CN110557098A - 一种正反馈跨阻放大电路及调整方法 - Google Patents

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杨雪
何敬锁
张盛博
张存林
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Abstract

本发明公开的一种正反馈跨阻放大电路，通过将第二级反相电压放大器的输出引入到第一级跨阻放大器的输入端，形成正反馈路径，可以消除寄生反馈电容对带宽的限制，因此可以扩展输入的频域信号的带宽；本发明的调整方法，通过调整第二级反相放大器的增益，即可容易地控制放大器的稳定时间。

Description

一种正反馈跨阻放大电路及调整方法
技术领域
本发明属于电子、跨阻抗电路设计技术领域，具体涉及一种消除寄生反馈电容对带宽限制的正反馈跨阻放大电路及调整方法。
背景技术
电流源信号检测(如THz天线、光电二极管)要求前端跨阻放大器(TIA)将电流源转换为放大的电压信号。因此，可以添加级联电压放大级，以达到所需的信号电压大小和总电路带宽的要求。图1详细说明了跨阻放大电路的原理图。Rf是反馈电阻，与此电阻相关的是平行寄生电容Cf。在标准焊盘尺寸的FR4板上，Cf的典型值为0.1pF。通过减小焊盘尺寸，并采用流动焊接技术可以将该值降低到接近0.05pF。然而，Rf的大小总是受到Cf的旁通阻抗的限制，因为随着Rf的增大，在响应频率处，Cf的旁路阻抗与Rf相当，从而降低了放大器的增益。
当Rf的值为100MΩ时，0.1pF的Cf值将放大器的带宽(-3dB点)限制在32MHz(Cf的阻抗等于该频率下Rf的阻抗)。为了克服这个问题，减小Rf的大小，并使用二级放大器将总增益提高到所需的值。典型的电路如图2所示。
图2中放大器与具有相同增益和带宽的单极TIA相比，噪声增加了。对于TIA，信号增益随反馈电阻的大小线性增加，而噪声增益仅随反馈电阻大小的平方根增加。对于高增益(增益大于10)的电压放大器，信号增益和噪声增益均随反馈电阻的大小线性增加。降低反馈电阻的大小以增加TIA带宽(在受Cf限制的情况下)，并使用第二级电压增益放大器来提高电路的总增益，与相同带宽和总增益的单级TIA相比，总是会导致噪声增加。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的是提供一种消除寄生反馈电容对带宽限制的正反馈跨阻放大电路及调整方法，可以消除寄生反馈电容对带宽的限制，从而实现极高增益下的最大带宽和最低噪声。
一种正反馈跨阻放大电路，两级放大器的第一级跨阻放大器TIA的负输入端输入THz频域信号；两级放大的第二级反相电压放大器的输出反馈到第一级跨阻放大器TIA的负输入端，形成正反馈；其中，该正反馈采用并联的电阻R2和电容C2实现；电阻R2的阻值为100GΩ；电容C2的容值与第一级跨阻放大器TIA的负反馈电容C1的容值相等。
较佳的，所述THz频域信号为太赫兹异步光学采样***ASOPS输出的太赫兹信号。
一种正反馈跨阻放大电路的调节方法，第一级跨阻放大器TIA与第二级放大器之间设置的电阻定义为电阻R3；第二级反相电压放大器的负反馈电阻定义为电阻R4；通过调整电阻R3与电阻R4阻值之比，来控制所述正反馈跨阻放大电路的稳定性。
本发明具有如下有益效果：
本发明公开的一种正反馈跨阻放大电路，通过将第二级反相电压放大器的输出引入到第一级跨阻放大器的输入端，形成正反馈路径，可以消除寄生反馈电容对带宽的限制，因此可以扩展输入的频域信号的带宽；本发明的调整方法，通过调整第二级反相放大器的增益，即可容易地控制放大器的稳定时间。
附图说明
图1为现有的跨阻放大器电路；
图2为现有的两级放大器电路图；
图3为本发明的正反馈回路；
图4为图2和图3中放大器的增益和噪声曲线；
图5为图2的两级放大器电路和本发明的TIA正反馈电路的噪声信号上叠加了THz功率谱；
图6为图3中R3的两个值的正反馈电路输出响应；欠阻尼R3＝2050Ω，临界阻尼R3＝2060Ω。
具体实施方式
下面结合附图并举实施例，对本发明进行详细描述。
本发明的电路如图3所示。该电路由一个跨阻放大器(TIA)U1、一个二级单位增益稳定的反相电压放大器U2和三个反馈路径组成：
三条反馈路径如下：
从跨阻放大器(TIA)U1的输出OUT到其负输入求和节点(图3U1中表示为”-”)的标准反相反馈路径；该反馈路径由并联的电阻R1和电容C1构成。本实施例中，电阻R1阻值为102MΩ，电容C1的容值为0.1pF。
