JP2011229384A - ブラシレスモータの制御 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】交流電圧を整流して整流電圧を供給する段階と、モータの各電気半サイクルにわたって導通期間中に整流電圧でモータの巻線を励起する段階と、交流電圧内のゼロ交差に応答して導通期間を更新する段階とを含むブラシレスモータを制御する方法。更に、本方法を実行する制御システム及び制御システムを組み込むモータシステム。
【選択図】図1
Description
コントローラ16は、HALL信号のエッジに応答して相巻線7を整流する。整流は、相巻線7を通る電流の方向を逆にするようにDIR1及びDIR2を逆にすることを伴っている(すなわち、DIR1をクリアしてDIR2を設定するか、又はDIR2をクリアしてDIR1を設定する)。相巻線7は、整流の時点でフリーホイールさせることができる。従って、DIR1及びDIR2を逆にすることに加えて、コントローラ16は、FREEHWEEL#を設定する。
所定の速度閾値SPEED_ADVよりも小さいと、コントローラ16は、HALL信号のエッジと同期して相巻線7を整流する。HALL信号の各エッジは、相巻線7内の逆起電力の極性の変化を表している。その結果、SPEED_ADV未満の速度で、コントローラ16は逆EMFのゼロ交差と同期して相巻線7を整流する。
速度閾値SPEED_ADVでの又はそれを超える速度で、コントローラ16は、進み期間(advance period)T_ADVによりHALL信号の各エッジの前に相巻線7を整流する。電気半サイクル期間は減少し、逆起電力は回転子速度と共に増加するので、整流がHALL信号のエッジの前に起こる電気角度は、理想的に回転子速度と共に増加する。特定の進み期間T_ADVに対して、対応する進み角度(advance angle)A_ADVは、以下のように定めることができる。
A_ADV(elec.deg)=T_ADV(sec)*{ω(rpm)/60}*360(mech.deg)*n/2
ここで、A_ADVは電気角度での進み角であり、T_ADVは、秒単位の進み期間であり、ωはrpm単位の回転子速度であり、nは回転子極の個数である。この方程式から、進み角が直接に回転子速度に比例していることが見出される。その結果、固定進み期間に対してさえも、進み角は、回転子速度と共に増加する。しかし、加速、電力及び効率の制御の有効化は、異なる回転子速度で異なる進み期間を使用することによって達成することができる。コントローラ16は、従って、複数の回転子速度の各々に対して進み期間を格納する進みルックアップテーブルを含む。
ω(rpm)=60/{n*T_HALL(sec)}
ここで、ωはrpm単位の回転子の速度であり、T_HALLは秒単位のホール期間であり、nは回転子の極の個数である。コントローラ16は、選択された進み期間を使用してHALL信号のエッジより前に相巻線7を整流する。同じ進み期間T_ADVは、次に、Z_CROSS信号の更に別のエッジのような時間が検出されるまでコントローラ16によって使用される。Z_CROSS信号の更に別のエッジに応答して、コントローラ16は、回転子5の速度に対応する新たな進み期間を進みルックアップテーブルから選択する。進み期間は、従って、AC電源4の電圧がゼロと交差する時に限り更新され、AC電源4の各半サイクルにわたって一定である。
T_COM=T_HALL−T_ADV
コントローラ16のいくつかの周辺機器19は、電流レギュレータ22を形成するように構成されている。電流レギュレータ22は、相巻線7内の電流をモニタ及び調整する。電流レギュレータ22は、2つの機能を実行する。第1に、相巻線7内の電流がフェイルセーフ閾値を上回った場合、電流レギュレータ22は、TRIP#をクリアする。第2に、相巻線7内の電流が過電流閾値を上回った場合、電流レギュレータ22は、過電流信号を生成する。
マルチスイッチモード内の過電流イベントに応答して、コントローラ16は、FREEHWEEL#をクリアすることによって相巻線7をフリーホイールさせる。フリーホイールは、フリーホイール期間T_FWにわたって続き、その間に、相巻線7内の電流は、過電流閾値よりも小さいレベルに減衰するように意図されている。相巻線7内の電流が過電流閾値よりも大きい状態を続ける場合、コントローラ16は、フリーホイール期間T_FWにわたって再び相巻線7をフリーホイールさせる。一方、相巻線7内の電流が過電流閾値未満に落ちた場合、コントローラ16は、FREEWHEEL#を設定することによって相巻線7の励起を再開する。
