JP2013115562A - トランスインピーダンスアンプ - Google Patents

Abstract

【課題】入力電流の大きさに応じた量の電流を入力電流から分流することによりダイナミックレンジが拡大されたトランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）において、入力インピーダンスの変化を低減する。
【解決手段】ＴＩＡ１０は、光電流Ｉｉｎの大きさに応じた出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。ＴＩＡ１０は、光電流Ｉｉｎを出力電圧Ｖｏｕｔに変換する利得可変増幅回路１２と、光電流Ｉｉｎが大きいほど大きな電流Ｉｃｄを光電流Ｉｉｎから分流する分流回路１４と、光電流Ｉｉｎが大きいほど利得可変増幅回路１２の利得を小さくする利得調整回路２０とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、トランスインピーダンスアンプに関するものである。

特許文献１には、光受信用増幅器が記載されている。この光受信用増幅器では、入力信号光が光電変換素子によって電流に変換され、この電流がトランスインピーダンス型前置増幅器に入力される。トランスインピーダンス型前置増幅器には、利得を制御する可変利得回路と、波形整形回路とが接続されている。波形整形回路は、バイパスダイオードを導通する入力電流値を規定する抵抗と、この抵抗に並列に配置される容量とを有する。抵抗の値は、光受信用増幅器の帯域特性を一定化するように設定される。

特許文献２には、トランスインピーダンスアンプが記載されている。このトランスインピーダンスアンプでは、増幅信号が出力されるエミッタ接地回路の出力端子に電流源回路が接続され、エミッタ接地回路の入力段トランジスタへ供給されるバイアス電流が電流源回路へ分流される。この分流される電流の大きさは、利得切替回路によって選択された増幅回路の利得に応じて調整される。

特許文献３には、ダイナミックレンジを拡大することを企図した光受信器が記載されている。この光受信器は、信号光を電流信号に変換する受光素子と、この受光素子に直列接続され、受光素子からの電流信号が最小となるときに高抵抗となって実質的に非通電状態となり、電流信号の増大に応じて抵抗値が指数的に低下する非線形抵抗と、受光素子と非線形抵抗との接続点から取り出される電流信号を増幅する増幅器と、該接続点と増幅器の入力端との間に直列接続される抵抗及びコンデンサとを備える。

特許文献４には、光受信器における前置増幅回路に関する技術が記載されている。この技術は、受光素子からの出力電流の一部を分流して増幅回路への過大入力を防止する回路を含む前置増幅回路において、トランジスタなどの能動素子やダイオードなどの非線形素子が分流回路に用いられることに起因する周波数特性の劣化を改善することを企図したものである。そのため、この前置増幅回路は、一方の入力端子に電流信号が入力される差動増幅器と、差動増幅器の他方の入力端子に接続されて差動増幅器の閾値電圧を発生させる閾値電圧発生手段と、差動増幅器と閾値電圧発生手段との間に接続され、２つ以上の異なる時定数を有する多重フィルタ回路とを備える。

特開平９−２６０９６０号公報 特開２００７−３６３２９号公報 特開平４−２２５６３０号公報 特開２０１０−１３６１６９号公報

光受信器に用いられるトランスインピーダンスアンプ（以下、ＴＩＡと称する）には、信号光強度の大きな変化に対応し得る広いダイナミックレンジが求められる。図７は、そのような要求を満足するＴＩＡの構成の一例を示す回路図である。図７に示されるＴＩＡ１００は、フォトダイオード１０２から出力される光電流Ｉｉｎの大きさに応じた電圧Ｖｏｕｔを出力する回路であって、反転増幅器１０４及び帰還抵抗１０６を備える。反転増幅器１０４の入力端はフォトダイオード１０２のアノードに接続されており、反転増幅器１０４の出力端はＴＩＡ１００の出力端子１１２に接続されている。また、帰還抵抗１０６は、反転増幅器１０４の入力端と出力端との間に接続されている。

更に、ＴＩＡ１００は、制御回路１０８及び可変抵抗１１０を備える。可変抵抗１１０は、反転増幅器１０４の入力端と基準電位線１１４との間に接続されている。これにより、可変抵抗１１０の抵抗値に反比例する大きさの電流Ｉｃｄが光電流Ｉｉｎから分流され、可変抵抗１１０を介して基準電位線１１４へ流れる。制御回路１０８は、可変抵抗１１０の抵抗値を制御するための回路であって、ＴＩＡ１００の出力電圧Ｖｏｕｔを受けて、この出力電圧Ｖｏｕｔの大きさに応じた制御信号Ｓｃを可変抵抗１１０へ提供する。可変抵抗１１０の抵抗値は、制御信号Ｓｃによって制御される。

このような構成を備えるＴＩＡ１００では、信号光の強度が増大して光電流Ｉｉｎが大きくなると、制御回路１０８が、可変抵抗１１０の抵抗値が小さくなるように制御信号Ｓｃを生成する。これにより、光電流Ｉｉｎから分流する電流Ｉｃｄが増大し、反転増幅器１０４及び帰還抵抗１０６へ入力する電流がその分だけ小さくなるので、ＴＩＡ１００全体の利得が低下することとなる。このように、ＴＩＡ１００では、光電流Ｉｉｎが大きくなるほど利得が低下するので、広いダイナミックレンジでの動作が可能となる。

