JP2015104150A - Power conversion device and control method for power conversion device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電力変換装置および電力変換装置の制御方法に関する。 The present invention relates to a power conversion device and a method for controlling the power conversion device.
直流から交流へ変換する電力変換器から変圧器へ出力される電流に直流成分が含まれる場合、その変圧器を直流励磁してしまう。直流励磁された変圧器は励磁電流が増加し、励磁電流の平均値がゼロではなくなる。このように励磁電流の平均値がゼロではない状態を偏磁と言う。変圧器が偏磁し、励磁電流の平均値がゼロから離れていくと、変圧器のコアである鉄心が磁気飽和する。磁気飽和すると変圧器の励磁インダクタンスが急激に低下するため、電力変換器の過電流トリップの原因となる。 When a direct current component is included in the current output from the power converter that converts direct current to alternating current to the transformer, the transformer is subjected to direct current excitation. In a DC-excited transformer, the excitation current increases and the average value of the excitation current is not zero. A state in which the average value of the excitation current is not zero is referred to as “biasing”. When the transformer is demagnetized and the average value of the excitation current moves away from zero, the iron core that is the core of the transformer is magnetically saturated. When magnetic saturation occurs, the magnetizing inductance of the transformer decreases rapidly, causing an overcurrent trip of the power converter.
変圧器の偏磁抑制方法として、特許文献1のように、励磁電流の正と負の各々の最大値をサンプルホールドし、差分がゼロになる方向に電力変換器をPWM制御する方法が知られている。この方法は、ノイズ等で瞬時的に増大した励磁電流を検出した場合、変圧器に非常に大きな偏磁が発生したとみなす場合がある。この場合、誤った検出結果が偏磁抑制制御回路へ入力され、正常な偏磁抑制動作がなされない。
As a method for suppressing the demagnetization of a transformer, a method is known in which a positive and negative maximum value of excitation current is sampled and held, and the power converter is PWM-controlled in a direction in which the difference becomes zero, as in
また、特許文献2のように、変圧器の1次側と2次側の差電流から励磁電流を検出し、励磁電流の1周期毎の積分値をサンプルホールドし、この積分値がゼロになるように変換器のPWM制御に補正をかける偏磁抑制方法が知られている。この方法は、励磁電流の1周期毎の積分値を制御基準とすることで、電流検出器のオフセットの影響を少なくでき、かつノイズなどによる誤検出を防止して、変圧器の偏磁制御の精度を向上できる。
Further, as in
しかし、特許文献2において、ACCT(交流変流器)など、交流成分を検出する電流検出器を用いて変圧器の1次電流および2次電流を検出する場合、検出される励磁電流が交流成分のみになり、積分値がゼロになり、偏磁抑制制御ができなくなる。つまり、この方法は、直流電流を含む励磁電流を検出する必要があるため、DCCT(直流変流器)など、直流成分を検出可能な電流検出器を用いて変圧器の1次電流および2次電流を検出する必要がある。一般的にDCCTはACCTと比べて単価が高く、故障率が高い。
However, in
上記課題を解決するために、本発明の一態様である電力変換装置は、直流を交流に変換する変換器と、変換器から出力される交流を変圧する変圧器と、変換器から変圧器への流入電流と変圧器からの流出電流とに基づいて、変圧器の励磁電流を示す検出信号を検出する検出部と、検出信号の正値および負値を、第一成分信号および第二成分信号としてそれぞれ抽出する抽出部と、第一成分信号の正ピーク値を保持することにより第一保持信号を生成し、第二成分信号の負ピーク値を保持することにより第二保持信号を生成する保持部と、所定のサンプリング周期に応じて第一保持信号の正ピーク値をサンプリングすることにより第一ピーク値を検出し、サンプリング周期に応じて第二保持信号の負ピーク値をサンプリングすることにより第二ピーク値を検出し、第一ピーク値および第二ピーク値に基づいて、変換器を制御する制御部と、を備える。 In order to solve the above-described problems, a power conversion device according to one embodiment of the present invention includes a converter that converts direct current into alternating current, a transformer that transforms alternating current output from the converter, and a converter to a transformer. Based on the inflow current and the outflow current from the transformer, a detection unit for detecting a detection signal indicating the excitation current of the transformer, and the positive and negative values of the detection signal, the first component signal and the second component signal A first holding signal by holding the positive peak value of the first component signal, and a second holding signal by holding the negative peak value of the second component signal. And detecting the first peak value by sampling the positive peak value of the first holding signal according to a predetermined sampling period, and sampling the negative peak value of the second holding signal according to the sampling period. two Detecting the over click value, based on the first peak value and the second peak value, and a control unit for controlling the converter.
