JP4320743B2 - 回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、回転機に電力を供給するインバータのスイッチング素子を操作することで該回転機の回転に関する物理量を制御する回転機の制御装置に関する。

例えば下記特許文献１に見られるように、３相回転機に対する指令電流によって定まる所定のヒステリシス領域の上限及び下限と実電流との大小に基づきインバータのスイッチング素子を操作することで、実電流を、要求トルクを生成するための要求電流にフィードバック制御する瞬時電流値制御を行う制御装置が周知である。

また、回転機の出力トルクや回転速度が大きい領域においては、回転機の電気角の１周期内にオン状態及びオフ状態が１度ずつとなるようにスイッチング素子を操作するいわゆる矩形波制御を行う制御装置も周知である。矩形波制御によれば、高出力、高回転領域において電力損失の増大を抑制することができるのみならず、インバータの入力電圧に対する相間電圧の１次成分の実効値によって定義される電圧利用率を向上させることもできる。

なお、上記以外にも、下記特許文献２に見られる制御装置もある。
特開平１０−１７４４５３号公報 特開２００３−２３５２７０号公報

ただし、上記瞬時電流値制御では、高回転速度に移行するにつれて、実電流が指令電流からずれ、ひいては、要求トルクを生成することが困難となるおそれがある。すなわち、通常運転時には、インバータの入力電圧が３相回転機の逆起電力よりも大きいために、実電流の変化速度が指令電流の変化速度よりも十分大きい。このため、実電流がヒステリシス領域内で小刻みに変化しつつも指令電流への追従が可能となる。これに対し、高回転速度領域では、３相回転機を流れる実電流と指令電流との位相ずれが顕著となる。これは、高回転速度領域ではインバータの入力電圧と３相回転機の逆起電力との差が小さくなるために、３相回転機を流れる実電流の変化速度が指令電流の変化速度と同程度となるためである。

そして、指令電流と実電流との間に位相ずれが生じると、要求トルクに対して実際に３相回転機が出力するトルクがずれたものとなる。

これに対し、矩形波制御では、高回転速度、高出力トルク領域において回転機の出力トルクを要求トルクに適切に制御することができる。ただし、矩形波制御では、回転機を流れる電流がオープン制御されることとなるため、電流が過度に大きくなる等の可能性を否定できない。そして回転機に過度に大きい電流が流れると、インバータのスイッチング素子の信頼性を低下させる等の不都合が生じることとなる。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、回転機の出力トルクを要求トルクにより適切に制御することのできる回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、前記回転機の電気角の１回転周期内にオン状態及びオフ状態が１度ずつとなるように前記スイッチング素子を操作することで、前記回転機の出力トルクを要求トルクに制御する矩形波制御手段と、前記回転機に対する指令電流よりも大きい値を上限値として且つ前記指令電流よりも小さい値を下限値とするヒステリシス領域内に実電流を制御すべく、前記ヒステリシス領域の上限及び下限と前記実電流との大小関係に基づき前記インバータのスイッチング素子を操作する瞬時電流値制御手段と、前記矩形波制御手段による制御がなされているときに前記回転機を流れる電流が前記ヒステリシス領域から外れる場合、前記瞬時電流値制御手段による制御に切り替える切替手段とを備えることを特徴とする。

上記発明では、矩形波制御手段による制御を行うことで、インバータの入力電圧に対する相電圧の１次成分の実効値で定義される電圧利用率を理論上最大とすることができる。このため、高回転速度領域や、高出力トルク領域においても、回転機の出力トルクを、要求トルクに好適に制御することができる。ただし、矩形波制御手段による制御では、回転機を流れる実電流をフィードバック制御することができない。このため、例えば回転速度が急激に低下することで回転機の誘起電圧が急減する際には、実電流が過度に多くなる等の問題を生じる。この点、上記発明では、切替手段を備えることで、回転機の実電流を適切にフィードバック制御することができるため、実電流の制御性の低下を好適に回避することができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記矩形波制御手段は、前記瞬時電流値制御手段の前記指令電流を、前記要求トルクを生成するための要求電流と同周期且つ該要求電流よりも振幅の大きい大振幅指令電流とする手段と、前記大振幅指令電流の値が前記要求電流の値と交わるタイミングを予測する交点予測手段と、該交わるタイミングにおいて前記瞬時電流値制御手段による前記スイッチング素子の操作状態の切り替えが未だなされていないときに前記操作状態を強制的に切り替える強制手段とを備えることを特徴とする。

指令電流を、要求電流と同周期且つ要求電流よりも大きな振幅として瞬時電流値制御を行うと、指令電流の振幅が大きいために、指令電流と実電流が交差するタイミング近傍において、実電流が上記ヒステリシス領域をはみ出す。このため、指令電流と実電流が交差するタイミング近傍において、スイッチング素子の操作状態が切り替わることとなる。このため、瞬時電流値制御手段による制御によって、回転機の電気角の１回転周期内にオン状態及びオフ状態が１度ずつとなるようにスイッチング素子を操作することができる。しかも、大振幅指令電流の位相を適合することで、大振幅指令電流と実電流とが交わる際の位相を調節することができ、ひいてはスイッチングの切り替えの位相を調節することができる。これにより、回転機の実電流を要求電流に適切にフィードバック制御することができる。

ただし、この場合、実電流がヒステリシス領域をはみ出してから瞬時電流値制御手段による次の制御タイミングまでの間は、瞬時電流値制御手段によってはスイッチング素子の操作状態が切り替えられることはない。このため、大振幅指令電流を用いた瞬時電流値制御手段によるスイッチング素子の操作状態の切り替えタイミングは、矩形波制御によって要求トルクを生成するための切り替えタイミングに対して遅延するおそれがある。この点、上記発明では、大振幅指令電流と要求電流とが交わるタイミングにおいてスイッチング素子の操作状態を切り替えることで、瞬時電流値制御手段に矩形波制御の一端を担わせつつも、これによっては矩形波制御を適切に行うことができないときにこれを補償することができる。

請求項３記載の発明は、回転機の実電流を要求トルクを生成するための要求電流にフィードバック制御すべく、前記回転機に対する指令電流よりも大きい値を上限値として且つ前記指令電流よりも小さい値を下限値とする所定のヒステリシス領域の上限及び下限と前記実電流との大小関係に基づきインバータのスイッチング素子を操作する瞬時電流値制御手段と、前記指令電流を、前記要求電流と同周期且つ前記要求電流よりも大きい振幅を有する大振幅指令電流に設定する設定手段と、前記大振幅指令電流が前記要求電流と交わるタイミングを予測する交点予測手段と、該交わるタイミングにおいて前記瞬時電流値制御手段によって前記スイッチング素子の操作状態が未だ切り替えられていないときに前記操作状態を強制的に切り替える強制手段とを備えることを特徴とする。

指令電流を、要求電流と同周期且つ要求電流よりも大きな振幅として瞬時電流値制御を行うと、指令電流の振幅が大きいために、指令電流と実電流が交差するタイミング近傍において、実電流が上記ヒステリシス領域をはみ出す。このため、指令電流と実電流が交差するタイミング近傍において、スイッチング素子の操作状態が切り替わることとなる。このため、回転機の電気角の１回転周期内にオン状態及びオフ状態が１度ずつとなるようにスイッチング素子を操作することができる。しかも、大振幅指令電流の位相を適合することで、スイッチングの切り替えの位相を調節することができ、ひいては、回転機の実電流を要求電流に適切にフィードバック制御することができる。

ただし、この場合、実電流がヒステリシス領域をはみ出してから瞬時電流値制御手段による次の制御タイミングまでの間は、瞬時電流値制御手段によってはスイッチング素子の操作状態が切り替えられることはない。このため、大振幅指令電流を用いた瞬時電流値制御手段によるスイッチング素子の操作状態の切り替えタイミングは、矩形波制御によって要求トルクを生成するための切り替えタイミングに対して遅延するおそれがある。この点、上記発明では、強制手段を備えることで、こうした問題を回避することができる。

請求項４記載の発明は、請求項２又は３記載の発明において、前記強制手段による切り替えがなされた時点から予め定められた期間、前記瞬時電流値制御手段による前記スイッチング素子の操作状態の切り替えを禁止する禁止手段を更に備えることを特徴とする。

強制手段によるスイッチング素子の操作状態の切り替えがなされた直後においては、瞬時電流値制御手段によるスイッチング素子の操作指令が強制手段による操作指令と相違すると考えられる。このため、強制手段による切り替え直後から瞬時電流値制御手段によるスイッチング素子の操作を許可する場合には、要求トルクを生成するために適切な位相でスイッチング素子が切り替えられているにもかかわらず、これが妨げられるおそれがある。この点、上記発明では、禁止手段を備えることで、こうした問題を回避することができる。

なお、禁止手段によって切り替えを禁止する所定期間は、回転機の回転に伴う電気角の半回転（指令電流の半周期）よりも短い期間とすることが望ましい。特に所定期間は、瞬時電流値制御手段によるスイッチング素子の操作指令と強制手段による操作指令とが一致するまでに要すると想定される期間以上であって且つ極力短い期間とすることが望ましい。

請求項５記載の発明は、請求項２〜４のいずれかに記載の発明において、前記交点予測手段は、前記瞬時電流値制御の次回の制御タイミングにおける前記大振幅指令電流の値及び前記要求電流の値を予測する電流値予測手段と、前記大振幅指令電流及び前記要求電流についての今回の制御タイミングの値及び前記予測される次回の制御タイミングの値の大小関係の変化に基づき前記次回の制御タイミングまでに前記交わるタイミングが生じるか否かを判断する判断手段と、前記交わるタイミングが生じると判断されるとき、前記交わるタイミングまでの所要時間を算出する所要時間算出手段とを備えることを特徴とする。

今回の制御タイミングから次回の制御タイミングまでの期間において大振幅指令電流が要求電流と交わる場合、大振幅指令電流と要求電流との大小関係は、今回の制御タイミングと次回の制御タイミングとで逆転すると考えられる。上記判断手段は、この点に着目し、交わるタイミングが生じるか否かを適切に判断することができる。そして交わるタイミングが生じるとの判断がなされるときに所要時間を算出することで、所要時間を適切に算出することもできる。

請求項６記載の発明は、請求項５記載の発明において、前記強制手段は、更に、前記大振幅指令電流及び前記要求電流の大小関係が前回の制御タイミングと今回の制御タイミングとで互いに相違して且つ、前記前回の制御タイミングから前記今回の制御タイミングまでに前記スイッチング素子の操作状態が切り替えられていないとき、前記操作状態を強制的に切り替えることを特徴とする。

