３０および２次電流検出器５０の検出結果から、励磁電流を示す電圧を検出する。信号処理部８０は、電圧検出部７０の検出結果から、励磁電流の正ピークおよび負ピークを示す信号を検出する。

制御部３００は、交流から直流への変換または直流から交流への変換のために、電力変換器６０内のスイッチング素子のＰＷＭ制御を行う。更に制御部３００は、信号処理部８０ａの検出結果に基づいて変圧器４０ａの偏磁を検出し、その偏磁を低減するように電力変換器６０ａを制御する。また、制御部３００は、信号処理部８０ｂの検出結果に基づいて変圧器４０ｂの偏磁を検出し、その偏磁を低減するようにＰＷＭ制御を補正する。

以下、電力変換器６０ａから電力変換器６０ｂへの直流が、電力変換器６０ｂにより交流に変換され、変圧器４０ｂにより変圧されて電力系統１０ｂへ出力される場合の、電力変換器６０ｂ、変圧器４０ｂ、励磁電流検出部１００ｂ、信号処理部８０ｂ、制御部３００の動作について説明する。なお、電力変換器６０ｂから電力変換器６０ａへの直流が、電力変換器６０ａにより交流に変換され、変圧器４０ａにより変圧されて電力系統１０ａへ出力される場合の、電力変換器６０ａ、変圧器４０ａ、励磁電流検出部１００ａ、信号処理部８０ａ、制御部３００の動作も同様である。

図２は、励磁電流検出部１００の構成を示す。

１次電流検出器３０は、変圧器４０の１次側Ｕ相巻線に接続されている電流検出部１０１ａと、変圧器４０の１次側Ｖ相巻線に接続されている電流検出部１０１ｂと、変圧器４０の１次側Ｗ相巻線に接続されている電流検出部１０１ｃとを含む。２次電流検出器３０は、変圧器４０の２次側Ｕ相巻線に接続されている電流検出部１０２ａと、変圧器４０の２次側Ｖ相巻線に接続されている電流検出部１０２ｂと、変圧器４０の２次側Ｗ相巻線に接続されている電流検出部１０２ｃとを含む。電流検出部１０１ａ、１０１ｂ、１０１ｃ、１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃのそれぞれは例えば、変流器である。

電圧検出部７０は、電流検出部１０１ａおよび電流検出部１０２ａに直列に接続された検出抵抗１０３ａと、電流検出部１０１ｂおよび電流検出部１０２ｂに直列に接続された検出抵抗１０３ｂと、電流検出部１０１ｃおよび電流検出部１０２ｃに直列に接続された検出抵抗１０３ｃとを含む。変圧器４０のＵ相１次電流とＵ相２次電流の差であるＵ相励磁電流が検出抵抗１０３ａに流れることで、Ｕ相励磁電流を示す励磁電流検出電圧１０４ａが検出抵抗１０３ａの両端に現れる。同様に、変圧器４０のＵ相１次電流とＵ相２次電流の差であるＵ相励磁電流が検出抵抗１０３ｂに流れることで、Ｕ相励磁電流を示す励磁電流検出電圧１０４ｂが検出抵抗１０３ｂの両端に現れる。同様に、変圧器４０のＵ相１次電流とＵ相２次電流の差であるＵ相励磁電流が検出抵抗１０３ｃに流れることで、Ｕ相励磁電流を示す励磁電流検出電圧１０４ｃが検出抵抗１０３ｃの両端に現れる。

図３は、信号処理部８０の構成を示す。

信号処理部８０は、Ｕ相信号処理部２００ａと、Ｖ相信号処理部２００ｂと、Ｗ相信号処理部２００ｃとを含む。励磁電流検出部１００から出力された励磁電流検出電圧１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃはそれぞれ、Ｕ相信号処理部２００ａとＶ相信号処理部２００ｂとＷ相信号処理部２００ｃとに入力される。Ｕ相信号処理部２００ａは、ダイオード２０１１ａと、ピークホールド回路２０２１ａと、ダイオード２０１２ａと、ピークホールド回路２０２２ａとを含む。Ｖ相信号処理部２００ｂとＷ相信号処理部２００ｃのそれぞれも、Ｕ相信号処理部２００ａと同様の構成を有する。