本発明の一態様によれば、変換器から変圧器への流入電流と変圧器からの流出電流との交流成分を用いて、変換器の偏磁を抑制することができる。 According to one aspect of the present invention, it is possible to suppress the bias of the converter using an alternating current component of the inflow current from the converter to the transformer and the outflow current from the transformer.
以下、本発明の実施例について図面を用いて説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
図1は、周波数変換装置の構成を示す。 FIG. 1 shows the configuration of the frequency conversion device.
この周波数変換装置20は、第一の商用電源周波数の三相交流電力を有する電力系統10aと、第一の商用電源周波数と異なる第二の商用電源周波数の三相交流電力を有する電力系統10bとの間に設けられ、電力系統10aと電力系統10bの間で電力を融通することができる。第一の商用電源周波数は例えば60Hzであり、第二の商用電源周波数は例えば50Hzである。
The
周波数変換装置20は、励磁電流検出部100aと、変圧器40aと、電力変換器60aと、制御部300と、電力変換器60bと、変圧器40bと、励磁電流検出部100bとを含む。励磁電流検出部100aは、1次電流検出器30aと、2次電流検出器50aと、電圧検出部70aとを含む。励磁電流検出部100bは、1次電流検出器30bと、2次電流検出器50bと、電圧検出部70bとを含む。
The
電力系統10aには1次電流検出器30aを介して変圧器40aの1次側が接続されている。変圧器40bの2次側には2次電流検出器50aを介して電力変換器60aの交流側が接続されている。電力変換器60aの直流側には、電力変換器60bの直流側が接続されている。電力変換器60bの交流側には、2次電流検出器50bを介して変圧器40bの2次側が接続されている。変圧器40bの1次側には、1次電流検出器30bを介して電力系統10bが接続されている。
The primary side of the
電力変換器60aおよび60bは同様の構成を有する。2次電流検出器50aおよび50bは同様の構成を有する。変圧器40aおよび40bは同様の構成を有する。1次電流検出器30aおよび30bは同様の構成を有する。以下の説明および図面において、符号のアルファベットによって要素を区別する必要がない場合、符号のアルファベットを省略することがある。
本実施例の変圧器40は、千鳥結線を用いる三相変圧器であるが、他の結線を用いても良い。 The transformer 40 of the present embodiment is a three-phase transformer using a staggered connection, but other connections may be used.
本実施例の電力変換器60は、自励式変換器である。電力変換器60aおよび60bのうち、一方の電力変換器60は、変圧器40からの交流電力を直流電力に変換して他方の電力変換器60へ出力し、他方の電力変換器60は、直流電力を交流電力に変換して変圧器40へ出力する。
The power converter 60 of the present embodiment is a self-excited converter. Of the
1次電流検出器30は、変圧器40の1次電流を検出する。2次電流検出器50は、変圧器40の2次電流を検出する。電圧検出部70は、1次電流検出器30および2次電流検出器50の検出結果から、励磁電流を示す電圧を検出する。信号処理部80は、電圧検出部70の検出結果から、励磁電流の正ピークおよび負ピークを示す信号を検出する。
The primary
制御部300は、交流から直流への変換または直流から交流への変換のために、電力変換器60内のスイッチング素子のPWM制御を行う。更に制御部300は、信号処理部80aの検出結果に基づいて変圧器40aの偏磁を検出し、その偏磁を低減するように電力変換器60aを制御する。また、制御部300は、信号処理部80bの検出結果に基づいて変圧器40bの偏磁を検出し、その偏磁を低減するようにPWM制御を補正する。
以下、電力変換器60aから電力変換器60bへの直流が、電力変換器60bにより交流に変換され、変圧器40bにより変圧されて電力系統10bへ出力される場合の、電力変換器60b、変圧器40b、励磁電流検出部100b、信号処理部80b、制御部300の動作について説明する。なお、電力変換器60bから電力変換器60aへの直流が、電力変換器60aにより交流に変換され、変圧器40aにより変圧されて電力系統10aへ出力される場合の、電力変換器60a、変圧器40a、励磁電流検出部100a、信号処理部80a、制御部300の動作も同様である。
Hereinafter, when the direct current from the
図2は、励磁電流検出部100の構成を示す。 FIG. 2 shows the configuration of the excitation current detection unit 100.