上記電流値予測手段による予測に誤差が生じると、今回の制御タイミングから次回の制御タイミングまでの間に大振幅指令電流と要求電流とが交わるタイミングがあるにもかかわらず、判断手段によって交わるタイミングがないと誤判断されるおそれがある。この場合には、瞬時電流値制御によってスイッチング素子の操作状態の切り替えがなされない限り、スイッチング素子の操作状態の切り替えがなされないおそれがある。こうした事態が生じる場合、次回の制御タイミングとなるときには、大振幅指令電流と要求電流との大小関係が逆転している。上記発明では、この点に着目し、上記電流値予測手段の予測誤差に起因するスイッチング素子の操作状態の切り替えに遅延が生じることを上記大小関係の逆転に基づき判断し、遅延が生じているときには直ちにスイッチング素子の操作状態を切り替えることで、遅延時間を極力低減することができる。

請求項７記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記瞬時電流値制御手段は、前記要求トルクを生成するための要求電流を指令電流とするものであって且つ、前記ヒステリシス領域の上限よりも前記実電流の方が大きいとき、前記ヒステリシス領域内に前記実電流が包含されているとき、及び前記ヒステリシス領域の下限よりも前記実電流が小さいときのそれぞれで各別の論理値を出力する出力手段を備え、前記切替手段は、前記出力手段の論理値に基づき前記切り替えを行うことを特徴とする。

上記発明では、矩形波制御手段による制御がなされつつも、要求電流に応じて定まるヒステリシス領域から実電流が外れるときには、出力手段の論理値に基づきこれを把握することができる。このため、こうした状況下には瞬時電流値制御を行うことができるため、矩形波制御を行いつつも、実電流を要求電流に適切にフィードバック制御することができる。

請求項８記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記ヒステリシス領域を、前記回転機の回転速度及び前記回転機のトルクに応じて可変設定することを特徴とする。

ヒステリシス領域の上限及び下限間の幅（ヒステリシス幅）を狭くするほど、実電流が要求電流からずれるずれ量を小さくすることができる。ただし、ヒステリシス幅を過度に小さくすると矩形波制御が正常になされているにもかかわらず実電流がヒステリシス領域からはみ出す。そして、この場合には、矩形波制御が妨げられ、電圧利用率が低下する。ここで、矩形波制御が正常になされているときの実電流と要求電流とのずれ量の最大値は、回転速度や要求トルクに応じて変化する。この点、上記発明では、回転速度やトルクに応じてヒステリシス領域（ヒステリシス幅）を可変設定することで、矩形波制御が正常になされているときにこれが妨げられることを回避しつつも、実電流を要求電流に極力追従させることができる。

請求項９記載の発明は、請求項７又は８記載の発明において、前記ヒステリシス領域は、矩形波制御が正常になされているときにおける前記指令電流及び前記実電流のずれ量が最大値となるときの前記実電流を包含するように設定されてなることを特徴とする。

上記発明では、矩形波制御が正常になされているときにこれが妨げられることを回避することができる。

請求項１０記載の発明は、請求項７〜９のいずれかに記載の発明において、前記矩形波制御手段は、前記要求電流と同周期且つ該要求電流よりも振幅の大きい大振幅指令電流が前記要求電流と交わるタイミングを予測する交点予測手段と、該交点予測手段によって予測されるタイミングで前記スイッチング素子の操作状態の切り替えを行う手段とを備えることを特徴とする。

上記発明では、大振幅指令電流が要求電流となるタイミングによって、矩形波制御によるスイッチング素子の操作状態の切り替えタイミングを規定することができる。

請求項１１記載の発明は、請求項１０記載の発明において、前記交点予測手段は、前記矩形波制御の次回の制御タイミングにおける前記大振幅指令電流及び前記要求電流を予測する電流値予測手段と、前記大振幅指令電流及び前記要求電流についての今回の制御タイミングの値及び前記予測される次回の制御タイミングの値の大小関係の変化に基づき前記次回の制御タイミングまでの間に前記交わるタイミングが生じるか否かを判断する判断手段と、前記交わるタイミングが生じると判断されるとき、前記交わるタイミングまでの所要時間を算出する所要時間算出手段とを備えることを特徴とする。

今回の制御タイミングから次回の制御タイミングまでの期間において大振幅指令電流が要求電流と交わる場合、大振幅指令電流と要求電流との大小関係は、今回の制御タイミングと次回の制御タイミングとで逆転すると考えられる。上記判断手段は、この点に着目し、交わるタイミングが生じるか否かを適切に判断することができる。そして交わるタイミングが生じるとの判断がなされるときに所要時間を算出することで、所要時間を適切に算出することもできる。

請求項１２記載の発明は、請求項５，６，１１のいずれかに記載の発明において、前記大振幅指令電流及び前記要求電流についての静止座標系での値を設定する手段と、該静止座標系での値を回転座標系での値に変換する変換手段とを更に備え、前記電流値予測手段は、前記静止座標系での値を入力信号とする前記変換手段の出力信号に基づき前記大振幅指令電流及び前記要求電流の時間微分演算を行う手段と、該時間微分演算結果に基づき、前記次回の制御タイミングにおける前記大振幅指令電流及び前記要求電流をテイラー級数によって算出する手段とを備えることを特徴とする。

静止座標系での値を回転座標系にて変換することで大振幅指令電流や要求電流を算出する場合、この変換は、通常、三角関数にて定義される。このため、大振幅指令電流や要求電流は微分可能な曲線となり、その所定時間後の値は、テイラー級数によって近似することができる。ここで、大振幅指令電流や要求電流の時間微分演算は、静止座標系でのこれらの値に基づき、上記変換手段を用いて行うことができる。換言すれば、静止座標系での値を回転座標系での値に変換する変換手段の変換処理によって、上記微分演算をするのと等価の演算をすることができる。上記発明では、この点に着目し、所定次数のテイラー級数を簡易に算出することができ、ひいては次回の制御タイミングにおける大振幅指令電流や要求電流を簡易に予測することができる。

なお、請求項１２記載の発明は、請求項１３記載の発明によるように、前記電流値予測手段は、１次又は２次までのテイラー級数によって前記算出を行うことを特徴としてもよい。

請求項１４記載の発明は、請求項５，６，１１のいずれかに記載の発明において、前記大振幅指令電流及び前記要求電流についての静止座標系での値を設定する手段と、該静止座標系での値を回転座標系での値に変換する変換手段とを更に備え、前記電流値予測手段は、前記制御タイミング間の時間間隔と前記回転機の現在の電気角速度との乗算値を算出する手段と、前記現在の制御タイミングにおける前記大振幅指令電流及び前記要求電流についての静止座標系での値をそれぞれ、現在の電気角度を前記乗算値だけ進角させた電気角度を用いて前記変換手段により変換することで前記次回の制御タイミングにおける前記大振幅指令電流及び前記要求電流を予測することを特徴とする。

上記発明では、大振幅指令電流及び要求電流の静止座標系での値を回転座標系での値に変換するに際し、変換に用いる電気角を現在の値に対し上記乗算値だけ進角させることで、次回の制御タイミングにおける大振幅指令電流及び要求電流を算出することができる。

なお、請求項５及び６及び１１〜１４のいずれかに記載の発明は、請求項１５記載の発明によるように、前記矩形波制御手段は、前記所要時間算出手段によって所要時間が算出されてからの時刻を計時する計時手段と、該計時手段によって計時される時間が前記所要時間と一致するときに前記切り替えを行う手段とを備えることを特徴としてもよい。

請求項１６記載の発明は、請求項１５記載の発明において、前記大振幅指令電流の振幅は、前記計時手段の計時動作の周期Ｔｃ、前記大振幅指令電流の最小単位量Ａｄ、前記大振幅指令電流を用いる際の前記回転機の最小電気角速度ωｍｉｎを用いて、「Ａｄ／（ωｍｉｎ×Ｔｃ）」以上となるように設定されてなることを特徴とする。

制御タイミング間の時間間隔Ｔと計時動作の周期Ｔｃとによって、時間間隔Ｔの間の計時動作回数を、「Ｔ／Ｔｃ」と表すことができる。一方、時間間隔Ｔの間に、大振幅指令電流が増加する増加回数を、制御装置による大振幅指令電流の表現の最小単位量Ａｄと、電気角速度ωと、大振幅指令電流の変化速度ｄＡ２とによって表現すると、「ω×Ａ２×Ｔ／Ａｄ」となる。時間間隔Ｔ内では要求電流の変化は無視できるとものとすると、大振幅指令電流が要求電流と交わるタイミングの算出精度を計時動作の精度と同程度以上とするためには、「ω×Ａ２×Ｔ／Ａｄ≧Ｔ／Ｔｃ」とする必要がある。これから、「Ａ２≧Ａｄ／（ω×Ｔｃ）」が求まる。ここで、右辺はωが小さいほど大きくなる。このため、大振幅指令電流を用いる際の回転機の最小電気角速度ωｍｉｎを用いると、振幅Ａ２が満たすべき式は、「Ａ２≧Ａｄ／（ωｍｉｎ×Ｔｃ）」となる。

請求項１７記載の発明は、請求項５，６，１１〜１６記載の発明において、前記所要時間算出手段は、前記大振幅指令電流及び前記要求電流についてのそれぞれの時間微分値の差に対する前記大振幅指令電流及び前記要求電流の差に基づき前記所要時間を算出することを特徴とする。

上記発明では、今回の制御タイミングから次回の制御タイミングまでの短い時間間隔において大振幅指令電流と要求電流とを線形近似することで所要時間を簡易に算出することができる。特に、静止座標系での値を回転座標系での値に変換する変換手段を備えて大振幅指令電流及び要求電流を算出する場合には、変換手段を流用することで時間微分値を簡易に算出可能である。

請求項１８記載の発明は、請求項２〜６のいずれかに記載の発明において、前記大振幅指令電流の振幅は、前記インバータの最大定格電流値に２の平方根を乗算した値以下に設定されてなることを特徴とする。

上記発明では、大振幅指令電流の振幅を最大定格電流に２の平方根を乗算した値以下に設定するために、インバータを流れる電流の絶対値が最大定格電流を越えて大きくなるときには、大振幅指令電流によって定まるヒステリシス領域から実電流がはみ出す。このため、上記実電流の絶対値を減少させるようフィードバック制御がなされることとなる。このため、上記発明では、インバータを流れる電流が最大定格電流を越えることを好適に抑制することができる。

請求項１９記載の発明は、請求項２〜６、１０〜１８のいずれかに記載の発明において、前記電気角度の１回転周期内にオン状態及びオフ状態が１度ずつとなるように前記スイッチング素子を操作することで前記要求トルクを実現するための前記スイッチング素子の操作状態の切り替えタイミングにおいて、前記大振幅指令電流が前記要求電流と交わるように適合されてなることを特徴とする。

上記発明では、大振幅指令電流と実電流が交わるタイミング近傍において瞬時電流値制御によりスイッチング素子の操作が切り替えられる。ここで、上記発明では、大振幅指令電流と実電流が交わるタイミングを、要求電流を実現するための矩形波制御によるスイッチング素子の操作状態の切り替えタイミングとすることで、瞬時電流値制御によって、矩形波制御によるスイッチング素子の操作状態の切り替えタイミング近傍において切り替えを行うことができる。