しかしながら、図７に示されたＴＩＡ１００には、次の問題がある。すなわち、光電流Ｉｉｎの大きさが変動して可変抵抗１１０の抵抗値が変化すると、ＴＩＡ１００の入力インピーダンスも変化してしまう。なお、ＴＩＡ１００の入力インピーダンスＲｉｎは、次の数式（１）で表される。数式（１）において、Ｒｆは帰還抵抗１０６の抵抗値であり、Ａは反転増幅器１０４のゲインであり、Ｒｃｈは可変抵抗１１０の抵抗値である。また、記号「//」は、２つの抵抗が並列接続されたときの合成抵抗値を表す。

数式（１）からも明らかなように、可変抵抗１１０の抵抗値Ｒｃｈが小さくなると、ＴＩＡ１００の入力インピーダンスＲｉｎも低下してしまう。

そして、このような入力インピーダンスＲｉｎの低下は、ＴＩＡ１００の周波数特性に影響を与える。次の数式（２）は、ＴＩＡ１００の３ｄＢ帯域幅ＢＷ_3dBを表す数式である。なお、数式（２）において、Ｃ_Tは、フォトダイオード１０２のアノードとカソードとの間に生じる寄生容量と、ＴＩＡ１００の入力端に生じる寄生容量との和である。

数式（２）から明らかなように、ＴＩＡ１００の帯域幅は、入力インピーダンスＲｉｎの大きさに依存し、可変抵抗１１０の抵抗値に依存する。

図８は、ＴＩＡ１００の周波数応答特性の一例を示すグラフである。図８には、光電流Ｉｉｎが０ｍＡ、０．５ｍＡ、１．０ｍＡ、１．５ｍＡ、及び２．０ｍＡの各場合について示されている。光電流Ｉｉｎが変化すると可変抵抗１１０の抵抗値が変化し、入力インピーダンスＲｉｎも変化するので、図８に示されるように、ＴＩＡ１００の周波数特性は光電流Ｉｉｎに依存して変化する（図中のＡ部分を参照）。このような周波数特性の変化により、例えば後段のクロックデータリカバリ（ＣＤＲ）回路等の閾値調整が必要となる。

また、図９は、出力電圧Ｖｏｕｔのアイパターンの一例を模式的に示す図である。図９（ａ）は、信号光強度が０ｄＢｍである場合を示しており、図９（ｂ）は、信号光強度が＋４ｄＢｍである場合を示している。図９（ａ）では整ったアイパターンが示されているが、図９（ｂ）ではアイパターンにジッタが生じていることがわかる。光受信器のフォトダイオード１０２及びＴＩＡ１００の周辺構造によっては、このように、出力電圧Ｖｏｕｔのアイパターンにジッタが生じるおそれがある。

本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、入力電流の大きさに応じた量の電流を入力電流から分流することによりダイナミックレンジが拡大されたＴＩＡにおいて、入力インピーダンスの変化を低減することを目的とする。

上述した課題を解決するために、本発明によるＴＩＡは、入力電流の大きさに応じた出力電圧を生成するトランスインピーダンスアンプであって、入力電流を出力電圧に変換する利得可変増幅回路と、入力電流が大きいほど大きな電流を入力電流から分流する分流回路と、入力電流が大きいほど利得可変増幅回路の利得を小さくする利得調整回路とを備えることを特徴とする。

上述したように、分流回路を備えるＴＩＡの入力インピーダンスＲｉｎは、数式（１）で表される。この数式（１）によれば、入力インピーダンスＲｉｎは、分流回路の抵抗値（可変抵抗値Ｒｃｈ）だけでなく、増幅回路のゲイン（利得）Ａにも依存していることがわかる。したがって、分流回路の抵抗値Ｒｃｈの変化に対応して、入力インピーダンスＲｉｎの変化が抑えられるように利得Ａを変化させることにより、入力インピーダンスＲｉｎの変化を効果的に低減することができる。そこで、上記ＴＩＡは、利得可変増幅回路と、入力電流が大きいほど利得可変増幅回路の利得を小さくする利得調整回路とを備えている。これにより、入力インピーダンスの変化を低減し、周波数帯域の変動やジッタの発生を抑制することができる。

また、ＴＩＡは、分流回路が、利得可変増幅回路の入力端にアノードが接続されたダイオードと、ダイオードのカソードに一方の電流端子が接続され且つ他方の電流端子が抵抗を介して電源電位線に接続された第１のトランジスタを含んでおりダイオードのカソード電位を制御する電位制御回路とを有し、利得可変増幅回路が、エミッタ接地回路又はソース接地回路を含み入力電流の大きさに応じた電圧を出力する第１の回路と、コレクタ接地回路又はドレイン接地回路を含み第１の回路からの電圧を受けて出力電圧を生成する第２の回路と、第１の回路の入力端と第２の回路の出力端との間に接続された帰還抵抗と、第１の回路のエミッタ接地回路又はソース接地回路の出力端と電源電位線との間に接続された第２のトランジスタとを有し、利得調整回路が、上記入力電流が大きいほど小さな制御電圧を第２のトランジスタの制御端子に提供することを特徴としてもよい。ＴＩＡの利得可変増幅回路、分流回路及び利得調整回路がこのような構成を有することによって、ＴＩＡの入力インピーダンスの変化を効果的に低減することができる。

