JP2007243510A - 光信号受信回路およびそれを用いた光信号受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 低電源電圧化で困難となる、帯域とダイナミックレンジの両立を実現する。
【解決手段】 光信号を受信して電流信号に変換する光電流変換回路（ＰＤ）の出力電流信号を受け、電圧信号に変換する電流電圧変換回路１０を持ち、その後段に使用される差動回路５０に電流源として抵抗を用いて、回路内部の動作電位の設定を容易にする。これによる、差動回路５０の出力波形の非対称性の影響を回避するため、差動回路５０の他方の入力に用いるリファレンス電位を、電流電圧変換回路１０の出力電圧信号から回路６０で生成する構成をとる。
【選択図】 図１Ａ

Description

この発明は、光信号を差動電圧信号に変換する光信号受信回路に関し、特に電源電圧が３．３Ｖ等の単一低電源電圧で動作する光信号受信回路に関する。

近年、光通信が広く利用されるようになり、それに伴い、送信回路および受信回路の高速性が要求されるようになっている。また、コストダウン、省エネルギーの関連から、小型かつ低電源電圧、低消費電力であることも要求されるようになってきている。

光信号受信回路および光信号受信装置においては、一般的には、光信号をフォトダイオード等の光電流変換回路で光電流変換を行ない、その微弱な電流信号出力を増幅して電圧信号、特に差動の電圧信号に変換する増幅器が必要である。

この増幅器において、単一低電源電圧で動作することが、コストダウンおよび省エネルギーの観点から要求されることとなった。

特許文献１は、単一低電源電圧で動作する光通信用前置増幅器について記載された文献である。特に図１にはトランスインピーダンス型増幅器を用いた電流電圧変換回路の帰還抵抗の両端に、電界効果トランジスタのソース・ドレインを接続し、電流電圧変換回路の出力電圧振幅を制御する例が示されている。

非特許文献１は、光通信用トランスインピーダンスアンプについて記載された文献である。特に図１には差動変換に差動出力信号をフィードバックする方法が記載されている。

特開平９−２３２８７７号公報

ＡＤＮ２８２１製品データシート,ＡＮＡＬＯＧ ＤＥＶＩＣＥＳ社

本願発明者等は本願に先立って、電源電圧が３．３Ｖ等の単一低電源電圧で動作する、光信号を差動電圧信号に変換する半導体回路技術について検討を行った。電流電圧変換回路については、光信号を用いた高速通信に対応するため、その信号周波数の帯域での動作、また、長距離伝送に対応するため、減衰した微弱な信号を受信するための入力感度が要求される。検討を行った構成を図３に、一部ブロックの回路例を図４に示す。

ここでは、電流電圧変換回路として、トランスインピーダンスアンプ１０を用いている。

図４の回路において、最小入力感度を決める雑音特性を向上するためには、帰還抵抗１１を大きくすることが有効である。

しかし、トランスインピーダンスアンプ１０の出力電圧振幅は、
入力電流振幅×帰還抵抗１１
となり、帰還抵抗１１を大きくすると、出力電圧振幅が大きくなることにより、大信号入力時の回路の動作限界（以下、オーバーロード限界という）に影響する。よって、要求される最小入力感度とオーバーロード限界を満たすための回路のダイナミックレンジを確保するためには、帰還抵抗１１を大きくしたときのオーバーロード限界への影響をいかに抑制するかが、課題となる。

オーバーロード限界を大きくするには、トランスインピーダンスアンプ１０の出力の電位設定が重要である。Tr.１３を流れる電流は、抵抗１４の抵抗値と、電源電圧とTr.１５のベース電位で決定される。この電流が一定値以上流れることがトランスインピーダンスアンプの動作には必須である。したがって、Tr.１５のベース電位は電源電圧よりも低く設定されなければならない。トランスインピーダンスアンプ１０の出力電位は、このTr.１５のベース電位からTr.１５のベース・エミッタ間電圧（以下VBEという）分下がった電位である。大信号入力時には、電圧信号振幅まで考慮しこの条件を満たす必要があるため、トランスインピーダンスアンプ１０の出力平均電位は更に電圧信号振幅の１/２以上下げる必要がある。一般的にトランジスタのVBEは温度特性を持ち、低温時には１Ｖ程度になる。電源電圧３Ｖで、大信号入力時にトランスインピーダンスアンプ１０の出力電圧振幅が１.２Ｖになる場合を考えると、トランスインピーダンスアンプ１０の出力平均電位は、
３−VBE−１．２÷２＝３−１−０．６＝１．４ [Ｖ]
以下に設定する必要がある。

