JP4697017B2 - 多相回転電機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、多相回転電機を流れる電流の実際の値と、指令値によって定まる所定のヒステリシス領域の上限及び下限との大小に基づき、インバータのスイッチング素子を操作することで、前記実際の値を、要求トルクを生成するための要求電流値にフィードバック制御する多相回転電機の制御装置に関する。

例えば下記特許文献１に見られるように、３相回転電機を流れる電流の実際の値と指令値によって定まる所定のヒステリシス領域の上限及び下限との大小に基づきインバータのスイッチング素子を操作することで、実際の値を、要求トルクを生成するための要求電流値にフィードバック制御する多相回転電機の制御装置が周知である。

ただし、上記制御では、高回転速度に移行するにつれて、実際の電流が指令値からずれ、ひいては、要求トルクを生成することが困難となるおそれがある。以下、これについて図２７に基づき説明する。図２７は、３相回転電機のいずれかの相に流れる電流と、いずれかの相におけるインバータのスイッチング素子の駆動パターンとを示すものである。詳しくは、図中、実線にて実際に流れる電流を、また、一点鎖線にて指令値を、２点鎖線にてヒステリシス領域の上限及び下限をそれぞれ示す。

図示されるように、３相回転電機の要求トルク及び回転速度が比較的小さい通常運転時には、３相回転電機を実際に流れる電流は、ヒステリシス領域内で小刻みに変化しつつも指令値に追従している。これは、通常運転時には、インバータの入力電圧が３相回転電機の逆起電力よりも大きいために、３相回転電機を流れる電流の変化速度が指令値の変化速度よりも十分大きいためである。すなわち、３相回転電機を流れる実際の電流の変化速度が指令値の変化速度よりも十分大きいために、ヒステリシス領域内で小刻みに変化しつつも指令値への追従が可能となる。これに対し、高回転速度領域では、３相回転電機を流れる実際の電流と指令値との位相ずれが顕著となる。これは、高回転速度領域ではインバータの入力電圧と３相回転電機の逆起電力との差が小さくなるために、３相回転電機を流れる電流の変化速度が指令値の変化速度と同程度となるためである。

そして、３相回転電機を流れる電流と指令値との間に位相ずれが生じると、要求トルクに対して実際に３相回転電機が出力するトルクがずれたものとなる。

こうした問題を回避すべく、ヒステリシス領域を小さくする方法と、弱め界磁制御をする方法とが考えられる。しかし、前者は、ヒステリシス領域を小さくすることによるスイッチング回数の増加を招く。このスイッチング回数の増加は、インバータの入力電圧に対する３相回転電機の相関電圧の１次成分の実効値の比である電圧利用率を低下させる要因となる。このため、ヒステリシス領域を小さくすると、電圧利用率の低下によって３相回転電機を流れる電流の振幅の低下を招き、ひいてはトルクの低下を招く。また、後者は、３相回転電機が磁石式の場合に磁石が減磁する等の不都合を生じる。
特開平１０−１７４４５３号公報

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、多相回転電機の運転領域にかかわらず、多相回転電機を流れる電流の実際の値を、要求トルクを生成するための要求電流値に適切にフィードバック制御することのできる多相回転電機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、前記多相回転電機の回転速度及び出力トルクの少なくとも一方が所定以上であるとき、前記指令値を前記要求電流値とする制御から、前記指令値を、前記要求電流値と同周期且つ前記要求電流値よりも大きな振幅とする制御に切り替える切替手段を備えることを特徴とする。

上記構成では、指令値を要求値とする制御によって、要求値としての指令値に実際の値を追従させる制御をすることができる。一方、多相回転電機の出力トルクの大きな領域や回転速度の高い領域においては、指令値を、要求電流値と同周期且つ要求電流値よりも大きな振幅とする制御に切り替える。この制御においては、指令値の振幅が大きいために、実際の値と指令値とが交差するタイミング近傍において、実際の値が上記ヒステリシス領域をはみ出す。このため、実際の値と指令値とが交差するタイミング近傍において、スイッチング素子の駆動パルスが反転することとなる。このため、要求電流値の半周期の長さの駆動パルスによってスイッチング素子を駆動するいわゆる１パルス制御をすることができる。しかも、指令値の位相を適合することで、駆動パルスの位相を調節することができ、ひいては、多相回転電機を実際に流れる電流を要求電流値に適切にフィードバック制御することができる。

請求項４記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記切替手段は、前記要求電流値としての第１の指令値を生成する第１生成手段と、前記第１の指令値と同周期且つ該第１の指令値よりも振幅の大きい第２の指令値を生成する第２生成手段とを備えることを特徴とする。