また、ＴＩＡは、分流回路が、利得可変増幅回路の入力端にアノードが接続されたダイオードと、ダイオードのカソードに一方の電流端子が接続され且つ他方の電流端子が抵抗を介して電源電位線に接続された第１のトランジスタを含んでおりダイオードのカソード電位を制御する電位制御回路とを有し、利得可変増幅回路が、エミッタ接地回路又はソース接地回路を含み入力電流の大きさに応じた電圧を出力する第１の回路と、コレクタ接地回路又はドレイン接地回路を含み第１の回路からの電圧を受けて出力電圧を生成する第２の回路と、第１の回路の入力端と第２の回路の出力端との間に接続された帰還抵抗と、第１の回路のエミッタ接地回路又はソース接地回路の出力端と定電位線との間に接続された第３のトランジスタとを有し、利得調整回路が、上記入力電流が大きいほど大きな制御電圧を第３のトランジスタの制御端子に提供することを特徴としてもよい。ＴＩＡの利得可変増幅回路、分流回路及び利得調整回路がこのような構成を有することによって、ＴＩＡの入力インピーダンスの変化を効果的に低減することができる。

本発明によれば、入力電流の大きさに応じた量の電流を入力電流から分流することによりダイナミックレンジが拡大されたＴＩＡにおいて、入力インピーダンスの変化を低減することができる。

図１は、第１実施形態に係るＴＩＡを備える光受信器の構成を示す図である。 図２は、第１実施形態のＴＩＡの構成の一部を具体的に示す回路図である。 図３は、分流回路及び利得調整回路の詳細な構成例を示す回路図である。 図４は、第１実施形態のＴＩＡによる効果を示すグラフである。図４（ａ）は、入力電流と帯域幅との相関を示しており、図４（ｂ）は、周波数２０ＧＨｚにおける入力電流と入力インピーダンスとの相関を示している。 図５は、第２実施形態に係るＴＩＡの構成を示す回路図である。 図６は、第２実施形態の利得調整回路の詳細な構成例を示す回路図である。 図７は、信号光強度の大きな変化に対応し得る広いダイナミックレンジを有するＴＩＡの構成の一例を示す回路図である。 図８は、図７に示されたＴＩＡの周波数応答特性の一例を示すグラフである。 図９は、図７に示されたＴＩＡの出力電圧のアイパターンの一例を模式的に示す図である。図９（ａ）は、信号光強度が０ｄＢｍである場合を示しており、図９（ｂ）は、信号光強度が＋４ｄＢｍである場合を示している。

以下、添付図面を参照しながら本発明によるＴＩＡの実施の形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１実施形態に係るＴＩＡを備える光受信器の構成を示す図である。図１に示される光受信器１Ａは、フォトダイオード８及びＴＩＡ１０を備える。フォトダイオード８のカソードは電源電位線８１に接続されており、電源電位線８１からバイアス電圧の供給を受ける。フォトダイオード８のアノードはＴＩＡ１０の入力端子１０ａに接続されている。フォトダイオード８は、入射した信号光Ｐの強度に応じた大きさの光電流Ｉｉｎを生成し、光電流ＩｉｎをＴＩＡ１０に提供する。

ＴＩＡ１０は、光電流Ｉｉｎ（入力電流）の電流量に応じた大きさの出力電圧Ｖｏｕｔを生成する回路である。本実施形態のＴＩＡ１０は、利得可変増幅回路１２と、分流回路１４と、バッファ１６と、フィードバック回路１８と、利得調整回路２０とを備える。

利得可変増幅回路１２は、利得可変増幅回路１２に入力された電流を出力電圧Ｖｏｕｔに変換する回路であって、利得可変型の反転増幅器（以下、単に増幅器という）１２ａ及び帰還抵抗１２ｂを有する。ここで、利得可変増幅回路１２への入力電流とは、フォトダイオード８から提供された光電流Ｉｉｎから、後述する分流回路１４により分流される電流Ｉｃｄを差し引いた電流である。増幅器１２ａの入力端は、ＴＩＡ１０の入力端子１０ａを介してフォトダイオード８のアノードに接続されている。また、帰還抵抗１２ｂは、増幅器１２ａの入力端と出力端との間に接続されている。増幅器１２ａの出力端には、入力電流の大きさに応じて所定の利得でもって反転増幅された（すなわち、入力電流が大きいほど小さい）出力電圧Ｖｏｕｔが生成される。

増幅器１２ａの出力端にはバッファ１６が接続されている。バッファ１６は、信号入力端子１６ａ及び基準電圧入力端子１６ｂを有しており、基準電圧入力端子１６ｂに入力される電圧を基準（オフセット）として、信号入力端子１６ａに入力される電圧を差動電圧に変換する。信号入力端子１６ａには利得可変増幅回路１２からの出力電圧Ｖｏｕｔが入力され、基準電圧入力端子１６ｂには後述するフィードバック回路１８から電圧ＶＢが入力される。バッファ１６は、電圧ＶＢを基準として出力電圧Ｖｏｕｔを差動電圧に変換する。変換後の出力電圧Ｖｏｕｔは、ＴＩＡ１０の出力端子１０ｂを介してＴＩＡ１０の外部の回路へ出力される。