一方、後段の差動回路２０には、トランスインピーダンスアンプ１０の出力平均電位と同じリファレンス電位がTr.２２のベース電位として与えられる。従って、電流源２にかかる最小電圧は、トランスインピーダンスアンプ１０の出力平均電位からTr.２２のVBE分下がった電位で決定され、
１．４−VBE＝１．４−１＝０．４ [Ｖ]
となる。電流源としてトランジスタを用いた定電流源を用いると、トランジスタを高速動作させるために必要なバイアス電圧を確保することができず、回路としての動作帯域を確保できなくなり、結果としてオーバーロード限界が低下する。

以上から、帰還抵抗１１の抵抗値の設定が雑音特性とオーバーロード限界のトレードオフになるが、本願に先だって検討した単一低電源電圧回路では、必要なダイナミックレンジを確保する帰還抵抗１１の抵抗値の設定が困難であることが判明した。

このダイナミックレンジを確保する技術において、電流電圧変換回路に自動利得制御ＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路を適用した回路については、特許文献１の図１に示される。しかし、この回路の場合、帰還抵抗を可変にするために付加する電界効果トランジスタの寄生容量により帯域劣化を生じるため、ダイナミックレンジ確保と帯域特性がトレードオフの関係になり、本願に先立って検討した光信号受信回路では両立が困難と考えた。

本発明の代表的なものの一例を示せば以下の通りである。即ち、光信号を受信して電流信号に変換する光電流変換回路の出力電流信号を受け、電圧信号に変換する電流電圧変換回路を持ち、その後段に使用される差動回路に電流源として抵抗を用い、更にその差動回路の他方の入力に用いるリファレンス電位を電流電圧変換回路の出力電圧信号から生成する構成をとる。

電流電圧変換回路の後段に接続される差動回路の電流源として抵抗を用いることで、電流電圧変換回路の出力電位を下げることを可能とし、ダイナミックレンジの確保を容易にすると共に、帯域特性への影響を低減することが可能である。

具体的には、本発明の光信号受信回路は、光電流変換によって光信号から生成された電流信号を入力し、前記電流信号を差動電圧信号に変換して出力する光信号受信回路であって、前記光信号受信回路は、単一電源電圧で動作可能に構成され、かつ、前記電流信号から電流電圧変換によって生成した共通の電圧信号からフィードフォワード接続を介して差動変換して前記差動電圧信号を生成するよう構成されていることを特徴とする。

また、本発明の光信号受信回路は、光信号を受信して電流信号に変換する光電流変換回路の出力した電流信号を入力とし、前記電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換回路と、前記電流電圧変換回路の出力した電圧信号を入力とし、前記電圧信号から直流電圧を生成する電圧生成回路と、前記電流電圧変換回路の出力した第１の電圧信号と、前記電圧生成回路の出力した第２の電圧信号とを入力とし、前記第１および第２の電圧信号から差動電圧信号を生成する第１の差動回路とを具備して成り、前記第１の差動回路は、少なくとも一対の差動トランジスタと前記一対のトランジスタに共通に接続された電流源とを含んで成り、前記電流源として抵抗を用いており、電流源としてのトランジスタを用いないことを特徴とする。

また、本発明の光信号受信装置は、光信号を受信して電流信号に変換する光電流変換回路と、前記光電流変換回路の出力した前記電流信号から差動電圧信号を生成して出力する光信号受信回路とを具備して成り、前記光信号受信回路は、前記光電流変換回路の出力した電流信号を入力とし、前記電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換回路と、前記電流電圧変換回路の出力した電圧信号を入力とし、前記電圧信号から直流電圧を生成する電圧生成回路と、前記電流電圧変換回路の出力した第１の電圧信号と、前記電圧生成回路の出力した第２の電圧信号とを入力とし、前記第１および第２の電圧信号から差動電圧信号を生成する第１の差動回路とを具備して成り、前記第１の差動回路は、少なくとも一対の差動トランジスタと前記一対のトランジスタに共通に接続された電流源とを含んで成り、前記電流源として抵抗を用いており、電流源としてのトランジスタを用いないことを特徴とする。