ダイオード２０１１ａは、入力される励磁電流検出電圧１０４ａのうち正の電圧を出力する。ダイオード２０１２ａは、ダイオード２０１１ａと逆向きであり、入力される励磁電流検出電圧１０４ａのうち負の電圧を出力する。また、ピークホールド回路２０２１ａは、ダイオード２０１１ａから出力された正の電圧の時間経過に伴う減衰を抑え、Ｕ相正側出力１０５ａとして出力する。同様に、ピークホールド回路２０２２ａは、ダイオード２０１２ａから出力された負の電圧の時間経過に伴う減衰を抑え、Ｕ相負側出力１０６ａとして出力する。Ｕ相信号処理部２００ａと同様に、Ｖ相信号処理部２００ｂは、励磁電流検出電圧１０４ｂからＶ相正側出力１０５ｂとＶ相負側出力１０６ｂを出力する。Ｕ相信号処理部２００ａと同様に、Ｗ相信号処理部２００ｃは、励磁電流検出電圧１０４ｃからＷ相正側出力１０５ｃとＷ相負側出力１０６ｃを出力する。

制御部３００は、励磁電流の周期である励磁電流周期毎に、Ｕ相正側出力１０５ａ、Ｕ相負側出力１０６ａ、Ｖ相正側出力１０５ｂ、Ｖ相負側出力１０６ｂ、Ｗ相正側出力１０５ｃ、Ｗ相負側出力１０６ｃのピーク値を検出する。

ピークホールド回路２０２１ａおよび２０２２ａは、ピークの出力電圧の大きさを、励磁電流周期内に十分小さく低減させる。もし、ピークが次の励磁電流周期まで残留した場合、制御部３００は、残留の影響を含むピークを検出し、本来の偏磁量よりも大きい偏磁量を検出してしまう。

図４は、Ｕ相信号処理部２００ａの入出力の一例を示す。

この図は、励磁電流に正ピークが発生した場合のＵ相信号処理部２００ａの入出力波形（ａ）と、励磁電流に負ピークが発生した場合のＵ相信号処理部２００ａの入出力波形（ｂ）とを示す。入出力波形（ａ）は、Ｕ相信号処理部２００ａへ入力される励磁電流検出電圧１０４ａの時間変化を示す入力電圧４１４と、Ｕ相信号処理部２００ａのＵ相正側出力の時間変化を示す正側出力電圧４１５と、Ｕ相信号処理部２００ａのＵ相負側出力の時間変化を示す負側出力電圧４１６とを示す。同様に、入出力波形（ｂ）は、Ｕ相信号処理部２００ａへ入力される励磁電流検出電圧１０４ａの時間変化を示す入力電圧４２４と、Ｕ相信号処理部２００ａから出力されるＵ相正側出力１０５ａの時間変化を示す正側出力電圧４２５と、Ｕ相信号処理部２００ａから出力されるＵ相負側出力１０６ａの時間変化を示す負側出力電圧４２６とを示す。ここでは、Ｕ相信号処理部２００ａの入出力波形を示したが、Ｖ相信号処理部２００ｂおよびＷ相信号処理部２００ｃの入出力波形も同様である。

励磁電流検出部１００ａにより検出される励磁電流の周期である励磁電流周期は、変圧器４０ａにおける交流電流の周期に等しく、励磁電流検出部１００ｂにおける励磁電流周期は、変圧器４０ｂにおける交流電流の周期に等しい。制御部３００は、所定のサンプリング周期でＵ相正側出力１０５ａ、Ｕ相負側出力１０６ａ、Ｖ相正側出力１０５ｂ、Ｖ相負側出力１０６ｂ、Ｗ相正側出力１０５ｃ、Ｗ相負側出力１０６ｃをサンプリングする。サンプリング周期は、励磁電流周期より十分短く、入力電圧４１４および４１２のピーク幅より長いとする。正ピーク検出タイミング範囲４７１および負ピーク検出タイミング範囲４７２のそれぞれの時間長は、サンプリング周期に等しい。

入力電圧４１４に示すように、変圧器４０の１次電流に正の直流電流が重畳される場合、変圧器４０の鉄心が正方向に偏磁され、正の励磁電流が負の励磁電流に比べ大きくなり、励磁電流検出電圧１０４ａの正ピークが発生する。電圧検出部１０１ａおよび１０２ａにＡＣＣＴを用いることにより、励磁電流検出電圧１０４ａの励磁電流周期にわたる平均がゼロになる場合であっても、入力電圧４１４の正ピーク値である入力電圧正ピーク値４３１の大きさは、入力電圧４１４の負ピークである入力電圧負ピーク値４３２の大きさより大きくなる。