1次電流検出器30は、変圧器40の1次側U相巻線に接続されている電流検出部101aと、変圧器40の1次側V相巻線に接続されている電流検出部101bと、変圧器40の1次側W相巻線に接続されている電流検出部101cとを含む。2次電流検出器30は、変圧器40の2次側U相巻線に接続されている電流検出部102aと、変圧器40の2次側V相巻線に接続されている電流検出部102bと、変圧器40の2次側W相巻線に接続されている電流検出部102cとを含む。電流検出部101a、101b、101c、102a、102b、102cのそれぞれは例えば、変流器である。
The primary
電圧検出部70は、電流検出部101aおよび電流検出部102aに直列に接続された検出抵抗103aと、電流検出部101bおよび電流検出部102bに直列に接続された検出抵抗103bと、電流検出部101cおよび電流検出部102cに直列に接続された検出抵抗103cとを含む。変圧器40のU相1次電流とU相2次電流の差であるU相励磁電流が検出抵抗103aに流れることで、U相励磁電流を示す励磁電流検出電圧104aが検出抵抗103aの両端に現れる。同様に、変圧器40のU相1次電流とU相2次電流の差であるU相励磁電流が検出抵抗103bに流れることで、U相励磁電流を示す励磁電流検出電圧104bが検出抵抗103bの両端に現れる。同様に、変圧器40のU相1次電流とU相2次電流の差であるU相励磁電流が検出抵抗103cに流れることで、U相励磁電流を示す励磁電流検出電圧104cが検出抵抗103cの両端に現れる。
The
図3は、信号処理部80の構成を示す。 FIG. 3 shows the configuration of the signal processing unit 80.
信号処理部80は、U相信号処理部200aと、V相信号処理部200bと、W相信号処理部200cとを含む。励磁電流検出部100から出力された励磁電流検出電圧104a、104b、104cはそれぞれ、U相信号処理部200aとV相信号処理部200bとW相信号処理部200cとに入力される。U相信号処理部200aは、ダイオード2011aと、ピークホールド回路2021aと、ダイオード2012aと、ピークホールド回路2022aとを含む。V相信号処理部200bとW相信号処理部200cのそれぞれも、U相信号処理部200aと同様の構成を有する。
The signal processing unit 80 includes a U-phase
ダイオード2011aは、入力される励磁電流検出電圧104aのうち正の電圧を出力する。ダイオード2012aは、ダイオード2011aと逆向きであり、入力される励磁電流検出電圧104aのうち負の電圧を出力する。また、ピークホールド回路2021aは、ダイオード2011aから出力された正の電圧の時間経過に伴う減衰を抑え、U相正側出力105aとして出力する。同様に、ピークホールド回路2022aは、ダイオード2012aから出力された負の電圧の時間経過に伴う減衰を抑え、U相負側出力106aとして出力する。U相信号処理部200aと同様に、V相信号処理部200bは、励磁電流検出電圧104bからV相正側出力105bとV相負側出力106bを出力する。U相信号処理部200aと同様に、W相信号処理部200cは、励磁電流検出電圧104cからW相正側出力105cとW相負側出力106cを出力する。
The
制御部300は、励磁電流の周期である励磁電流周期毎に、U相正側出力105a、U相負側出力106a、V相正側出力105b、V相負側出力106b、W相正側出力105c、W相負側出力106cのピーク値を検出する。
The
ピークホールド回路2021aおよび2022aは、ピークの出力電圧の大きさを、励磁電流周期内に十分小さく低減させる。もし、ピークが次の励磁電流周期まで残留した場合、制御部300は、残留の影響を含むピークを検出し、本来の偏磁量よりも大きい偏磁量を検出してしまう。
The
図4は、U相信号処理部200aの入出力の一例を示す。
FIG. 4 shows an example of input / output of the U-phase
この図は、励磁電流に正ピークが発生した場合のU相信号処理部200aの入出力波形(a)と、励磁電流に負ピークが発生した場合のU相信号処理部200aの入出力波形(b)とを示す。入出力波形(a)は、U相信号処理部200aへ入力される励磁電流検出電圧104aの時間変化を示す入力電圧414と、U相信号処理部200aのU相正側出力の時間変化を示す正側出力電圧415と、U相信号処理部200aのU相負側出力の時間変化を示す負側出力電圧416とを示す。同様に、入出力波形(b)は、U相信号処理部200aへ入力される励磁電流検出電圧104aの時間変化を示す入力電圧424と、U相信号処理部200aから出力されるU相正側出力105aの時間変化を示す正側出力電圧425と、U相信号処理部200aから出力されるU相負側出力106aの時間変化を示す負側出力電圧426とを示す。ここでは、U相信号処理部200aの入出力波形を示したが、V相信号処理部200bおよびW相信号処理部200cの入出力波形も同様である。