上記手段による発明の代表的な効果は、単一低電源電圧で動作する光信号受信回路および装置を実現できることである。

以下、本発明の実施例を図面を用いて詳細に説明する。実施例の各ブロックを構成する回路素子は、特に制限されないが、公知の集積回路技術によって、単結晶シリコンのような１個の半導体基板上に形成されても良いし、高周波特性を要求されない部品は、外付部品として別に構成されても良い。また、実施例ではＮＰＮ−バイポーラトランジスタを用いた回路を示すが、本願発明はこれに限定される訳ではなく一般的な半導体を用いた回路に適用される。また、図に示される各素子は、同一な素子の並列または直列の接続により、要求される特性を実現されてもよい。

図１は本発明を適用した光信号受信回路の第１の実施例を示したものである。本実施例の光信号受信回路１００は、光信号を受信して電流信号に変換する光電流変換回路ＰＤの出力した電流信号を入力とし、その電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換回路１０と、電流電圧変換回路１０の出力した電圧信号を入力とし、その電圧信号から直流電圧を生成する電圧生成回路６０と、電流電圧変換回路１０の出力した第１の電圧信号と、電圧生成回路６０の出力した第２の電圧信号とを入力とし、第１および第２の電圧信号から差動電圧信号を生成する第１の差動回路５０とを具備して成る。第１の差動回路５０は、一対の差動トランジスタ２１、２２とその一対の差動トランジスタ２１、２２に共通に接続された電流源３とを含んで成り、その電流源３としては抵抗が用いられている。

また、本実施例の光信号受信装置は、光信号を受信して電流信号に変換する光電流変換回路ＰＤと、光電流変換回路ＰＤの出力した電流信号から差動電圧信号を生成して出力する上述の光信号受信回路１００とを具備して成る。

具体的には、本実施例の受信回路は、光電流変換回路であるフォトダイオード（ＰＤ）の出力に電流電圧変換回路であるトランスインピーダンスアンプ１０が接続され、トランスインピーダンスアンプ１０の出力は電圧生成回路６０と差動回路５０に接続され、電圧生成回路６０の出力は差動回路５０のもう一方の入力に接続される。更に、差動回路４０を設け、差動回路５０の出力は差動回路４０に接続されても良い。ここで、電圧生成回路６０は、例えば図１（ｃ）に示すような抵抗と容量を用いた低域通過フィルタで構成することができる。また差動回路５０は、例えば図１（ｂ）に示すように構成され、入力信号が差動トランジスタ対Tr.２１、Tr.２２に接続され、それぞれのトランジスタはコレクタ抵抗２５、２６と、エミッタ抵抗２３、２４に接続され、エミッタ抵抗２３、２４は共に差動回路５０に流す電流を決定する電流源３に接続される。この構成は、電圧生成回路６０の入力として、トランスインピーダンスアンプ１０の出力を用いる点で図３と異なり、更に差動回路５０の回路構成が図４とは異なり、電流源３を抵抗により構成することを特徴とする。

第１の実施例の動作を説明する。

光信号受信回路１００は、光電流変換によって光信号から生成された電流信号を端子ＩＮから入力し、その電流信号をトランスインピーダンスアンプ１０によって差動電圧信号に変換して出力する。光信号受信回路１００は、単一電源電圧で動作可能に構成され、かつ、電流信号から電流電圧変換によって生成した共通の電圧信号からフィードフォワード接続を介して差動変換して差動電圧信号を生成するよう構成されている。

具体的には以下のようになる。ＰＤに入力された光信号は、ＰＤで電流信号に変換され、更にトランスインピーダンスアンプ１０で電圧信号に変換される。この電圧信号を差動回路５０に入力するとともに、電圧生成回路６０に入力し入力された電圧信号の直流電圧成分から平均電位を生成する。これの平均電位をリファレンス電位として差動回路５０に入力することで、差動回路５０で差動電圧信号を生成する。さらに差動回路４０を設けた場合には、差動回路５０の出力差動電圧信号を差動回路４０に入力し、差動電圧波形を整形もしくは増幅する。