A_FW(elec.deg)=T_FW(sec)*{ω(rpm)/60}*360(mech.deg)*n/2
ここで、A_FWは電気角度でのフリーホイール角度であり、T_FWは秒単位でのフリーホイール期間であり、ωはrpmでの回転子速度であり、nは回転子極の個数である。その結果、一定のフリーホイール期間が得られるように、対応するフリーホイール角度は、回転子速度と共に増加する。しかし、フリーホイール角度が増加すると、電流及び従って電力が相巻線7に駆動される残りの期間は減少する。コントローラ16は、従って、回転子5が加速する時に対応するフリーホイール角度A_FWが過度に増大しないように、増加する回転子速度と共に減少するフリーホイール期間T_FWを使用している。
シングルスイッチモード内の過電流イベントに応答して、コントローラ16は、相巻線7を直ちにはフリーホイールさせない。代替的に、コントローラ16は、オーバーラン期間T_OVRにわたって相巻線7を励起し続ける。オーバーラン期間が経過した後、コントローラ16は、FREEHWEEL#をクリアすることによって相巻線7をフリーホイールさせる。フリーホイールは、次に、コントローラ16が相巻線7を整流するような時間まで無期限に続く。コントローラ16は、従って、モータ2の各電気半サイクル中に一度だけ励起からフリーホイールに相巻線7を切り換える。
T_OVR=T_OVR_OFFSET+T_OVR_AMP*abs{sin(θ)}
ここで、T_OVR_OFFSETはオフセット値であり、T_OVR_AMP*abs{sin(θ)}はT_OVR_AMPによって定められる振幅を有する整流正弦波であり、θはAC電源4の電圧周期内での角度である。
θ(deg)=t(sec)*f(Hz)*360(deg)
ここで、tは、AC電源4内のゼロ交差以来の秒単位の経過した時間であり、fは、AC電源4のヘルツでの周波数である。オーバーラン期間は、次に、以下のように定めることができる。
T_OVR=T_OVR_OFFSET+T_OVR_AMP*abs{sin(t*f*360deg)}
T_OVR=T_OVR_OFFSET+T_OVR_SINE
ここで、T_OVR_OFFSETは時間とは独立しているオーバーランオフセット値であり、T_OVR_SINEは時間に依存するオーバーラン正弦値である。
回転子速度に関わらず、過電流イベントは、モータ2の各電気半サイクル中に少なくとも一回起こる。過電流イベントが起こらなかった場合、コントローラ16は相巻線7を励起し続け、従って、相巻線7内の電流は、上がり続ける。比較的高い回転子速度では、相巻線7内の逆起電力のマグニチュードは、比較的大きい。従って、相巻線7内の電流は、過電流イベントがない場合でさえ過大レベルに到達する可能性は低い。しかし、比較的低回転子速度では、相巻線7内で誘導される逆起電力は、比較的小さい。従って、相巻線7内の電流は、過電流イベントがない場合、過大なレベルに上がる場合がある。実際、電流は、フェイルセーフ閾値I_MAXまで上がる恐れがあり、それによって、次に、コントローラ16は、故障モードに入る。その結果、マルチスイッチモードで作動する時、コントローラ16は、相巻線7がタイムアウト期間T_TOにわたって絶えず同じ方向に励起された後に自動的に過電流ルーチンを実行する。タイムアウト期間は、従って、確実に相巻線7を励起することができる最大期間が制限されるようにすることにより、フェイルセーフ機構として作用する。
A_TO(dec.deg)=T_TO(sec)*{ω(rpm)/60}*360(mech.deg)*n/2
ここで、A_TOは電気角度でのタイムアウト角度であり、T_TOは秒単位のタイムアウト期間であり、ωはrpmでの回転子速度であり、nは回転子極の個数である。その結果、一定のタイムアウト期間にわたって、対応するタイムアウト角度は、回転子速度と共に線形に増加する。コントローラ16は、従って、一定のタイムアウト期間T_TOを使用することができる。しかし、コントローラ16が異なる回転子速度に対して異なるタイムアウト期間を使用する場合、より良好な制御をもたらすことができる。コントローラ16は、従って、複数の回転子速度の各々に対してタイムアウト期間T_TOを格納するタイムアウトルックアップテーブルを含む。