This figure shows an input / output waveform (a) of the U-phase
励磁電流検出部100aにより検出される励磁電流の周期である励磁電流周期は、変圧器40aにおける交流電流の周期に等しく、励磁電流検出部100bにおける励磁電流周期は、変圧器40bにおける交流電流の周期に等しい。制御部300は、所定のサンプリング周期でU相正側出力105a、U相負側出力106a、V相正側出力105b、V相負側出力106b、W相正側出力105c、W相負側出力106cをサンプリングする。サンプリング周期は、励磁電流周期より十分短く、入力電圧414および412のピーク幅より長いとする。正ピーク検出タイミング範囲471および負ピーク検出タイミング範囲472のそれぞれの時間長は、サンプリング周期に等しい。
The excitation current cycle that is the cycle of the excitation current detected by the excitation current detection unit 100a is equal to the cycle of the alternating current in the
入力電圧414に示すように、変圧器40の1次電流に正の直流電流が重畳される場合、変圧器40の鉄心が正方向に偏磁され、正の励磁電流が負の励磁電流に比べ大きくなり、励磁電流検出電圧104aの正ピークが発生する。電圧検出部101aおよび102aにACCTを用いることにより、励磁電流検出電圧104aの励磁電流周期にわたる平均がゼロになる場合であっても、入力電圧414の正ピーク値である入力電圧正ピーク値431の大きさは、入力電圧414の負ピークである入力電圧負ピーク値432の大きさより大きくなる。
As shown in the
正側出力電圧415に示すように、U相信号処理部200aは、入力電圧414の正値だけを抽出し、抽出されたピークの減衰を遅らせ、U相正側出力105aとして出力する。制御部300は、サンプリング周期でサンプリングすることにより、正ピーク検出タイミング範囲471内で正側出力電圧415をサンプリングするため、サンプリング結果の出力電圧正ピーク値441が正側出力電圧415の最大値に等しいとは限らない。但し、正側出力電圧415のピークは入力電圧414のピークに比べて緩やかに減衰するため、出力電圧正ピーク値441は正側出力電圧415の最大値に近くなる。同様に、負側出力電圧416に示すように、U相信号処理部200aは、入力電圧414の負値だけを抽出し、抽出されたピークの減衰を遅らせ、U相負側出力106aとして出力する。制御部300は、サンプリング周期でサンプリングすることにより、負ピーク検出タイミング範囲472内で負側出力電圧416をサンプリングするため、負側出力電圧416の最小値を検出するとは限らない。但し、負側出力電圧416のピークは入力電圧414のピークに比べて緩やかに減衰するため、出力電圧負ピーク値442は負側出力電圧416の最小値に近くなる。この場合、出力電圧正ピーク値441の大きさは、出力電圧負ピーク値442の大きさより大きくなる。
As indicated by the
同様に、入力電圧424に示すように、変圧器40の1次電流に負の直流電流が重畳される場合、変圧器40の鉄心が負方向に偏磁され、負の励磁電流が正の励磁電流に比べ大きくなり、励磁電流検出電圧104aの負ピークが発生する。電圧検出部101aおよび102aにACCTを用いることにより、励磁電流検出電圧104aの励磁電流周期にわたる平均がゼロになる場合であっても、入力電圧負ピーク値452の大きさは、入力電圧正ピーク値451の大きさより大きくなる。
Similarly, as shown in the
正側出力電圧425に示すように、U相信号処理部200aは、入力電圧424の正値だけを抽出し、抽出されたピークの減衰を遅らせ、U相正側出力105aとして出力する。制御部300は、正ピーク検出タイミング範囲471内で正側出力電圧425をサンプリングするが、正側出力電圧425のピークは入力電圧424のピークに比べて緩やかに減衰するため、出力電圧正ピーク値461は正側出力電圧425の最大値に近くなる。また、負側出力電圧426に示すように、U相信号処理部200aは、入力電圧424の負値だけを抽出し、抽出されたピークの減衰を遅らせ、U相負側出力106aとして出力する。制御部300は、負ピーク検出タイミング範囲472内で負側出力電圧426をサンプリングするが、負側出力電圧426のピークは入力電圧424のピークに比べて緩やかに減衰するため、制御部300は、出力電圧負ピーク値462は負側出力電圧426の最小値に近くなる。この場合、出力電圧負ピーク値462の大きさは、出力電圧正ピーク値461の大きさより大きくなる。
