JP2015104062A - 高効率増幅器 - Google Patents

Abstract

【課題】高効率を保持しながら、歪みの発生を低減することができる高効率増幅器を得ることを目的とする。【解決手段】電圧制御型電圧電源９が、ピーク増幅器制御用関数として、関数値がピーク増幅器５のゲート電圧の下限レベルから上限レベルに遷移する際、関数の微分値が連続になるｔａｎｈ関数を用意しており、そのｔａｎｈ関数の変数として、検波器８により検波された包絡線の信号レベルに対応する電圧値Ｖｉｎを設定し、そのｔａｎｈ関数の関数値にしたがってピーク増幅器５のゲート電圧を制御する。【選択図】図１

Description

この発明は、歪みの発生を抑えて、高効率化を図っている高効率増幅器に関するものである。

近年、通信用増幅器の高効率化を図るために、高効率増幅器として、ドハティ増幅器が提案されている。
ドハティ増幅器は、キャリア増幅器とピーク増幅器が並列に接続されたものであり、キャリア増幅器はＡＢ級又はＢ級バイアスされ、ピーク増幅器はＣ級バイアスされる。
このため、ドハティ増幅器のＡＭ−ＡＭ特性は、ＡＭ−ＡＭ特性が異なるキャリア増幅器とピーク増幅器の特性が合わさったものとなり、必然的にＡＭ−ＡＭ特性に段付が生じて線形性が劣化し、出力信号は高歪みになる。

以下の特許文献１に開示されているドハティ増幅器では、ドレイン電源ラインの電圧抽出手段と波形整形回路によって、入力されるＲＦ信号の電力を検出し、そのＲＦ信号の電力にしたがってコンパレータを駆動して、キャリア増幅器又はピーク増幅器のゲート電圧を切り替えることで、ドハティ増幅器の低歪み化を図っている。
ただし、コンパレータによるゲート電圧の制御では、図１０に示すように、ゲート電圧が不連続に変化する。その結果、図１１に示すように、増幅器の入力電力の変化に対して、ＡＭ−ＡＭ特性に不連続点が発生するため、ＡＭ−ＡＭ特性の線形化には限界がある。

また、入力されるＲＦ信号の包絡線にしたがってキャリア増幅器又はピーク増幅器のゲート電圧を制御する場合でも、入力電力に対して、ゲート電圧の微分値に不連続点がある場合（ゲート電圧の傾きが急激に変化する点がある場合）、必然的に入力電力の変化に対して、ＡＭ−ＡＭ特性に不連続点が発生するため、ＡＭ−ＡＭ特性の線形化には限界がある。

特開２００８−１４７８５７号公報（図１）

従来の高効率増幅器は以上のように構成されているので、入力電力の変化に対して、ＡＭ−ＡＭ特性に不連続点が発生し、ＡＭ−ＡＭ特性の線形化を図ることが困難である課題があった。
また、波形整形回路を搭載することで、回路規模が大きくなるため、通信用途で重要となる小型化に支障を与えるほか、消費電力の増加が発生して、増幅器全体の効率が低減してしまう課題があった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、高効率を保持しながら、歪みの発生を低減することができる高効率増幅器を得ることを目的とする。

この発明に係る高効率増幅器は、入力されたＲＦ信号を２分配する信号分配手段と、信号分配手段により分配された一方のＲＦ信号を増幅するキャリア増幅器と、信号分配手段により分配された他方のＲＦ信号の信号レベルが規定値以上である場合に限り、他のＲＦ信号を増幅するピーク増幅器と、キャリア増幅器により増幅されたＲＦ信号とピーク増幅器により増幅されたＲＦ信号を合成する信号合成手段と、入力されたＲＦ信号の包絡線を検波する包絡線検波手段と、包絡線検波手段により検波された包絡線の信号レベルをピーク増幅器制御用関数の変数に設定し、そのピーク増幅器制御用関数の関数値にしたがってピーク増幅器のゲート電圧を制御するピーク増幅器制御手段とを備え、ピーク増幅器制御手段が、ピーク増幅器制御用関数として、関数値がゲート電圧の下限レベルから上限レベルに遷移する際、関数の微分値が連続になる関数を用意しており、当該関数の変数として、包絡線の信号レベルを設定するようにしたものである。

この発明によれば、ピーク増幅器制御手段が、ピーク増幅器制御用関数として、関数値がゲート電圧の下限レベルから上限レベルに遷移する際、関数の微分値が連続になる関数を用意しており、当該関数の変数として、包絡線検波手段により検波された包絡線の信号レベルを設定するように構成したので、高効率を保持しながら、歪みの発生を低減することができる効果がある。