从第二级反相电压放大器U2的输出(表示为”OUT1”)到跨阻放大器U1负输入求和节点的第二个非反相反馈路径，该反馈路径由并联的电阻R2和电容C2构成。本实施例中，电阻R2阻值为100GΩ，电容C2的容值为0.1pF。
第二级反相电压放大器U2从其OUT1输出到其反相求和节点(图3U2中表示为”-”)的单个反馈电路径，该反馈路径由并联的电阻R4和电容C4构成。本实施例中，电阻R4阻值为2000Ω，电容C4的容值为0.1pF。
跨阻放大器U1的输出端与反相电压放大器U2的负输入求和节点之间串联电阻R3，其两端并联电容C3。本实施例中，电阻R3阻值为2040Ω，电容C3的容值为0.1pF。
在图3中，第二级反相放大器U2是反相的，单位增益稳定，不提供电压放大；两个放大器U1和U2都是反相放大器，每个放大器的输出与输入相差180度，因此总相位变化为360度，所以U2的输出与U1的输入同相，即U2的输出向U1的输入提供同相反馈。该反馈是通过一个电阻(图3中的R2)提供的，该电阻与TIA的反馈电阻(图3中的R1)的封装和焊接所占空间相同，但最大值为100GΩ；由于100GΩ电阻器通常是可用的最高值，以至于通过电阻R2的直流正反馈可以忽略不计，而电阻R2通过其寄生电容C2提供同相反馈信号，其大小与来自TIA反馈电阻的寄生电容(图3中的C1)的反相反馈信号相同，C2的正电容反馈完全抵消了C1在幅度和相位上的原始负反馈，即将净负电容反馈信号降低到电路稳定性极限内允许的最小值，从而最大化TIA第一级的电路带宽。这允许在第一级TIA中进行最大限度的放大，从而将总电路噪声降至最低。
与图2中的标准两级放大电路相比，该电路能够将叠加自ASOPS源的THz信号的噪声频谱密度减少7倍(对于相同带宽的THz分辨率和增益)。两种放大器的增益和噪声曲线如图4所示。对于这两个电路，光谱噪声密度值峰值为10.5uV√Hz，但是，标准的两级放大电路在较低的频率下降低到9.5uV√Hz的光谱噪声密度值，而本专利的正反馈电路则降低到1.3uV√Hz的光谱噪声密度值，降低了7倍。将100MHz脉冲重复率的噪声信号叠加到THz频谱上，以20Hz的标准偏移频率运行的异步光学采样***(ASOPS)显示重叠的集成噪声信号(在本例中)从4mV降低到1mV，降低了4倍；如图5所示。
本发明的放大电路对时域信号的益处较小，因为噪声信号的“强峰值”(当TIA的带宽接近稳定极限时会发生这种情况，见图4)将信号对噪声的优势限制为2倍。然而，对于ASOPS应用，信息是在频域中获得的，并且随着信号分辨率的提高(给定偏移频率的TIA带宽增加)，该信噪比优势增加7倍。这是因为，如图5所示，放大器功率谱中THz信号的重叠逐渐发生在噪声峰值之前。
本发明的放大电路，能够通过第二电压放大器的增益容易地控制放大器的稳定时间，即可通过调整R3与R4的比率来实现。如果R3等于R4，则通过C2的正反馈与通过C1的负反馈完全相反。在这种情况下，整个放大电路是不稳定的，R3的值略有降低，以确保较小的负反馈和电路稳定性。例如，将R3设置为2060欧姆(R4＝2k)，电路受到严重阻尼，将R3设置为2040欧姆，电路稍微欠阻尼，但上升时间更快，如图6所示。因此，该电路的另一个优点是对放大器电路的响应特性可以进行简单的控制和调整。可根据实际电路中各元器件的参数值来设置R3与R4阻值之比，来稳定电路。随着R3值降低到R4值，由于正电容反馈，电路带宽增加。但在R3的某个值下，电路将不稳定，因为这种正电容反馈太大，超出了电路稳定参数。但因初始条件未知，只能通过对每个电路的实验来确定。
综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种正反馈跨阻放大电路，其特征在于，两级放大器的第一级跨阻放大器TIA的负输入端输入THz频域信号；两级放大的第二级反相电压放大器的输出反馈到第一级跨阻放大器TIA的负输入端，形成正反馈；其中，该正反馈采用并联的电阻R2和电容C2实现；电阻R2的阻值为100GΩ；电容C2的容值与第一级跨阻放大器TIA的负反馈电容C1的容值相等。
2.如权利要求1所述的一种正反馈跨阻放大电路，其特征在于，所述THz频域信号为太赫兹异步光学采样***ASOPS输出的太赫兹信号。
3.一种权利要求1或2所述的正反馈跨阻放大电路的调节方法，其特征在于，第一级跨阻放大器TIA与第二级放大器之间设置的电阻定义为电阻R3；第二级反相电压放大器的负反馈电阻定义为电阻R4；通过调整电阻R3与电阻R4阻值之比，来控制所述正反馈跨阻放大电路的稳定性。
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