JP2006340549A - 単相電力変換装置及び三相電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、交流電力に含まれる直流成分を抑制する。
【解決手段】 直流電力を変換器２で交流電力に変換し、インダクタ３を介して出力端子ｕ１，ｕ２に供給する。変換器２から出力される出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）と、目標電流生成手段１１０から出力される出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）の目標値としての目標電流ｊ（ｔ）との誤差Δ（ｔ）に基いて変換器２を制御する。さらに、負荷４に流れる負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）について、第１の時刻ｔ１における第１の瞬時値ｄ１と第１の時刻ｔ１から半周期後の第２の時刻ｔ２における第２の瞬時値ｄ２との差から目標電流ｊ（ｔ）の補正量ｊ_ｈ（ｔ）を算出し、目標電流ｊ（ｔ）を補正することにより、交流電力に含まれる直流成分を抑制し、変圧器４の偏磁を抑制する。
【選択図】 図１

Description

本発明は単相電力変換装置及び三相電力変換装置に関する。詳しくは、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置において、出力端子間電圧から直流成分を抽出して目標電流を補正することにより、交流電力に含まれる直流成分を抑制する単相電力変換装置及び三相電力変換装置に関する。

電力変換装置には、変換器と負荷とを絶縁するため、あるいは変換器の出力を負荷の系統電圧に合致させるために変圧器を有するものが多い。一方、制御系の温度ドリフトやオフセットのずれなどによって、負荷側の変圧器の入力電圧に直流成分が含まれると、その直流成分により変圧器の鉄心が一方向に磁化してしまい、磁束分布が偏る偏磁が発生する。これにより、変圧器の励磁インダクタンスが極端に減少し、過大な励磁電流が流れる、出力電圧が歪む、変圧器の局部加熱、電磁騒音の増加などが生じて、電力変換装置が供給する交流電力が不安定になるという問題があった。

このような問題を解決する方法として、例えば、変圧器の一次側に、可飽和リアクトルおよび鎖交磁束数に比例した励磁電流を流すリアクトルを並列接続し、リアクトルに流れる励磁電流から直流成分を検出し、変換器のインバータ制御回路の制御に還元して変圧器の偏磁を補償する直流成分抑制方法が開示されている。変換器から出力される交流電力に直流成分が含まれていないときは、リアクトルに正負対象の電流が流れ、リアクトルに流れる電流を積分する演算増幅器の出力には直流成分が発生しない。しかし、直流成分が含まれているときは、リアクトルには正負非対称の電流が流れ、演算増幅器の出力には磁気飽和量に比例した直流成分が検出されるので、可飽和リアクトルおよびリアクトルの励磁電流の正負非対称のピーク値を検出し、積分回路にて１周期積分して磁気飽和量に比例した直流成分を検出して、変圧器の偏磁を補償していた。（例えば、特許文献１，２参照）

他方、電力変換装置の電流制御方法として、目標電流生成手段にて目標電流を生成し、出力電流を目標電流に追従させるように変換器のＰＷＭ（パルス幅変調）制御を行なう誤差追従式交流電流制御方式が発明者達により提案されている。（例えば、非特許文献１，２参照）

図１１に、誤差追従式交流電流制御方式を採用する単相電力変換装置の回路構成例を示す。１は直流電力を供給する直流電源（起電圧Ｅ_Ｂ）である。主回路１００は、主として、直流電源１から供給される直流電力を交流電力に変換する変換器２と、変換器２からインダクタ３（インダクタンス成分Ｌ_Ｐ）を通して出力端子ｕ１，ｕ２に電流を流す配線ａ１，ａ２と、インダクタ３と出力端子ｕ１，ｕ２の間で、かつ、出力端子ｕ１，ｕ２間（配線ａ１，ａ２間）に接続されたフィルタ回路５とから構成される。フィルタ回路５は抵抗Ｒ_ＦとコンデンサＣ_Ｆを直列接続した回路であり、変換器２で生成した交流電力に含まれるスイッチング周波数成分を除去する。変換器２は、パワーデバイス（半導体スイッチ素子）で構成されたフルブリッジ回路を有する。半導体スイッチ素子として、例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）を使用できる。なお、４は出力端子ｕ１，ｕ２間に接続される負荷である。

１８は出力端子間電圧として、フィルタ回路５と配線ａ１，ａ２との接続点間に印加されるフィルタ電圧ｖ（ｔ）を検出する電圧検出手段である。１９は変換器２からインダクタ３に流れる出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）を検出する第１の電流検出手段である。７は出力端子ｕ１，ｕ２から負荷４に流れる負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）を検出する第２の電流検出手段である。出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）は変換器２の近傍の配線ａ１又はａ２から検出され、負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）は出力端子ｕ１又はｕ２近傍の配線ａ１又はａ２から検出される。インダクタ３は出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）を制御するために使用される。１７は変換器２を制御するＰＷＭ（パルス幅変調）制御手段（変換器制御手段）であり、変換器２の複数の半導体スイッチ素子のゲートにパルスでオンオフ信号を供給して制御する。出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）の制御は、ＰＷＭ制御手段１７でのゲートコントロールにより行われる。なお、ｔは時間を示す。

１１０は目標電流生成手段であり、出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）の目標値としての目標電流ｊ（ｔ）を演算して生成する。目標電流生成手段１１０において、１３、９、１４は、与えられた入力信号を増幅する増幅度α、β、γの第１、第２、第３の増幅器である。
１０は出力端子間電圧すなわちフィルタ電圧ｖ（ｔ）の目標値となるフィルタ電圧指令Ｖｃ（ｔ）を生成するフィルタ電圧指令手段、１１はフィルタを構成するコンデンサＣ_Ｆを流れるフィルタ電流の目標値となるフィルタ電流指令ｉ_ＣＦ（＝Ｃ_Ｆ（ｄｖ_ｃ／ｄｔ）を生成するフィルタ電流指令手段、１２は出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）と目標電流ｊ（ｔ）との偏差を補償するための偏差補償指令Ｄ（ｔ）を生成するＰＷＭ電流偏差補償手段である。

図１２に、上記単相電力変換装置における電力変換の制御方法の処理フロー例を示す。直流電力を負荷に供給する交流電力に変換する工程として、変換器２で直流電力を単相交流電力に変換し（ステップＳ００１）、交流電力を負荷４に供給する（ステップＳ００２）。

電圧検出手段１８にて負荷４に印加される出力端子間電圧、すなわち、フィルタ回路５と配線ａ１，ａ２との接続点間に印加されるフィルタ電圧ｖ（ｔ）を検出し（ステップＳ００３）、第２の電流検出手段７にて、負荷４に流れる負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）を検出し（ステップＳ００４）、第１の電流検出手段１９にて、変換器２からインダクタ３（インダクタンス成分Ｌ_Ｐ）に流れる出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）を検出する（ステップＳ００５）。

次に、目標電流生成手段１１０の制御処理について説明する。
フィルタ電圧指令手段１０により生成されたフィルタ電圧指令Ｖ_Ｃ（ｔ）（ステップＳ００６）と、電圧検出手段１８によって検出されたフィルタ電圧ｖ（ｔ）とは、第２の加算器１５にて減算演算されて誤差が求められ（ステップＳ００７）、第１の増幅器１３にてα倍され（ステップＳ００８）、第４の加算器１６に入力される。

第２の電流検出手段７にて検出された負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）は、第２の増幅器９にてβ倍され（ステップＳ００９）、第４の加算器１６に入力されることにより負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）のフィードフォワードとして働く。

フィルタ電流指令手段１１により生成されたフィルタ電流指令ｉ_ＣＦ（ステップＳ０１０）は、第３の増幅器１４にてγ倍され（ステップＳ０１１）、第３の加算器２１に入力される。

ＰＷＭ電流偏差補償手段１２により生成された偏差補償指令Ｄ（ｔ）（ステップＳ０１２）は、目標電流ｊ（ｔ）と変換器２からインダクタ３に流れる実際の出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）との偏差を補償するもので、第３の加算器２１に入力され、γ倍されたフィルタ電流指令ｉ_ＣＦと加算される（ステップＳ０１３）。