この発明の実施の形態１による高効率増幅器を示す構成図である。 電圧制御型電圧電源９により制御されるピーク増幅器５のゲート電圧を示す説明図である。 電圧制御型電圧電源９の制御によるピーク増幅器５のＡＭ−ＡＭ特性を示す説明図である。 この発明の実施の形態２による高効率増幅器の電圧制御型電圧電源９を示す構成図である。 この発明の実施の形態３による高効率増幅器の電圧制御型電圧電源９を示す構成図である。 この発明の実施の形態４による高効率増幅器の電圧制御型電圧電源９を示す構成図である。 この発明の実施の形態５による高効率増幅器の電圧制御型電圧電源９を示す構成図である。 この発明の実施の形態６による高効率増幅器を示す構成図である。 電圧制御型電圧電源１０により制御されるキャリア増幅器２のゲート電圧を示す説明図である。 コンパレータによるピーク増幅器のゲート電圧の変化を示す説明図である。 入力電力の変化に対する増幅器の利得の変化を示す説明図である。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による高効率増幅器を示す構成図であり、図１の高効率増幅器はドハティ増幅器を構成している。
図１において、電力分配回路１は入力されたＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号の電力を２分配して、一方のＲＦ信号をキャリア増幅器２に出力し、他方のＲＦ信号をλ／４伝送線路４に出力する回路である。なお、電力分配回路１は信号分配手段を構成している。
キャリア増幅器２は電力分配回路１から出力されたＲＦ信号を増幅する増幅器である。

λ／４伝送線路３はキャリア増幅器２と電力合成回路６の間に接続され、線路長がＲＦ信号の周波数の４分の１波長の長さの伝送路である。
λ／４伝送線路４は電力分配回路１とピーク増幅器５の間に接続され、線路長がＲＦ信号の周波数の４分の１波長の長さの伝送路である。
λ／４伝送線路３，４は、キャリア増幅器２により増幅されたＲＦ信号とピーク増幅器５により増幅されたＲＦ信号の位相差を合わせるために設けられているが、線路長は４分の１波長の長さに限るものではない。また、λ／４伝送線路３，４が接続されている位置も図１が示す位置に限るものではない。

ピーク増幅器５は電力分配回路１から出力されたＲＦ信号の信号レベルが規定値以上である場合に限り、当該ＲＦ信号を増幅する増幅器である。
電力合成回路６はキャリア増幅器２により増幅されたＲＦ信号とピーク増幅器５により増幅されたＲＦ信号の電力を合成する回路である。なお、電力合成回路６は信号合成手段を構成している。

方向性結合器７は入力されたＲＦ信号の一部を取り出し、その取り出したＲＦ信号を検波器８に出力する。
検波器８は方向性結合器７から出力されたＲＦ信号の包絡線を検波し、その包絡線の信号レベルに対応する電圧値Ｖｉｎを出力する。
なお、方向性結合器７及び検波器８から包絡線検波手段が構成されている。

電圧制御型電圧電源９は検波器８から出力された包絡線の信号レベルに対応する電圧値Ｖｉｎをピーク増幅器制御用関数の変数に設定し、ピーク増幅器制御用関数の関数値にしたがってピーク増幅器５のゲート電圧を制御する処理を実施する。
即ち、電圧制御型電圧電源９は、ピーク増幅器制御用関数として、関数値がピーク増幅器５のゲート電圧の下限レベルから上限レベルに遷移する際、関数の微分値が連続になる関数を用意しており、当該関数の変数として、包絡線の信号レベルに対応する電圧値Ｖｉｎを設定し、当該関数の関数値にしたがってピーク増幅器５のゲート電圧を制御する処理を実施する。
この実施の形態１では、ピーク増幅器制御用関数として、ｔａｎｈ関数が用意されているものを説明するが、ピーク増幅器５におけるゲート電圧の２値間（下限レベルと上限レベルの間）で、ゲート電圧が急峻に遷移し、かつ、その遷移の終始が滑らかになる関数であれば、ｔａｎｈ関数に限るものではなく、ｔａｎｈ関数に準じた関数でもよい。
なお、電圧制御型電圧電源９はピーク増幅器制御手段を構成している。

図２は電圧制御型電圧電源９により制御されるピーク増幅器５のゲート電圧を示す説明図である。
また、図３は電圧制御型電圧電源９の制御によるピーク増幅器５のＡＭ−ＡＭ特性を示す説明図である。

次に動作について説明する。
ＲＦ信号が入力されると、そのＲＦ信号の大部分は電力分配回路１に与えられるが、その一部は方向性結合器７によって検波器８に出力される。
電力分配回路１は、ＲＦ信号を受けると、そのＲＦ信号の電力を２分配して、一方のＲＦ信号をキャリア増幅器２に出力し、他方のＲＦ信号をλ／４伝送線路４を介してピーク増幅器５に出力する。