請求項２０記載の発明は、請求項２〜６、１０〜１９のいずれかに記載の発明において、前記大振幅指令電流の振幅Ａ２は、前記要求電流の振幅Ａ１よりも大きな値に設定されて且つ、前記大振幅指令電流の位相Ｔ２は、前記要求電流の一周期内にオン状態及びオフ状態が１度ずつとなるように前記スイッチング素子を操作することで前記要求トルクを実現するために想定される前記操作状態の切り替え位相Ｔ３と前記要求電流の位相Ｔ１とによって、
Ｔ２＝Ｔ３−ａｒｃｓｉｎ｛（Ａ１／Ａ２）×ｓｉｎ（Ｔ３−Ｔ１）｝
に設定することを特徴とする。

上記発明において、回転機の電気角速度ｗを用いると、要求電流は、「Ａ１×ｓｉｎ（ｗｔ−Ｔ１）」と、また、大振幅指令電流は、「Ａ２×ｓｉｎ（ｗｔ−Ｔ２）」とそれぞれ表現される。ここで、要求電流と大振幅指令電流とが位相Ｔ３において交差すると仮定すると、以下の関係が成立する。

Ａ１×ｓｉｎ（Ｔ３−Ｔ１）＝Ａ２×ｓｉｎ（Ｔ３−Ｔ２）
上記関係から、位相Ｔ２は、上記式によって表現されたものとなる。このため、上記発明によれば、位相Ｔ３近傍においてスイッチング操作状態の切り替えを行うことができる。

請求項２１記載の発明は、請求項１、２、７〜１１のいずれかに記載の発明において、前記矩形波制御手段による制御は、前記回転機の高回転速度領域及び高出力トルク領域の少なくとも一方においてなされるものであることを特徴とする。

上記発明では、高回転速度領域や高出力トルク領域において矩形波制御を行うことで、電力損失の増大を抑制することや、電圧利用率を向上させることができる。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を、ハイブリッド車に搭載される３相電動機の制御装置に適用した一実施形態を図面を参照しつつ説明する。

図１に、上記３相電動機及びその制御装置の全体構成を示す。

図示されるように、３相電動機であるＤＣブラシレスモータ（モータ２）の３つの相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）には、インバータ１０が接続されている。このインバータ１０は、３相インバータであり、３つの相のそれぞれに対応したスイッチング素子１２，１４とスイッチング素子１６，１８とスイッチング素子２０，２２との並列接続体を備えて構成されている。更に、インバータ１０は、各スイッチング素子１２〜２２に逆並列に接続されたダイオード２４〜３４を備えている。そして、スイッチング素子１２及びスイッチング素子１４を直列接続する接続点がモータ２のＵ相と接続されている。また、スイッチング素子１６及びスイッチング素子１８を直列接続する接続点がモータ２のＶ相と接続されている。更に、スイッチング素子２０及びスイッチング素子２２を直列接続する接続点がモータ２のＷ相と接続されている。ちなみに、これらスイッチング素子１２〜２２は、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）によって構成されている。

インバータ１０の各１組のスイッチング素子１２，１４とスイッチング素子１６，１８とスイッチング素子２０，２２との両端には、平滑コンデンサ４０を介してバッテリ４２の電圧が印加されている。

一方、マイクロコンピュータ（マイコン５０）は、中央処理装置（ＣＰＵ５０ａ）や、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）やランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）等からなるメモリ５０ｂ、タイマ５０ｃ、レジスタ５０ｄ、一致検出器５０ｅ、出力ポート５０ｆ等を備えて構成されている。ここで、ＣＰＵ５０ａは、定期的な演算周期に加えて、一致検出器５０ｅの立ち上がりエッジをトリガとして、メモリ５０ｂ内のＲＯＭに記憶されているプログラムを実行する。このプログラムの実行は、各種演算パラメータ値をメモリ５０ｂ内のＲＡＭに一時的に記憶させつつ行われる。一致検出器５０ｅは、ＣＰＵ５０ａによって任意の値に設定されるレジスタ５０ｄの値と、所定周期で増加していくタイマ５０ｃの値とを入力として、これらが一致するときに論理「１」のパルス信号を出力する。

上記マイコン５０は、モータ２の出力軸の回転角度を検出する位置センサ５２や、Ｕ相及びＶ相に流れる電流を検出する電流センサ５４，５６の検出結果を取り込む。そして、マイコン５０は、Ｗ相に流れる電流を、キルヒホッフの法則に基づき、Ｕ相を流れる電流とＶ相を流れる電流とから算出する。そして、マイコン５０は、上記モータ２の出力軸の回転角度や３つの相を流れるそれぞれの電流等に基づき、ゲート駆動回路５８ａ〜５８ｃを介してスイッチング素子１２〜２２を操作することで、モータ２の回転に関する物理量(出力軸から出力されるトルク等)を制御する。

図２に、マイコン５０の行なう処理のうち、特にスイッチング素子１２〜２２を操作するための操作信号の生成に関する処理の機能ブロック図を示す。

図２において、回転速度算出部６０は、位置センサ５２によって検出されるモータ２の回転角度θに基づき、モータ２の回転速度を算出する部分である。一方、ｄｑ軸電流指令値算出部６２は、回転速度算出部６０によって算出される回転速度と外部から取り込まれる要求トルクとに基づき、要求トルクを生成するためのｄｑ軸上の要求電流である第１指令値ｉｄ１，ｉｑ１を算出する部分である。また、ｄｑ軸電流指令値算出部６２は、回転速度算出部６０によって算出される回転速度と外部から取り込まれる要求トルクとに基づき、ｄｑ軸上での第２指令値ｉｄ２，ｉｑ２をも算出する。

電流指令値切替部６４は、上記第１指令値ｉｄ１，ｉｑ１又は第２指令値ｉｄ２，ｉｑ２のいずれかを選択して出力する部分である。２相３相変換部６６は、上記電流指令値切替部６４によって選択される最終的なｄｑ軸上の指令値ｉｄｃ，ｉｑｃを３相の指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃに変換する部分である。この際、位置センサ５２によって検出される回転角度θに、モータ２の極対数ｐを乗算することで算出される電気角度を用いる。

上記指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃは、それぞれヒステリシスコンパレータ７０，７２，７４に入力される。また、ヒステリシスコンパレータ７０，７２，７４には、電流センサ５４によって検出される実電流ｉｕ、電流センサ５６によって検出される実電流ｉｖ、減算部７６において実電流ｉｕ，ｉｖの和の「−１」倍として算出される実電流ｉｗがそれぞれ取り込まれる。

そして、ヒステリシスコンパレータ７０では、指令電流ｉｕｃによって定まるヒステリシス領域の上限及び下限と実電流ｉｕとの大小に基づき、駆動パルスｇｕｃを出力する。最終スイッチング信号決定部８０では、所定の条件下、駆動パルスｇｕｃを、上記パワースイッチング素子１２，１４をスイッチングする操作信号ｇｕとする。ヒステリシスコンパレータ７２では、指令電流ｉｖｃによって定まるヒステリシス領域の上限及び下限と実電流ｉｖとの大小に基づき、駆動パルスｇｖｃを出力する。最終スイッチング信号決定部８０では、所定の条件下、駆動パルスｇｖｃを、上記パワースイッチング素子１６，１８をスイッチングする操作信号ｇｖとする。ヒステリシスコンパレータ７４では、指令電流ｉｗｃによって定まるヒステリシス領域の上限及び下限と実電流ｉｗとの大小に基づき、駆動パルスｇｗｃを出力する。最終スイッチング信号決定部８０では、所定の条件下、駆動パルスｇｗｃを、上記パワースイッチング素子２０，２２をスイッチングする操作信号ｇｗとする。なお、これら操作信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗが論理「Ｈ」であるとき、先の図１に示したゲート駆動回路５８ａ〜５８ｃでは、上側アームのスイッチング素子ＳＷ１２，ＳＷ１６，ＳＷ２０をオンとして且つ下側アームのスイッチング素子ＳＷ１４，ＳＷ１８，ＳＷ２２をオフとする。また、操作信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗが論理「Ｌ」であるとき、先の図１に示したゲート駆動回路５８ａ〜５８ｃでは、上側アームのスイッチング素子ＳＷ１２，ＳＷ１６，ＳＷ２０をオフとして且つ下側アームのスイッチング素子ＳＷ１４，ＳＷ１８，ＳＷ２２をオンとする
これにより、図３にＵ相について示すように、指令電流ｉｕｃよりもヒステリシス幅ｈｙｓの「１／２」だけ大きい値と指令電流ｉｕｃよりもヒステリシス幅ｈｙｓの「１／２」だけ小さい値との間の領域（ヒステリシス領域）内に入るように、実電流ｉｕが制御される。

ところで、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃによって定まるヒステリシス領域内となるようにフィードバック制御する瞬時電流値制御をする場合、モータ２の回転速度が高い領域では、モータ２を流れる電流（より正確には、指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃ）の一周期と駆動パルスｇｕ，ｇｖ，ｇｗの周期とが一致するいわゆる矩形波制御となる傾向にある。矩形波制御は、インバータ１０の入力電圧（バッテリ４２の電圧）に対するモータ２に印加される相間電圧の１次成分の実効値の比である電圧利用率が理論上最大となる制御である。しかし、モータ２の回転速度が高い領域では、モータ２の逆起電力がインバータ１０の入力電圧と近似する。このため、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃとの間に位相ずれを生じ、ひいてはモータ２のトルクを要求トルクとすることができなくなることについては上述したとおりである。

そこで、本実施形態では、回転速度が高い領域において、要求トルクを生成するための第１指令値ｉｄ１，ｉｑ１に代えて、第２指令値ｉｄ２，ｉｑ２を用いて瞬時電流値制御を行う。ここではまず、第２指令値ｉｄ２，ｉｑ２に基づく３相の指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２を、図４にＵ相について例示する態様にて生成する。

すなわち、３相の第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２は、３相の第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１よりもその振幅が大きく、且つ位相がずれたものとなっている。この第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２は、第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１と、矩形波制御により要求トルクを生成するための適切な駆動パルスｇｕａとによって算出される。

すなわち、第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２と第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１との交差タイミングが、矩形波制御により要求トルクを生成するための適切な駆動パルスｇｕａ，ｇｕｖａ，ｇｗａの反転タイミングと一致するように、第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２を生成する。これにより、瞬時電流値制御により生成される駆動パルスｇｕｃ，ｇｖｃ，ｇｗｃは、矩形波制御によって要求トルクを生成することのできる駆動パルスｇｕａ，ｇｖａ，ｇｗａと近似する。これは、以下の理由による。