分流回路１４は、光電流Ｉｉｎの一部である電流Ｉｃｄを分流する回路である。分流回路１４は、出力電圧Ｖｏｕｔが小さいほど（すなわち光電流Ｉｉｎが大きいほど）、大きな電流Ｉｃｄを光電流Ｉｉｎから分流する。本実施形態において、出力電圧Ｖｏｕｔの大きさは、フィードバック回路１８からの出力電圧ＶＢによって認識される。すなわち、分流回路１４は、フィードバック回路１８からの出力電圧ＶＢを入力し、この出力電圧ＶＢの大きさに基づいて電流Ｉｃｄの大きさを決定する。

フィードバック回路１８は、バッファ１６のオフセット電圧を補償する為に設けられた回路であって、出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて電圧ＶＢを生成する。本実施形態のフィードバック回路１８は増幅器１８ａを有しており、増幅器１８ａの２つの入力端それぞれは、抵抗１８ｂ，１８ｃそれぞれを介してバッファ１６の２つの出力端それぞれに接続されている。増幅器１８ａは、例えば出力電圧Ｖｏｕｔに所定の利得（典型的には数倍、一実施例では２倍）を乗じた電圧ＶＢを出力する。

利得調整回路２０は、利得可変増幅回路１２の利得を制御する回路である。利得調整回路２０は、出力電圧Ｖｏｕｔが小さいほど（すなわち光電流Ｉｉｎが大きいほど）利得可変増幅回路１２の利得を小さくする。本実施形態では、利得調整回路２０は出力電圧Ｖｏｕｔの大小を電圧ＶＢに基づいて判断する。すなわち、利得調整回路２０はフィードバック回路１８から電圧ＶＢを入力し、この電圧ＶＢが小さいほど利得可変増幅回路１２の利得が小さくなるように制御電圧Ｖｃｔｒｌを生成し、利得可変増幅回路１２にこの制御電圧Ｖｃｔｒｌを提供する。利得可変増幅回路１２は、制御電圧Ｖｃｔｒｌによって利得が変化するように構成されている。

図２は、本実施形態のＴＩＡ１０の構成の一部を具体的に示す回路図である。図２には、ＴＩＡ１０の構成要素のうち、利得可変増幅回路１２及び分流回路１４が示されている。分流回路１４は、例えば可変抵抗回路１４ａを含んで構成される。可変抵抗回路１４ａのインピーダンスは、電圧ＶＢが小さいほど（すなわち出力電圧Ｖｏｕｔが小さいほど）小さい値に変化する。

利得可変増幅回路１２は、エミッタ接地回路を含む第１の回路１２１と、コレクタ接地回路を含む第２の回路１２２とを有する。これらの回路１２１及び１２２は、図１に示された増幅器１２ａを構成する。具体的には、第１の回路１２１は、電源電位線８１と基準電位線（定電位線）８２との間に接続されたｎｐｎ型のバイポーラトランジスタ１２１ａ、トランジスタ１２１ａの一方の電流端子（本実施形態ではコレクタ）と電源電位線８１との間に接続された抵抗１２１ｂ、及びトランジスタ１２１ａの他方の電流端子（本実施形態ではエミッタ）と基準電位線８２との間に順方向接続されたダイオード１２１ｃを含んでいる。なお、トランジスタ１２１ａの制御端子（ベース）はＴＩＡ１０の入力端子１０ａに接続されており、また、トランジスタ１２１ａの一方の電流端子と抵抗１２１ｂとの間のノード１２１ｄの電位が、この第１の回路１２１における出力電圧Ｖ１となる。第１の回路１２１は、利得可変増幅回路１２への入力電流（すなわち光電流Ｉｉｎから電流Ｉｃｄを差し引いた電流）の大きさに応じた電圧Ｖ１を出力する。本実施形態では、利得可変増幅回路１２への入力電流が大きいほど、電圧Ｖ１は小さい。

また、第２の回路１２２は、電源電位線８１と基準電位線（定電位線）８２との間に接続されたｎｐｎ型のバイポーラトランジスタ１２２ａ、トランジスタ１２２ａの一方の電流端子（本実施形態ではエミッタ）と基準電位線８２との間に接続された定電流源１２２ｂを含んでいる。トランジスタ１２２ａの制御端子（ベース）は、第１の回路１２１のノード１２１ｄに接続されており、第１の回路１２１からの出力電圧Ｖ１を受ける。また、トランジスタ１２２ａの一方の電流端子と定電流源１２２ｂとの間のノード１２２ｃの電位が、利得可変増幅回路１２の出力電圧Ｖｏｕｔとなる。第２の回路１２２は、第１の回路１２１からの電圧Ｖ１を受けて、出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。

なお、前述したように、利得可変増幅回路１２では、増幅器１２ａの入力端と出力端との間に帰還抵抗１２ｂが接続されている。図２に示される回路では、帰還抵抗１２ｂは、第１の回路１２１のトランジスタ１２１ａの制御端子（すなわち第１の回路１２１の入力端）と、第２の回路１２２のノード１２２ｃ（第２の回路１２２の出力端）との間に接続されている。また、第１の回路１２１のダイオード１２１ｃは、ノード１２１ｄの出力電圧Ｖ１を、定電流源１２２ｂに十分なバイアス電流が流れるような電圧値とし、且つ第２の回路１２２の入力電圧として十分な電圧値とする為に配置されている。