上記構成では、第１生成手段及び第２生成手段を備えることで、指令値を要求電流値とする制御と、指令値を、要求電流値と同周期且つ要求電流値よりも大きな振幅とする制御とを適切に行うことができる。

請求項５記載の発明は、請求項２〜４のいずれかに記載の発明において、前記第２の指令値の振幅は、前記インバータの最大定格電流値に２の平方根を乗算した値以下に設定されてなることを特徴とする。

上記構成では、第２の指令値の振幅を最大定格電流に２の平方根を乗算した値以下に設定するために、インバータを流れる電流の絶対値が最大定格電流を越えて大きくなるときには、第２の指令値によって定まるヒステリシス領域から実際の値がはみ出す。このため、上記電流の絶対値を減少させるようフィードバック制御がなされることとなる。このため、上記構成では、インバータを流れる電流が最大定格電流を越えることを好適に抑制することができる。特に、第２の指令値を用いる制御は、１パルス制御となるが、これは従来技術においては１８０°通電等の開ループ制御によってなされていたため、電流値が最大定格電流を超えた場合に対処することができなかった。これに対し、上記構成では、上記態様にて第２の指令値の振幅を設定したフィードバック制御を行うことで、１パルス制御をしつつもインバータを流れる電流が最大定格電流を越えることを抑制することができる。

請求項２記載の発明は、前記多相回転電機の回転速度及び出力トルクの少なくとも一方が所定以上であるとき、前記指令値を前記要求電流値とする制御から、前記指令値を、前記要求電流値と同周期且つ前記要求電流値よりも大きな振幅とする制御に切り替える切替手段を備え、前記切替手段は、前記要求電流値としての第１の指令値を生成する第１生成手段と、前記第１の指令値と同周期且つ該第１の指令値よりも振幅の大きい第２の指令値を生成する第２生成手段とを備え、前記要求電流値の一周期内に論理「Ｈ」状態及び論理「Ｌ」状態が１度ずつとなる駆動パルスを用いて前記スイッチング素子を駆動する１パルス制御によって前記要求トルクを実現するために想定される前記駆動パルスの反転タイミングにおいて、前記第２の指令値が前記要求電流値と交わるように適合されてなることを特徴とする。

上記構成では、要求電流値を実現するための1パルス制御による駆動パルスの反転タイミングにおいて、指令値と要求電流値とが交わるように適合することで、実際の値と第２の指令値とが交わるタイミング近傍において駆動パルスを反転させるることができる。

請求項６記載の発明は、請求項２〜５のいずれかに記載の発明において、前記第２生成手段は、前記第１の指令値に基づき前記第２の指令値を生成することを特徴とする。

上記構成では、第２の指令値が第１の指令値と同周期であって且つ第１の指令値よりも振幅が大きいものであることに鑑み、第１の指令値に基づき第２の指令値を生成することで、第２生成手段を簡易に構成することができる。

請求項３記載の発明は、前記多相回転電機の回転速度及び出力トルクの少なくとも一方が所定以上であるとき、前記指令値を前記要求電流値とする制御から、前記指令値を、前記要求電流値と同周期且つ前記要求電流値よりも大きな振幅とする制御に切り替える切替手段を備え、前記切替手段は、前記要求電流値としての第１の指令値を生成する第１生成手段と、前記第１の指令値と同周期且つ該第１の指令値よりも振幅の大きい第２の指令値を生成する第２生成手段とを備え、前記第２生成手段は、前記第２の指令値の振幅Ａ２を前記第１の指令値の振幅Ａ１よりも大きな値に設定するとともに、前記第２の指令値の位相Ｔ２を、前記要求電流値の一周期内に論理「Ｈ」状態及び論理「Ｌ」状態が１度ずつとなる駆動パルスを用いて前記スイッチング素子を駆動する１パルス制御によって前記要求トルクを実現するために想定される前記駆動パルスの位相Ｔ３と前記第１の指令値の位相Ｔ１とによって、
Ｔ２＝Ｔ３−ａｒｃｓｉｎ｛（Ａ１／Ａ２）×ｓｉｎ（Ｔ３−Ｔ１）｝
に設定することを特徴とする。

上記構成において、多相回転電機の電気角速度ωを用いると、第１の指令値は、「Ａ１×ｓｉｎ（ωｔ−Ｔ１）」と、また、第２の指令値は、「Ａ２×ｓｉｎ（ωｔ−Ｔ２）」とそれぞれ表現される。ここで、第１の指令値と第２の指令値とが位相Ｔ３において交差すると仮定すると、以下の関係が成立する。