時刻ｔ１においては、第１指令電流ｉｕｃ１よりも第２指令電流ｉｕｃ２の方が小さい。このため、実電流が要求トルクを生成するための要求電流（すなわち、第１指令電流ｉｕｃ１）に追従しているとすると、第２指令電流ｉｕｃ２を用いたときのヒステリシスコンパレータ７２の出力する駆動パルスｇｕｃは、論理「Ｌ」となる。その後、第２指令電流ｉｕｃ２が第１指令電流ｉｕｃ１と交差するときには、実電流ｉｕと第２指令電流ｉｕｃ２との大小関係が逆転する。ここで、第２指令電流ｉｕｃ２の振幅を大きく取ることにより、ヒステリシスコンパレータ７２の出力する駆動パルスｇｕｃも、時刻ｔ２近傍で論理反転する。このため、駆動パルスｇｕｃを、矩形波制御によって要求トルクを生成するためのパルス信号とすることができる。

なお、図中、駆動パルスｇｕａは、その波高値が第２指令電流ｉｕｃ２と一致しているが、駆動パルスｇｕの電圧の基準と第２指令電流ｉｕｃ２の電流の基準とを調整することで便宜上一致させているに過ぎない。

以下、マイコン５０における第２指令電流に基づく瞬時電流値制御の処理手法について説明する。

図５に、上記電流指令値切替部６４による処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、要求トルクが規定トルクαより大きく且つ回転速度が規定回転速度βよりも大きいか否かを判断する。この判断は、モータ２の逆起電力とインバータ１０の入力電圧とが近似するか否かを判断するためのものである。そして、大きくないと判断されるときには、ステップＳ１２において第１指令値ｉｄ１，ｉｑ１が選択され、大きいと判断されるときには、ステップＳ１４において第２指令値ｉｄ２，ｉｑ２が選択される。

図６に、ｄｑ軸電流指令値算出部６２による第１指令値ｉｄ１，ｉｑ１及び第２指令値ｉｄ２，ｉｑ２の算出処理の手順を示す。この処理は、例えば先の図５のステップＳ１０において肯定判断されているときに所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ２０において、要求トルクと回転速度とから矩形波制御におけるスイッチング素子１２〜２２のオン操作のタイミング（スイッチング位相Ｔ３）と、３相における第２指令電流の振幅Ａ２とを算出する。ここで、矩形波制御のスイッチング位相Ｔ３は、要求トルク及び回転速度とスイッチング位相Ｔ３との関係を、予めシミュレーションや実験等によって求めておく。また、第２指令電流の振幅Ａ２は、インバータ１０の最大定格電流に「２」の平方根を乗算した値Ａｍａｘ以下とすることが望ましい。すなわち、モータ２を流れる電流が値Ａｍａｘとなるときにインバータ１０を流れる電流が最大定格電流と等しくなる。このため、振幅Ａ２を値Ａｍａｘ以下とすることで、モータ２を流れる電流がインバータ１０の最大定格電流を越えるときには、瞬時電流値制御により電流を減少させる側にフィードバック制御される。このため、モータ２を流れる電流がインバータ１０の最大定格電流を越えることを抑制することができる。この第２指令電流の振幅Ａ２は固定値としてもよいが、第１指令電流Ａ１の振幅が大きいほど大きくなるようにすることが望ましい。これにより、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが、要求トルクを生成するための要求電流値（第１指令電流）から大きく離間することを回避することができる。

続くステップＳ２２では、第１指令電流ｉｕｃ１の位相Ｔ１と、第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１の振幅Ａ１とを算出する。ここで、第１指令電流ｉｕｃ１は、電気角速度ｗを用いて以下の式によって表現される。なお、電気角速度ｗは、モータ２の極対数ｐと回転速度ω（ｒｐｍ）とを用いて「ｗ＝２πｐω／６０」にて定義される。

Ａ１×ｓｉｎ（ｗ×ｔ−Ｔ１） …（ｃ１）
また、位相Ｔ１は、「ａｒｃｔａｎ（−ｉｄ１／−ｉｑ１）」によって定義される。また、振幅Ａ１は、第１指令値ｉｄ１，ｉｑ１のそれぞれの２乗の和の「２／３」倍の平方根である。

続くステップＳ２４では、第２指令電流ｉｕｃ２の位相Ｔ２を算出する。

ここで、第２指令電流ｉｕｃ２は、下記の式によって表現される。

Ａ２×ｓｉｎ（ｗ×ｔ−Ｔ２） …（ｃ２）
このため、上記の式（ｃ１）と式（ｃ２）とが等しくなるときの位相がスイッチング位相Ｔ３であるとして下記の式が成立する。

Ａ１×ｓｉｎ（Ｔ３−Ｔ１）＝Ａ２×ｓｉｎ（Ｔ３−Ｔ２）
したがって、位相Ｔ２は、下記の式（ｃ３）によって算出することができる。
Ｔ２＝Ｔ３−ａｒｃｓｉｎ｛（Ａ１／Ａ２）×ｓｉｎ（Ｔ３−Ｔ１）｝…（ｃ３）
続くステップＳ２６においては、第２指令値ｉｄ２，ｉｑ２を以下の式によって算出する。

ｉｄ２＝−Ａ２×ｓｉｎ（Ｔ２）
ｉｑ２＝−Ａ２×ｃｏｓ（Ｔ２）
図７に、上記第２指令値ｉｄ２，ｉｑ２を用いた瞬時電流値制御による実電流の挙動のシミュレーション結果を示す。図７では、便宜上、Ｕ相についてのシミュレーション結果を示している。図示されるように、実電流ｉｕは、要求トルクを生成するための要求電流である第１指令電流ｉｕｃ１に好適に追従している。これに対し、高回転速度において第１指令電流による瞬時電流値制御をする場合のシミュレーション結果を図８に示す。この場合、実電流ｉｕの第１指令電流ｉｕｃ１に対する追従性が悪いため、モータ２の出力トルクが要求トルクからずれたものとなる。

このように、第２指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２を用いて瞬時電流値制御を行うことで、瞬時電流値制御によって矩形波制御を模擬することができる。ただし、瞬時電流値制御を用いた場合には、スイッチング操作状態の切り替えタイミングが、制御タイミング間の時間間隔（制御周期）に依存するため、切り替えタイミングが矩形波制御によって要求されるタイミングから遅延するおそれがある。以下、これについて詳述する。

図９に、第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２を用いた瞬時電流制御によるスイッチング素子１２〜２２の操作状態の切り替えのうちＵ相を例示する。図示されるように、制御タイミングｔ１１においては、図中太線にて示す実電流ｉｕは、１点鎖線にて示す第２指令電流ｉｕｃ２に応じて定まるヒステリシス領域（図中、細線内）よりも上側にある。そして、次の制御タイミングｔ１２においては、実電流ｉｕがヒステリシス領域内に入っている。このため、この段階では、ヒステリシスコンパレータ７０の出力する駆動パルスｇｕｃは未だ論理反転しない。これに対し、その次の制御タイミングｔ１３においては、実電流ｉｕがヒステリシス領域よりも下側となる。このため、この制御タイミングｔ１３において、ヒステリシスコンパレータ７０の駆動パルスｇｕｃが論理反転し、スイッチング操作が切り替えられる。このため、要求トルクを生成するためのスイッチング操作状態の切り替えタイミングＴＰに対して実際のタイミングＲＰが遅延したものとなり、出力トルクと要求トルクとの間に誤差が生じる。

この問題を回避するためにヒステリシス領域の上限及び下限間の幅（ヒステリシス幅）を狭めることも考えられるが、ヒステリシス幅を狭めると、要求トルクを生成するためのスイッチング操作状態の切り替えタイミングＴＰよりも実際のタイミングが進角側となりやすい。このため、こうした手法によっても、やはり出力トルクと要求トルクとの間に誤差が生じる。

そこで本実施形態では、第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１と第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２との交点となるタイミング、すなわち矩形波制御によって要求トルクを生成するためのスイッチング操作状態の切り替えタイミングにおいて、瞬時電流値制御によって未だ切り替えがなされていないときには、強制的に切り替えを行う。こうした処理を行うべく、本実施形態では、先の図２に示すように、第２指令値ｉｄ２，ｉｑ２が用いられているときに第１指令値ｉｄ１，ｉｑ１を３相の第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１に変換する２相３相変換部８２を備えている。そして、スイッチングタイミング算出部８４では、第２指令値ｉｄ２，ｉｑ２が用いられているときに、第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１と第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２とが交わるタイミングを算出する。そして、交わるタイミングにおいて、スイッチング操作状態の切り替えをさせるべく、交わるタイミングまでの所要時間Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗとスイッチング状態の指示信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗとを最終スイッチング信号決定部８０に出力する。これにより、最終スイッチング信号決定部８０では、所要時間Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗの経過時において瞬時電流値制御によってスイッチング操作状態の切り替えが未だなされていないときには、指示信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗに基づきスイッチング操作状態の切り替えを行う。

図１０に、スイッチングタイミング算出部８４等の行う処理のうち、特にＵ相のスイッチングタイミングの算出にかかる処理の手順を示す。この処理は、マイコン５０により、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、Ｖ相、Ｗ相の処理についても、図１０に示す処理と同様であるため、その説明を割愛する。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、第２指令値ｉｄ２，ｉｑ２による瞬時電流値制御がなされているときであるか否かを判断する。ここでは、先の図２に示した電流指令値切替部６４から第２指令値ｉｄ２，ｉｑ２を選択している旨の信号が出力されているか否かを判断する。そして、ステップＳ３０において第２指令値ｉｄ２，ｉｑ２が選択されていると判断されるときには、ステップＳ３２において、Ｕ相の第１指令電流ｉｕｃ１と、制御周期内でのその増加量Δｉｕｃ１とを算出する。ここで、Ｕ相の第１指令電流ｉｕｃ１は、ｄｑ軸上（静止座標系）での第１指令値ｉｄ１，ｉｑ１を上記２相３相変換部８２によって３相（回転座標系）での第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１に変換することで行うことができる。また、増加量Δｉｕｃ１については、テイラー級数の１次の項にて近似的に算出する。以下、これについて説明する。

ｄｑ軸上での電流ｉｄ，ｉｑを、３相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ（ここでは、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと同一の符号を用いているが、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに限らない）に変換する２相３相変換は、以下の態様にて行われる。

iu＝sqrt(2/3)｛cos(w×t) ×id −sin(ｗ×t) ×iq｝
iv＝sqrt(2/3)｛cos(w×t−2π／3) ×id −sin(ｗ×t-2π/3) ×iq｝
iw＝sqrt(2/3)｛cos(w×t) ×id −sin(ｗ×t+2π/3) ×iq｝

上記各式の両辺を時間微分すると、下記の式となる。

d(iu)/dt＝w×sqrt(2/3)｛cos(w×t) ×(-iq) −sin(ｗ×t) ×iｄ｝
d(iv)/dt＝w×sqrt(2/3)｛cos(w×t−2π／3) ×(-iq) −sin(ｗ×t-2π/3) ×iｄ｝
d(iw)/dt＝w×sqrt(2/3)｛cos(w×t) ×(-iq) −sin(ｗ×t+2π/3) ×iｄ｝