第４の加算器１６にて、α倍されたフィルタ電圧誤差（フィルタ電圧指令Ｖｃ（ｔ）−フィルタ電圧ｖ（ｔ））と、β倍された負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）と、第３の加算器２１での加算結果が加算され、その出力として目標電流ｊ（ｔ）が得られる（ステップＳ０１４’）。第１の加算器２０にて、第１の電流検出手段１９で検出された出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）は、目標電流ｊ（ｔ）から減算されて誤差Δ（ｔ）が求められる（ステップＳ０１５）。ＰＷＭ制御手段１７は、第１の加算器２０にて求めた誤差Δ（ｔ）に基いて、パルスでオンオフ信号を発生し、変換器２の半導体スイッチ素子のゲートに供給して、変換器２を制御する（ステップＳ０１６）。

次に三相の場合について説明する。電圧検出手段１８は出力端子間電圧ｖ（ｔ）として、３つの出力端子ｕ，ｖ，ｗ間の線間電圧ｖ_ａｂ（ｔ），ｖ_ｂｃ（ｔ），ｖ_ｃａ（ｔ）を検出し、第１の電流検出手段１９が検出する出力電流ｉ_ｐ（ｔ）は三相に対応して３成分ｉ_ｐａ（ｔ），ｉ_ｐｂ（ｔ），ｉ_ｐｃ（ｔ）を有し、第２の電流検出手段７が検出する負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）は三相に対応して３成分ｉ_ｓａ（ｔ），ｉ_ｓｂ（ｔ），ｉ_ｓｃ（ｔ）を有する。これに対応して目標電流ｊ（ｔ）も３成分ｊ_ａ（ｔ），ｊ_ｂ（ｔ），ｊ_ｃ（ｔ）を有し、目標電流生成手段１１０もこれら３成分についての処理を行う。

図１３に誤差追従式交流電流制御方式を採用する三相電力変換装置の回路構成例を示す。図において、図１１と同じ機能を呈する部分については同一の符号を付して説明を省略する。図１１に比して異なる点を主に説明する。変換器２は交流電力として三相交流を出力する。主回路１００は変換器２と、変換器２からインダクタ３（インダクタンス成分Ｌ_Ｐａ，Ｌ_Ｐｂ，Ｌ_Ｐｃ）を通して出力端子ｕ，ｖ，ｗに電流を流す３配線ａ，ｂ，ｃと、インダクタ３と出力端子ｕ，ｖ，ｗの間で、かつ、出力端子ｕ，ｖ，ｗ間（配線ａ，ｂ，ｃ間）に接続されたフィルタ回路５とから構成される。フィルタ回路５は、３つのコンデンサＣ_Ｆをデルタ型に接続した回路の３つの端子と３つの各配線ａ，ｂ，ｃとの間にそれぞれ抵抗Ｒ_Ｆを接続した回路で構成され、単相の場合と同様に、各相間のスイッチング周波数成分を除去するフィルタとして機能する。

電圧検出手段１８は、フィルタ回路５の近くに設けられ、出力端子間電圧ｖ（ｔ）として、フィルタ回路５と配線ａ，ｂ，ｃとの接続点間（すなわちａｂ間、ｂｃ間、ｃａ間）に印加されるフィルタ電圧＜ｖ（ｔ）＞（ｖ_ａｂ（ｔ），ｖ_ｂｃ（ｔ），ｖ_ｃａ（ｔ））を検出し、第１の電流検出手段１９は変換器２の近くの３つの配線ａ，ｂ，ｃに設けられ、変換器２から３つのインダクタ３（インダクタンス成分Ｌ_ｐａ，Ｌ_ｐｂ，Ｌ_ｐｃ）に流れる出力電流＜ｉ_Ｐ（ｔ）＞（ｉ_ｐａ（ｔ），ｉ_ｐｂ（ｔ），ｉ_ｐｃ（ｔ））を検出し、第２の電流検出手段７は出力端子ｕ，ｖ，ｗ近くの３つの配線ａ，ｂ，ｃに設けられ、各配線の負荷電流＜ｉ_Ｓ（ｔ）＞（ｉ_ｓａ（ｔ），ｉ_ｓｂ（ｔ），ｉ_ｓｃ（ｔ））を検出する。ここで、記号＜＞は、ベクトル量を表すものとする（以下、同じ）。

信号変換手段１２０は、電圧検出手段１８によって検出されたフィルタ電圧＜ｖ（ｔ）＞（ｖ_ａｂ（ｔ），ｖ_ｂｃ（ｔ），ｖ_ｃａ（ｔ））をｄｑ変換する第１のｄｑ変換器２４と、第１のｄｑ変換器２４と目標電流生成手段１１０内の第２の加算器１５の間に挿入され、高周波成分を除去するためのローパスフィルタ２５と、第２の電流検出手段７により検出された負荷電流＜ｉ_Ｓ（ｔ）＞（ｉ_ｓａ（ｔ），ｉ_ｓｂ（ｔ），ｉ_ｓｃ（ｔ））をｄｑ変換する第２のｄｑ変換器２６と、目標電流生成手段１１０内の第４の加算器１６の出力値＜ｊ_ｄｑ（ｔ）＞を逆ｄｑ変換して目標電流＜ｊ（ｔ）＞（ｊ_ａ（ｔ），ｊ_ｂ（ｔ），ｊ_ｃ（ｔ））を出力する逆ｄｑ変換器２７とを有する。第１の加算器２０は三相に対応して３成分の出力電流＜ｉ_ｐ（ｔ）＞（ｉ_ｐａ（ｔ），ｉ_ｐｂ（ｔ），ｉ_ｐｃ（ｔ））と目標電流＜ｊ（ｔ）＞（ｊ_ａ（ｔ），ｊ_ｂ（ｔ），ｊ_ｃ（ｔ））の誤差＜Δ（ｔ）＞（Δ_ａ（ｔ），Δ_ｂ（ｔ），Δ_ｃ（ｔ））を減算演算し、ＰＭＷ制御手段１７に出力する。

目標電流生成手段１１０については、フィルタ電圧指令手段１０により生成されるフィルタ電圧指令、フィルタ電流指令手段１１により生成されるフィルタ電流指令、ＰＷＭ電流偏差補償手段１２により生成される偏差補償指令はｄｑ空間で生成され、出力値＜ｊ_ｄｑ（ｔ）＞を逆ｄｑ変換器２７に入力するまでの演算をｄｑ空間上で行う。演算のフローについては、図１２に比して、第４の加算器１６での演算（ステップＳ０１４’）と第１の加算器２０での演算（ステップＳ０１５）の間に、出力値＜ｊ_ｄｑ（ｔ）＞を逆ｄｑ変換器２７に入力して、目標電流＜ｊ（ｔ）＞（ｊ_ａ（ｔ），ｊ_ｂ（ｔ），ｊ_ｃ（ｔ））として出力する工程が追加される。なお、ｄｑ空間上での処理を行うのは演算の便宜のためである。

なお、第２の電流検出手段７、第１の電流検出手段１９及び電圧検出手段１８は、それぞれ３つの相全てにおいて検出をする必要はなく、少なくとも２つの相について検出すれば良く、図１３中の（）は省略可能なことを意味する。

特開平５−３１６７５４号公報（段落０００７〜００１４、図１〜図６等） 特開平６−２１７５５９号公報（段落０００７〜００１３、図１〜図７等） 大島正明、「単相自励式電圧型交直変換装置における誤差追従式交流電流波形制御方式」、電気学会Ｄ論文誌、１１４巻３号、２８９−２９８頁、平成６年 大島正明、中村文則、玉井伸三、山本融真、吉田幸一、「誤差追従式ＰＷＭをマイナーループとする三相ＵＰＳ用インバータ」、電気学会Ｄ論文誌、１２５巻２月号、１６３−１７３頁、平成１７年