As indicated by the positive output voltage 425, the U-phase
制御部300は、励磁電流周期より短い所定のサンプリング周期に従って信号処理部80から出力される各相の出力電圧正ピーク値および出力電圧負ピーク値を検出する。制御部300は、サンプリング周期毎に、U相正側出力105aをサンプリングし、励磁電流周期内にサンプリングされた値の中の最大値をU相の出力電圧正ピーク値としても良い。また、制御部300は、励磁電流周期毎に正ピーク検出タイミング範囲472内で、サンプリング周期に一致する正ピーク検出タイミングを定めても良い。この場合、制御部300は、正ピーク検出タイミングでU相正側出力105aをサンプリングし、U相の出力電圧正ピーク値としても良い。制御部300は、U相の出力電圧正ピーク値と同様にして、U相の出力電圧負ピーク値や、V相およびW相の出力電圧正ピーク値および出力電圧負ピーク値を検出する。
The
その後、制御部300は、各相について、出力電圧正ピーク値と出力電圧負ピーク値の和(出力電圧正ピーク値の大きさと出力電圧負ピーク値の大きさとの差)を偏磁量として算出する。これにより、電流検出部101a、101b、101c、102a、102b、102cに、ACCTなど、直流電流成分を検出できない電流検出器を用いることができ、DCCTを用いる場合に比べて電流検出部のコストおよび故障率を低減できる。
After that, the
更に制御部300は、偏磁量の大きさが所定の偏磁閾値以上であるか否かを判定する。偏磁閾値は予め定められる。偏磁量の大きさが偏磁閾値以上である場合、電力変換器60に対して偏磁抑制制御を行う。偏磁抑制制御において、制御部300は、偏磁量の大きさが小さくなる方向へ、PWM制御を補正する。例えば、出力電圧正ピーク値の大きさが出力電圧負ピーク値の大きさより大きい場合、すなわち、出力電圧正ピーク値と出力電圧負ピーク値の和が正である場合、制御部300は、電力変換器60における負側(下アーム)のパルス幅に比べて正側(上アーム)のパルス幅を大きくするように、スイッチング素子の動作タイミングを補正する。逆に、出力電圧負ピーク値の大きさが出力電圧正ピーク値の大きさより大きい場合、すなわち、出力電圧正ピーク値と出力電圧負ピーク値の和が負である場合、制御部300は、電力変換器60における正側のパルス幅に比べて負側のパルス幅を大きくするように、スイッチング素子の動作タイミングを補正する。なお、制御部300は、偏磁量の大きさの判定をせず、偏磁量に基づいて常にPWM制御を補正しても良い。このような動作により、制御部300は、電力変換器60から変圧器40へ流入する電流の直流成分を補正することができ、変圧器40の偏磁を抑制することができる。また、制御部300は、三相交流の各相について、偏磁量を検出し、電力変換器60のPWM制御を補正することができる。
Further, the
図5は、ピークホールド回路2021aおよび2022aの構成を示す。
FIG. 5 shows the configuration of the
例えば、ピークホールド回路2021aおよび2022aのそれぞれは、充電抵抗とコンデンサと放電抵抗とを含む充放電回路であり一次遅れフィルタである。放電抵抗RとコンデンサCの放電時定数RCに応じて放電時間が長くなり、励磁電流のピークの時間経過に伴う減衰を緩やかにすることができる。しかし、次の励磁電流周期における充電開始時までにコンデンサが十分に放電しない場合、偏磁量が前の励磁電流周期の充電分も含んでしまうため、正確な偏磁量の検出が困難となる。このように抵抗とコンデンサによって構成されるピークホールド回路2021aおよび2022aは、放電時間が励磁電流周期より短くなるように設計される。
For example, each of the
抵抗とコンデンサを用いた一次遅れフィルタの出力電圧の時間経過に伴う減衰は次式で表される。 The attenuation over time of the output voltage of the first-order lag filter using resistors and capacitors is expressed by the following equation.