本実施形態の利得可変増幅回路１２は、上記構成に加えて、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタ１２３を更に有する。トランジスタ１２３は、本実施形態における第２のトランジスタであって、第１の回路１２１のエミッタ接地回路の出力端（ノード１２１ｄ）と電源電位線８１との間において、抵抗１２１ｂと直列に接続されている。このトランジスタ１２３の制御端子（ベース）には、利得調整回路２０から制御電圧Ｖｃｔｒｌが入力される。利得調整回路２０は、出力電圧Ｖｏｕｔが小さいほど（すなわち光電流Ｉｉｎが大きいほど）小さな制御電圧Ｖｃｔｒｌを、トランジスタ１２３の制御端子に提供する。

この利得可変増幅回路１２では、帰還抵抗１２ｂの抵抗値、及びノード１２１ｄと電源電位線８１との間の抵抗値によって、利得が規定される。そして、本実施形態では、制御電圧Ｖｃｔｒｌによってトランジスタ１２３のベース−エミッタ間電圧を変化させ、ノード１２１ｄと電源電位線８１との間を流れるバイアス電流量を変化させて第１の回路１２１の利得を制御することにより、利得可変増幅回路１２の利得を制御することができる。すなわち、小さな制御電圧Ｖｃｔｒｌが入力された場合には、トランジスタ１２３のベース−エミッタ間電圧が小さくなるので、ノード１２１ｄと電源電位線８１との間のバイアス電流が小さくなり、利得可変増幅回路１２の利得が小さくなる。逆に、大きな制御電圧Ｖｃｔｒｌが入力された場合には、トランジスタ１２３のベース−エミッタ間電圧が大きくなるので、ノード１２１ｄと電源電位線８１との間を流れるバイアス電流が大きくなり、利得可変増幅回路１２の利得が大きくなる。

この利得可変増幅回路１２では、トランジスタ１２１ａに流れる電流を調整することによりこのトランジスタ１２１ａのＧｍ（ΔＩｃ／ΔＶｂｅ）を変化させて利得を調整する。すなわち、制御電圧Ｖｃｔｒｌによってトランジスタ１２３のエミッタ電位を変化させることにより、抵抗１２１ｂの電流値を変化させる。具体的には、ノード１２１ｄの電位は帰還抵抗１２ｂの作用によりトランジスタ１２１ａのベース電位でほぼ決定される。一方、トランジスタ１２３のエミッタ電位は、そのベース制御信号Ｖｃｔｒｌで決定さえる。Ｖｃｔｒｌを大きくすると、抵抗１２１ｂの両端の電位降下が大きくなり、この抵抗１２１ｂに流れる電流は増加する。トランスタ１２１ａのコレクタ電位（ノード１２１ｄの電位）は上記の様に決定されているので、トランジスタ１２１ａのバイアス条件が変更されないまま、そのコレクタ電流のみが増加することになりΔＩｃが増加する。制御信号Ｖｃｔｒｌのレベルを低下させた場合にはこの逆の状況が生じ、トランジスタ１２１ａのトランスコンダクタタンスは低下する。

なお、本実施形態では、トランジスタ１２１ａ，１２２ａ及び１２３としてバイポーラトランジスタを例示したが、これらのトランジスタ１２１ａ，１２２ａ及び１２３は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）等の他のトランジスタによって構成されてもよい。トランジスタ１２１ａ及び１２２ａがＦＦＴによって構成される場合、上述したエミッタ接地回路はソース接地回路となり、コレクタ接地回路はドレイン接地回路となる。

図３は、分流回路１４及び利得調整回路２０の詳細な構成例を示す回路図である。なお、図３には、図２に示された利得可変増幅回路１２が併せて示されている。

図２に示された分流回路１４の可変抵抗回路１４ａは、例えば図３に示された構成によって好適に実現される。すなわち、図３に示された分流回路１４は、ダイオード１４１と、電位制御回路１４２とを有する。ダイオード１４１のアノードは、利得可変増幅回路１２の入力端（すなわちトランジスタ１２１ａの制御端子）に接続されており、ダイオード１４１のカソードは、電位制御回路１４２のノード１４２ａに接続されている。

電位制御回路１４２は、ダイオード１４１のカソード電位を制御するための回路であって、トランジスタ１４２ｂ、抵抗１４２ｃ及び１４２ｄ、並びに定電流源１４２ｅを含む。トランジスタ１４２ｂは、本実施形態における第１のトランジスタであり、その一方の電流端子（本実施形態ではエミッタ）はノード１４２ａに接続されており、他方の電流端子（本実施形態ではコレクタ）は抵抗１４２ｃを介して電源電位線８１に接続されている。また、トランジスタ１４２ｂの制御端子（ベース）には、抵抗１４２ｄを介して電圧ＶＢが入力される。定電流源１４２ｅは、ノード１４２ａと接地電位線（定電位線）８２との間に接続されている。

このような構成の分流回路１４において、電圧ＶＢが大きいときは、ダイオード１４１のカソード側の電位（利得可変増幅回路１２の入力端の電位）がアノード側の電位（ノード１４２ａの電位）と同等、もしくはダイオード１４１に順方向電流が流れない程度に低くなっている。そして、光電流Ｉｉｎが大きくなることにより電圧ＶＢが小さく（低く）なると、ダイオード１４１のカソード側の電位が低下し、ダイオード１４１に順方向電流が流れる。ダイオード１４１を流れる電流は、電圧ＶＢが小さく（低く）なるほど大きくなる。