コントローラ16は、主として進み整流シングルスイッチモードで作動する。このモードで、回転子5の速度は、回転子5が異なる負荷を受ける時に変化する。回転子速度が変わるように、相巻線7内で誘導される逆起電力のマグニチュードも変化する。コントローラ16が仮に固定進み期間及びオーバーラン期間を使用した場合、システム1の平均入力電力及び平均出力電力は、回転子速度と共に変化する。しかし、特定の速度範囲にわたって一定の平均入力又は出力電力を維持するモータシステム1を有することが望ましい用途があると考えられる。
T_ADV=T_ADV_TABLE[速度、電圧]
T_OVR=T_OFFSET_TABLE[速度、電圧]+T_OVR_SINE_TABLE[t]
コントローラ16の周辺機器19には、複数のチャンネルを有するアナログ/デジタル変換器(ADC)がある。ADCの第1のチャンネルはDC_SMOOTH信号の入力ピンに結合され、ADCの第2のチャンネルは、TEMP信号の入力ピンに結合されている。
コントローラ16の記憶装置18は、いくつかのルックアップテーブルを格納し、各々は、特定の速度及び/又は電圧分解能を有する。各ルックアップテーブルの分解能は、他のルックアップテーブルと同じである必要がなく、かつルックアップテーブルにわたって変わる場合がある。例えば、進みルックアップテーブルは、比較的低速度では10krpm毎に進み期間を格納することができ、これは、徐々に、比較的高い速度では1krpmに増加する。
静止から運転速度まで加速する時のモータシステムの作動をここで説明する。図8から分るように、コントローラ16は、6つの作動モード、すなわち、初期化、静止、低速加速、高速加速、運転、及び故障を有する。様々な作動モードで、コントローラ16は、以下の4つのパラメータ、すなわち、フリーホイール期間、進み期間、オーバーラン期間、及びタイムアウト期間の1つ又はそれよりも多くを使用してモータ2を制御する。
電源投入で、コントローラ16は、周辺機器19を有効にし、モータシステム1内のAC電源4及び温度のRMS電圧の尺度又は測定値を得るためにDC_SMOOTH信号及びTEMP信号をサンプリングする。RMS電圧が不足電圧閾値V_MINよりも小さいか、又は過電圧閾値V_MAXを超える場合、コントローラ16は、記憶装置18に「不足電圧」又は「過電圧」エラーを書き込んで故障モードに入る。同様に、温度が不足温度閾値TEMP_MINよりも小さいか、又は過温度閾値TEMP_MAXを超える場合、コントローラ16は、記憶装置18に「不足温度」又は「過温度」エラーを書き込んで故障モードに入る。
コントローラ16は、所定の逆駆動時間T_RDにわたって逆にモータ2を駆動する。この説明上、モータ2は、HALL信号が論理的に低い時に左から右に、HALL信号が論理的に高い時に右から左に相巻線7を駆動することに応答して前方へ駆動されると仮定されている。モータ2は、従って、図9に詳細に示すように、HALL信号が論理的に低い時に右から左に、HALL信号が論理的に高い時に左から右に相巻線7を駆動することに応答して逆に駆動される。
低速加速モードで作動する時、コントローラ16は、同期整流マルチスイッチモードでモータ2を駆動する。図10は、いくつかのホール期間にわたるHALL信号、制御信号、及び相電流の波形を示している。
高速加速モードで作動する時、コントローラ16は、進み整流マルチスイッチモードでモータ2を駆動する。図11は、いくつかのホール期間にわたるHALL信号、制御信号、及び相電流の波形を示している。
運転モードで作動する時、コントローラ16は、進み整流シングルスイッチモードでモータ2を駆動する。図12は、いくつかのホール期間にわたるHALL信号、制御信号、及び相電流の波形を示している。