しかしながら、従来の可飽和リアクトル等を用いる直流成分抑制方法では、可飽和リアクトルおよびリアクトルの励磁電流の正負非対称のピーク値を検出し、積分回路にて１周期積分して磁気飽和量に比例した直流成分を検出しているため、応答が遅いという問題があった。また、可飽和リアクトルおよびリアクトルの製作のバラツキがあるため、直流成分の補正の精度を高めることが困難であった。さらに、可飽和リアクトルおよびリアクトルが大きいため、装置が大型化するという問題があった。

また、誤差追従式交流電流制御方式を採用した電力変換装置に関しては、負荷に流れる電流を精密制御するので、リアクトルのような大きな部品を使用せず、高速応答、高精度、装置の小型化に適しているが、電力変換装置の運転中に、電流ループの温度ドリフトなどによっても直流成分が発生し、その直流成分が制御手段により増幅され、主回路の出力に直流成分が発生するという問題が見出された。一般に主回路の出力端子に接続される負荷に要求される所望の電圧とするため、主回路と負荷との間に変圧器を設けている場合が多く、このような場合、電力変換装置の出力に直流成分があると変圧器が偏磁するなどの不具合が発生する。このため、直流成分を抑制する必要があった。

図１４に、図１１に示す単相電力変換装置の負荷として変圧器を介して抵抗負荷を接続して動作させたときの変圧器の１次側の負荷電流波形の例を示す。図１４において、上側に変圧器の１次電圧ｖ（ｔ）を、下側に負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）を示す。横軸は時間ｔである。負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）の波形に磁気飽和を示す電流の急激な上昇が観測され、偏磁が発生していることが確認された。このため、誤差追従式交流電流制御方式を採用した電力変換装置においては、偏磁に対処できるように改善する必要があった。

さらに、従来技術では、負荷内に変圧器を介して半波整流負荷が接続されたとき、変圧器の偏磁を検出して、変圧器を飽和させないような制御が困難となる。なお、停電事故などで、負荷内に変圧器を介して半波整流負荷が接続される状態が実現されうるので、半波整流負荷が接続されていても、変圧器を飽和させないような偏磁対策方法が望まれていた。

本発明は、リアクトルのような大きな部品を使用することなく、電力変換装置から出力される交流電力に含まれる直流成分を抑制し、高速応答、高精度で小型の電力変換装置を提供することを目的とする。また、負荷内に変圧器を介して半波整流負荷が接続されていても、変圧器を飽和させないような電力変換装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、請求項１に係る単相電力変換装置は、例えば図１に示すように、直流電源１から単相交流電力を生成して出力端子ｕ１，ｕ２に接続される負荷４に電力を供給する単相電力変換装置であって、直流電源１からの直流電力を単相交流電力に変換する変換器２と、変換器２の交流側に接続されるインダクタ３と、インダクタ３を流れる出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）を検出する第１の電流検出手段１９と、負荷４に供給される負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）を検出する第２の電流検出手段７と、出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）の目標値としての目標電流ｊ（ｔ）を生成する目標電流生成手段１１０と、出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）と目標電流ｊ（ｔ）の誤差Δ（ｔ）に基づいて変換器２をパルス幅変調制御する変換器制御手段１７とを備え、目標電流生成手段１１０は、第２の電流検出手段７で検出された負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）の非対称性に基づいて、目標電流ｊ（ｔ）を補正することにより、単相交流電力に含まれる直流成分を抑制する直流成分抑制手段８を有する。

ここにおいて、直流成分抑制手段８は目標電流生成手段１１０に属するが、物理的には目標電流生成手段１１０の外部に設けられても良い。このように構成すると、目標電流生成手段１１０を用いて目標電流ｊ（ｔ）を生成し、第２の電流検出手段７で検出された負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）の非対称性に基づいて、目標電流ｊ（ｔ）を補正するので、リアクトルのような大きな部品を使用することなく、電力変換装置から出力される交流電力に含まれる直流成分を抑制でき、高速応答、高精度で小型の電力変換装置を提供できる。また、負荷４内に変圧器を介して半波整流負荷が接続された場合でも、非対称な電流を抑制する方向に補正電流を加えることで変圧器の偏磁を抑制できる。

また、請求項２に係る発明は、請求項１に記載の単相電力変換装置において、例えば図６に示すように、直流成分抑制手段８は、第１の時刻ｔ１における負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ１）の第１の瞬時値ｄ１と第１の時刻ｔ１からほぼ半周期後の第２の時刻ｔ２における負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ２）の第２の瞬時値ｄ２との差から、目標電流ｊ（ｔ）を補正するための補正量ｊ_ｈ（ｔ）を算出する。
ここにおいて、ほぼ半周期後とは、厳密な半周期後を含め多少の範囲を許容する意味である。また、第１の瞬時値ｄ１と第２の瞬時値ｄ２との差を複数取得し、これらの平均値を用いて補正量ｊ_ｈ（ｔ）を算出しても良い。また、補正量ｊ_ｈ（ｔ）は、瞬時値の差に比例した値としても良く、毎回１定量としても良い。このように構成すると、交流の半周期で負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）の非対称性を検出でき、直流成分抑制に関する応答性が早い。

また、請求項３に係る発明は、請求項１に記載の単相電力変換装置において、例えば図９に示すように、直流成分抑制手段８は、任意の周期における負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）の正側のピーク値ｄ_ｐ１と負側のピーク値ｄ_ｐ２との差から、目標電流ｊ（ｔ）を補正するための補正量ｊ_ｈ（ｔ）を算出する。
ここにおいて、ピーク値の差は１周期毎に求めても良く、複数周期毎に求めても良い。また、いずれかのピーク値が閾値を超えた時に差を求めるようにしても良い。また、補正量ｊ_ｈ（ｔ）は、ピーク値の差に比例した値としても良く、毎回１定量としても良い。このように構成すると、負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）の非対称性を精度良く検出でき、容易に直流成分を抑制できる。

上記課題を解決するために、請求項４に係る三相電力変換装置は、例えば図１０に示すように、直流電源１から単相交流電力を生成して出力端子ｕ，ｖ，ｗに接続される負荷４に電力を供給する三相電力変換装置であって、直流電源１からの直流電力を三相交流電力に変換する変換器２と、変換器２の交流側に接続されるインダクタ３と、インダクタ３を流れる出力電流＜ｉ_Ｐ（ｔ）＞を検出する第１の電流検出手段１９と、負荷４に供給される負荷電流＜ｉ_Ｓ（ｔ）＞を検出する第２の電流検出手段７と、出力電流＜ｉ_Ｐ（ｔ）＞の目標値としての目標電流＜ｊ（ｔ）＞を生成する目標電流生成手段１１０と、出力電流＜ｉ_Ｐ（ｔ）＞と目標電流＜ｊ（ｔ）＞の誤差＜Δ（ｔ）＞に基づいて変換器２をパルス幅変調制御する変換器制御手段１７とを備え、目標電流生成手段１１０は、第２の電流検出手段７で検出された負荷電流＜ｉ_Ｓ（ｔ）＞の非対称性に基づいて、目標電流＜ｊ（ｔ）＞を補正することにより、三相交流電力に含まれる直流成分を抑制する直流成分抑制手段８を有する。

三相の電力変換装置に関して、三相を電流すなわち配線に対応させて表すものとする。また、単に負荷電流、出力電流、目標電流という時は、３成分を含む電圧、電流を指し、各負荷電流、各出力電流、各目標電流という時は、各成分を指すものとする。このように構成すると、三相電力変換装置においても、リアクトルのような大きな部品を使用することなく、電力変換装置から出力される交流電力に含まれる直流成分を抑制でき、高速応答、高精度で小型の電力変換装置を提供できる。また、負荷４内に変圧器を介して半波整流負荷が接続された場合でも、変圧器の偏磁を抑制できる。

また、請求項５に係る発明は、請求項４に記載の三相電力変換装置において、例えば図６に示すように、２以上の相において、直流成分抑制手段８は、第１の時刻ｔ１における負荷電流＜ｉ_Ｓ（ｔ）＞の第１の瞬時値ｄ１と第１の時刻ｔ１からほぼ半周期後の第２の時刻ｔ２における負荷電流＜ｉ_Ｓ（ｔ）＞の第２の瞬時値ｄ２との差から、目標電流＜ｊ（ｔ）＞を補正するための補正量＜ｊ_ｈ（ｔ）＞を算出する。
ここにおいて、第１、第２の相の負荷電流が解れば、第３の相の負荷電流を求めることができる。したがって少なくとも２つの相で負荷電流を検出できれば充分である。このように構成すると、三相交流においても、交流の半周期で負荷電流＜ｉ_Ｓ（ｔ）＞の非対称性を検出でき、直流成分抑制に関する応答性が早い。