上記の式からわかるように、時間微分演算は、２相３相変換において、電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）を変換対象とする代わりに、電流ベクトル（−ｉｑ，ｉｄ）を変換対象とすることで行うことができる。図１１に、第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１及び後述する第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２の増加量Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗの算出手法を示す。図示されるように、電流ベクトル（−ｉｑ，ｉｄ）を２相３相変換部９０にて変換した後、その出力に、乗算器９２，９４，９６によって電気角速度ｗと制御周期Ｔとの乗算値を乗算することで、増加量Δｉｕｃ１，Δｉｖｃ１，Δｉｗｃ１を算出することができる。

先の図１０のステップＳ３２の処理が完了すると、ステップＳ３４において、Ｕ相の第２指令電流ｉｕｃ２と、制御周期内でのその増加量Δｉｕ２とを算出する。ここで、Ｕ相の第２指令電流ｉｕｃ２については、先の図２に示した２相３相変換部６６によって算出する。また、増加量Δｉｕ２については、先の図１１に示した手法により算出する。

続くステップＳ３６においては、次回の第１指令電流の予測値ｉｕｃ１＾と第２指令電流の予測値ｉｕｃ２＾とを算出する。ここでは、今回の第１指令電流ｉｕｃ１に増加量Δｉｕｃ１を加算することで予測値ｉｕｃ１＾を算出し、今回の第２指令電流ｉｕｃ２に増加量Δｉｕ２を加算することで予測値ｉｕｃ２＾を算出する。そして、ステップＳ３８では、今回の第１指令電流ｉｕｃ１及び第２指令電流ｉｕｃ２の大小関係に対し、予測値ｉｕｃ１＾及び予測値ｉｕｃ２＾の大小関係が逆転しているか否かを判断する。この処理は、次回の制御タイミングまでの期間に、第１指令電流ｉｕｃ１と第２指令電流ｉｕｃ２とが交わるか否かを判断するものである。すなわち、図１２に示すように、今回の制御タイミングｔ２１と次回の制御タイミングｔ２３との間のタイミングｔ２２で第１指令電流ｉｕｃ１と第２指令電流ｉｕｃ２とが交わる場合、上記大小関係の逆転が生じる。このため、逆転に基づき交わるか否かを判断することができる。

そしてステップＳ３８において逆転が生じると判断されるときには、ステップＳ４０において現在の制御タイミングから上記交わるタイミングまでの所要時間Ｔｕを算出する。ここでは、第２指令電流ｉｕｃ２の時間微分値「ｄ（ｉｕｃ２）／ｄｔ」に対する第１指令電流ｉｕｃ１の時間微分値「ｄ（ｉｕｃ１）／ｄｔ」の差で、現在の第１指令電流ｉｕｃ１に対する第２指令電流ｉｕｃ２の差を除算することで、所要時間Ｔｕを算出する。

続くステップＳ４２においては、今回の第１指令電流ｉｕｃ１が今回の第２指令電流ｉｕｃ２よりも大きく且つ、第１指令電流の予測値ｉｕｃ１＾が第２指令電流の予測値ｉｕｃ２＾よりも小さいか否かを判断する。この処理は、Ｕ相のスイッチング素子１２，１４のいずれをオン状態とする操作に切り替えるかを判断するものである。そして、ステップＳ４２において肯定判断されるときにはステップＳ４４において指示信号Ｓｕを「１」とすることで、スイッチング素子１２がオン且つスイッチング素子１４がオフとなるように切り替える旨指示する。また、ステップＳ４２において否定判断されるときには、ステップＳ４６において指示信号Ｓｕを「０」とすることで、スイッチング素子１２がオフ且つスイッチング素子１４がオンとなるように切り替える旨指示する。

これに対し、上記ステップＳ３０において第２指令電流が選択されていないと判断されるときには、ステップＳ４８において、所要時間Ｔｕを「−１」にセットする。なお、ステップＳ４４〜Ｓ４８の処理が完了するときには、この一連の処理を一旦終了する。

図１３に、最終スイッチング信号決定部８０の行う処理のうち、特にＵ相のスイッチング制御に関する処理の手順を示す。詳しくは、図１３（ａ）には、Ｕ相のスイッチング制御に関する処理のうち先の図１０に示した処理に引き続いて実行される処理を示し、また、図１３（ｂ）には、一致検出器５０ｅによって一致が検出されるタイミングでなされる割り込み処理を示す。なお、Ｖ相、Ｗ相の処理についても、Ｕ相と同様にして行うことができるため、その説明を割愛する。

図１３（ａ）に示す一連の処理では、まずステップＳ５０において、所要時間Ｔｕが「０」以上であるか否かを判断する。この処理は、先の図１０に示した処理によって、指示信号Ｓｕ及び所要時間Ｔｕが設定されることにより、指示信号Ｓｕに基づくスイッチング操作を優先させる状況か否かを判断するものである。そして、所要時間Ｔｕが「０」以上であると判断されるときには、ステップＳ５２において、先の図１に示したタイマ５０ｃの現在の値に所要時間Ｔｕを加算した値をレジスタ５０ｄにセットする。これにより、所要時間Ｔｕ経過時にタイマ５０ｃの値とレジスタ５０ｄの値との一致が一致検出器５０ｅによって検出されるため、図１３（ｂ）に示す割り込み処理が実行される。すなわち、ステップＳ６４において指示信号Ｓｕを出力ポート５０ｆにセットする。これにより、指示信号Ｓｕが強制的に出力されるため、瞬時電流値制御による駆動パルスｇｕｃが論理反転していない場合、スイッチング素子１２、１４の操作が強制的に切り替えられることとなる。そして、ステップＳ６６においては、指示信号Ｓｕによる強制的な切り替えがなされた旨を示す割り込み履歴フラグをセットする。

図１３（ａ）に示すステップＳ５４では、割り込み履歴フラグがセットされているか否かを判断する。この処理は、瞬時電流値制御による駆動パルスｇｕｃを無効化する処理を行うか否かを判断するためのものである。これは、「第１指令電流ｉｕｃ１と第２指令電流ｉｕｃ２とが交わるタイミングで強制的にスイッチング操作状態の切り替えがなされるのは、指示信号Ｓｕと駆動パルスｇｕｃとが互いに矛盾する指令信号となっているときである」ことに鑑みてなされる処理である。このため、駆動パルスｇｕｃを無効としないと、矩形波制御のための適切なタイミングにてスイッチング操作状態を切り替えたにもかかわらず瞬時電流値制御によってスイッチング操作状態が再度切り替えられるおそれがある。

すなわち、割り込み履歴フラグがオンとされていると判断されるときには、駆動パルスｇｕｃを無効化すべく、ステップＳ５６に移行する。ステップＳ５６では、割り込み発生後の制御タイミングの発生回数をカウントする発生回数カウンタの値が所定値γ以上であるか否かを判断する。この処理は、駆動パルスｇｕｃの無効化を解除してもよいか否かを判断するものである。ここで、所定値γは、駆動パルスｇｕｃと指示信号Ｓｕとの指示内容が互いに異なり得ると想定される期間にわたって駆動パルスｇｕｃを無効化することのできる値であって、且つ極力小さい値に設定されている。これは、実電流ｉｕが第１指令電流ｉｕｃ１から過度に離間することのないようにするための設定である。すなわち、駆動パルスｇｕｃを極力早期に有効化することで、瞬時電流値制御による電流のフィードバック制御を開始することができ、ひいては実電流ｉｕが第１指令電流ｉｕｃ１から過度に離間する状況を回避することができる。ここでは、特に、無効化の期間が第１指令電流ｉｕｃ１の半周期「２π／ｗ」よりも極力短い時間とする。この期間は、ヒステリシス幅の設定に依存するが、概ね「２０〜２００μｓ」でよい。

そして発生回数カウンタが所定値γ未満であると判断されるときには、ステップＳ５８において、発生回数カウンタをインクリメントする。これに対し、発生回数カウンタが所定値γ以上であると判断されるときには、割り込み履歴フラグ及び発生回数カウンタをリセットする。

これに対し、上記ステップＳ５４において割り込み履歴フラグがセットされていないと判断されるときには、ステップＳ６２において、駆動パルスｇｕｃを出力ポート５０ｆにセットすることで、駆動パルスｇｕｃを有効とする。このため、瞬時電流値制御として第１指令電流ｉｕｃ１が用いられているときと、第２指令電流ｉｕｃ２が用いられているときであって且つ割り込み履歴フラグがリセットされているときには、駆動パルスｇｕｃが有効化されることとなる。

なお、ステップＳ５８，Ｓ６０，Ｓ６２の処理が完了するときには、この一連の処理を一旦終了する。

上記第２指令電流ｉｕｃ２の振幅Ａ２は、タイマ５０ｃの計時周期Ｔｃ、ディジタル処理に伴う第２指令電流ｉｕｃ２の最小単位量Ａｄ、第２指令電流ｉｕｃ２が選択される際の最小の電気角速度ωｍｉｎ（先の図５のステップＳ１０の規定回転速度βに極対数ｐを乗算した値）を用いて、「Ａｄ／（ωｍｉｎ×Ｔｃ）」以上となるように設定する。これは、以下の理由による。図１４に示すように、制御タイミング間の時間間隔（制御周期Ｔ）とタイマの計時周期Ｔｃとによって、制御周期Ｔの間の計時動作回数を、「Ｔ／Ｔｃ」と表すことができる。一方、制御周期Ｔの間に、第２指令電流ｉｕｃ２が増加する回数を、最小単位量Ａｄと、電気角速度ωと、第２指令電流ｉｕｃ２の振幅Ａ２とによって表現すると、「ω×Ａ２×Ｔ／Ａｄ」となる。ここでは、第１指令電流ｉｕｃ１及び第２指令電流ｉｕｃ２の交点近傍における第２指令電流の変化速度が「ω×Ａ２」で近似できることを用いている。制御周期Ｔ内では第１指令電流ｉｕｃ１の変化は無視できるとものとすると、第２指令電流ｉｕｃ２が第１指令電流ｉｕｃ１と交わるタイミングの算出精度を計時動作の精度と同程度以上とするためには、「ω×Ａ２×Ｔ／Ａｄ≧Ｔ／Ｔｃ」とする必要がある。これから、「Ａ２≧Ａｄ／（ω×Ｔｃ）」が求まる。この式から明らかなように、右辺はωが小さいほど大きくなる。よって、第２指令電流ｉｕｃ２が選択される際の最小の電気角速度ωｍｉｎを用いて、振幅Ａ２が満たすべき条件は、「Ａｄ／（ωｍｉｎ×Ｔｃ）」以上であることとなる。