また、利得調整回路２０は、例えば図３に示された構成によって好適に実現される。図３に示された利得調整回路２０は、非反転増幅回路の構成を備えており、一対のトランジスタ２０ａ及び２０ｂと、抵抗２０ｃ及び２０ｄと、定電流源２０ｅと、定電圧源２０ｆとを含む。トランジスタ２０ａの一方の入力端子（本実施形態ではコレクタ）は、抵抗２０ｃを介して電源電位線８１に接続されている。同様に、トランジスタ２０ｂの一方の入力端子（本実施形態ではコレクタ）は、抵抗２０ｄを介して電源電位線８１に接続されている。トランジスタ２０ａ及び２０ｂの他方の電流端子（本実施形態ではエミッタ）は、定電流源２０ｅの一端に接続されている。定電流源２０ｅの他端は基準電位線（定電位線）８２に接続されている。そして、トランジスタ２０ａの制御端子（ベース）には電圧ＶＢが入力され、トランジスタ２０ｂの制御端子（ベース）には定電圧源２０ｆから所定の定電圧が入力される。トランジスタ２０ｂと抵抗２０ｄとの間のノード２０ｇは、利得可変増幅回路１２のトランジスタ１２３の制御端子（ベース）に接続されており、このノード２０ｇの電位が制御電圧Ｖｃｔｒｌとしてトランジスタ１２３に提供される。

このような構成の利得調整回路２０において、電圧ＶＢが大きいときは、トランジスタ２０ａを流れる電流が大きくなるので、トランジスタ２０ｂを流れる電流は逆に小さくなる。したがって、抵抗２０ｄとトランジスタ２０ｂとの間のノード２０ｇの電位が高くなり、制御電圧Ｖｃｔｒｌが大きくなる。そして、光電流Ｉｉｎが大きくなることにより電圧ＶＢが小さくなると、トランジスタ２０ａを流れる電流が小さくなり、トランジスタ２０ｂを流れる電流が逆に大きくなる。したがって、抵抗２０ｄとトランジスタ２０ｂとの間のノード２０ｇの電位が低下するので、制御電圧Ｖｃｔｒｌが小さくなる。利得調整回路２０が電圧ＶＢから制御電圧Ｖｃｔｒｌを生成する際の利得は、典型的には数倍程度（例えば２倍）である。

以上の構成を備えるＴＩＡ１０及び光受信器１Ａによって得られる効果について説明する。前述したように、光電流Ｉｉｎが大きいほど大きな電流を光電流Ｉｉｎから分流する分流回路１４を備えるＴＩＡ１０の入力インピーダンスＲｉｎは、次の数式（３）で表される。

この数式（３）によれば、入力インピーダンスＲｉｎは、分流回路１４の可変抵抗回路１４ａの抵抗値Ｒｃｈだけでなく、利得可変増幅回路１２のゲイン（利得）Ａにも依存していることがわかる。本実施形態のＴＩＡ１０では、利得調整回路２０が、光電流Ｉｉｎが大きいほど（より正確には、光電流Ｉｉｎから電流Ｉｃｄを差し引いた電流が大きいほど）利得可変増幅回路１２の利得Ａを小さくする。これにより、分流回路１４の抵抗値Ｒｃｈの変化に対応して、入力インピーダンスＲｉｎの変化が抑えられるように利得Ａを変化させ、入力インピーダンスＲｉｎの変化を効果的に低減することができる。したがって、本実施形態のＴＩＡ１０によれば、図８に示された周波数帯域の変動や、図９に示されたジッタの発生を抑制することができる。

また、図３に示された利得可変増幅回路１２及び分流回路１４の構成において、光電流Ｉｉｎが大きいほど（すなわち電圧ＶＢが小さいほど）小さな制御電圧Ｖｃｔｒｌを、利得調整回路２０がトランジスタ１２３の制御端子に提供することにより、ＴＩＡ１０の入力インピーダンスＲｉｎの変化を効果的に低減することができる。特に、本実施形態のように、分流回路１４のインピーダンスがトランジスタ（トランジスタ１４２ｂ）によって変化する場合には、利得可変増幅回路１２の利得もまたトランジスタ（トランジスタ１２３）によって変化することが好ましい。これにより、分流回路１４の分流特性と、利得可変増幅回路１２の利得特性とが共に同様の特性（例えば制御電圧に対する非線形性）を有することとなり、入力インピーダンスＲｉｎの変化を更に低減することができる。

ここで、図４は、本実施形態のＴＩＡ１０による効果を示すグラフである。図４（ａ）は、入力電流（光電流Ｉｉｎ、単位ｍＡ）と帯域幅（単位ＧＨｚ）との相関を示しており、図４（ｂ）は、入力電流と入力インピーダンスＲｉｎ（単位Ω）との相関を示している。なお、図４において、グラフＧ１１及びＧ１２は本実施形態のＴＩＡ１０を示しており、グラフＧ２１及びＧ２２は図７に示されたＴＩＡ１００を示している。