キャリア増幅器２は、電力分配回路１からＲＦ信号を受けると、そのＲＦ信号を増幅し、λ／４伝送線路３を介して、増幅後のＲＦ信号を電力合成回路６に出力する。
ピーク増幅器５は、電力分配回路１からＲＦ信号を受けると、電圧制御型電圧電源９の制御の下で、そのＲＦ信号の信号レベルが規定値以上である場合に限り、当該ＲＦ信号を増幅する。即ち、そのＲＦ信号のピーク成分だけを増幅する。
電力合成回路６は、キャリア増幅器２から出力されたＲＦ信号とピーク増幅器５から出力されたＲＦ信号の電力を合成し、電力合成後のＲＦ信号を出力する。

検波器８は、方向性結合器７により取り出されたＲＦ信号を受けると、そのＲＦ信号の包絡線を検波し、その包絡線の信号レベルに対応する電圧値Ｖｉｎを電圧制御型電圧電源９に出力する。
電圧制御型電圧電源９は、予め、ピーク増幅器制御用関数として、ｔａｎｈ関数を用意している。
ｔａｎｈ関数は、図２に示すように、関数値がピーク増幅器５のゲート電圧の下限レベル（図２の例では、−５．２Ｖ）から上限レベル（図２の例では、−４．２Ｖ）に遷移する際、関数の微分値が連続になる関数である。

電圧制御型電圧電源９は、検波器８から包絡線の信号レベルに対応する電圧値Ｖｉｎを受けると、その電圧値Ｖｉｎをｔａｎｈ関数の変数に設定し、そのｔａｎｈ関数の関数値にしたがってピーク増幅器５のゲート電圧を制御する。
これにより、急峻かつ不連続点がないピーク増幅器５のゲート電圧を生成することができるため、図３に示すように、不連続点がないＡＭ−ＡＭ特性を得ることができるようになり、効率の低下や歪みの発生を抑えることができる。

以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、電圧制御型電圧電源９が、ピーク増幅器制御用関数として、関数値がピーク増幅器５のゲート電圧の下限レベルから上限レベルに遷移する際、関数の微分値が連続になるｔａｎｈ関数を用意しており、そのｔａｎｈ関数の変数として、検波器８により検波された包絡線の信号レベルに対応する電圧値Ｖｉｎを設定し、そのｔａｎｈ関数の関数値にしたがってピーク増幅器５のゲート電圧を制御するように構成したので、高効率を保持しながら、歪みの発生を低減することができる効果を奏する。
なお、従来例のように波形整形回路などの回路を追加する必要がないため、高効率増幅器の小型化を図ることができる。

実施の形態２．
図４はこの発明の実施の形態２による高効率増幅器の電圧制御型電圧電源９を示す構成図である。
図４において、Ａ／Ｄコンバータ１１は検波器８から出力された包絡線の信号レベルに対応する電圧値Ｖｉｎをデジタル信号に変換する変換器である。
ゲート電圧制御信号生成部１２は例えばＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、Ａ／Ｄコンバータ１１により変換されたデジタル信号をｔａｎｈ関数の変数に設定し、そのｔａｎｈ関数の関数値にしたがってピーク増幅器５のゲート電圧を示すゲート電圧制御信号を生成する処理を実施する。
Ｄ／Ａコンバータ１３はゲート電圧制御信号生成部１２により生成されたゲート電圧制御信号をアナログ信号に変換し、そのアナログ信号であるゲート電圧Ｖｏｕｔをピーク増幅器５のゲート端子に出力する。

次に動作について説明する。
この実施の形態２では、電圧制御型電圧電源９がＡ／Ｄコンバータ１１、ゲート電圧制御信号生成部１２及びＤ／Ａコンバータ１３から構成されている。
以下、電圧制御型電圧電源９の処理内容を説明する。なお、電圧制御型電圧電源９以外の動作は上記実施の形態１と同様であるため説明を省略する。

Ａ／Ｄコンバータ１１は、検波器８から包絡線の信号レベルに対応する電圧値Ｖｉｎを受けると、その電圧値Ｖｉｎをデジタル信号Ｖｉｎ_digitalに変換し、そのデジタル信号Ｖｉｎ_digitalをゲート電圧制御信号生成部１２に出力する。
ゲート電圧制御信号生成部１２は、Ａ／Ｄコンバータ１１からデジタル信号Ｖｉｎ_digitalを受けると、下記の式（１）に示すように、そのデジタル信号Ｖｉｎ_digitalをｔａｎｈ関数の変数に設定することで、ピーク増幅器５のゲート電圧Ｖｏｕｔを示すゲート電圧制御信号Ｖｏｕｔ_digitalを算出する。
Ｖｏｕｔ_digital＝Ａ・ｔａｎｈ（Ｂ（Ｖｉｎ_digital−Ｃ））＋Ｄ
（１）
式（１）において、Ａ，Ｂ，Ｃはｔａｎｈ関数の傾き、始点及び終点の電圧値などを調整する係数であり、ピーク増幅器５の特性に合わせ適宜設定される。