図１５に、本実施形態にかかるトルク制御のシミュレーション結果を示す。図示されるように、指示信号Ｓｕによる強制的な切り替え処理を用いることで、平均トルクと要求トルクとが一致し、要求トルクへの制御を高精度に行うことができている。これに対し、図１６に、指示信号Ｓｕによる強制的な切り替えを行わず、第２指令電流ｉｕｃ２による瞬時電流値制御を行った場合を示す。この場合、瞬時トルクが、実電流ｉｕの２周期程度を周期として脈動し、トルク平均も要求トルクからずれたものとなる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２（大振幅指令電流）が第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１（要求電流）と交わるタイミングにおいて、瞬時電流値制御によってスイッチング操作状態の切り替えが未だなされていないとき、強制的に切り替えを行った。これにより、瞬時電流値制御によって矩形波制御の一端を担わせつつも、瞬時電流値制御によるスイッチング操作状態の切り替えタイミングが矩形波制御によって要求電流を生成するための切り替えタイミングに対して遅延することを回避することができる。

（２）強制的な切り替えがなされてから所定期間、瞬時電流値制御によるスイッチング操作状態の切り替えを禁止した。これにより、強制的な切り替えによって要求トルクを生成するために適切な位相で切り替えがなされているにもかかわらず、これが妨げられることを回避することができる。

（３）第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２及び第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１についての今回の制御タイミングの大小関係と次回の制御タイミングの大小関係の変化に基づき、第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２と第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１が次回の制御タイミングまでに交わるか否かを判断した。これにより、次回の制御タイミングまでの期間に交わるタイミングが生じるか否かを適切に判断することができる。

（４）ｄｑ軸上での指令値ｉｄ１，ｉｑ１，ｉｄ２，ｉｑ２を２相３相変換部９０によって変換することで第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２及び第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１の時間微分演算を行いつつ、次回の制御タイミングにおけるこれら第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２及び第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１をテイラー級数によって算出した。このように、２相３相変換部９０を用いることで、テイラー級数を簡易に算出することができ、ひいては次回の制御タイミングにおける第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２及び第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１を簡易に予測することができる。

（５）次回の制御タイミングにおける第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２及び第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１を、テイラー級数の１次の項までで近似した。これにより、次回の制御タイミングにおける第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２及び第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１をより簡易な処理にて算出することができる。

（６）第２指令電流ｉｕｃの振幅Ａ２を、タイマ５０ｃの計時周期Ｔｃ、ディジタル処理に伴う第２指令電流ｉｕｃ２の最小単位量Ａｄ、第２指令電流ｉｕｃ２が選択されるとき（矩形波制御がなされるとき）の最小電気角速度ωｍｉｎを用いて、「Ａｄ／（ωｍｉｎ×Ｔｃ）」以上となるように設定した。これにより、第２指令電流ｉｕｃ２が第１指令電流ｉｕｃ１と交わるタイミングの算出精度を計時動作の精度と同程度以上とすることができる。

（７）所要時間Ｔｕを、第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２の時間微分値に対する第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１の時間微分値の差によって第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１に対する第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２の差を除算した値として算出した。これにより、所要時間Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗを簡易に算出することができる。

（８）第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２の振幅を、インバータ１０の最大定格電流値に２の平方根を乗算した値以下とした。これにより、インバータ１０を流れる電流の絶対値が最大定格電流を越えて大きくなることを好適に抑制することができる。

（９）矩形波制御によって要求トルクを実現するためのスイッチング操作状態の切り替えタイミングにおいて、第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２が第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１と交わるように、第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２を適合した。これにより、上記交わるタイミング近傍において瞬時電流値制御によりスイッチング操作状態を切り替えることができる。

(第２の実施形態)
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、次回の制御タイミングでの第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２や第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１を、テイラー級数の２次の項までを用いて近似する。この際、これらの２階微分値が、電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）を２相３相変換して且つ「−ｗ×ｗ」を乗算することで得られることに着目する。図１７に、本実施形態にかかる第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２の増加量Δｉｕ２，Δｉｖ２，Δｉｗ２や第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１の増加量Δｉｕｃ１，Δｉｖｃ１，Δｉｗｃ１の算出処理を示す。

図示されるように、ｄｑ軸上の電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）のｑ軸成分を乗算器１００によって符号を反転させた後、成分を入れ替えることで電流ベクトル（−ｉｑ，ｉｄ）を生成する。そして、これを２相３相変換部１０２にて３相の電流ベクトルに変換した後、乗算器１０４，１０６，１０８にて「ｗＴ」を乗算することで、テイラー級数の１次の項を算出する。一方、ｄｑ軸上の電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）を、２相３相変換部１１０にて３相の電流ベクトルに変換した後、乗算器１１２，１１４，１１６にて「（−１／２）ｗ×ｗ×Ｔ×Ｔ」を乗算することで、テイラー級数の２次の項を算出する。そして、加算器１１８，１２０，１２２にて、１次の項と２次の項とを加算することで、第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２の増加量Δｉｕ２，Δｉｖ２，Δｉｗ２や第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１の増加量Δｉｕｃ１，Δｉｖｃ１，Δｉｗｃ１を算出する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（４）、（６）〜（９）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１０）次回の制御タイミングにおける第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２及び第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１を、テイラー級数の２次の項までで近似した。これにより、次回の制御タイミングにおける第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２及び第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１をより高精度に算出することができる。

(第３の実施形態)
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１８に、本実施形態にかかる次回の制御タイミングにおける第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２や第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１の算出処理を示す。

図示されるように、電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）を２相３相変換部１３０にて３相の電流ベクトルに変換する際、電気角度として、次回の制御タイミングまでの回転角度間隔「ｗＴ」だけ現在の電気角度「θ×ｐ」を進角させた角度を用いる。これにより、テイラー級数を用いることなく、次回の制御タイミングにおける第２指令電流の予測値ｉｕｃ２＾，ｉｖｃ２＾，ｉｗｃ２＾や第１指令電流の予測値ｉｕｃ１＾，ｉｖｃ１＾，ｉｗｃ１＾を算出することができる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（３）、（６）〜（９）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１１）次回の制御タイミングまでの回転角度間隔「ｗＴ」だけ現在の電気角度「θ×ｐ」を進角させた角度を用いて２相３相変換を行うことで、次回の制御タイミングにおける第２指令電流の予測値ｉｕｃ２＾，ｉｖｃ２＾，ｉｗｃ２＾や第１指令電流の予測値ｉｕｃ１＾，ｉｖｃ１＾，ｉｗｃ１＾を算出した。これにより、次回の制御タイミングにおける第２指令電流の予測値ｉｕｃ２＾，ｉｖｃ２＾，ｉｗｃ２＾や第１指令電流の予測値ｉｕｃ１＾，ｉｖｃ１＾，ｉｗｃ１＾を簡易に算出することができる。

(第４の実施形態)
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

先の第１の実施形態では、線形近似によって、次回の制御タイミングにおける第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２や第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１を予測した。しかし、この場合、次回の制御タイミングにおける第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２や第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１の真の値に対して予測値が遅延するおそれがある。そしてこの場合には、矩形波制御によって要求トルクを生成するための適切なタイミングにてスイッチング操作状態の切り替えがなされないおそれがある。以下、これについて図１９を用いて詳述する。

図示されるように、制御タイミングｔ３１においては、１点鎖線にて示される第２指令電流ｉｕｃ２の方が２点鎖線にて示される第１指令電流ｉｕｃ１より小さい。そして、このときに線形近似にて予測される次回の制御タイミングｔ３２における第２指令電流ｉｕｃ２の予測値も第１指令電流ｉｕｃ１の予測値より小さい。このため、先の図１０のステップＳ３８において逆転が生じないと判断されるために、指示信号Ｓｕ等の設定がなされない。しかし、図の例では、制御タイミングｔ３２においては、第２指令電流ｉｕｃ２が第１指令電流ｉｕｃ１よりも大きくなっている。そして、この時点において次回の制御タイミングｔ３３での第２指令電流ｉｕｃ２や第１指令電流ｉｕｃ１の予測値を算出すると、次回の制御タイミングｔ３３までの間に、第２指令電流ｉｕｃ２と第１指令電流ｉｕｃ１とが交わらないと判断されることとなる。このため、矩形波制御によるスイッチング操作状態の切り替えに処理抜けが生じ、瞬時電流値制御の駆動パルスｇｕｃが論理反転するまでスイッチング操作状態の切り替えがなされないこととなり、切り替えに遅延が生じる。

そこで本実施形態では、都度の制御タイミングにおいて、前回の制御タイミングと今回の制御タイミングとで、第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２及び第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１の大小関係が逆転していて且つ、未だスイッチング操作状態の切り替えがなされていないときには、今回の制御タイミングにおいて強制的にスイッチング操作状態の切り替えを行う。

図２０に、上記スイッチング操作状態の切り替えの処理抜けの補償処理のうち、特にＵ相の補償処理の手順を示す。この処理は、マイコン５０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、Ｖ相、Ｗ相の処理についても同様に行うことができるため、その説明を割愛する。

この一連の処理では、まずステップＳ８０において、前回の第１指令電流ｉｕｃ１ｏｌｄ及び前回の第２指令電流ｉｕｃ２ｏｌｄの大小関係と、今回の第１指令電流ｉｕｃ１及び今回の第２指令電流ｉｕｃ２の大小関係とが逆転して且つ、割り込み履歴フラグがオフとなっているか否かを判断する。この処理は、上記スイッチング操作状態の切り替え処理の処理抜けが生じたか否かを判断するものである。そして、ステップＳ８０において肯定判断されると、ステップＳ８２において、所要時間Ｔｕをゼロとする。そして、ステップＳ８４においては、第１指令電流ｉｕｃ１よりも第２指令電流ｉｕｃ２の方が大きいか否かを判断する。この処理は、矩形波制御によるスイッチング状態を定めるための処理である。すなわち、第１指令電流ｉｕｃ１よりも第２指令電流ｉｕｃ２の方が大きい場合には、ステップＳ８６において、スイッチング素子１２をオンとして且つスイッチング素子１４をオフとすべく、指示信号Ｓｕを「１」とする。一方、第１指令電流ｉｕｃ１の方が第２指令電流ｉｕｃ２よりも大きい場合には、ステップＳ８８において、スイッチング素子１２をオフとして且つスイッチング素子１４をオンとすべく、指示信号Ｓｕを「０」とする。これにより、瞬時電流値制御によってスイッチング操作状態の切り替えがなされていない場合、先の図１３に示した処理によって、強制的にスイッチング操作が切り替えられることとなる。

そして、ステップＳ８６、Ｓ８８の処理が完了するときや、上記ステップＳ８０において否定判断されるときには、ステップＳ９０において、前回の第１指令電流ｉｕｃ１ｏｌｄに今回の第１指令電流ｉｕｃ１を代入するとともに、前回の第１指令電流ｉｕｃ２ｏｌｄに今回の第２指令電流ｉｕｃ２を代入する。なお、ステップＳ９０の処理が完了するときには、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（９）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１２）第２指令電流ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２及び第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１についての前回の制御タイミングにおける値と今回の制御タイミングにおける値との大小関係が逆転して且つ、前回の制御タイミングから今回の制御タイミングまでにスイッチング操作状態が切り替えられていないとき、強制的な切り替えを行った。これにより、矩形波制御によって要求トルクを生成するための適切なスイッチング操作状態の切り替えタイミングに対する実際のタイミングの遅延の発生を極力抑制することができる。