コントローラ16は、モータシステム1の損傷を防止又は制限するためにエラーに応答して故障モードに入る。コントローラ16は、従って、故障モードに入るとDIR1及びDIR2をクリアすることによってモータ2を無効にする。コントローラ16では、モータシステム1を再利用することができる前に、モータシステム1に至る電源を切断することが必要である場合がある。代替的に、コントローラ16は、モータシステム1の更に別の使用を妨げる恐れがあり、これは、起こった故障の種類に依存する場合がある。
AC電源により駆動される従来の永久磁石モータに対して、相巻線内の誘導される逆起電力により、AC電源から引き出される電流の量を正確に制御することが困難になる。従って、AC電源から引き出される電流の波形は、一般的に高い高調波コンテンツを有し、従って、力率不良になる。この問題に対処するために、従来の永久磁石モータは、一般的に能動力率補正(PFC)回路を含む。能動PFC回路は、AC電源から引き出される電流が実質的に正弦波であることを保証しながら相巻線を励起する際に使用される規則的なDC電圧を出力する。従って、比較的高い力率をもたらすことができる。しかし、能動PFC回路の介在により、モータシステムの経費が増大する。更に、PFC回路には、PFC回路によりサンプリングされるDCリンク電圧が安定であるために高いキャパシタンスDCリンクコンデンサが必要である。安定したDCリンク電圧がなければ、PFC回路は、誤った電流要求レベルを推定し、電流高調波不良になる。しかし、高キャパシタンスDCリンクコンデンサは、物理的に大きくかつ高価である。
コントローラ16は、異なるイベントに応答して異なるソフトウエアルーチンを実行する。例えば、コントローラ16は、HALL信号のエッジに応答して特定のルーチンを実行する。コントローラ16は、過電流イベントなどに応答して異なるルーチンを実行する。
イベント処理の一般的な方法は、割り込みを使用するものである。割り込みに応答して、コントローラ16は、メインコードの実行を中断し、割り込みサービスルーチン(ISR)を実行することによって割り込みに供される。
無制限フリーホイールシングルスイッチモードで作動する時、過電流割り込みは無効にされ、すなわち、コントローラ16は、電流レギュレータ22により出力された過電流信号を無視する。HALL信号のエッジに応答して、コントローラ16は整流期間T_COMに加えて導通期間T_CDを計算する。HALL信号のエッジの後、コントローラ16は時間T_COMで相巻線7を整流する。整流後、コントローラ16は、導通期間T_CDにわたって相巻線7を励起し、次に、コントローラ16は、相巻線7をフリーホイールさせる。
T_CD=T_CD_OFFSET+T_CD_AMP*abs{sin(θ+A_CD_PHASE)}
ここで、T_CD_OFFSETはオフセット値であり、T_CD_AMP*abs{sin(θ+A_CD_PHASE)}は、T_CD_AMPによって定められた振幅を有する整流正弦波である。θはAC電源4の電圧サイクル内の角度であり、A_CD_PHASEは位相角である。
θ(deg)=t(sec)*f(Hz)*360(deg)
A_CD_PHASE(deg)=T_CD_PHASE(sec)*f(Hz)*360(deg)
T_CD=T_CD_OFFSET+T_CD_AMP*abs{sin({t+T_CD_PHASE)*f*360deg)}
T_CD=T_CD_OFFSET+T_CD_SINE
ここで、TCD_OFFSETは、時間とは独立している導通オフセット値であり、T_CD_SINEは、時間に依存する導通正弦値である。
T_ADV=T_ADV_TABLE[速度、電圧]
T_CD_OFFSET=T_CD_OFFSET_TABLE[速度、電圧]
T_CD=T_CD_OFFSET_TABLE[速度、電圧]+T_CD_SINE_TABLE[t+TCD_PHASE_SHIFT[速度、電圧]]
T_COM_ISR<T_ADV<T_HALL−T_HALL_ISR
無制限フリーホイールシングルスイッチモードの場合と同様に、過電流割り込みは、制限フリーホイールシングルスイッチモードで作動する時に無効にされる。HALL信号のエッジに応答して、コントローラ16は、整流期間T_COMに加えて、ドライブオフ期間T_DOFFを計算する。コントローラ16は、次に、ドライブオフ期間T_DOFFにわたって相巻線7を励起し続け、次に、コントローラ16は、相巻線7をフリーホイールさせる。フリーホイールは、次に、コントローラ16が相巻線7を整流するまで続く。