Ｄ／Ａコンバータ１３は、ゲート電圧制御信号生成部１２がピーク増幅器５のゲート電圧Ｖｏｕｔを示すゲート電圧制御信号Ｖｏｕｔ_digitalを算出すると、そのゲート電圧制御信号Ｖｏｕｔ_digitalをアナログ信号に変換し、そのアナログ信号であるゲート電圧Ｖｏｕｔをピーク増幅器５のゲート端子に出力する。
これにより、ピーク増幅器５では、不連続点がないＡＭ−ＡＭ特性を得ることができるようになり、上記実施の形態１と同様に、効率の低下や歪みの発生を抑えることができる。

実施の形態３．
図５はこの発明の実施の形態３による高効率増幅器の電圧制御型電圧電源９を示す構成図である。
図５において、差動増幅部２１はベース端子から検波器８により検波された包絡線の信号レベルに対応する電圧値Ｖｉｎが入力されると、その電圧値Ｖｉｎを差動増幅して、コレクタ端子から差動増幅後の電圧値を出力する２つのトランジスタ２２，２４を備えており、ピーク増幅器制御用関数であるｔａｎｈ関数の関数値に対応するピーク増幅器５のゲート電圧Ｖｏｕｔとして、差動増幅後の電圧値を出力端子２５に出力する処理を実施する。
差動増幅部２１のトランジスタ２２は例えばＮＰＮトランジスタであり、検波器８により検波された包絡線の信号レベルに対応する電圧値Ｖｉｎのグランド電位がベース端子に入力される。

差動増幅部２１の入力電圧オフセット用電圧源２３は検波器８により検波された包絡線の信号レベルに対応する電圧値Ｖｉｎの正電位が印加される電源であり、入力電圧オフセット用電圧源２３のオフセット電圧Ｖ₁を調整することで、ｔａｎｈ関数の立ち上がりを任意の値に調整することができる。
差動増幅部２１のトランジスタ２４は例えばＮＰＮトランジスタであり、入力電圧オフセット用電圧源２３の出力がベース端子に入力される。
なお、包絡線の信号レベルに対応する電圧値Ｖｉｎが、トランジスタ２２，２４の線形領域を超えて入力されるように、トランジスタ２２，２４を設定しておくことで、差動増幅部２１から出力端子２５に出力されるゲート電圧Ｖｏｕｔが、ｔａｎｈ関数の関数値に対応する電圧になる。

傾き設定部２６はトランジスタ２２のエミッタ端子とトランジスタ２４のエミッタ端子との間に接続されており、ピーク増幅器制御用関数であるｔａｎｈ関数の傾きを設定する回路である。
傾き設定部２６の抵抗２７，２８はｔａｎｈ関数傾き調整用抵抗であり、ｔａｎｈ関数の傾きは、抵抗２７，２８の抵抗値Ｒ₁及びトランジスタ２２，２４の増幅率を調整することで設定することができる。
なお、抵抗２７と抵抗２８の接続点と、グランドとの間には定電流源２９が接続されている。

レベル差設定部３０はトランジスタ２２のコレクタ端子とトランジスタ２４のコレクタ端子との間に接続されており、ピーク増幅器５のゲート電圧Ｖｏｕｔにおける下限レベルと上限レベルのレベル差（ｔａｎｈ関数の始点と終点の電圧範囲）を設定する回路である。
レベル差設定部３０の抵抗３１は出力電圧レンジ調整用抵抗であり、抵抗３１の抵抗値Ｒ₂を調整することで、ｔａｎｈ関数の始点と終点の電圧範囲を設定することができる。
レベル差設定部３０の出力電圧オフセット用電圧源３２は抵抗３１の一端とグランドの間に接続されており、出力電圧オフセット用電圧源３２のオフセット電圧Ｖ₂を調整することで、ｔａｎｈ関数の出力電圧のオフセットを任意の値に調整することができる。

次に動作について説明する。
この実施の形態３では、電圧制御型電圧電源９が差動増幅部２１、傾き設定部２６及びレベル差設定部３０から構成されている。
以下、電圧制御型電圧電源９の処理内容を説明する。なお、電圧制御型電圧電源９以外の動作は上記実施の形態１と同様であるため説明を省略する。