また、請求項６に係る発明は、請求項４に記載の三相電力変換装置において、例えば図９に示すように、直流成分抑制手段８は、２以上の相において、任意の周期における負荷電流＜ｉ_Ｓ（ｔ）＞の正側のピーク値ｄ_ｐ１と負側のピーク値ｄ_ｐ２との差から、目標電流＜ｊ（ｔ）＞を補正するための補正量＜ｊ_ｈ（ｔ）＞を算出する。
このように構成すると、三相交流においても、負荷電流＜ｉ_Ｓ（ｔ）＞の非対称性を精度良く検出でき、容易に直流成分を抑制できる。

本発明によれば、目標電流生成手段を用いて目標電流を生成し、第２の電流検出手段で検出された負荷電流の非対称性に基づいて、目標電流を補正するので、リアクトルのような大きな部品を使用することなく、電力変換装置から出力される交流電力に含まれる直流成分を抑制でき、高速応答、高精度で小型の電力変換装置を提供できる。また、負荷内に変圧器を介して半波整流負荷が接続された場合でも、非対称な電流を抑制する方向に補正電流を加えることで変圧器の偏磁を抑制できる。

以下に図面に基づき本発明の実施の形態について説明する。

図１に、本発明の第１の実施の形態における単相電力変換装置の回路構成例を示す。図１において、図１１と同じ機能を呈する部分については同一の符号を付し、異なる点を主に説明する。図１１に比して、第４の加算器１６の出力を目標電流から第１次目標電流ｊ_１（ｔ）と言い換え、目標電流生成手段１１０内に、第２の電流検出手段７からの検出信号として負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）を入力し、負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）の非対称性に基づいて目標電流の補正量ｊ_ｈ（ｔ）を算出する直流成分抑制手段８と、補正量ｊ_ｈ（ｔ）を第１次目標電流ｊ_１（ｔ）に加算して目標電流ｊ（ｔ）を第１の加算器２０に出力する第５の加算器２２が追加されている点が異なる。補正は、交流電力に含まれる直流成分（すなわち、負荷電流、出力電流の直流成分）Ｉ_Ｄを抑制するために行なわれる。

すなわち、本実施の形態における電力変換装置は、直流電源１から単相交流電力を生成して出力端子ｕ１，ｕ２に接続される負荷４に電力を供給する単相電力変換装置であって、直流電源１からの直流電力を単相交流電力に変換する変換器２と、変換器２の交流側に接続されるインダクタ３と、インダクタ３を流れる出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）を検出する第１の電流検出手段１９と、負荷４に供給される負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）を検出する第２の電流検出手段７と、出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）の目標値としての目標電流ｊ（ｔ）を生成する目標電流生成手段１１０と、出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）と目標電流ｊ（ｔ）との誤差Δ（ｔ）に基いて、変換器２をパルス幅変調制御する変換器制御手段１７とを備え、目標電流生成手段１１０は、第２の電流検出手段７で検出された負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）の非対称性に基づいて、目標電流ｊ（ｔ）を補正することにより、単相交流電力に含まれる直流成分を抑制する直流成分抑制手段８を有する。

このように構成すると、リアクトルのような大きな部品を使用することなく、電力変換装置から出力される交流電力に含まれる直流成分を抑制でき、高速応答、高精度で小型の電力変換装置を提供できる。

図２に本実施の形態における電力変換装置の直流成分抑制方法の処理フロー例を示す。ここでは図１２に追加された工程について説明し、重複する説明を省略する。図中で追加されたフローは二重線で示す。交流電力に含まれる直流成分Ｉ_Ｄを抑制するために、直流成分抑制手段８において、第２の電流検出手段７にて検出した負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）の非対称性に基づいて補正量ｊ_ｈ（ｔ）を算出し（ステップＳ０１７）、目標電流にフィードバックしている。補正量ｊ_ｈ（ｔ）は第５の加算器２２で第１次目標電流ｊ_１（ｔ）に加算され、目標電流ｊ（ｔ）が生成される（ステップＳ０１８）。なお、図１２における目標電流ｊ（ｔ）を生成する工程（ステップＳ０１４’）は、図２において第１の目標電流ｊ_１（ｔ）を生成する工程（ステップＳ０１４）と言い換えられている。

すなわち、本実施の形態における電力変換装置の直流成分抑制方法は、直流電力を変換して交流電力を供給する電力変換装置の直流成分抑制方法であって、変換器２で直流電力を交流電力に変換する変換工程（ステップＳ００１）と、交流電力を負荷４に供給する電力供給工程（ステップＳ００２）と、第２の電流検出手段７にて、負荷４に流れる負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）を検出する負荷電流検出工程（ステップＳ００４）と、配線ａ１（又はａ２）上のインダクタ３に変換器２から流れる出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）を検出する出力電流検出工程（ステップＳ００５）と、出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）の目標値としての目標電流ｊ（ｔ）を生成する目標電流生成工程（ステップＳ０１７〜Ｓ０１８）と、出力電流ｉ_Ｐ（ｔ）と目標電流ｊ（ｔ）の誤差Δ（ｔ）に基いて、変換器２を制御する変換器制御工程（ステップＳ０１６）とを備え、目標電流生成工程は、負荷電流検出工程（ステップＳ００４）で検出された電流の非対称性に基いて、交流電力に含まれる直流成分Ｉ_Ｄを抑制するために目標電流ｊ（ｔ）の補正量ｊ_ｈ（ｔ）を算出する補正量算出工程（ステップＳ０１７）と、補正量ｊ_ｈ（ｔ）を用いて目標電流ｊ（ｔ）を補正する補正工程（ステップＳ０１８）とを有する。

このように構成すると、リアクトルのような大きな部品を使用することなく、電力変換装置から出力される交流電力に含まれる直流成分を抑制し、高速応答、高精度の電力変換装置の直流成分抑制方法を提供できる。

図３に直流成分制御手段８の回路構成例を示す。簡単のため、負荷４が変圧器の場合を説明する。第２の電流検出手段７としてホール素子を用いて変圧器４の１次側を流れる負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）を検出し、抵抗器３５で電圧に変換し、加算回路３２で２．５Ｖ加算して０点をシフトさせ、ＡＤ変換器３３に入力してデジタル値に変換し、演算器３７で補正量（補正電流）ｊ_ｈ（ｔ）を算出し、その出力を第５の加算器２２に供給する。

図４に任意の１周期における負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）の波形例を示す。１周期２０ｍｓの波形をデジタルで瞬時ごとにサンプリングを行っている。例えばサンプリング時間ｔｓを１０μｓｅｃとした場合，２０ｍｓ／１０μｓ＝２０００となり，１周期２０００カウントで０にリセットされる。第１の時刻ｔ１でのカウンタ値を０と設定すると、半周期後の第２の時刻ｔ２でのカウンタ値は９９９になる。図４の例では４９９を第１の時刻ｔ１でのカウンタ値とし、１４９９を第２の時刻ｔ２でのカウンタ値としている。

図５に、第１の実施の形態における補正の概念を説明するための図を示す。図５（ａ）に出力端子間電圧（フィルタ電圧）ｖ（ｔ）、すなわち、変圧器４の１次電圧の波形を、図５（ｂ）に負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）の波形を、図５（ｃ）に補正量（補正電流）ｊ_ｈ（ｔ）を示す。フィルタ電圧ｖ（ｔ）及び負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）にそれぞれ直流成分Ｖ_Ｄ，Ｉ_Ｄが含まれる。第１の時刻ｔ１で負荷電流データｄ１＝ｉ_Ｓ（ｔ１）をサンプリングし、その半周期後の第２の時刻ｔ２で負荷電流データｄ２＝ｉ_Ｓ（ｔ２）をサンプリングし、両者の絶対値を比較すると、直流成分Ｉ_Ｄがあれば、両者の絶対値に差異が生じることが解る。差異が生じた時は、例えば両者の差にゲインＧを乗算した値を補正量（補正電流）ｊ_ｈ（ｔ）として、直流成分Ｉ_Ｄを抑制する方向に補正量ｊ_ｈ（ｔ）を加算する。この例では、正の方向に直流バイアスされているため、図５（ｃ）に示すように、負の補正量ｊ_ｈ（ｔ）を加算している。