ここでは、ピークホールド回路2021aおよび2022aの時定数RCを決定するための第一時定数条件を、制御部300がU相信号処理部200aの出力電圧のピークの大きさに対して所定の維持率以上の出力電圧の大きさを検出できることとする。ここでは、制御部300による信号処理部80の出力電圧のサンプリング周期を100μsとし、変圧器40の交流周波数である励磁電流周波数を60Hzとし、維持率を90%とする。すなわち、この時定数RCによれば、少なくともピークから100μsの間はピークの90%以下に減衰せず、かつピークから励磁電流周期の経過までに十分に放電する。この時定数RCは、式(1)のV(t)を0.9V0とし、tを100μsとした時の解である。
Here, the first temporary constant condition for determining the time constant RC of the
この式によれば、時定数RCが0.949E−3となる抵抗とコンデンサの組合せであれば、制御部300は100μsのサンプリング周期でもピークの90%以上の大きさを検出できることがわかる。
According to this equation, if the combination of a resistor and a capacitor having a time constant RC of 0.949E-3 is found, the
次に、第二時定数条件を、この時定数RCを有するピークホールド回路2021aおよび2022aが励磁電流周期内に出力電圧の大きさを所定の残留率以下に減衰させることとする。ここでは、残留率を0.1%とし、励磁電流周波数60Hzに対応する励磁電流周期を16.7msとする。V(t)が0.1%に減衰するまでに必要な減衰時間は次式で与えられる。
Next, the second time constant condition is that the
この式によれば、減衰時間6.56msは、励磁電流周期16.7msより小さい。したがって、この時定数RCは、第一時定数条件および第二時定数条件を満たすことが分かる。 According to this equation, the decay time 6.56 ms is smaller than the excitation current period 16.7 ms. Therefore, it can be seen that this time constant RC satisfies the first temporary constant condition and the second time constant condition.
ピークホールド回路2021aおよび2022aが、ピークからサンプリング周期後にピークの電圧の大きさを維持率以上の大きさを出力することにより、制御部300は、ピークの時間幅より長いサンプリング周期を用いても、出力電圧正ピーク値および出力電圧負ピーク値を検出することができる。また、ピークホールド回路2021aおよび2022aが、励磁電流周期内にピークの大きさを残留率以下に減衰させることにより、そのピークが次の励磁電流周期のピークの検出に与える影響を防ぐことができる。
Since the
ピークホールド回路2021aおよび2022aによれば、一次遅れフィルタを用いることにより、励磁電流におけるノイズの影響を低減でき、ノイズによるピークの誤検出を低減できる。また、制御部300は、励磁電流のピーク幅より短いサンプリング周期を用いても励磁電流のピークを精度よく検出することができる。これにより、変圧器40の偏磁抑制制御を精度よく行うことができる。制御部300によるPWM制御の制御周期は、励磁電流のピーク幅より長くても良い。もし、励磁電流検出電圧104のピーク幅より短いサンプリング周期を実現しようとすると、サンプリング周期がPWM制御の制御周期より短くなり、制御部300のコストが増加する場合がある。本実施例によれば、PWM制御の制御周期とサンプリング周期を合わせることができ、制御部300のコストの増加を抑えることができる。
According to the
また、ピークホールド回路2021aは、比較器とコンデンサを含むピークホールド回路であっても良い。このピークホールド回路において、比較器により入力電圧の大きさと出力電圧の大きさを比較して大きい方の電圧を出力し、コンデンサにより出力電圧を保持する。また、このピークホールド回路は、励磁電流周期毎に保持された電圧をリセットする。ピークホールド回路2022aもピークホールド回路2021aと同様である。このような構成により、ピークホールド回路2021aは、励磁電流のピークを保持すると共に、次の励磁電流周期への影響を防ぐことができる。
Further, the
なお、本発明は、電力変換器60bと、変圧器40と、励磁電流検出部100bと、信号処理部80bと、制御部300とを含む電力変換装置に適用されても良い。また、本発明は、周波数変換装置20の構成を用い、電力変換器60aおよび60bの間で直流送電を行う直流送電システムに適用されても良い。なお、本実施例では、電力系統10が三相交流を用いるとしたが、単相または他の多相交流を用いてもよい。
The present invention may be applied to a power conversion device including a
本発明の一態様における用語について説明する。変換器は、電力変換器60などに対応する。変圧器は、変圧器40などに対応する。検出部は、励磁電流検出部100などに対応する。抽出部は、ダイオード2011a、2012aなどに対応する。保持部は、ピークホールド回路2021a、2022aなどに対応する。制御部は、制御部300などに対応する。流入電流は、2次電流などに対応する。流出電流は、1次電流などに対応する。検出信号は、励磁電流検出電圧104a、104b、104cなどに対応する。第一成分信号は、ダイオード2011aの出力などに対応する。第二成分信号は、ダイオード2012aの出力などに対応する。第一保持信号は、U相正側出力105a、V相正側出力105b、W相正側出力105cなどに対応する。第二保持信号は、U相負側出力106a、V相負側出力106b、W相負側出力106cなどに対応する。第一ピーク値は、出力電圧正ピーク値441、461などに対応する。第二ピーク値は、出力電圧負ピーク値442、462などに対応する。