図６に電流源に抵抗を用いた差動回路の例を示す。ここで、INTは前段の電流電圧回路から出力される電圧信号が、INBは単相信号を差動信号に変換するためのリファレンス電位が入力されるとする。

図７はそのときの入力波形と、ノードAの電圧波形を示したものである。INBの入力が一定電位であることから、ノードAの波形はINTが“H”レベルのときはその“H”レベルを基準に決定され、INTが“L”レベルのときはINBのリファレンス電位を基準に決定される。したがって、それぞれの場合で電流源３で生成される電流量が異なり、差動出力で“L”レベルを決定する抵抗25と抵抗26に流れる電流量が異なるため、OUTT、OUTBに出力される“L”レベルが異なる現象を生じる。

図８にそのときのOUTT、OUTBの出力波形を示す。このように出力波形が非対称になる場合、リファレンス電位の生成方式が課題となる。例えば、本実施例とは異なる従来の技術として、非特許文献１の図１に示されるような、差動回路の出力からその差動回路の入力に用いるリファレンス電位を生成する方式を用いると、
∫(Voutt-Voutb)dt=0
となるようにリファレンス電位が生成され生成されるリファレンス電位がINTに入力されている振幅中心からずれる現象が発生する。

図９はそのときの入力波形を示したものである。これにより差動回路５０で出力される電圧波形は更に歪んだものとなる。

図１０はこのときの出力波形を示したものである。リファレンス電位が振幅の中心からずれることにより、差動出力信号に時間軸方向の歪みが生じ、出力波形のデューティ（交番する信号の"H"レベルである期間と"L"レベルである期間との比）が５０％からずれる現象が起きてしまい、この出力波形を入力とする後段以降の回路の動作に支障をきたす可能性が考えられる。

このデューティの問題は、非対称な波形を出力する差動回路の出力以降の電圧信号からリファレンス電位を生成することにより生じるものであるため、本実施例に示すように、フィードフォワード接続により電流電圧変換回路の出力を用いてリファレンス電位を生成する方式により解決することができる。

図１１Ａは差動回路４０を設けた時の、差動回路４０の入力波形を示したものである。図１１Ｂは入力波形を差動回路４０により増幅したときの出力波形を示したものである。ここで増幅された出力振幅に対して、差動回路４０のリミッティング電圧振幅を、小さく取ることにより、差動信号対のローレベル・ハイレベル非対称性を解消する波形整形が実現できる。

図１１Ｃに、差動回路４０のリミッティング電圧振幅を図１１Ｂで示したように設定した場合の出力波形を示す。このように、差動回路４０を設けることにより、振幅方向の波形の非対称性を解消することができる。

前記フィードフォワード接続により電流電圧変換回路の出力を用いてリファレンス電位を生成する方式と、前記差動回路４０のリミッティング電圧振幅を適正に設定する方式を用いることにより、図６に示した電流源に抵抗を用いた差動回路を差動回路５０に用いた場合でも、出力波形を歪みなく生成することが可能となる。

本実施例によれば、差動回路５０の電流源に必要となるバイアス電圧を小さく設定することができ、差動回路５０の入力電圧を下げることが可能となる。これにより、トランスインピーダンスアンプ１０の出力電圧の調整幅を広くすることができ、設定の最適化を図ることでオーバーロード限界を大きくすることが可能となる。更にトランスインピーダンスアンプ１０で出力振幅を制限することなく後段の差動回路５０に入力することを可能とし、雑音特性・周波数帯域特性への影響を無くすことが可能となる。

図２は本発明を適用した光信号受信回路の第２の実施例を示したものである。実施例１との違いは、電圧生成回路６０を、エラーアンプを用いたフィードバックループにより構成する点である。電圧生成回路６０は、低域通過フィルタを構成する抵抗８１と容量８３と、差動回路８０と、差動回路８０の入力電圧オフセット補償用抵抗８２と、エラーアンプ７０とで構成される。