図６に演算器３７（図３参照）での演算処理プログラムのフローチャートの例を示す。目標電流生成手段１１０の運転中において、カウンタを作動させ、例えば第１の時刻ｔ１＝４９９であれば（ステップＳ１０１でＹＥＳ）、第１の時刻ｔ１における負荷電流データ（瞬時値）ｉ_Ｓ（ｔ１）をｄ１として保存する（ステップＳ１０２）。次に半周期後の第２の時刻ｔ２＝１４９９であれば（ステップＳ１０３でＹＥＳ）、第２の時刻ｔ２における負荷電流データ（瞬時値）ｉ_Ｓ（ｔ２）をｄ２として保存する（ステップＳ１０４）。保存後に、ｄ１とｄ２の差を求め、ｄ１とｄ２との差にゲインＧを乗算した値を補正量ｊ_ｈ（ｔ）として算出し（ステップＳ１０５）、この補正量ｊ_ｈ（ｔ）を、ｄ１≧ｄ２であれば（ステップＳ１０６でＹＥＳ）、負極性として第１次目標電流ｊ_１（ｔ）に加えて目標電流ｊ（ｔ）を算出し（ステップＳ１０７）、ｄ１＜ｄ２であれば（ステップＳ１０６でＮＯ）、正極性として第１次目標電流ｊ_１（ｔ）に加えて目標電流ｊ（ｔ）を算出する（ステップＳ１０８）。なお、ステップＳ１０１及びステップＳ１０３でＮＯであれば、カウントを継続する。

このように、本実施の形態は、変圧器の電流歪みを抑制する方向に、直流電流を補正量ｊ_ｈ（ｔ）として第１次目標電流ｊ_１（ｔ）に印加して、目標電流ｊ（ｔ）を算出する。負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）の任意の時刻の瞬時値ｉ_Ｓ（ｔ１）（＝ｄ１）とその半サイクル後の瞬時値ｉ_Ｓ（ｔ２）（＝ｄ２）とを検出してその差を求め、直流バイアスされている極性を求め、直流バイアスを抑制する方向に第１次目標電流ｊ_１（ｔ）に補正量ｊ_ｈ（ｔ）を加える制御方式であり、電圧や電流を積分して直流成分を求める補正方式と比較して処理量が非常に少ない。任意の時刻の瞬時値とそこから半周期後の瞬時値とを比較するだけのシンプルなものでプログラムを簡素化することができる。また、検出した負荷電流から、予め決められたプログラム処理にて直流成分を補正する補正量を求めるため、装置の小型化が可能である。また、ピ−クホールド回路も不要である。また、補正量ｊ_ｈ（ｔ）は、２つの時刻ｔ１，ｔ２の瞬時値ｄ１，ｄ２の差にゲインＧを乗算した値としても良く、毎回１定量としても良い。

以上のように、本実施の形態における直流成分抑制手段８は、第１の時刻ｔ１における負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ１）の第１の瞬時値ｄ１と第１の時刻ｔ１からほぼ半周期後の第２の時刻ｔ２における負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ２）の第２の瞬時値ｄ２との差から、目標電流ｊ（ｔ）を補正するための補正量ｊ_ｈ（ｔ）を算出する。なお、半周期後は厳密であることが望ましいが、多少ずれても良く、例えば±１％以内であれば許容される。

このように構成すると、交流の半周期で負荷電流の非対称性を検出でき、直流成分抑制に関する応答性が早い。

次に、半波整流負荷が存在する場合について説明する。例えば図１１のような偏磁対策、すなわち、直流成分抑制対策をしていない単相電力変換装置において、負荷として、変圧器を介して整流ダイオードと負荷とから構成される半波整流負荷が接続されている場合には、偏磁の発生を避けられない。

図７に、直流成分抑制対策をしていない単相電力変換装置において、負荷として、変圧器を介して半波整流負荷が接続され、偏磁が生じた場合の電圧、電流波形とＢ−Ｈ曲線を模式的に示す。図７（ａ）に半波整流負荷によって飽和した電圧、電流波形を（上欄（１）に変圧器の１次電圧波形を、下欄（２）に負荷電流波形を示す）、図７（ｂ）にＢ−Ｈ曲線を示す（縦軸に磁束密度Ｂを、横軸に磁界Ｈを示す）。なお、電圧、電流波形のＸ、Ｙ点とＢ−Ｈ曲線のＸ、Ｙ点が対応する。半波整流負荷が存在すると，変圧器に直流電圧が印加されなくても（交流成分だけでも）変圧器は飽和する。すなわち、外的要因（半波整流負荷）でも，内的要因（温度ドリフトによる０ラインのずれ）でも，変圧器の励磁インダクタンスＬに印加される電圧（図７（ａ）（１）に示す）がアンバランスになると、それまで磁化領域をＢ１−Ｂ２間（リニア領域）で使用していた変圧器は、磁化領域を飽和領域Ｂ_ＭＡＸまで使用することになる。この結果、偏磁が発生し、負荷電流に図７（ａ）（２）に示すように歪が生じることになる。

この歪は図５（ｃ）のように補正量として直流電流を加えることによって減少でき、磁化領域を飽和領域Ｂ_ＭＡＸに至らない範囲で使用することができる。これにより，負荷内に半波整流負荷が接続されたときでも、図６の演算処理プログラムを適用することにより、変圧器の偏磁を抑制する制御が可能となる。

次に本発明の第２の実施の形態について説明する。本実施の形態における単相電力変換装置の構成は第１の実施の形態と同様に図１で示され、直流成分抑制手段８での補正手順及び直流成分抑制手段８内部の構成のみが異なる。すなわち、負荷電流の瞬時値を検出する代わりに、負荷電流の正負のピーク値を検出し、その絶対値の大きい側を減じるように補正量として直流電流を加えるものである。典型的にはピーク値を求める周期は交流の１周期である。

図８に本発明の第２の実施の形態における電圧、電流波形とＢ−Ｈ曲線の例を示す。図８（ａ）に電圧、電流波形を示す（上欄（１）に変圧器の１次電圧波形を、中欄（２）に負荷電流波形を、下欄（３）に補正量（補正電流）を示す）。図８（ｂ）にＢ−Ｈ曲線を示す（縦軸に磁束密度Ｂを、横軸に磁界Ｈを示す）。なお、電圧、電流波形のＸ、Ｙ点とＢ−Ｈ曲線のＸ、Ｙ点が対応する。本実施の形態では、変圧器の電流歪みを抑制する方向に、直流電流を補正量ｊ_ｈ（ｔ）として第１次目標電流ｊ_１（ｔ）に印加する。このため、図８（ａ）に示すように１次電圧の０ラインをシフトさせ、磁化領域を飽和領域Ｂ_ＭＡＸに至らない範囲のＢ１−Ｂ３で使用することができ、図８（ａ）（２）に示すように、負のピーク値が補正により図７（ａ）（２）に比して小さくなり、変圧器が飽和しない電流波形を実現できる。また、半波整流負荷が接続されても、変圧器の電流歪みを抑制する方向に、直流電流を補正量として印加することで、変圧器の偏磁を抑制することが可能である。