T_DOFF=T_DOFF_OFFSET+T_DOFF_AMP*abs{sin(θ+A_DOFF_PHASE)}
ここで、T_DOFF_OFFSETは、オフセット値であり、T_DOFF_AMP*abs{sin(θ+A_DOFF_PHASE)}は、T_DOFF_AMPによって定められた振幅を有する整流正弦波である。θは、AC電源4の電圧サイクル内の角度であり、A_DOFF_PHASEは位相角である。
θ(deg)=t(sec)*f(Hz)*360(deg)
A_DOFF_PHASE(deg)=T_DOFF_PHASE(sec)*f(Hz)*360(deg)
T_DOFF=T_DOFF_OFFSET+T_DOFF_AMP*abs{sin({t+T_OVR_PHASE}*f*360deg)}
T_DOFF=T_DOFF_OFFSET+T_DOFF_SINE
ここで、T_DOFF_OFFSETは、時間とは独立したドライブオフオフセット値であり、T_DOFF_SINEは、時間に依存するドライブオフ正弦値である。
T_DOFF=T_DOFF_OFFSET_TABLE[速度、電圧]+T_DOFF_SINE_TABLE[t+T_DOFF_PHASE_SHIFT[速度、電圧]]
上述の3つの方式の各々においては、コントローラ16は、モータ2の各電気半サイクルにわたって導通期間T_CDにわたって相巻線7を励起する。
T_CD=T_OC+T_OVR
ここで、T_OCは、相巻線7内の電流が過電流閾値に到達するために掛かる時間であり、T_OVRは、オーバーラン期間である。その結果、導通期間T_CDは、以下のように定めることができる。
T_CD=T_OC+T_OVR_OFFSET+T_OVR_SINE
T_CD=T_CD_OFFSET+T_CD_SINE
T_CD=T_ADV+T_DOFF
ここで、T_ADVは進み期間であり、T_DOFFはドライブオフ期間である。その結果、導通期間T_CDは、以下のように定めることができる。
T_CD=T_ADV+T_DOFF_OFFSET+T_DOFF_SINE
モータシステム1の特定的な実施形態を一例としてのみここで説明する。モータシステム1の様々なハードウエア構成要素の値は、図19に詳細に示されており、一方、図20は、コントローラ16により使用される様々な定数及び閾値を示している。図21及び22は、リンク誘導子L1及びモータ2の磁束鎖交特性を詳細に示している。
T_ADV=T_ADV_OFFSET−T_ADV_AMP*abs{sin({t*f*360deg)}
2 ブラシレスモータ
3 制御システム
4 AC電源
Claims (23)
- ブラシレスモータを制御する方法であって、
交流電圧を整流して整流電圧を供給する段階と、
モータの各電気半サイクルにわたって導通期間中に前記整流電圧で該モータの巻線を励起する段階と、
前記交流電圧のゼロ交差に応答して前記導通期間を更新する段階と、
を含むことを特徴とする方法。 - 前記導通期間を更新する段階は、モータ速度及び前記交流電圧のRMS値のうちの一方の変化に応答して該導通期間を調節する段階を含むことを特徴とする請求項1に記載の方法。
- 前記整流電圧は、少なくとも50%のリップルを有することを特徴とする請求項1又は請求項2に記載の方法。
- 前記導通期間の長さが、時間と共に周期的に変わる波形によって定められ、該導通期間を更新する段階は、該波形を調節する段階を含むことを特徴とする請求項1から請求項3のいずれか1項に記載の方法。
- 前記導通期間の前記波形は、前記交流電圧の各半サイクルで繰り返すことを特徴とする請求項4に記載の方法。
- 前記導通期間の前記長さは、第1の成分及び第2の成分の合計を含み、該第1の成分は、前記波形の各サイクルにわたって一定であり、該第2の成分は、該波形の各サイクルにわたって変化することを特徴とする請求項4又は請求項5に記載の方法。
- 前記導通期間を更新する段階は、前記第1の成分を更新する段階を含むことを特徴とする請求項6に記載の方法。
- 前記第1の成分を更新する段階は、モータ速度及び前記交流電圧のRMS値のうちの一方の変化に応答して該第1の成分を調節する段階を含むことを特徴とする請求項7に記載の方法。
- 第1の制御値の第1のルックアップテーブルを格納する段階を含み、