差動増幅部２１は、ベース端子から検波器８により検波された包絡線の信号レベルに対応する電圧値Ｖｉｎが入力されると、その電圧値Ｖｉｎを差動増幅して、コレクタ端子から差動増幅後の電圧値を出力する２つのトランジスタ２２，２４を備えており、ピーク増幅器制御用関数であるｔａｎｈ関数の関数値に対応するピーク増幅器５のゲート電圧Ｖｏｕｔとして、差動増幅後の電圧値を出力端子２５に出力する。
この実施の形態３では、包絡線の信号レベルに対応する電圧値Ｖｉｎが、トランジスタ２２，２４の線形領域を超えて入力されるように、トランジスタ２２，２４を設定しているため、差動増幅部２１から出力端子２５に出力されるゲート電圧Ｖｏｕｔは、ｔａｎｈ関数の関数値に対応する電圧になっている。
これにより、ピーク増幅器５では、不連続点がないＡＭ−ＡＭ特性を得ることができるようになり、上記実施の形態１と同様に、効率の低下や歪みの発生を抑えることができる。

なお、ｔａｎｈ関数の傾きは、抵抗２７，２８の抵抗値Ｒ₁及びトランジスタ２２，２４の増幅率を調整することで、設定することができる。
ｔａｎｈ関数の立ち上がりは、入力電圧オフセット用電圧源２３のオフセット電圧Ｖ₁を調整することで、設定することができる。
ｔａｎｈ関数の始点と終点の電圧範囲は、抵抗３１の抵抗値Ｒ₂を調整することで、設定することができる。
さらに、ｔａｎｈ関数の出力電圧のオフセットは、出力電圧オフセット用電圧源３２のオフセット電圧Ｖ₂を調整することで、設定することができる。
したがって、ピーク増幅器５の特性に合わせて、ｔａｎｈ関数に含まれる係数（上記の式（１）の例では、係数Ａ，Ｂ，Ｃ）を調整することができる。
因みに、図５に示す電圧制御型電圧電源９は、動作速度がトランジスタ２２，２４の遮断周波数で決定されるため、図４に示す電圧制御型電圧電源９と比較して、高速に動作する。

この実施の形態３では、トランジスタ２２，２４がＮＰＮトランジスタである例を示しているが、トランジスタ２２，２４がＰＮＰトランジスタであってもよい。
また、トランジスタ２２，２４がＭＯＳトランジスタであってもよい。
ただし、トランジスタ２２，２４がＭＯＳトランジスタである場合、トランジスタ２２，２４のベース端子はゲート端子、トランジスタ２２，２４のコレクタ端子はドレイン端子、トランジスタ２２，２４のエミッタ端子はソース端子に置き換えられる。

実施の形態４．
図６はこの発明の実施の形態４による高効率増幅器の電圧制御型電圧電源９を示す構成図である。
図６において、オペアンプ４１は検波器８により検波された包絡線の信号レベルに対応する電圧値Ｖｉｎを入力して、その電圧値Ｖｉｎを増幅する増幅器である。
反転増幅器４２はオペアンプ４３及び抵抗４４，４５から構成されており、オペアンプ４１の出力電圧を入力して、ピーク増幅器制御用関数である準ｔａｎｈ関数（ｔａｎｈ関数に準ずる関数であり、ｔａｎｈによってほぼ近似できる関数）の関数値に対応するピーク増幅器５のゲート電圧Ｖｏｕｔを出力端子４６に出力する。

傾きレベル差設定部４７はオペアンプ４１の反転入力端子と出力端子間に接続され、ピーク増幅器制御用関数である準ｔａｎｈ関数の傾き及びゲート電圧における下限レベルと上限レベルのレベル差（準ｔａｎｈ関数の始点と終点の電圧範囲）を設定する回路である。
傾きレベル差設定部４７は抵抗値Ｒ₁の抵抗４８、抵抗値Ｒ₂の抵抗４９、抵抗値Ｒ₃の抵抗５０及びツェナーダイオード５１，５２から構成されている。

次に動作について説明する。
この実施の形態４では、電圧制御型電圧電源９がオペアンプ４１、反転増幅器４２及び傾きレベル差設定部４７から構成されている。
以下、電圧制御型電圧電源９の処理内容を説明する。なお、電圧制御型電圧電源９以外の動作は上記実施の形態１と同様であるため説明を省略する。

オペアンプ４１は、検波器８により検波された包絡線の信号レベルに対応する電圧値Ｖｉｎを入力して、その電圧値Ｖｉｎを増幅するが、その電圧値Ｖｉｎがツェナーダイオード５１，５２の降伏電圧より小さければ、その電圧値Ｖｉｎに対する傾きが、下記の式（２）に示すようになり、その傾きを電圧値Ｖｉｎに乗じた電圧値を反転増幅器４２に出力する。