図４（ａ）から明らかなように、図７に示されたＴＩＡ１００（グラフＧ２１）では、入力電流が０ｍＡから２ｍＡまで変化する間に、帯域幅が約３ＧＨｚにわたって変動している。これに対し、本実施形態のＴＩＡ１０（グラフＧ１１）では、入力電流が０ｍＡから２ｍＡまで変化する間に、帯域幅は１ＧＨｚ程度しか変動していない。このように、本実施形態のＴＩＡ１０によれば、周波数帯域の変動を効果的に抑制することができる。

また、図４（ｂ）から明らかなように、図７に示されたＴＩＡ１００（グラフＧ２２）では、入力電流が０ｍＡから２ｍＡまで変化する間に、入力インピーダンスＲｉｎが約１５Ωにわたって変動している。これに対し、本実施形態のＴＩＡ１０（グラフＧ１２）では、入力電流が０ｍＡから２ｍＡまで変化する間に、入力インピーダンスＲｉｎは５Ω程度しか変動していない。このように、本実施形態のＴＩＡ１０によれば、入力インピーダンスＲｉｎの変化を効果的に低減することができる。

また、本実施形態では、フィードバック回路１８からの出力電圧ＶＢを用いて、利得可変増幅回路１２の利得を制御している。電圧ＶＢは、分流回路１４における電流Ｉｃｄの流れ始めのタイミングや大きさを規定するので、この電圧ＶＢを利得可変増幅回路１２の利得制御に用いることによって、入力インピーダンスＲｉｎをより効果的に低減することができる。

（第２の実施の形態）
図５は、本発明の第２実施形態に係るＴＩＡ１１の構成を示す回路図である。なお、図５では、理解の容易のため利得調整回路の図示を省略している。

本実施形態のＴＩＡ１１において第１実施形態のＴＩＡ１０と異なる点は、利得可変増幅回路の構成である。本実施形態の利得可変増幅回路１３は、第１実施形態のトランジスタ１２３に代えて、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタ１３１を有する。トランジスタ１３１は、本実施形態における第３のトランジスタであって、第１の回路１２１のエミッタ接地回路の出力端（ノード１２１ｄ）と基準電位線（定電位線）８２との間に接続されている。このトランジスタ１３１の制御端子（ベース）には、後述する利得調整回路から制御電圧Ｖｃｔｒｌが入力される。利得調整回路は、出力電圧Ｖｏｕｔが小さいほど（すなわち光電流Ｉｉｎが大きいほど）大きな制御電圧Ｖｃｔｒｌを、トランジスタ１３１の制御端子に提供する。

この利得可変増幅回路１３では、帰還抵抗１２ｂにおける電圧降下量によって、利得が規定される。すなわち、ノード１２１ｄの電位は第１の実施の形態による図２の回路と同様に、帰還抵抗１２ｂの作用により、トランジスタ１２１ａの入力電位および入力電流Ｉｉｎによりほぼ決定される。従って、負荷抵抗１２１ｂに流れる電流も、入力電流Ｉｉｎと帰還抵抗１２ｂにより決定される。図５の回路においては、抵抗１２１ｂを流れる電流が二つのトランジスタ（１２１ａ、１３１）に二分される。制御電圧Ｖｃｔｒｌを調整することにより、一方のトランジスタ１３１に流れる電流を調整し、結果として他方のトランジスタ１２１ａに流れる電流を調整することができる。ここで、トランジスタ１２１ａについてそのバイアス電圧条件は、入力電流Ｉｉｎの実質的範囲において変化しないと看做せるので、バイアス条件を維持したままそのコレクタに流れる電流を調整することが可能となり、図２に示す第１の実施の形態と同様に、制御電圧で利得可変増幅回路１３の利得を調整できることとなる。

図６は、本実施形態の利得調整回路２１の詳細な構成例を示す回路図である。なお、図６には、図５に示された利得可変増幅回路１３が併せて示されている。また、分流回路１４の構成は、前述した第１実施形態と同様である。

本実施形態の利得調整回路２１は、例えば図６に示された構成によって好適に実現される。図６に示された利得調整回路２１は、図３に示された利得調整回路２０と同様に、一対のトランジスタ２０ａ及び２０ｂと、抵抗２０ｃ及び２０ｄと、定電流源２０ｅと、定電圧源２０ｆとを含む。そして、トランジスタ２０ａの制御端子（ベース）には電圧ＶＢが入力され、トランジスタ２０ｂの制御端子（ベース）には定電圧源２０ｆから所定の定電圧が入力される点も第１実施形態と同様である。但し、本実施形態の利得調整回路２１は、図３に示された利得調整回路２０と異なり、反転増幅回路を構成している。つまり、トランジスタ２０ａと抵抗２０ｃとの間のノード２１ａが、電圧フォロワ回路２１ｂを介して利得可変増幅回路１３のトランジスタ１３１の制御端子（ベース）に接続されており、このノード２１ａの電位（またはノード２１ａの電位に比例する電位）が、制御電圧Ｖｃｔｒｌとしてトランジスタ１３１に提供される。

このような構成の利得調整回路２０において、電圧ＶＢが大きいときは、トランジスタ２０ａを流れる電流が大きくなるので、抵抗２０ｃとトランジスタ２０ａとの間のノード２１ａの電位が低くなり、制御電圧Ｖｃｔｒｌが小さくなる。そして、光電流Ｉｉｎが大きくなることにより電圧ＶＢが小さくなると、トランジスタ２０ａを流れる電流が小さくなるので、抵抗２０ｃとトランジスタ２０ａとの間のノード２１ａの電位が低下し、制御電圧Ｖｃｔｒｌが大きくなる。