電圧生成回路６０の電圧信号入力は、抵抗８１と容量８３で構成される低域通過フィルタで直流成分を抽出した平均電位となり、差動回路８０の一方の入力端子に入力される。このとき、低域通過フィルタで振幅成分を制限し、且つフィードバックループは広帯域を必要としないことから、差動回路８０はメインパスに使用している差動回路５０のように電流源に抵抗を用いる必要はなく、トランジスタを使用した一般的な定電流源で構成することが可能である。差動回路８０の出力はエラーアンプ７０の入力に接続され、エラーアンプの出力は、差動回路５０の入力にリファレンス電位として接続されると共に、抵抗８２を介し差動回路８０のもう一方の入力に接続し、フィードバックループを構成する。ここで、抵抗８２は理想的には抵抗８１と同じ抵抗値を用いることで、差動回路８０にバイポーラトランジスタ回路を用いた場合に発生する、入力端子のベース電流により生じるオフセット電圧を等しくすることが可能になる。

本実施例によれば、低域通過フィルタを構成する抵抗８１の値を大きくすることが可能になり、容量８３を小さく設定することができるため、容量８３を回路と同一半導体基板上に形成することが容易となる。更に、エラーアンプ７０で小さい容量素子を内蔵しフィードバックループの帯域を下げることで、回路全体を同一半導体基板上に形成することが容易となる。

本発明の光信号受信回路100およびそれを含んで成る光信号受信装置全体の構成の概要を示す図である。 図１Ａの差動回路50の一例を示す回路図である。 図１Ａの電圧生成回路60の一例を示す回路図である。 本発明を適用した光信号受信回路の構成図である。 本願に先立って検討した光信号受信回路の構成図である。 図３の電流電圧変換回路10と差動回路20の一例を示す回路図である。 図１、２の電流電圧変換回路10と差動回路20の一例を示す回路図である。 本発明を適用した差動回路20の一例を示す回路図である。 図６の差動回路の入力波形例である。 図６の差動回路に図7の入力波形を入れたときの出力波形である。 図６の差動回路の入力波形例である。 図６の差動回路に図９の入力波形を入れたときの出力波形である。 差動回路40の入力波形である。 差動回路40に図１１Ａの入力波形を入れたときの波形整形前出力波形である。 図１１Ｂの出力波形を差動回路40により波形整形したときの出力波形である。

符号の説明

10…トランスインピーダンスアンプ、 11…帰還抵抗、 12…レベルシフト回路、 13、15…NPN-バイポーラトランジスタ、 14、16…抵抗、 20…差動回路、 21、22…NPN-バイポーラトランジスタ、 23、24…コレクタ抵抗、 25、26…エミッタ抵抗、 30…エラーアンプ１、 40…差動回路、 50…差動回路、 60…リファレンス生成回路、 70…エラーアンプ、 80…差動回路、 81、82…抵抗、 83…容量、 100、101、102…光信号受信回路、 PD…フォトダイオード、 IN…半導体集積回路および電流電圧変換回路の入力、 INT…差動回路50の入力1、 INB…差動回路50の入力2、 OUTT…差動回路50の出力1、 OUTB…差動回路50の出力2、 Tr.…バイポーラトランジスタ、 VBE…バイポーラトランジスタのVBE、 VREF…差動変換用リファレンス電位、 OUT1…差動回路40の出力1、 OUT2…差動回路40の出力2。

Claims (20)