図９に、第２の実施の形態における演算器３７（図３参照）での演算処理プログラムのフローチャートの例を示す。
目標電流生成手段１１０の運転中に、直流成分抑制手段８において、カウンタを作動させ、周期演算が終わったか否かをカウンタが０にリセットされているか否かで確認する（ステップＳ２０１）。カウンタが０でなければ（ＮＯ）、負荷電流の周期が正の半周期か負の半周期かを確認する（ステップＳ２０２）。正の半周期であれば（ＹＥＳ）、第２の電流検出手段７で検出された時刻ｔ１における負荷電流データｉ_Ｓ（ｔ１）が現に保存されている正のピーク値ｄ_ｐ１を超えているか否かを判定し（ステップＳ２０３）、超えていなければ（ＮＯ）、正のピーク値ｄ_ｐ１を維持し、超えていれば（ＹＥＳ）ｉ_Ｓ（ｔ１）の値をｄ_ｐ１として保存する（ステップＳ２０４）。ステップＳ２０２で負の半周期であれば（ＮＯ）、第２の電流検出手段７で検出された時刻ｔ２における負荷電流データｉ_Ｓ（ｔ２）が現に保存されている負のピーク値ｄ_ｐ２を超えているか否かを判定し（ステップＳ２０５）、超えていなければ（ＮＯ）負のピーク値ｄ_ｐ２を維持し、超えていれば（ＹＥＳ）ｉ_ｓ（ｔ２）の値をｄ_ｐ２として保存する（ステップＳ２０６）。これにより、ｄ_ｐ１に正の半周期におけるピーク値が、ｄ_ｐ２に負の半周期におけるピーク値が保存される。ステップＳ２０１でカウンタが０であれば（ＹＥＳ）、正負のピーク値ｄ_ｐ１とｄ_ｐ２の差を求め（ステップＳ２０７）、例えばその差にゲインＧを乗算した値を補正量ｊ_ｈ（ｔ）とし（ステップＳ２０８）、ｄ_ｐ１≧ｄ_ｐ２であれば（ＹＥＳ）、負極性の直流電流値を補正量ｊ_ｈ（ｔ）として第１次目標電流ｊ_１（ｔ）に加えて目標電流ｊ（ｔ）を算出し（ステップＳ２０９）、ｄ_ｐ１＜ｄ_ｐ２であれば（ＮＯ）、正極性の直流電流値を補正量ｊ_ｈ（ｔ）として第１次目標電流ｊ_１（ｔ）に加えて目標電流ｊ（ｔ）を算出する（ステップＳ２１０）。

なお、演算処理プログラムのフローにおいて、負荷電流データｉ_Ｓ（ｔ１），ｉ_Ｓ（ｔ２）及びピーク値ｄ_ｐ１，ｄ_ｐ２を絶対値とみなして説明している。また、補正量ｊ_ｈ（ｔ）は、２つの時刻ｔ１，ｔ２の瞬時値ｄ_ｐ１，ｄ_ｐ２の差にゲインＧを乗算した値としても良く、毎回１定量としても良い。また、ピーク値の差を求める周期、すなわち補正のサイクルを交流の周期に合わせても良く、交流の複数周期分としても良い。補正のサイクル毎にカウンタがリセットされ、次の補正サイクルが繰り返される。また、カウンタが０のときは、ｄ_ｐ１とｄ_ｐ２の初期値は０であり、カウンタが０にリセットされると、ｄ_ｐ１とｄ_ｐ２の値も０にリセットされる。

本実施の形態によれば、第１の実施の形態と同様に、変圧器の電流歪みを抑制する方向に、直流電流を補正量ｊ_ｈ（ｔ）として第１次目標電流ｊ_１（ｔ）に印加して、目標電流ｊ（ｔ）を算出する。このため、１次電圧の０ラインをシフトさせ、磁化領域を飽和領域Ｂ_ＭＡＸに至らない範囲で使用することができ、図８（ａ）（２）に示すような変圧器が飽和しない電流波形を実現できる。これにより，負荷内に半波整流負荷が接続されたときでも変圧器の偏磁を抑制する制御が可能となる。

以上のように、本実施の形態における直流成分抑制手段８は、任意の周期における負荷電流の正側のピーク値ｄ_ｐ１と負側のピーク値ｄ_ｐ２との差から、目標電流ｊ（ｔ）を補正するための補正量ｊ_ｈ（ｔ）を算出する。

このように構成すると、負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）の非対称性を精度良く検出でき、容易に直流成分を抑制できる。また、負荷内に変圧器を介して半波整流負荷が接続されていても、変圧器の偏磁の抑制が可能である。

次に本発明の第３の実施の形態として三相の電力変換装置について説明する。三相の場合も直流成分抑制対策の基本的対処法は、単相の場合と同じである。三相電力変換装置の場合には、３つの目標電流ｊ_ａ（ｔ）、ｊ_ｂ（ｔ）、ｊ_ｃ（ｔ）に対して、各々、補正量ｊ_ｈａ（ｔ）、ｊ_ｈｂ（ｔ）、ｊ_ｈｃ（ｔ）を算出して補正すれば良く、単相の場合と同様の直流成分抑制対策を適用可能である。三相に対応して、電圧検出手段１８は出力端子間電圧ｖ（ｔ）として、３つの出力端子ｕ，ｖ，ｗ間の線間電圧ｖ_ａｂ（ｔ），ｖ_ｂｃ（ｔ），ｖ_ｃａ（ｔ）（フィルタ電圧を用いても良い）を検出し、第１の電流検出手段１９が検出する出力電流ｉ_ｐ（ｔ）は３成分ｉ_ｐａ（ｔ），ｉ_ｐｂ（ｔ），ｉ_ｐｃ（ｔ）を有し、第２の電流検出手段７が検出する負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）は３成分ｉ_ｓａ（ｔ），ｉ_ｓｂ（ｔ），ｉ_ｓｃ（ｔ）を有する。目標電流生成手段１１０もこれら３成分についての処理を行う。なお、出力電流＜ｉ_ｐ（ｔ）＞及び負荷電流＜ｉ_Ｓ（ｔ）＞は、第１、第２の相の電流成分から第３の相の電流成分も導かれるので、２以上の相において検出できれば良い。また、出力端子間電圧＜ｖ（ｔ）＞は第１、第２の線間電圧成分から第３の線間電圧成分も導かれるので、２以上の線間において検出できれば良い。

図１０に、本発明の第３の実施の形態における三相電力変換装置の回路構成例を示す。図において、図１、図１３と同じ機能を呈する部分については同一の符号を付し、異なる点を主に説明する。図１０では、図１３に比して、目標電流生成手段１１０において、逆ｄｑ変換器２７の出力側に直流成分抑制手段８及び第５の加算器２２が挿入されている点が異なる。また、第４の加算器１６から出力されるｄｑ空間上の目標電流＜ｊ_ｄｑ（ｔ）＞をｄｑ空間上の第１次目標電流＜ｊ_ｄｑ１（ｔ）＞（ｊ_ｄ１（ｔ）、ｊ_ｑ１（ｔ））と、逆ｄｑ変換器２７で逆ｄｑ変換して出力される目標電流＜ｊ（ｔ）＞を第１次目標電流＜ｊ_１（ｔ）＞（ｊ_ａ１（ｔ）、ｊ_ｂ１（ｔ）、ｊ_ｃ１（ｔ））と言い換えている。信号変換手段１２０は図１３と機能的に同様である。直流成分抑制手段８は、第２の電流検出手段７で検出される負荷電流＜ｉ_Ｓ（ｔ）＞が入力されると、目標電流の補正量＜ｊ_ｈ（ｔ）＞を算出して第５の加算器２２に入力し、第５の加算器２２は、逆ｄｑ変換器２７から出力される第１次目標電流＜ｊ_１（ｔ）＞に補正量＜ｊ_ｈ（ｔ）＞を加算して、目標電流＜ｊ（ｔ）＞を出力する。また、第１の実施の形態（図１参照）とは、目標電流ｊ（ｔ）が３成分を有する点、演算の便宜のため、目標電流生成手段１１０などにおいてｄｑ空間上で演算処理を行う点が異なる。なお、図１０中の（）は省略可能なことを意味する。