式（２）において、Ｒ₁は抵抗４８の抵抗値、Ｒ₂は抵抗４９の抵抗値である。

一方、包絡線の信号レベルに対応する電圧値Ｖｉｎがツェナーダイオード５１，５２の降伏電圧より大きければ、その電圧値Ｖｉｎに対する傾きが、下記の式（３）に示すようになり、その傾きを電圧値Ｖｉｎに乗じた電圧値を反転増幅器４２に出力する。

式（３）において、Ｒ₃は抵抗５０の抵抗値である。
式（２）及び式（３）より、ピーク増幅器制御用関数である準ｔａｎｈ関数をｔａｎｈ関数に近づけるには、抵抗５０の抵抗値Ｒ₃を０Ωにすればよい。

反転増幅器４２は、オペアンプ４１の出力電圧を受けると、その出力電圧を反転増幅して、準ｔａｎｈ関数の関数値に対応するピーク増幅器５のゲート電圧Ｖｏｕｔを出力端子４６に出力する。
これにより、ピーク増幅器５では、不連続点がないＡＭ−ＡＭ特性を得ることができるようになり、上記実施の形態１と同様に、効率の低下や歪みの発生を抑えることができる。

なお、準ｔａｎｈ関数の傾きは、抵抗４８の抵抗値Ｒ₁、抵抗４９の抵抗値Ｒ₂及び抵抗５０の抵抗値Ｒ₃を調整することで、設定することができる。
準ｔａｎｈ関数の始点と終点の電圧範囲は、ツェナーダイオード５１，５２の降伏電圧を調整することで、設定することができる。
準ｔａｎｈ関数の入力電圧及び出力電圧のオフセットは、必要があれば、オペアンプ４１，４３の加算回路などで調整することができる。
したがって、ピーク増幅器５の特性に合わせて、準ｔａｎｈ関数に含まれる係数（上記の式（１）の例では、係数Ａ，Ｂ，Ｃ）を調整することができる。

実施の形態５．
図７はこの発明の実施の形態５による高効率増幅器の電圧制御型電圧電源９を示す構成図であり、図７において、図６と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
上記実施の形態４では、傾きレベル差設定部４７が、抵抗値Ｒ₁の抵抗４８、抵抗値Ｒ₂の抵抗４９、抵抗値Ｒ₃の抵抗５０及びツェナーダイオード５１，５２から構成されているものを示したが、この実施の形態５では、傾きレベル差設定部４７が、抵抗値Ｒ₁の抵抗４８、抵抗値Ｒ₂の抵抗４９、抵抗値Ｒ₃の抵抗５０，６０及びダイオード６１，６２から構成されている。

次に動作について説明する。
この実施の形態５では、電圧制御型電圧電源９がオペアンプ４１、反転増幅器４２及び傾きレベル差設定部４７から構成されている。
以下、電圧制御型電圧電源９の処理内容を説明する。なお、電圧制御型電圧電源９以外の動作は上記実施の形態１と同様であるため説明を省略する。

オペアンプ４１は、検波器８により検波された包絡線の信号レベルに対応する電圧値Ｖｉｎを入力して、その電圧値Ｖｉｎを増幅するが、その電圧値Ｖｉｎがダイオード６１，６２の閾値電圧より小さければ、その電圧値Ｖｉｎに対する傾きが、下記の式（４）に示すようになり、その傾きを電圧値Ｖｉｎに乗じた電圧値を反転増幅器４２に出力する。

式（４）において、Ｒ₁は抵抗４８の抵抗値、Ｒ₂は抵抗４９の抵抗値である。

一方、包絡線の信号レベルに対応する電圧値Ｖｉｎがダイオード６１，６２の閾値電圧より大きければ、その電圧値Ｖｉｎに対する傾きが、下記の式（５）に示すようになり、その傾きを電圧値Ｖｉｎに乗じた電圧値を反転増幅器４２に出力する。

式（５）において、Ｒ₃は抵抗５０，６０の抵抗値である。
式（４）及び式（５）より、ピーク増幅器制御用関数である準ｔａｎｈ関数をｔａｎｈ関数に近づけるには、抵抗５０，６０の抵抗値Ｒ₃を０Ωにすればよい。

反転増幅器４２は、オペアンプ４１の出力電圧を受けると、その出力電圧を反転増幅して、準ｔａｎｈ関数の関数値に対応するピーク増幅器５のゲート電圧Ｖｏｕｔを出力端子４６に出力する。
これにより、ピーク増幅器５では、不連続点がないＡＭ−ＡＭ特性を得ることができるようになり、上記実施の形態１と同様に、効率の低下や歪みの発生を抑えることができる。