Terms in one embodiment of the present invention will be described. The converter corresponds to the power converter 60 or the like. The transformer corresponds to the transformer 40 or the like. The detection unit corresponds to the excitation current detection unit 100 or the like. The extraction unit corresponds to the
本発明は、以上の実施例に限定されるものでなく、その趣旨から逸脱しない範囲で、他の様々な形に変更することができる。 The present invention is not limited to the above embodiments, and can be modified in various other forms without departing from the spirit of the present invention.
10a、10b:電力系統 20:周波数変換装置 30、30a、30b:1次電流検出器 40、40a、40b:変圧器 50、50a、50b:2次電流検出器 60、60a、60b:電力変換器 70、70a、70b:電圧検出部 80、80a、80b:信号処理部 100、100a、100b:励磁電流検出部 101a、101b、101c、102a、102b、102c:電流検出部 103a、103b、103c:検出抵抗 200a:U相信号処理部 200b:V相信号処理部 200c:W相信号処理部 300:制御部 2011a、2012a:ダイオード 2021a、2022a:ピークホールド回路
10a, 10b: Power system 20:
Claims (9)
前記変換器から出力される交流を変圧する変圧器と、
前記変換器から前記変圧器への流入電流と前記変圧器からの流出電流とに基づいて、前記変圧器の励磁電流を示す検出信号を検出する検出部と、
前記検出信号の正値および負値を、第一成分信号および第二成分信号としてそれぞれ抽出する抽出部と、
前記第一成分信号の正ピーク値を保持することにより第一保持信号を生成し、前記第二成分信号の負ピーク値を保持することにより第二保持信号を生成する保持部と、
所定のサンプリング周期に応じて前記第一保持信号の正ピーク値をサンプリングすることにより第一ピーク値を検出し、前記サンプリング周期に応じて前記第二保持信号の負ピーク値をサンプリングすることにより第二ピーク値を検出し、前記第一ピーク値および前記第二ピーク値に基づいて、前記変換器を制御する制御部と、
を備える電力変換装置。 A converter that converts direct current to alternating current;
A transformer for transforming the alternating current output from the converter;
Based on the inflow current from the converter to the transformer and the outflow current from the transformer, a detection unit that detects a detection signal indicating an excitation current of the transformer;
An extraction unit for extracting the positive value and the negative value of the detection signal as a first component signal and a second component signal, respectively;
A holding unit for generating a first holding signal by holding the positive peak value of the first component signal, and generating a second holding signal by holding the negative peak value of the second component signal;
The first peak value is detected by sampling the positive peak value of the first holding signal according to a predetermined sampling period, and the negative peak value of the second holding signal is sampled by sampling according to the sampling period. A controller that detects two peak values and controls the converter based on the first peak value and the second peak value;
A power conversion device comprising:
請求項1に記載の電力変換装置。 The sampling period is longer than the peak width of the first component signal and the second component signal, and shorter than the period of the excitation current.