(第５の実施形態)
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図２１に、本実施形態にかかるマイコン５０の行う処理のうち、特にスイッチング素子１２〜２２を操作するための操作信号の生成に関する処理の機能ブロック図を示す。なお、図２１において、先の図２に示した処理と対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、要求電流に応じた第１指令値ｉｄ１，ｉｑ１を２相３相変換部６６にて変換することで、瞬時電流値制御の指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃを生成する。換言すれば、回転速度やトルクの大小にかかわらず、第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１によって瞬時電流値制御を行う。ただし、ヒステリシスコンパレータ１４０，１４２，１４４を、図２２に示すように、その出力信号が３つの値を取り得るものとする。すなわち、中心値（第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１）によって定義されるヒステリシス領域の下限よりも小さいときには論理値「−１」をとり、ヒステリシス領域内にあるときには論理値「０」をとり、ヒステリシス領域の上限よりも大きいときには論理値「１」を取る。

そして、ヒステリシスコンパレータ１４０，１４２，１４４の出力が論理値「０」であるときには、上記スイッチングタイミング算出部８４によって算出される所要時間Ｔｕ，Ｔｖ、Ｔｗ及び指示信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗによってスイッチング操作状態の切り替えを行う。これに対し、ヒステリシスコンパレータ１４０，１４２，１４４の出力が論理値「０」でないとき、換言すれば、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗがヒステリシス領域から外れるときには、瞬時電流値制御によってスイッチング操作状態を強制的に切り替える。

ここでヒステリシス幅は、図２３に示すように、矩形波制御が正常になされているときに、瞬時電流値制御によってスイッチング操作状態の切り替えがなされないように設定する。これは、矩形波制御がなされているときのスイッチング操作状態の切り替え直前の第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１と実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗとの差として想定される値に基づきヒステリシス幅を設定することで行うことができる。これは、第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１と実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗとの差がスイッチング操作状態の切り替え直前において最大となることによる。なお、実際には、上記想定される値に、モータ２の個体差や電流センサ５４，５６の誤差、ノイズの影響を考慮したマージンを加算することでヒステリシス幅を設定することが望ましい。

本実施形態では、上記ヒステリシス幅を、回転速度及び要求トルクに応じて可変設定する。すなわち、図２１に示されるように、ヒステリシス幅算出部１５０を備え、回転速度及び要求トルクに応じて、ヒステリシスコンパレータ１４０，１４２，１４４のヒステリシス幅を可変設定する。ヒステリシス幅算出部１５０では、図２４に示すマップを用いてヒステリシス幅を可変設定する。このマップは、正常に矩形波制御がなされているときに実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗがヒステリシス領域を外れないように、予め実験やシミュレーションによって適合しておく。

図２５に、本実施形態にかかる最終スイッチング信号決定部８０の行う処理のうち、特にＵ相の処理の手順を示す。詳しくは、図２５（ａ）には、Ｕ相のスイッチング制御に関する処理のうち先の図１０に示した処理に引き続いて実行される処理を示し、また、図２５（ｂ）には、一致検出器５０ｅによって一致が検出されるタイミングでなされる割り込み処理を示す。なお、図２５において、先の図１３の処理と対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。また、Ｖ相、Ｗ相の処理についても同様に行うことができるため、ここではその説明を割愛する。

この一連の処理では、まずステップＳ１００において、ヒステリシスコンパレータ１４０の出力する駆動パルスｇｕｃが「０」であるか否かを判断する。この処理は、実電流ｉｕがヒステリシス領域内にあるか否かを判断するものである。そして、同領域内にあると判断されるときには、ステップＳ５０にて、所要時間Ｔｕがゼロ以上か否かを判断し、ゼロ以上であると判断されるときには、先の図１３に示したステップＳ５２の処理を行った後、この一連の処理を一旦終了する。これに対し、ステップＳ１００においてヒステリシスコンパレータ１４０の出力する駆動パルスｇｕｃが論理「０」でないときには、駆動パルスｇｕｃに基づき、スイッチング素子１２及びスイッチング素子１４を操作する。すなわち、ステップＳ１０２において駆動パルスｇｕｃが「−１」であると判断されるときには、ステップＳ１０４において出力ポート５０ｆに「１」を出力する。これにより、スイッチング素子１２をオンとして且つスイッチング素子１４をオフとする操作に切り替えられる。また、ステップＳ１０２において駆動パルスｇｕｃが「１」であると判断されるときには、ステップＳ１０６において、出力ポート５０ｆに「０」を出力する。これにより、スイッチング素子１２をオフとして且つ、スイッチング素子１４をオンとする操作に切り替えられる。

図２６に、モータ２の回転速度が低下する過渡時における本実施形態の出力トルクの制御態様を示す。詳しくは、モータ２の回転速度ωを、変化率「５００ｒｐｍ／ｍｓ」にて、「１５０００ｒｐｍ」から「５０００ｒｐｍ」まで変化させたときの電流及びトルクのシミュレーション結果を示す。図示されるように、図中実線にて示す実電流ｉｕは、２点鎖線にて示す第１指令電流ｉｕｃ１に追従している。このため、過渡時であってもモータ２の出力トルクの変動はほとんどない。これに対し、先の第１の実施形態による同一条件下での制御態様を図２７に示す。この場合、過渡時において実電流ｉｕが第２指令電流ｉｕｃ２に追従するため、出力トルクが上昇している。一方、この場合には、モータ２の出力トルクが上昇するため、過渡時のモータ２の出力（回転速度及びトルクの乗算値）の変化を、本実施形態と比較して緩和することができる。

なお、図２８に、上記過渡条件下において従来の矩形波制御を行う場合を示す。この場合、スイッチング素子１２〜２４を流れる電流が過度に上昇し、これらスイッチング素子１２〜２４の信頼性の低下を招く。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（３）〜（７）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１３）ヒステリシス領域の上限よりも実電流の方が大きいときと、ヒステリシス領域内に実電流が包含されているときと、ヒステリシス領域の下限よりも実電流が小さいときとで、各別の論理値を出力するヒステリシスコンパレータ１４０，１４２，１４４を用いた。これらヒステリシスコンパレータ１４０，１４２，１４４の出力を用いることで、矩形波制御を行いつつも、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１に適切にフィードバック制御することができる。

(１４)ヒステリシス領域を、回転速度及び要求トルクに応じて可変設定した。これにより、矩形波制御が正常になされているときにこれが妨げられることを回避しつつも、実電流を第１指令電流ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１に極力追従させることができる。

(１５)ヒステリシス幅を、矩形波制御が正常になされているときにおいて実電流ｉｕがヒステリシス領域から外れないように設定した。これにより、矩形波制御が正常になされているときにこれが妨げられることを回避することができる。

(第６の実施形態)
以下、第６の実施形態について、先の第５の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図２９に、本実施形態にかかるマイコン５０の行う処理のうち、特にスイッチング素子１２〜２２を操作するための操作信号の生成に関する処理の機能ブロック図を示す。なお、図２９において、先の図２１に示した処理と対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、３相２相変換部１６０において実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをｄｑ軸上の実電流に変換し、これに基づきトルク推定部１６２にてモータ２の出力トルクを推定する。そして、偏差算出部１６４において、要求トルクと推定トルクとの差を算出する。矩形波制御部１６６では、偏差算出部１６４の出力に基づき、矩形波制御によって要求トルクを生成するためのスイッチング操作状態の切り替えタイミング（位相φｕ，φｖ，φｗ）と上記指示信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗとを設定する。なお、この際の位相φｕ，φｖ，φｗは、先の図６のステップＳ２０における位相Ｔ３と同様、予め適合等によって求めておく。

以上説明した本実施形態によっても、先の第６の実施形態の効果に準じた効果を得ることができる。特に、本実施形態によれば、矩形波制御の処理抜けが生じないため、矩形波制御をより確実に行うことができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・先の第２、第３、第５の実施形態において、第４の実施形態における処理抜けの補償処理（図２０）を行ってもよい。

・先の第４及び第５の実施形態において、次回の制御タイミングにおける第１指令電流や第２指令電流を、第２、第３の実施形態の処理によって算出してもよい。

・第５、第６の実施形態におけるヒステリシス幅の設定は、実験やシミュレーションによる適合によって行うものに限らない。例えば電圧及び電流についての微分方程式を解析的に解くことで、実電流と指令電流との差の最大値を算出することで設定してもよい。

・第２の実施形態において、第１指令電流と第２指令電流とが交わるタイミングまでの所要時間の算出手法は、先の第１の実施形態におけるものに限らない。第２の実施形態では、次回の制御タイミングにおける第１指令電流や第２指令電流をテイラー級数の２次の項まで用いて近似していることに鑑み、第１指令電流や第２指令電流の２階微分値を加味して所要時間を算出するようにしてもよい。

・上記各実施形態では、３相電動機としてのモータ２に本発明を適用する場合を想定したが、これに限らず、３相発電機に本発明を適用してもよい。この場合、モータ２の出力トルクが大きいときを、発電機のトルクが負で大きいとき（負荷トルクが大きいとき）と読み替えればよい。

・上記各実施形態では、インバータ１０のスイッチング手法として、矩形波制御及び瞬時電流値制御を採用したがこれに限らない。例えばモータ２の低回転速度、小トルク領域においては、三角波を搬送波とするＰＷＭ制御を採用してもよい。

・回転機の制御装置としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、例えば電気自動車に搭載されるものであってもよい。