正側出力電圧４１５に示すように、Ｕ相信号処理部２００ａは、入力電圧４１４の正値だけを抽出し、抽出されたピークの減衰を遅らせ、Ｕ相正側出力１０５ａとして出力する。制御部３００は、サンプリング周期でサンプリングすることにより、正ピーク検出タイミング範囲４７１内で正側出力電圧４１５をサンプリングするため、サンプリング結果の出力電圧正ピーク値４４１が正側出力電圧４１５の最大値に等しいとは限らない。但し、正側出力電圧４１５のピークは入力電圧４１４のピークに比べて緩やかに減衰するため、出力電圧正ピーク値４４１は正側出力電圧４１５の最大値に近くなる。同様に、負側出力電圧４１６に示すように、Ｕ相信号処理部２００ａは、入力電圧４１４の負値だけを抽出し、抽出されたピークの減衰を遅らせ、Ｕ相負側出力１０６ａとして出力する。制御部３００は、サンプリング周期でサンプリングすることにより、負ピーク検出タイミング範囲４７２内で負側出力電圧４１６をサンプリングするため、負側出力電圧４１６の最小値を検出するとは限らない。但し、負側出力電圧４１６のピークは入力電圧４１４のピークに比べて緩やかに減衰するため、出力電圧負ピーク値４４２は負側出力電圧４１６の最小値に近くなる。この場合、出力電圧正ピーク値４４１の大きさは、出力電圧負ピーク値４４２の大きさより大きくなる。

同様に、入力電圧４２４に示すように、変圧器４０の１次電流に負の直流電流が重畳される場合、変圧器４０の鉄心が負方向に偏磁され、負の励磁電流が正の励磁電流に比べ大きくなり、励磁電流検出電圧１０４ａの負ピークが発生する。電圧検出部１０１ａおよび１０２ａにＡＣＣＴを用いることにより、励磁電流検出電圧１０４ａの励磁電流周期にわたる平均がゼロになる場合であっても、入力電圧負ピーク値４５２の大きさは、入力電圧正ピーク値４５１の大きさより大きくなる。

正側出力電圧４２５に示すように、Ｕ相信号処理部２００ａは、入力電圧４２４の正値だけを抽出し、抽出されたピークの減衰を遅らせ、Ｕ相正側出力１０５ａとして出力する。制御部３００は、正ピーク検出タイミング範囲４７１内で正側出力電圧４２５をサンプリングするが、正側出力電圧４２５のピークは入力電圧４２４のピークに比べて緩やかに減衰するため、出力電圧正ピーク値４６１は正側出力電圧４２５の最大値に近くなる。また、負側出力電圧４２６に示すように、Ｕ相信号処理部２００ａは、入力電圧４２４の負値だけを抽出し、抽出されたピークの減衰を遅らせ、Ｕ相負側出力１０６ａとして出力する。制御部３００は、負ピーク検出タイミング範囲４７２内で負側出力電圧４２６をサンプリングするが、負側出力電圧４２６のピークは入力電圧４２４のピークに比べて緩やかに減衰するため、制御部３００は、出力電圧負ピーク値４６２は負側出力電圧４２６の最小値に近くなる。この場合、出力電圧負ピーク値４６２の大きさは、出力電圧正ピーク値４６１の大きさより大きくなる。

制御部３００は、励磁電流周期より短い所定のサンプリング周期に従って信号処理部８０から出力される各相の出力電圧正ピーク値および出力電圧負ピーク値を検出する。制御部３００は、サンプリング周期毎に、Ｕ相正側出力１０５ａをサンプリングし、励磁電流周期内にサンプリングされた値の中の最大値をＵ相の出力電圧正ピーク値としても良い。また、制御部３００は、励磁電流周期毎に正ピーク検出タイミング範囲４７２内で、サンプリング周期に一致する正ピーク検出タイミングを定めても良い。この場合、制御部３００は、正ピーク検出タイミングでＵ相正側出力１０５ａをサンプリングし、Ｕ相の出力電圧正ピーク値としても良い。制御部３００は、Ｕ相の出力電圧正ピーク値と同様にして、Ｕ相の出力電圧負ピーク値や、Ｖ相およびＷ相の出力電圧正ピーク値および出力電圧負ピーク値を検出する。