なお、準ｔａｎｈ関数の傾きは、抵抗４８の抵抗値Ｒ₁、抵抗４９の抵抗値Ｒ₂及び抵抗５０，６０の抵抗値Ｒ₃を調整することで、設定することができる。
準ｔａｎｈ関数の始点と終点の電圧範囲は、ダイオード６１，６２の閾値電圧を調整することで、設定することができる。なお、閾値電圧は直列に接続しているダイオードの数を変更することで調整することが可能である。
準ｔａｎｈ関数の入力電圧及び出力電圧のオフセットは、必要があれば、オペアンプ４１，４３の加算回路などで調整することができる。
したがって、ピーク増幅器５の特性に合わせて、準ｔａｎｈ関数に含まれる係数（上記の式（１）の例では、係数Ａ，Ｂ，Ｃ）を調整することができる。

実施の形態６．
図８はこの発明の実施の形態６による高効率増幅器を示す構成図であり、図８において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
電圧制御型電圧電源１０は検波器８から出力された包絡線の信号レベルに対応する電圧値Ｖｉｎをキャリア増幅器制御用関数の変数に設定し、キャリア増幅器制御用関数の関数値にしたがってキャリア増幅器２のゲート電圧を制御する処理を実施する。
即ち、電圧制御型電圧電源１０は、キャリア増幅器制御用関数として、関数値がキャリア増幅器２のゲート電圧の上限レベルから下限レベルに遷移する際、関数の微分値が連続になる関数を用意しており、当該関数の変数として、包絡線の信号レベルに対応する電圧値Ｖｉｎを設定し、当該関数の関数値にしたがってキャリア増幅器２のゲート電圧を制御する処理を実施する。
この実施の形態６では、キャリア増幅器制御用関数として、ｔａｎｈ関数が用意されているものを説明するが、キャリア増幅器２におけるゲート電圧の２値間（上限レベルと下限レベルの間）で、ゲート電圧が急峻に遷移し、かつ、その遷移の終始が滑らかになる関数であれば、ｔａｎｈ関数に限るものではなく、ｔａｎｈ関数に準じた関数でもよい。
なお、電圧制御型電圧電源１０はキャリア増幅器制御手段を構成している。

次に動作について説明する。
電圧制御型電圧電源１０を実装している点以外は、上記実施の形態１〜５と同様であるため、ここでは、電圧制御型電圧電源１０の処理内容について説明する。
図９は電圧制御型電圧電源１０により制御されるキャリア増幅器２のゲート電圧を示す説明図である。

電圧制御型電圧電源１０は、予め、キャリア増幅器制御用関数として、ｔａｎｈ関数を用意している。
ｔａｎｈ関数は、図９に示すように、関数値がキャリア増幅器２のゲート電圧の上限レベル（図９の例では、−４．４Ｖ）から下限レベル（図９の例では、−５．０Ｖ）に遷移する際、関数の微分値が連続になる関数である。

電圧制御型電圧電源１０は、検波器８から包絡線の信号レベルに対応する電圧値Ｖｉｎを受けると、その電圧値Ｖｉｎをｔａｎｈ関数の変数に設定し、そのｔａｎｈ関数の関数値にしたがってキャリア増幅器２のゲート電圧を制御する。
これにより、急峻かつ不連続点がないキャリア増幅器２のゲート電圧を生成することができるため、不連続点がないＡＭ−ＡＭ特性を得ることができるようになり、効率の低下や歪みの発生を抑えることができる。
なお、電圧制御型電圧電源１０の具体的な構成は、電圧制御型電圧電源９と同様の構成とすることができる。
この実施の形態６によれば、更に、詳細に増幅器のＡＭ−ＡＭ特性を制御することが可能となり、効率の低下及び歪みの発生を抑えることができる。

この実施の形態６では、キャリア増幅器制御用関数が、関数値がキャリア増幅器２のゲート電圧の上限レベルから下限レベルに遷移する際、関数の微分値が連続になる関数を用意しているものを示しているが、電圧制御型電圧電源９と同様に、関数値がキャリア増幅器２のゲート電圧の下限レベルから上限レベルに遷移する際、関数の微分値が連続になる関数を用意するようにしてもよい。

なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

１ 電力分配回路（信号分配手段）、２ キャリア増幅器、３，４ λ／４伝送線路、５ ピーク増幅器、６ 電力合成回路（信号合成手段）、７ 方向性結合器（包絡線検波手段）、８ 検波器（包絡線検波手段）、９ 電圧制御型電圧電源（ピーク増幅器制御手段）、１０ 電圧制御型電圧電源（キャリア増幅器制御手段）、１１ Ａ／Ｄコンバータ、１２ ゲート電圧制御信号生成部、１３ Ｄ／Ａコンバータ、２１ 差動増幅部、２２，２４ トランジスタ、２３ 入力電圧オフセット用電圧源、２５ 出力端子、２６ 傾き設定部、２７，２８ 抵抗、２９ 定電流源、３０ レベル差設定部、３１ 抵抗、３２ 出力電圧オフセット用電圧源、４１ オペアンプ、４２ 反転増幅器、４３ オペアンプ、４４，４５ 抵抗、４６ 出力端子、４７ 傾きレベル差設定部、４８，４９，５０ 抵抗、５１，５２ ツェナーダイオード、６０ 抵抗、６１，６２ ダイオード。