The power conversion device according to claim 1.
前記制御部は、前記自励式変換器内のスイッチング素子のPWM制御を行い、前記第一ピーク値と前記第二ピーク値に基づいて、前記PWM制御を補正する、
請求項2に記載の電力変換装置。 The converter is a self-excited converter;
The control unit performs PWM control of a switching element in the self-excited converter, and corrects the PWM control based on the first peak value and the second peak value.
The power conversion device according to claim 2.
請求項3に記載の電力変換装置。 The controller corrects the PWM control in a direction to reduce the magnitude of the sum of the first peak value and the second peak value;
The power conversion device according to claim 3.
請求項4に記載の電力変換装置。 The holding unit is a first-order lag filter;
The power conversion device according to claim 4.
請求項5に記載の電力変換装置。 When the holding unit outputs a reference value, the magnitude of the output of the holding unit after elapse of the sampling period from the output of the reference value is equal to or greater than a holding threshold based on the reference value, and the reference value The time constant of the first-order lag filter is determined on the condition that the magnitude of the output of the holding unit after elapse of the period of the excitation current from the output of the output is equal to or less than a residual threshold based on the reference value,
The power conversion device according to claim 5.
請求項4に記載の電力変換装置。 The holding unit holds the positive peak value of the first component signal as the first holding signal by comparing the first component signal and the first holding signal, and the second component signal and the second component signal By comparing the holding signal, the negative peak value of the second component signal is held as the second holding signal, and the first holding signal and the second holding signal are reset for each period of the excitation current.
The power conversion device according to claim 4.
前記検出部は、各相に対し、前記検出信号を検出し、
前記抽出部は、各相に対し、前記第一成分信号および前記第二成分信号を検出し、
前記保持部は、各相に対し、前記第一保持信号および前記第二保持信号を生成し、
前記制御部は、各相に対し、前記第一ピーク値および前記第二ピーク値を検出し、各相の前記第一ピーク値および前記第二ピーク値に基づいて、前記変換器を制御する、
請求項1乃至7の何れか一項に記載の電力変換装置。 The alternating current is a polyphase alternating current,
The detection unit detects the detection signal for each phase,
The extraction unit detects the first component signal and the second component signal for each phase,
The holding unit generates the first holding signal and the second holding signal for each phase,
The control unit detects, for each phase, the first peak value and the second peak value, and controls the converter based on the first peak value and the second peak value of each phase.
The power converter device as described in any one of Claims 1 thru | or 7.
前記変換器から前記変圧器への流入電流と前記変圧器からの流出電流とに基づいて、前記変圧器の励磁電流を示す検出信号を検出し、
前記検出信号の正値および負値を、第一成分信号および第二成分信号としてそれぞれ抽出し、
前記第一成分信号の正ピーク値を保持することにより第一保持信号を生成し、前記第二成分信号の負ピーク値を保持することにより第二保持信号を生成し、
所定のサンプリング周期に応じて前記第一保持信号の正ピーク値をサンプリングすることにより第一ピーク値を検出し、
前記サンプリング周期に応じて前記第二保持信号の負ピーク値をサンプリングすることにより第二ピーク値を検出し、
前記第一ピーク値および前記第二ピーク値に基づいて、前記変換器を制御する、
ことを備える制御方法。
A method for controlling a power conversion device including a converter that converts direct current into alternating current and a transformer that transforms alternating current output from the converter,
Based on the inflow current from the converter to the transformer and the outflow current from the transformer, a detection signal indicating the excitation current of the transformer is detected,
Extracting positive and negative values of the detection signal as a first component signal and a second component signal, respectively,
Generating a first holding signal by holding the positive peak value of the first component signal, generating a second holding signal by holding the negative peak value of the second component signal;
Detecting the first peak value by sampling the positive peak value of the first holding signal according to a predetermined sampling period;
Detecting the second peak value by sampling the negative peak value of the second holding signal according to the sampling period;
Controlling the converter based on the first peak value and the second peak value;
A control method comprising:
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