その後、制御部３００は、各相について、出力電圧正ピーク値と出力電圧負ピーク値の和（出力電圧正ピーク値の大きさと出力電圧負ピーク値の大きさとの差）を偏磁量として算出する。これにより、電流検出部１０１ａ、１０１ｂ、１０１ｃ、１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃに、ＡＣＣＴなど、直流電流成分を検出できない電流検出器を用いることができ、ＤＣＣＴを用いる場合に比べて電流検出部のコストおよび故障率を低減できる。

更に制御部３００は、偏磁量の大きさが所定の偏磁閾値以上であるか否かを判定する。偏磁閾値は予め定められる。偏磁量の大きさが偏磁閾値以上である場合、電力変換器６０に対して偏磁抑制制御を行う。偏磁抑制制御において、制御部３００は、偏磁量の大きさが小さくなる方向へ、ＰＷＭ制御を補正する。例えば、出力電圧正ピーク値の大きさが出力電圧負ピーク値の大きさより大きい場合、すなわち、出力電圧正ピーク値と出力電圧負ピーク値の和が正である場合、制御部３００は、電力変換器６０における負側（下アーム）のパルス幅に比べて正側（上アーム）のパルス幅を大きくするように、スイッチング素子の動作タイミングを補正する。逆に、出力電圧負ピーク値の大きさが出力電圧正ピーク値の大きさより大きい場合、すなわち、出力電圧正ピーク値と出力電圧負ピーク値の和が負である場合、制御部３００は、電力変換器６０における正側のパルス幅に比べて負側のパルス幅を大きくするように、スイッチング素子の動作タイミングを補正する。なお、制御部３００は、偏磁量の大きさの判定をせず、偏磁量に基づいて常にＰＷＭ制御を補正しても良い。このような動作により、制御部３００は、電力変換器６０から変圧器４０へ流入する電流の直流成分を補正することができ、変圧器４０の偏磁を抑制することができる。また、制御部３００は、三相交流の各相について、偏磁量を検出し、電力変換器６０のＰＷＭ制御を補正することができる。

図５は、ピークホールド回路２０２１ａおよび２０２２ａの構成を示す。

例えば、ピークホールド回路２０２１ａおよび２０２２ａのそれぞれは、充電抵抗とコンデンサと放電抵抗とを含む充放電回路であり一次遅れフィルタである。放電抵抗ＲとコンデンサＣの放電時定数ＲＣに応じて放電時間が長くなり、励磁電流のピークの時間経過に伴う減衰を緩やかにすることができる。しかし、次の励磁電流周期における充電開始時までにコンデンサが十分に放電しない場合、偏磁量が前の励磁電流周期の充電分も含んでしまうため、正確な偏磁量の検出が困難となる。このように抵抗とコンデンサによって構成されるピークホールド回路２０２１ａおよび２０２２ａは、放電時間が励磁電流周期より短くなるように設計される。

抵抗とコンデンサを用いた一次遅れフィルタの出力電圧の時間経過に伴う減衰は次式で表される。

ここでは、ピークホールド回路２０２１ａおよび２０２２ａの時定数ＲＣを決定するための第一時定数条件を、制御部３００がＵ相信号処理部２００ａの出力電圧のピークの大きさに対して所定の維持率以上の出力電圧の大きさを検出できることとする。ここでは、制御部３００による信号処理部８０の出力電圧のサンプリング周期を１００μｓとし、変圧器４０の交流周波数である励磁電流周波数を６０Ｈｚとし、維持率を９０％とする。すなわち、この時定数ＲＣによれば、少なくともピークから１００μｓの間はピークの９０％以下に減衰せず、かつピークから励磁電流周期の経過までに十分に放電する。この時定数ＲＣは、式（１）のＶ（ｔ）を０．９Ｖ_０とし、ｔを１００μｓとした時の解である。

この式によれば、時定数ＲＣが０．９４９Ｅ−３となる抵抗とコンデンサの組合せであれば、制御部３００は１００μｓのサンプリング周期でもピークの９０％以上の大きさを検出できることがわかる。

次に、第二時定数条件を、この時定数ＲＣを有するピークホールド回路２０２１ａおよび２０２２ａが励磁電流周期内に出力電圧の大きさを所定の残留率以下に減衰させることとする。ここでは、残留率を０．１％とし、励磁電流周波数６０Ｈｚに対応する励磁電流周期を１６．７ｍｓとする。Ｖ（ｔ）が０．１％に減衰するまでに必要な減衰時間は次式で与えられる。