第１の電流検出手段１９は、３つの配線ａ，ｂ，ｃの変換器２の近くに設けられ、変換器２から各インダクタ３（インダクタンス成分Ｌ_ｐａ，Ｌ_ｐｂ，Ｌ_ｐｃ）に出力される出力電流＜ｉ_Ｐ（ｔ）＞を検出するが、２相以上の出力電流を検出すれば良い。第２の電流検出手段７は、出力端子ｕ，ｖ，ｗ近くの配線ａ，ｂ，ｃに設けられ、各相を流れる負荷電流＜ｉ_Ｓ（ｔ）＞を検出するが、２相以上の負荷電流を検出すれば良い。電圧検出手段１８はフィルタ回路５の近くに設けられ、線間に印加される出力端子間電圧（線間電圧）＜ｖ（ｔ）＞を検出するが、２以上の出力端子間電圧を検出すれば良い。三相に対応して、第１の加算器２０は３組（ａ相，ｂ相，ｃ相）の誤差＜Δ（ｔ）＞を算出し、第５の加算器２２は３組（ａ相，ｂ相，ｃ相）の目標電流＜ｊ（ｔ）＞を算出する。

すなわち、本実施の形態における電力変換装置は、直流電源１から三相交流電力を生成して出力端子ｕ，ｖ，ｗに接続される負荷４に電力を供給する三相電力変換装置であって、直流電源１からの直流電力を三相交流電力に変換する変換器２と、変換器２の交流側に接続されるインダクタ３と、インダクタ３を流れる出力電流＜ｉ_Ｐ（ｔ）＞（ｉ_ｐａ（ｔ），ｉ_ｐｂ（ｔ），ｉ_ｐｃ（ｔ））を検出する第１の電流検出手段１９と、負荷４に供給される負荷電流＜ｉ_Ｓ（ｔ）＞（ｉ_ｓａ（ｔ），ｉ_ｓｂ（ｔ），ｉ_ｓｃ（ｔ））を検出する第２の電流検出手段７と、出力電流＜ｉ_Ｐ（ｔ）＞（ｉ_ｐａ（ｔ），ｉ_ｐｂ（ｔ），ｉ_ｐｃ（ｔ））の目標値としての目標電流＜ｊ（ｔ）＞（ｊ_ａ（ｔ），ｊ_ｂ（ｔ），ｊ_ｃ（ｔ））を生成する目標電流生成手段１１０と、出力電流＜ｉ_Ｐ（ｔ）＞と目標電流＜ｊ（ｔ）＞との誤差＜Δ（ｔ）＞（Δ_ａ（ｔ），Δ_ｂ（ｔ），Δ_ｃ（ｔ））に基いて、変換器２をパルス幅変調制御するＰＷＭ制御手段１７（変換器制御手段）とを備え、目標電流生成手段１１０は、第２の電流検出手段７で検出された負荷電流＜ｉ_Ｓ（ｔ）＞（ｉ_ｓａ（ｔ），ｉ_ｓｂ（ｔ），ｉ_ｓｃ（ｔ））の非対称性に基づいて、目標電流＜ｊ（ｔ）＞（ｊ_ａ（ｔ），ｊ_ｂ（ｔ），ｊ_ｃ（ｔ））を補正することにより、三相交流電力に含まれる直流成分を抑制する直流成分抑制手段８を有する。

このように構成すると、三相交流においても、リアクトルのような大きな部品を使用することなく、電力変換装置から出力される交流電力に含まれる直流成分を抑制でき、高速応答、高精度で小型の電力変換装置を提供できる。また、負荷内に変圧器を介して半波整流負荷が接続された場合でも、変圧器の偏磁を抑制できる。

これに対応する電力変換装置の直流成分抑制方法は（図２参照）、直流電力を変換して交流電力を供給する電力変換装置の直流成分抑制方法であって、変換器２で直流電力を交流電力に変換する変換工程（ステップＳ００１）と、交流電力を負荷４に供給する電力供給工程（ステップＳ００２）と、第２の電流検出手段７にて、負荷４に流れる負荷電流＜ｉ_Ｓ（ｔ）＞を検出する負荷電流検出工程（ステップＳ００４）と、配線ａ，ｂ，ｃ上のインダクタ３に変換器２から流れる出力電流＜ｉ_Ｐ（ｔ）＞を検出する出力電流検出工程（ステップＳ００５）と、出力電流＜ｉ_Ｐ（ｔ）＞の目標値としての目標電流＜ｊ（ｔ）＞を生成する目標電流生成工程（ステップＳ０１７〜Ｓ０１８と、出力電流＜ｉ_Ｐ（ｔ）＞と目標電流＜ｊ（ｔ）＞の誤差＜Δ（ｔ）＞に基いて、変換器２を制御する変換器制御工程（ステップＳ０１６）とを備え、目標電流生成工程は、負荷電流検出工程（ステップＳ００４）で検出された電流の非対称性に基いて、交流電力に含まれる直流成分Ｉ_Ｄを抑制するために目標電流＜ｊ（ｔ）＞の補正量＜ｊ_ｈ（ｔ）＞（ｊ_ｈａ（ｔ）、ｊ_ｈｂ（ｔ）、ｊ_ｈｃ（ｔ））を算出する補正量算出工程（ステップＳ０１７）と、補正量＜ｊ_ｈ（ｔ）＞を用いて目標電流＜ｊ（ｔ）＞を補正する補正工程（ステップＳ０１８）とを有する。

このように構成すると、三相交流においても、リアクトルのような大きな部品を使用することなく、電力変換装置から出力される交流電力に含まれる直流成分を抑制し、高速応答、高精度の電力変換装置の直流成分抑制方法を提供できる。また、負荷内に変圧器を介して半波整流負荷が接続された場合でも、変圧器の偏磁を抑制できる。

また、本実施の形態における直流成分抑制手段８は、２以上の相において、第１の時刻ｔ１における負荷電流＜ｉ_Ｓ（ｔ１）＞の第１の瞬時値ｄ１と第１の時刻ｔ１からほぼ半周期後の第２の時刻ｔ２における負荷電流＜ｉ_Ｓ（ｔ２）＞の第２の瞬時値ｄ２との差から、目標電流＜ｊ（ｔ）＞を補正するための補正量＜ｊ_ｈ（ｔ）＞を算出する。

このように構成すると、三相交流においても、交流の半周期で負荷電流＜ｉ_Ｓ（ｔ）＞の非対称性を検出でき、直流成分抑制に関する応答性が早い。

次に本発明の第４の実施の形態について説明する。本実施の形態における三相電力変換装置の構成は第３の実施の形態と同様に図１０で示され、直流成分抑制手段８での補正手順及び直流成分抑制手段８内部の構成のみが異なる。すなわち、負荷電流の瞬時値を検出する代わりに、負荷電流の正負のピーク値を検出し、その絶対値の大きい側を減じるように補正量として直流電流を加えるものである。典型的にはピーク値を求める周期は交流の１周期である。

すなわち、本実施の形態における直流成分抑制手段８は、２以上の相において、任意の周期における負荷電流の正側のピーク値ｄ_ｐ１と負側のピーク値ｄ_ｐ２との差から、目標電流＜ｊ（ｔ）＞を補正するための補正量＜ｊ_ｈ（ｔ）＞を算出する。

このように構成すると、三相交流においても、負荷電流＜ｉ_Ｓ（ｔ）＞の非対称性を精度良く検出でき、容易に直流成分を抑制できる。

以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明は上記の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、実施の形態に種々変更を加えられることは明白である。

例えば、上記実施の形態では、電力変換装置の出力端子に負荷が直接接続される場合を主に説明したが、電力変換装置の出力端子に変圧器が存在する場合についても適用できる。変圧器の１次側を流れる負荷電流を第２の電流検出手段により検出し、目標電流を直流成分抑制手段で補正することにより、変換器から出力された交流電力に含まれ、変圧器に流れる直流成分を抑制でき、変圧器の偏磁を防止できる。