前記第1の成分を更新する段階は、速度及び電圧の一方を使用して前記第1のルックアップテーブルに索引を付して第1の制御値を選択する段階と、該第1の制御値を使用して該第1の成分を決定する段階とを含む、
ことを特徴とする請求項8に記載の方法。 - 前記第2の成分は、前記波形の各サイクルにわたって実質的に半シヌソイドとして変化することを特徴とする請求項6から請求項9のいずれか1項に記載の方法。
- 前記第2の成分は、前記ゼロ交差以来経過した時間の長さによって定められることを特徴とする請求項6から請求項10のいずれか1項に記載の方法。
- 第2の制御値の第2のルックアップテーブルを格納する段階、前記ゼロ交差以来経過した時間の長さを測定する段階、該測定された時間を使用して該第2のルックアップテーブルに索引を付して該第2の制御値を選択する段階、及び該第2の制御値を使用して前記第2の成分を決定する段階を含むことを特徴とする請求項11に記載の方法。
- 前記導通期間を更新する段階は、前記交流電圧の波形に対する該導通期間の波形の位相を更新する段階を含むことを特徴とする請求項4から請求項12のいずれか1項に記載の方法。
- 前記位相を更新する段階は、モータ速度及び前記交流電圧のRMS値のうちの一方の変化に応答して該位相を調節する段階を含むことを特徴とする請求項13に記載の方法。
- 前記導通期間の長さは、第1の成分及び第2の成分の合計を含み、該第1の成分は、前記波形の各サイクルにわたって一定であり、該第2の成分は、該波形の各サイクルにわたって変化し、
前記ゼロ交差以来経過した時間の長さを測定する段階、前記モータ速度及び前記RMS値のうちの一方の変化に応答して該測定された時間を調節する段階、及び該調節された時間を使用して前記第2の成分を決定する段階、
を含むことを特徴とする請求項14に記載の方法。 - 第2の制御値の第2のルックアップテーブルを格納する段階、第3の制御値の第3のルックアップテーブルを格納する段階、前記ゼロ交差に応答して速度及び電圧の一方を使用して索引を付される該第3のルックアップテーブルに索引を付して第3の制御値を選択する段階、該第3の制御値により調節された前記測定時間を使用して該第2のルックアップテーブルに索引を付して第2の制御値を選択する段階、及び該第2の制御値を使用して前記第2の成分を決定する段階を含むことを特徴とする請求項15に記載の方法。
- ブラシレスモータのための制御システムであって、
請求項1から請求項16のいずれか1項に記載の方法を実行する、
ことを特徴とする制御システム。 - 交流電圧を整流する整流器と、
前記交流電圧のゼロ交差を検出するゼロ交差検出器と、
巻線に結合されたインバータと、
前記インバータを制御するコントローラと、
を含み、
前記コントローラは、前記ゼロ交差検出器により検出されたゼロ交差に応答して導通期間を更新し、かつ該導通期間にわたって前記巻線を励起するための1つ又はそれよりも多くの制御信号を生成し、前記インバータは、該制御信号に応答して前記整流電圧で該巻線を励起する、
ことを特徴とする請求項17に記載の制御システム。 - 前記モータの回転子の位置を感知する位置センサを含み、
前記コントローラは、前記位置センサにより出力された信号の各エッジに応答して前記制御信号を生成する、
ことを特徴とする請求項18に記載の制御システム。 - 前記コントローラは、前記信号の各エッジに応答して前記導通期間を決定することを特徴とする請求項19に記載の制御システム。
- 前記コントローラは、第1の成分及び第2の成分を合計することによって前記導通期間を決定し、該第1の成分は、前記交流電圧の各半サイクルにわたって一定であり、該コントローラは、該交流電圧のゼロ交差に応答して該第1の成分を更新することを特徴とする請求項18から請求項20のいずれか1項に記載の制御システム。
- 前記コントローラは、前記交流電圧のゼロ交差以来経過した時間を使用して前記第2の成分を決定することを特徴とする請求項21に記載の制御システム。
- 永久磁石モータと、
請求項17から請求項22のいずれか1項に記載の制御システムと、
を含むことを特徴とするモータシステム。
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