この式によれば、減衰時間６．５６ｍｓは、励磁電流周期１６．７ｍｓより小さい。したがって、この時定数ＲＣは、第一時定数条件および第二時定数条件を満たすことが分かる。

ピークホールド回路２０２１ａおよび２０２２ａが、ピークからサンプリング周期後にピークの電圧の大きさを維持率以上の大きさを出力することにより、制御部３００は、ピークの時間幅より長いサンプリング周期を用いても、出力電圧正ピーク値および出力電圧負ピーク値を検出することができる。また、ピークホールド回路２０２１ａおよび２０２２ａが、励磁電流周期内にピークの大きさを残留率以下に減衰させることにより、そのピークが次の励磁電流周期のピークの検出に与える影響を防ぐことができる。

ピークホールド回路２０２１ａおよび２０２２ａによれば、一次遅れフィルタを用いることにより、励磁電流におけるノイズの影響を低減でき、ノイズによるピークの誤検出を低減できる。また、制御部３００は、励磁電流のピーク幅より短いサンプリング周期を用いても励磁電流のピークを精度よく検出することができる。これにより、変圧器４０の偏磁抑制制御を精度よく行うことができる。制御部３００によるＰＷＭ制御の制御周期は、励磁電流のピーク幅より長くても良い。もし、励磁電流検出電圧１０４のピーク幅より短いサンプリング周期を実現しようとすると、サンプリング周期がＰＷＭ制御の制御周期より短くなり、制御部３００のコストが増加する場合がある。本実施例によれば、ＰＷＭ制御の制御周期とサンプリング周期を合わせることができ、制御部３００のコストの増加を抑えることができる。

また、ピークホールド回路２０２１ａは、比較器とコンデンサを含むピークホールド回路であっても良い。このピークホールド回路において、比較器により入力電圧の大きさと出力電圧の大きさを比較して大きい方の電圧を出力し、コンデンサにより出力電圧を保持する。また、このピークホールド回路は、励磁電流周期毎に保持された電圧をリセットする。ピークホールド回路２０２２ａもピークホールド回路２０２１ａと同様である。このような構成により、ピークホールド回路２０２１ａは、励磁電流のピークを保持すると共に、次の励磁電流周期への影響を防ぐことができる。

なお、本発明は、電力変換器６０ｂと、変圧器４０と、励磁電流検出部１００ｂと、信号処理部８０ｂと、制御部３００とを含む電力変換装置に適用されても良い。また、本発明は、周波数変換装置２０の構成を用い、電力変換器６０ａおよび６０ｂの間で直流送電を行う直流送電システムに適用されても良い。なお、本実施例では、電力系統１０が三相交流を用いるとしたが、単相または他の多相交流を用いてもよい。

本発明の一態様における用語について説明する。変換器は、電力変換器６０などに対応する。変圧器は、変圧器４０などに対応する。検出部は、励磁電流検出部１００などに対応する。抽出部は、ダイオード２０１１ａ、２０１２ａなどに対応する。保持部は、ピークホールド回路２０２１ａ、２０２２ａなどに対応する。制御部は、制御部３００などに対応する。流入電流は、２次電流などに対応する。流出電流は、１次電流などに対応する。検出信号は、励磁電流検出電圧１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃなどに対応する。第一成分信号は、ダイオード２０１１ａの出力などに対応する。第二成分信号は、ダイオード２０１２ａの出力などに対応する。第一保持信号は、Ｕ相正側出力１０５ａ、Ｖ相正側出力１０５ｂ、Ｗ相正側出力１０５ｃなどに対応する。第二保持信号は、Ｕ相負側出力１０６ａ、Ｖ相負側出力１０６ｂ、Ｗ相負側出力１０６ｃなどに対応する。第一ピーク値は、出力電圧正ピーク値４４１、４６１などに対応する。第二ピーク値は、出力電圧負ピーク値４４２、４６２などに対応する。

本発明は、以上の実施例に限定されるものでなく、その趣旨から逸脱しない範囲で、他の様々な形に変更することができる。

１０ａ、１０ｂ：電力系統 ２０：周波数変換装置 ３０、３０ａ、３０ｂ：１次電流検出器 ４０、４０ａ、４０ｂ：変圧器 ５０、５０ａ、５０ｂ：２次電流検出器 ６０、６０ａ、６０ｂ：電力変換器 ７０、７０ａ、７０ｂ：電圧検出部 ８０、８０ａ、８０ｂ：信号処理部 １００、１００ａ、１００ｂ：励磁電流検出部 １０１ａ、１０１ｂ、１０１ｃ、１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ：電流検出部 １０３ａ、１０３ｂ、１０３ｃ：検出抵抗 ２００ａ：Ｕ相信号処理部 ２００ｂ：Ｖ相信号処理部 ２００ｃ：Ｗ相信号処理部 ３００：制御部 ２０１１ａ、２０１２ａ：ダイオード ２０２１ａ、２０２２ａ：ピークホールド回路