また、上記実施の形態では、単相交流と三相交流の場合を説明したが、例えば６相等他の相構成にも適用可能である。また、瞬時値やピーク値のサンプリングも半周期内や１周期内に限られず、例えば、複数周期からサンプリングし平均値を取っても良い。また、補正量は瞬時値の差にゲイン倍した値や毎回一定値とすることに限られず、ピーク値の差にゲイン倍した値を用いても良い。また、瞬時値やピーク値の差に閾値を設け、差が閾値より小さいときには補正量を加算しないようにしても良い。また、直流電流が発生するのは、正負一方の場合が多いので、補正電流の極性を一方とし、一方のピーク値のみを検出し、それが閾値を超えた場合に補正するようにしても良い。また、複数の補正量を準備しておき、負荷電流の非対称性の程度に応じて適当な補正量を選択しても良い。

また、上記実施の形態では、目標電流を生成する目標電流生成手段は実施の形態で説明した構成に限定されず、多様な構成が可能である。例えば、フィルタ電流指令ｉ_ＣＦ、偏差補償指令Ｄ（ｔ）を省略することも可能である。また、フィルタ回路は抵抗Ｒ_Ｆを除いてコンデンサＣ_Ｆのみで構成しても良い。また、ｄｑ変換に代えてαβ変換を用いても良く、座標変換を行なわなくても良い。また、ｄｑ変換器２４とローパスフィルタ２５の順序を入れ替えても良く、直流成分抑制手段８における目標電流の補正をｄｑ空間で行なうことも可能である。また、主回路、目標電流生成手段、ＰＭＷ制御手段、ｄｑ変換器、加算器等を同一回路に集積して構成しても良く、個別の回路で構成しても良く、さらに細かく分割しても良い。また、ゲイン値は種々変更可能である。

本発明は、直流電源から交流電力を生成する電力変換装置において、電力変換装置から出力される交流電力に含まれる直流成分を抑制するのに利用される。

第１の実施の形態における単相電力変換装置の回路構成例を示す図である。 第１の実施の形態における電力変換装置の直流成分抑制方法の処理フロー例を示す図である。 直流成分抑制手段８の回路構成例を示す図である。 任意の１周期における負荷電流ｉ_Ｓ（ｔ）の波形例を示す図である。 第１の実施の形態における補正の概念を説明するための図である。 第１の実施の形態における演算器での演算処理プログラムのフローチャートの例である。 直流成分抑制対策をしていない単相電力変換装置において、負荷として変圧器を介して半波整流負荷が接続され、偏磁が生じた場合の電圧、電流波形とＢ−Ｈ曲線を模式的に示す図である。 第２の実施の形態における電圧、電流波形とＢ−Ｈ曲線の例を示す図である。 第２の実施の形態における演算器での演算処理プログラムのフローチャートの例である。 本発明の第３の実施の形態における三相電力変換装置の回路構成例を示す図である。 直流成分抑制対策をしていない単相電力変換装置の回路構成例を示す図である。 直流成分抑制対策をしていない単相電力変換装置における電力変換の制御方法の処理フロー例を示す図である。 直流成分抑制対策をしていない三相電力変換装置の回路構成例を示す図である。 直流成分抑制対策をしていない単相電力変換装置の負荷として変圧器を介して抵抗負荷を接続して動作させたときの変圧器の１次側の負荷電流波形の例を示す図である。

符号の説明

１ 直流電圧源
２ 変換器
３ インダクタ
４ 負荷
５ フィルタ回路
７ 第２の電流検出手段
８ 直流成分抑制手段
９ 第２の増幅器
１０ フィルタ電圧指令手段
１１ フィルタ電流指令手段
１２ ＰＷＭ電流偏差補償手段
１３ 第１の増幅器
１４ 第３の増幅器
１５ 第２の加算器
１６ 第４の加算器
１７ ＰＷＭ制御手段
１８ 電圧検出手段
１９ 第１の電流検出手段
２０ 第１の加算器
２１ 第３の加算器
２２ 第５の加算器
２４ 第１のｄｑ変換器
２５ ローパスフィルタ
２６ 第２のｄｑ変換器
２７ 逆ｄｑ変換器
３２ 加算回路
３３ ＡＤ変換器
３７ 演算器
１００ 主回路
１１０ 目標電流生成手段
１２０ 信号変換手段
ａ１，ａ２，ａ，ｂ，ｃ 配線
Ｃ_Ｆ コンデンサ
Ｄ（ｔ） 偏差補償指令
ｄ１，ｄ２ 負荷電流データ（瞬時値）
ｄ_ｐ１，ｄ_ｐ２ 負荷電流データ（ピーク値）
Ｅ_Ｂ 直流電源の起電圧
Ｇ ゲイン
Ｉ_Ｄ 交流電力に含まれる電流（負荷電流、出力電流）の直流成分
ｉ_ｐ（ｔ） 出力電流
ｉ_Ｓ（ｔ） 負荷電流
ｉ_ＣＦ フィルタ電流指令
ｊ（ｔ） 目標電流
ｊ_１（ｔ） 第１次目標電流
ｊ_ｈ（ｔ） 目標電流の補正量
Ｌ_Ｐ インダクタンス
Ｒ_Ｆ 抵抗
ｔ 時間
ｔ１，ｔ２ 時刻
ｕ，ｕ１，ｕ２，ｖ，ｗ 出力端子
ｖ（ｔ） 出力端子間電圧（フィルタ電圧）
ｖ_Ｃ（ｔ） フィルタ電圧指令
Ｖ_Ｄ 出力端子間電圧の直流成分
α，β，γ 増幅度
Δ（ｔ） 出力電流と目標電流の誤差

Claims (6)

1. 直流電源から単相交流電力を生成して出力端子に接続される負荷に電力を供給する単相電力変換装置であって、
   前記直流電源からの直流電力を単相交流電力に変換する変換器と、
   前記変換器の交流側に接続されるインダクタと、
   前記インダクタを流れる出力電流を検出する第１の電流検出手段と、
   前記負荷に供給される負荷電流を検出する第２の電流検出手段と、
   前記出力電流の目標値としての目標電流を生成する目標電流生成手段と、
   前記出力電流と前記目標電流の誤差に基づいて前記変換器をパルス幅変調制御する変換器制御手段とを備え；
   前記目標電流生成手段は、前記第２の電流検出手段で検出された前記負荷電流の非対称性に基づいて、前記目標電流を補正することにより、前記単相交流電力に含まれる直流成分を抑制する直流成分抑制手段を有する；
   単相電力変換装置。
2. 前記直流成分抑制手段は、第１の時刻における前記負荷電流の第１の瞬時値と前記第１の時刻からほぼ半周期後の第２の時刻における前記負荷電流の第２の瞬時値との差から、前記目標電流を補正するための補正量を算出する；
   請求項１に記載の単相電力変換装置。
3. 前記直流成分抑制手段は、任意の周期における前記負荷電流の正側のピーク値と負側のピーク値との差から、前記目標電流を補正するための補正量を算出する；
   請求項１に記載の単相電力変換装置。
4. 直流電源から三相交流電力を生成して出力端子に接続される負荷に電力を供給する三相電力変換装置であって、
   前記直流電源からの直流電力を三相交流電力に変換する変換器と、
   前記変換器の交流側に接続されるインダクタと、
   前記インダクタを流れる出力電流を検出する第１の電流検出手段と、
   前記負荷に供給される負荷電流を検出する第２の電流検出手段と、
   前記出力電流の目標値としての目標電流を生成する目標電流生成手段と、
   前記出力電流と前記目標電流との誤差に基いて、前記変換器をパルス幅変調制御する変換器制御手段とを備え；
   前記目標電流生成手段は、前記第２の電流検出手段で検出された前記負荷電流の非対称性に基づいて、前記目標電流を補正することにより、前記三相交流電力に含まれる直流成分を抑制する直流成分抑制手段を有する；
   三相電力変換装置。
5. 前記直流成分抑制手段は、２以上の相において、第１の時刻における前記負荷電流の第１の瞬時値と前記第１の時刻からほぼ半周期後の第２の時刻における前記負荷電流の第２の瞬時値との差から、前記目標電流を補正するための補正量を算出する；
   請求項４に記載の三相電力変換装置。
6. 前記直流成分抑制手段は、２以上の相において、任意の周期における前記負荷電流の正側のピーク値と負側のピーク値との差から、前記目標電流を補正するための補正量を算出する；
   請求項４に記載の三相電力変換装置。
   
   

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