1. 光電流変換によって光信号から生成された電流信号を入力し、前記電流信号を差動電圧信号に変換して出力する光信号受信回路であって、
   前記光信号受信回路は、単一電源電圧で動作可能に構成され、かつ、前記電流信号から電流電圧変換によって生成した共通の電圧信号からフィードフォワード接続を介して差動変換して前記差動電圧信号を生成するよう構成されている
   ことを特徴とする光信号受信回路。
2. 請求項１において、
   前記フィードフォワード接続は、前記共通の電圧信号から前記共通の電圧信号と前記共通の電圧信号の直流電圧成分とを生成する電圧生成回路を含んで成る
   ことを特徴とする光信号受信回路。
3. 請求項２において、
   前記電圧生成回路は、低域通過フィルタを具備して構成されていることを特徴とする光信号受信回路。
4. 請求項３において、
   前記光信号受信回路は単一の半導体基板上に形成された集積回路として構成され、
   前記容量は前記集積回路の外部から前記光信号受信回路に接続されている
   ことを特徴とする光信号受信回路。
5. 請求項３において、
   前記電圧生成回路は、前記低域通過フィルタを差動入力の一方とする差動回路を更に具備して構成されていることを特徴とする光信号受信回路。
6. 請求項５において、
   前記光信号受信回路は単一の半導体基板上に形成された集積回路として構成され、
   前記容量は前記集積回路に一体形成されて前記光信号受信回路を構成する
   ことを特徴とする光信号受信回路。
7. 請求項１において、
   前記電流電圧変換は、出力平均電圧が前記光信号受信回路を構成するバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間電圧の２倍以下である回路によって実行されることを特徴とする光信号受信回路。
8. 光信号を受信して電流信号に変換する光電流変換回路の出力した電流信号を入力とし、前記電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換回路と、
   前記電流電圧変換回路の出力した電圧信号を入力とし、前記電圧信号から直流電圧を生成する電圧生成回路と、
   前記電流電圧変換回路の出力した第１の電圧信号と、前記電圧生成回路の出力した第２の電圧信号とを入力とし、前記第１および第２の電圧信号から差動電圧信号を生成する第１の差動回路と
   を具備して成り、
   前記第１の差動回路は、一対の差動トランジスタと前記一対のトランジスタに共通に接続された電流源とを含んで成り、前記電流源として抵抗が用いられている
   ことを特徴とする光信号受信回路。
9. 請求項８において、
   前記電圧生成回路は、低域通過フィルタを具備して構成されていることを特徴とする光信号受信回路。
10. 請求項９において、
    前記光信号受信回路は単一の半導体基板上に形成された集積回路として構成され、
    前記容量は前記集積回路の外部から前記光信号受信回路に接続されている
    ことを特徴とする光信号受信回路。
11. 請求項９において、
    前記電圧生成回路は、前記低域通過フィルタを差動入力の一方とする第２の差動回路を更に具備して構成されていることを特徴とする光信号受信回路。
12. 請求項１１において、
    前記光信号受信回路は単一の半導体基板上に形成された集積回路として構成され、
    前記容量は前記集積回路に一体形成されて前記光信号受信回路を構成する
    ことを特徴とする光信号受信回路。
13. 請求項８において、
    前記電流電圧変換回路は、出力平均電圧が前記光信号受信回路を構成するバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間電圧の２倍以下であることを特徴とする光信号受信回路。
14. 請求項８において、
    前記電圧生成回路は、前記電流電圧変換回路の出力した電圧信号の直流電圧成分を生成することを特徴とする光信号受信回路。
15. 請求項８において、
    前記第１の差動回路は、入力平均電圧が前記光信号受信回路を構成するバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間電圧の２倍以下であることを特徴とする光信号受信回路。
16. 光信号を受信して電流信号に変換する光電流変換回路と、
    前記光電流変換回路の出力した前記電流信号から差動電圧信号を生成して出力する光信号受信回路とを具備して成り、
    前記光信号受信回路は、
    前記光電流変換回路の出力した電流信号を入力とし、前記電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換回路と、
    前記電流電圧変換回路の出力した電圧信号を入力とし、前記電圧信号から直流電圧を生成する電圧生成回路と、
    前記電流電圧変換回路の出力した第１の電圧信号と、前記電圧生成回路の出力した第２の電圧信号とを入力とし、前記第１および第２の電圧信号から差動電圧信号を生成する第１の差動回路と
    を具備して成り、
    前記第１の差動回路は、一対の差動トランジスタと前記一対のトランジスタに共通に接続された電流源とを含んで成り、前記電流源として抵抗が用いられている
    ことを特徴とする光信号受信装置。
17. 請求項１６において、
    前記電圧生成回路は、抵抗と容量との並列接続を含んで成る低域通過フィルタを具備して構成されていることを特徴とする光信号受信装置。
18. 請求項１７において、
    前記光信号受信回路は単一の半導体基板上に形成された集積回路として構成され、
    前記容量は前記集積回路の外部から前記光信号受信装置に接続されている
    ことを特徴とする光信号受信装置。
19. 請求項１７において、
    前記電圧生成回路は、前記低域通過フィルタを差動入力の一方とする第２の差動回路を更に具備して構成されていることを特徴とする光信号受信装置。
20. 請求項１９において、
    前記光信号受信回路は単一の半導体基板上に形成された集積回路として構成され、
    前記容量は前記集積回路に一体形成されて前記光信号受信装置を構成する
    ことを特徴とする光信号受信装置。
    

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