Claims (9)

1. 直流を交流に変換する変換器と、
   前記変換器から出力される交流を変圧する変圧器と、
   前記変換器から前記変圧器への流入電流と前記変圧器からの流出電流とに基づいて、前記変圧器の励磁電流を示す検出信号を検出する検出部と、
   前記検出信号の正値および負値を、第一成分信号および第二成分信号としてそれぞれ抽出する抽出部と、
   前記第一成分信号の正ピーク値を保持することにより第一保持信号を生成し、前記第二成分信号の負ピーク値を保持することにより第二保持信号を生成する保持部と、
   所定のサンプリング周期に応じて前記第一保持信号の正ピーク値をサンプリングすることにより第一ピーク値を検出し、前記サンプリング周期に応じて前記第二保持信号の負ピーク値をサンプリングすることにより第二ピーク値を検出し、前記第一ピーク値および前記第二ピーク値に基づいて、前記変換器を制御する制御部と、
   を備える電力変換装置。
2. 前記サンプリング周期は、前記第一成分信号および前記第二成分信号のピーク幅より長く、前記励磁電流の周期より短い、
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記変換器は、自励式変換器であり、
   前記制御部は、前記自励式変換器内のスイッチング素子のＰＷＭ制御を行い、前記第一ピーク値と前記第二ピーク値に基づいて、前記ＰＷＭ制御を補正する、
   請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御部は、前記第一ピーク値と前記第二ピーク値の和の大きさを小さくする方向へ、前記ＰＷＭ制御を補正する、
   請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記保持部は、一次遅れフィルタである、
   請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記保持部が基準値を出力した場合に、前記基準値の出力から前記サンプリング周期の経過後の前記保持部の出力の大きさが、前記基準値に基づく保持閾値以上になり、且つ前記基準値の出力から前記励磁電流の周期の経過後の前記保持部の出力の大きさが、前記基準値に基づく残留閾値以下になることを条件として、前記一次遅れフィルタの時定数が決定されている、
   請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記保持部は、前記第一成分信号と前記第一保持信号を比較することにより、前記第一成分信号の正ピーク値を前記第一保持信号として保持し、前記第二成分信号と前記第二保持信号を比較することにより、前記第二成分信号の負ピーク値を前記第二保持信号として保持し、前記励磁電流の周期毎に前記第一保持信号および前記第二保持信号をリセットする、
   請求項４に記載の電力変換装置。
8. 前記交流は、多相交流であり、
   前記検出部は、各相に対し、前記検出信号を検出し、
   前記抽出部は、各相に対し、前記第一成分信号および前記第二成分信号を検出し、
   前記保持部は、各相に対し、前記第一保持信号および前記第二保持信号を生成し、
   前記制御部は、各相に対し、前記第一ピーク値および前記第二ピーク値を検出し、各相の前記第一ピーク値および前記第二ピーク値に基づいて、前記変換器を制御する、
   請求項１乃至７の何れか一項に記載の電力変換装置。
9. 直流を交流に変換する変換器と、前記変換器から出力される交流を変圧する変圧器とを含む電力変換装置の制御方法であって、
   前記変換器から前記変圧器への流入電流と前記変圧器からの流出電流とに基づいて、前記変圧器の励磁電流を示す検出信号を検出し、
   前記検出信号の正値および負値を、第一成分信号および第二成分信号としてそれぞれ抽出し、
   前記第一成分信号の正ピーク値を保持することにより第一保持信号を生成し、前記第二成分信号の負ピーク値を保持することにより第二保持信号を生成し、
   所定のサンプリング周期に応じて前記第一保持信号の正ピーク値をサンプリングすることにより第一ピーク値を検出し、
   前記サンプリング周期に応じて前記第二保持信号の負ピーク値をサンプリングすることにより第二ピーク値を検出し、
   前記第一ピーク値および前記第二ピーク値に基づいて、前記変換器を制御する、
   ことを備える制御方法。
   

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