以上の構成を備える本実施形態のＴＩＡ１１によれば、利得調整回路２１が、光電流Ｉｉｎが大きいほど利得可変増幅回路１２の利得Ａを小さくするので、第１実施形態と同様に、分流回路１４の抵抗値の変化に対応して入力インピーダンスＲｉｎの変化が抑えられるように利得を変化させ、入力インピーダンスＲｉｎの変化を効果的に低減することができる。したがって、本実施形態のＴＩＡ１１によれば、図８に示された周波数帯域の変動や、図９に示されたジッタの発生を抑制することができる。

また、図５に示された利得可変増幅回路１３及び分流回路１４の構成において、光電流Ｉｉｎが大きいほど大きな制御電圧Ｖｃｔｒｌを利得調整回路２１がトランジスタ１３１の制御端子に提供することにより、ＴＩＡ１１の入力インピーダンスＲｉｎの変化を効果的に低減することができる。特に、本実施形態のように、分流回路１４のインピーダンスがトランジスタ（トランジスタ１４２ｂ）によって変化する場合には、利得可変増幅回路１３の利得もまたトランジスタ（トランジスタ１３１）によって変化することが好ましい。これにより、分流回路１４の分流特性と、利得可変増幅回路１３の利得特性とが共に同様の特性（例えば制御電圧に対する非線形性）を有することとなり、入力インピーダンスＲｉｎの変化を更に低減することができる。

本発明によるトランスインピーダンスアンプは、上述した実施形態に限られるものではなく、他に様々な変形が可能である。例えば、上記各実施形態では、利得可変増幅回路における利得可変のための構成としてトランジスタを用いているが、トランジスタに代えて様々な可変抵抗回路を用いてもよい。そして、利得調整回路からの制御電圧によって可変抵抗回路の抵抗値を制御することによって、上記各実施形態に係るＴＩＡと同様の効果を奏することができる。

１Ａ…光受信器、８…フォトダイオード、１０，１１…ＴＩＡ、１０ａ…入力端子、１０ｂ…出力端子、１２，１３…利得可変増幅回路、１２ａ…増幅器、１２ｂ…帰還抵抗、１４…分流回路、１６…バッファ、１８…フィードバック回路、２０，２１…利得調整回路、２０ｇ，２１ａ…ノード、２１ｂ…電圧フォロワ回路、８１…電源電位線、８２…基準電位線、Ｉｉｎ…光電流、Ｐ…信号光、Ｖｃｔｒｌ…制御電圧、Ｖｏｕｔ…出力電圧。

Claims (3)

1. 入力電流の大きさに応じた出力電圧を生成するトランスインピーダンスアンプであって、
   前記入力電流を前記出力電圧に変換する利得可変増幅回路と、
   前記入力電流が大きいほど大きな電流を前記入力電流から分流する分流回路と、
   前記入力電流が大きいほど前記利得可変増幅回路の利得を小さくする利得調整回路と
   を備えることを特徴とする、トランスインピーダンスアンプ。
2. 前記分流回路は、前記利得可変増幅回路の入力端にアノードが接続されたダイオードと、前記ダイオードのカソードに一方の電流端子が接続され且つ他方の電流端子が抵抗を介して電源電位線に接続された第１のトランジスタを含んでおり前記ダイオードのカソード電位を制御する電位制御回路とを有し、
   前記利得可変増幅回路は、エミッタ接地回路又はソース接地回路を含み前記入力電流の大きさに応じた電圧を出力する第１の回路と、コレクタ接地回路又はドレイン接地回路を含み前記第１の回路からの電圧を受けて前記出力電圧を生成する第２の回路と、前記第１の回路の入力端と前記第２の回路の出力端との間に接続された帰還抵抗と、前記第１の回路の前記エミッタ接地回路又は前記ソース接地回路の出力端と電源電位線との間に接続された第２のトランジスタとを有し、
   前記利得調整回路は、前記入力電流が大きいほど小さな制御電圧を前記第２のトランジスタの制御端子に提供することを特徴とする、請求項１に記載のトランスインピーダンスアンプ。
3. 前記分流回路は、前記利得可変増幅回路の入力端にアノードが接続されたダイオードと、前記ダイオードのカソードに一方の電流端子が接続され且つ他方の電流端子が抵抗を介して電源電位線に接続された第１のトランジスタを含んでおり前記ダイオードのカソード電位を制御する電位制御回路とを有し、
   前記利得可変増幅回路は、エミッタ接地回路又はソース接地回路を含み前記入力電流の大きさに応じた電圧を出力する第１の回路と、コレクタ接地回路又はドレイン接地回路を含み前記第１の回路からの電圧を受けて前記出力電圧を生成する第２の回路と、前記第１の回路の入力端と前記第２の回路の出力端との間に接続された帰還抵抗と、前記第１の回路の前記エミッタ接地回路又は前記ソース接地回路の出力端と定電位線との間に接続された第３のトランジスタとを有し、
   前記利得調整回路は、前記入力電流が大きいほど大きな制御電圧を前記第３のトランジスタの制御端子に提供することを特徴とする、請求項１に記載のトランスインピーダンスアンプ。

Images