・上記各実施形態において、制御処理の実装は、マイコンに限らない。例えばＦＰＧＡや専用ＬＳＩ等のハードデバイスでもよい。

第１の実施形態にかかるモータ、インバータ、及びマイコンの構成を示す図。 同実施形態にかかるマイコン内の処理を示す機能ブロック図。 同実施形態における瞬時電流値制御の態様を示すタイムチャート。 同実施形態にかかる第２指令電流の生成手法を説明するタイムチャート。 同実施形態にかかる第１の指令値による制御と第２の指令値による制御との切り替えに関する処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる第２の指令値の生成に関する処理の手順を示す流れ図。 同実施形態の瞬時電流値制御によるモータを流れる電流の要求電流への追従態様を示すタイムチャート。 従来の瞬時電流値制御によるモータを流れる電流の要求電流への追従態様を示すタイムチャート。 上記実施形態にかかる瞬時電流値制御の問題点を示すタイムチャート。 本実施形態にかかるスイッチングタイミングの算出処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる次回の制御タイミングまでの指令電流の増加量の予測処理を示すブロック図。 同実施形態にかかる第１指令電流と第２指令電流とが交わるか否かの判断手法を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるスイッチング操作状態の切り替え処理の手順を示す流れ図。 同実施形態のタイマの計時周期及び第２指令電流の最小単位の設定手法を説明する図。 同実施形態にかかる出力トルクの制御のシミュレーション結果を示すタイムチャート。 スイッチング操作の強制的な切り替え処理を行わない場合の出力トルクの制御のシミュレーション結果を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかる次回の制御タイミングまでの指令電流の増加量の予測処理を示すブロック図。 第３の実施形態にかかる次回の制御タイミングまでの指令電流の増加量の予測処理を示すブロック図。 矩形波制御によるスイッチング操作状態の切り替え処理に抜けが生じることを説明するタイムチャート。 第４の実施形態にかかるスイッチングタイミングの算出処理の手順を示す流れ図。 第５の実施形態にかかるマイコン内の処理を示す機能ブロック図。 同実施形態にかかるヒステリシスコンパレータの出力特性を示す図。 同実施形態にかかるヒステリシス幅の設定態様を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるヒステリシス幅の設定手法を示す図。 同実施形態にかかるスイッチング操作状態の切り替え処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる出力トルクの制御態様のシミュレーション結果を示すタイムチャート。 上記第１の実施形態にかかる出力トルクの制御態様のシミュレーション結果を示すタイムチャート。 従来の矩形波制御による過渡時の電流の変動のシミュレーション結果を示すタイムチャート。 第６の実施形態にかかるマイコン内の処理を示す機能ブロック図。

２…モータ、１０…インバータ、５０…マイクロコンピュータ（回転機の制御装置の一実施形態）。

Claims (21)

1. 回転機に電力を供給するインバータのスイッチング素子を操作することで該回転機の回転に関する物理量を制御する回転機の制御装置において、
   前記回転機の電気角の１回転周期内にオン状態及びオフ状態が１度ずつとなるように前記スイッチング素子を操作することで、前記回転機の出力トルクを要求トルクに制御する矩形波制御手段と、
   前記回転機に対する指令電流よりも大きい値を上限値として且つ前記指令電流よりも小さい値を下限値とするヒステリシス領域内に実電流を制御すべく、前記ヒステリシス領域の上限及び下限と前記実電流との大小関係に基づき前記インバータのスイッチング素子を操作する瞬時電流値制御手段と、
   前記矩形波制御手段による制御がなされているときに前記回転機を流れる電流が前記ヒステリシス領域から外れる場合、前記瞬時電流値制御手段による制御に切り替える切替手段とを備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記矩形波制御手段は、前記瞬時電流値制御手段の前記指令電流を、前記要求トルクを生成するための要求電流と同周期且つ該要求電流よりも振幅の大きい大振幅指令電流とする手段と、前記大振幅指令電流の値が前記要求電流の値と交わるタイミングを予測する交点予測手段と、該交わるタイミングにおいて前記瞬時電流値制御手段による前記スイッチング素子の操作状態の切り替えが未だなされていないときに前記操作状態を強制的に切り替える強制手段とを備えることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 回転機の実電流を要求トルクを生成するための要求電流にフィードバック制御すべく、前記回転機に対する指令電流よりも大きい値を上限値として且つ前記指令電流よりも小さい値を下限値とする所定のヒステリシス領域の上限及び下限と前記実電流との大小関係に基づきインバータのスイッチング素子を操作する瞬時電流値制御手段と、
   前記指令電流を、前記要求電流と同周期且つ前記要求電流よりも大きい振幅を有する大振幅指令電流に設定する設定手段と、
   前記大振幅指令電流が前記要求電流と交わるタイミングを予測する交点予測手段と、
   該交わるタイミングにおいて前記瞬時電流値制御手段によって前記スイッチング素子の操作状態が未だ切り替えられていないときに前記操作状態を強制的に切り替える強制手段とを備えることを特徴とする回転機の制御装置。
4. 前記強制手段による切り替えがなされた時点から予め定められた期間、前記瞬時電流値制御手段による前記スイッチング素子の操作状態の切り替えを禁止する禁止手段を更に備えることを特徴とする請求項２又は３記載の回転機の制御装置。
5. 前記交点予測手段は、前記瞬時電流値制御の次回の制御タイミングにおける前記大振幅指令電流の値及び前記要求電流の値を予測する電流値予測手段と、前記大振幅指令電流及び前記要求電流についての今回の制御タイミングの値及び前記予測される次回の制御タイミングの値の大小関係の変化に基づき前記次回の制御タイミングまでに前記交わるタイミングが生じるか否かを判断する判断手段と、前記交わるタイミングが生じると判断されるとき、前記交わるタイミングまでの所要時間を算出する所要時間算出手段とを備えることを特徴とする請求項２〜４のいずれかに記載の回転機の制御装置。
6. 前記強制手段は、更に、前記大振幅指令電流及び前記要求電流の大小関係が前回の制御タイミングと今回の制御タイミングとで互いに相違して且つ、前記前回の制御タイミングから前記今回の制御タイミングまでに前記スイッチング素子の操作状態が切り替えられていないとき、前記操作状態を強制的に切り替えることを特徴とする請求項５記載の回転機の制御装置。
7. 前記瞬時電流値制御手段は、前記要求トルクを生成するための要求電流を指令電流とするものであって且つ、前記ヒステリシス領域の上限よりも前記実電流の方が大きいとき、前記ヒステリシス領域内に前記実電流が包含されているとき、及び前記ヒステリシス領域の下限よりも前記実電流が小さいときのそれぞれで各別の論理値を出力する出力手段を備え、
   前記切替手段は、前記出力手段の論理値に基づき前記切り替えを行うことを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
8. 前記ヒステリシス領域を、前記回転機の回転速度及び前記回転機のトルクに応じて可変設定することを特徴とする請求項７記載の回転機の制御装置。
9. 前記ヒステリシス領域は、矩形波制御が正常になされているときにおける前記指令電流及び前記実電流のずれ量が最大値となるときの前記実電流を包含するように設定されてなることを特徴とする請求項７又は８記載の回転機の制御装置。
10. 前記矩形波制御手段は、前記要求電流と同周期且つ該要求電流よりも振幅の大きい大振幅指令電流が前記要求電流と交わるタイミングを予測する交点予測手段と、該交点予測手段によって予測されるタイミングで前記スイッチング素子の操作状態の切り替えを行う手段とを備えることを特徴とする請求項７〜９のいずれかに記載の回転機の制御装置。
11. 前記交点予測手段は、前記矩形波制御の次回の制御タイミングにおける前記大振幅指令電流及び前記要求電流を予測する電流値予測手段と、前記大振幅指令電流及び前記要求電流についての今回の制御タイミングの値及び前記予測される次回の制御タイミングの値の大小関係の変化に基づき前記次回の制御タイミングまでの間に前記交わるタイミングが生じるか否かを判断する判断手段と、前記交わるタイミングが生じると判断されるとき、前記交わるタイミングまでの所要時間を算出する所要時間算出手段とを備えることを特徴とする請求項１０記載の回転機の制御装置。
12. 前記大振幅指令電流及び前記要求電流についての静止座標系での値を設定する手段と、
    該静止座標系での値を回転座標系での値に変換する変換手段とを更に備え、
    前記電流値予測手段は、前記静止座標系での値を入力信号とする前記変換手段の出力信号に基づき前記大振幅指令電流及び前記要求電流の時間微分演算を行う手段と、該時間微分演算結果に基づき、前記次回の制御タイミングにおける前記大振幅指令電流及び前記要求電流をテイラー級数によって算出する手段とを備えることを特徴とする請求項５，６，１１のいずれかに記載の回転機の制御装置。
13. 前記電流値予測手段は、１次又は２次までのテイラー級数によって前記算出を行うことを特徴とする請求項１２記載の回転機の制御装置。
14. 前記大振幅指令電流及び前記要求電流についての静止座標系での値を設定する手段と、
    該静止座標系での値を回転座標系での値に変換する変換手段とを更に備え、
    前記電流値予測手段は、前記制御タイミング間の時間間隔と前記回転機の現在の電気角速度との乗算値を算出する手段と、前記現在の制御タイミングにおける前記大振幅指令電流及び前記要求電流についての静止座標系での値をそれぞれ、現在の電気角度を前記乗算値だけ進角させた電気角度を用いて前記変換手段により変換することで前記次回の制御タイミングにおける前記大振幅指令電流及び前記要求電流を予測することを特徴とする請求項５，６，１１のいずれかに記載の回転機の制御装置。
15. 前記矩形波制御手段は、前記所要時間算出手段によって所要時間が算出されてからの時刻を計時する計時手段と、該計時手段によって計時される時間が前記所要時間と一致するときに前記切り替えを行う手段とを備えることを特徴とする請求項５及び６及び１１〜１４のいずれかに記載の回転機の制御装置。
16. 前記大振幅指令電流の振幅は、前記計時手段の計時動作の周期Ｔｃ、前記大振幅指令電流の最小単位量Ａｄ、前記大振幅指令電流を用いる際の前記回転機の最小電気角速度ωｍｉｎを用いて、「Ａｄ／（ωｍｉｎ×Ｔｃ）」以上となるように設定されてなることを特徴とする請求項１５記載の回転機の制御装置。
17. 前記所要時間算出手段は、前記大振幅指令電流及び前記要求電流についてのそれぞれの時間微分値の差に対する前記大振幅指令電流及び前記要求電流の差に基づき前記所要時間を算出することを特徴とする請求項５，６，１１〜１６記載の回転機の制御装置。
18. 前記大振幅指令電流の振幅は、前記インバータの最大定格電流値に２の平方根を乗算した値以下に設定されてなることを特徴とする請求項２〜６のいずれかに記載の回転機の制御装置。
19. 前記電気角度の１回転周期内にオン状態及びオフ状態が１度ずつとなるように前記スイッチング素子を操作することで前記要求トルクを実現するための前記スイッチング素子の操作状態の切り替えタイミングにおいて、前記大振幅指令電流が前記要求電流と交わるように適合されてなることを特徴とする請求項２〜６、１０〜１８のいずれかに記載の回転機の制御装置。
20. 前記大振幅指令電流の振幅Ａ２は、前記要求電流の振幅Ａ１よりも大きな値に設定されて且つ、前記大振幅指令電流の位相Ｔ２は、前記要求電流の一周期内にオン状態及びオフ状態が１度ずつとなるように前記スイッチング素子を操作することで前記要求トルクを実現するために想定される前記操作状態の切り替え位相Ｔ３と前記要求電流の位相Ｔ１とによって、
    Ｔ２＝Ｔ３−ａｒｃｓｉｎ｛（Ａ１／Ａ２）×ｓｉｎ（Ｔ３−Ｔ１）｝
    に設定することを特徴とする請求項２〜６、１０〜１９のいずれかに記載の回転機の制御装置。
21. 前記矩形波制御手段による制御は、前記回転機の高回転速度領域及び高出力トルク領域の少なくとも一方においてなされるものであることを特徴とする請求項１、２、７〜１１のいずれかに記載の回転機の制御装置。

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