Claims (6)

1. 入力されたＲＦ信号を２分配する信号分配手段と、
   前記信号分配手段により分配された一方のＲＦ信号を増幅するキャリア増幅器と、
   前記信号分配手段により分配された他方のＲＦ信号の信号レベルが規定値以上である場合に限り、前記他方のＲＦ信号を増幅するピーク増幅器と、
   前記キャリア増幅器により増幅されたＲＦ信号と前記ピーク増幅器により増幅されたＲＦ信号を合成する信号合成手段と、
   前記入力されたＲＦ信号の包絡線を検波する包絡線検波手段と、
   前記包絡線検波手段により検波された包絡線の信号レベルをピーク増幅器制御用関数の変数に設定し、前記ピーク増幅器制御用関数の関数値にしたがって前記ピーク増幅器のゲート電圧を制御するピーク増幅器制御手段とを備え、
   前記ピーク増幅器制御手段は、前記ピーク増幅器制御用関数として、関数値が前記ゲート電圧の下限レベルから上限レベルに遷移する際、関数の微分値が連続になる関数を用意しており、当該関数の変数として、前記包絡線の信号レベルを設定することを特徴とする高効率増幅器。
2. 前記ピーク増幅器制御手段は、前記ピーク増幅器制御用関数として、ｔａｎｈ関数を用意していることを特徴とする請求項１記載の高効率増幅器。
3. 前記ピーク増幅器制御手段は、
   前記包絡線検波手段により検波された包絡線の信号レベルをデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
   前記Ａ／Ｄコンバータにより変換されたデジタル信号を前記ピーク増幅器制御用関数の変数に設定し、前記ピーク増幅器制御用関数の関数値からゲート電圧制御信号を生成するゲート電圧制御信号生成部と、
   前記ゲート電圧制御信号生成部により生成されたゲート電圧制御信号をアナログ信号に変換し、前記アナログ信号であるゲート電圧を前記ピーク増幅器のゲート端子に出力するＤ／Ａコンバータとから構成されていることを特徴とする請求項１または請求項２記載の高効率増幅器。
4. 前記ピーク増幅器制御手段は、
   ベース端子から前記包絡線検波手段により検波された包絡線の信号レベルに対応する電圧値が入力されると、前記電圧値を差動増幅して、コレクタ端子から差動増幅後の電圧値を出力する２つのトランジスタを備えており、前記ピーク増幅器制御用関数の関数値に対応する前記ピーク増幅器のゲート電圧として、前記差動増幅後の電圧値を出力する差動増幅部と、
   前記差動増幅部における２つのトランジスタのエミッタ端子間に接続され、前記ピーク増幅器制御用関数の傾きを設定する傾き設定部と、
   前記差動増幅部における２つのトランジスタのコレクタ端子間に接続され、前記ゲート電圧における下限レベルと上限レベルのレベル差を設定するレベル差設定部とから構成されていることを特徴とする請求項１または請求項２記載の高効率増幅器。
5. 前記ピーク増幅器制御手段は、
   前記包絡線検波手段により検波された包絡線の信号レベルに対応する電圧値を入力するオペアンプと、
   前記オペアンプの出力電圧を入力して、前記ピーク増幅器制御用関数の関数値に対応する前記ピーク増幅器のゲート電圧を出力する反転増幅器と、
   前記オペアンプの反転入力端子と出力端子間に接続され、前記ピーク増幅器制御用関数の傾き及び前記ゲート電圧における下限レベルと上限レベルのレベル差を設定する傾きレベル差設定部とから構成されていることを特徴とする請求項１記載の高効率増幅器。
6. 前記包絡線検波手段により検波された包絡線の信号レベルをキャリア増幅器制御用関数の変数に設定し、前記キャリア増幅器制御用関数の関数値にしたがって前記キャリア増幅器のゲート電圧を制御するキャリア増幅器制御手段を設け、
   前記キャリア増幅器制御手段は、前記キャリア増幅器制御用関数として、関数値が前記キャリア増幅器のゲート電圧の上限レベルから下限レベルに遷移する際、関数の微分値が連続になる関数を用意しており、当該関数の変数として、前記包絡線の信号レベルを設定することを特徴とする請求項１から請求項５のうちのいずれか１項記載の高効率増幅器。

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