Ａ１×ｓｉｎ（Ｔ３−Ｔ１）＝Ａ２×ｓｉｎ（Ｔ３−Ｔ２）
上記関係から、位相Ｔ２は、上記式によって表現されたものとなる。このため、上記構成によれば、位相Ｔ３近傍において駆動パルスを反転させることができる。

請求項７記載の発明は、請求項２〜６のいずれかに記載の発明において、前記第２生成手段は、前記第２の指令値を、前記多相回転電機の回転速度と要求トルクとに基づきマップ演算することを特徴とする。

要求トルクを生成するための要求電流値は、要求トルクと回転速度とに依存する。上記構成では、この性質に鑑み、第２の指令値を回転速度と要求トルクとに基づきマップ演算することで、要求電流値を生成するために必要な第２の指令値を適切に設定することができる。

請求項８記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記多相回転電機が３相回転電機であり、前記第２生成手段は、前記多相回転電機の回転速度及び要求トルクに基づき、ｄ軸及びｑ軸における前記第２の指令値であるｄｑ指令値をマップ演算する手段と、該ｄｑ指令値を３相の指令値に変換する変換手段とを備えて構成されてなることを特徴とする。

上記構成では、ｄｑ指令値をマップ演算するために、３相の指令値を直接マップ演算する場合と比較して、マップデータ数を低減することができる。

請求項９記載の発明は、請求項７又は８記載の発明において、前記第１生成手段は、前記多相回転電機の回転速度及び要求トルクに基づき、ｄ軸及びｑ軸における前記要求電流値であるｄｑ要求値をマップ演算する手段を備えて且つ、該ｄｑ指令値を３相の指令値に変換する変換手段を前記第２生成手段と共有することを特徴とする。

上記構成では、ｄｑ要求値をマップ演算するために、３相の指令値を直接マップ演算する場合と比較して、マップデータ数を低減することができる。しかも、変換手段を第１生成手段及び第２生成手段間で共有することで、第１生成手段及び第２生成手段を簡易に構成することができる。

請求項１０記載の発明は、請求項５記載の発明において、前記多相回転電機が３相回転電機であり、前記第１生成手段は、ｄ軸及びｑ軸における前記要求電流値であるｄｑ要求値を生成する手段と、前記ｄｑ要求値を前記多相回転電機の電気角度に応じて３相の指令値に変換する変換手段とを備え、前記第２生成手段は、前記第１の指令値の振幅を補正すべく前記ｄｑ要求値を補正する振幅補正手段と、前記振幅補正のなされた前記ｄｑ要求値を前記多相回転電機の電気角度に応じて３相の指令値に変換する変換手段と、前記３相の指令値に変換する際、前記電気角度を補正する角度補正手段とを備えて構成されてなることを特徴とする。

上記構成では、ｄｑ要求値を生成するために、要求電流値をｄｑ軸に基づく理論にて簡易に生成することができる。しかも、ｄｑ要求値を補正することでその振幅を第２の指令値にとって適切なものとした後、３相の指令値に変換する際に、電気角度を補正することで、要求電流値の位相に対して第２の指令値の位相をずらすことができる。したがって、上記構成によれば、第２の指令値を適切に生成することができる。

請求項１１記載の発明は、請求項１０記載の発明において、前記第１生成手段は、前記変換手段を前記第２生成手段と共有することを特徴とする。

上記構成では、変換手段を共有することで、第１生成手段及び第２生成手段を簡易に構成することができる。

請求項１２記載の発明は、請求項２〜１１のいずれかに記載の発明において、前記切替手段は、前記多相回転電機の回転速度と要求トルクとによって定まる領域において、前記第１の指令値から前記第２の指令値へ切り替える境界と、前記第２の指令値から前記第１の指令値へ切り替える境界とを互いに相違させることを特徴とする。

上記構成では、第１の指令値から第２の指令値へ切り替える境界と、第２の指令値から第１の指令値へ切り替える境界とを互いに相違させることで、回転速度と要求トルクとが同時に両境界近傍を彷徨うことを回避することができるため、第１の指令値による制御と第２の指令値による制御とが頻繁に切り替えられるハンチングを回避することができる。

請求項１３記載の発明は、請求項２〜１２のいずれかに記載の発明において、前記実際の値に基づき、前記多相回転電機の実際の出力トルクを推定する推定手段と、前記推定される出力トルクと前記要求トルクとの差に基づき前記第２の指令値の位相をフィードバック補正する補正手段とを備えることを特徴とする。

上記構成において、第２の指令値によって定まるヒステリシス領域の上限及び下限との大小に基づく制御によっては、多相回転電機やインバータの個体差や経年変化、温度変化等により、実際の出力トルクと要求トルクとの間にずれが生じるおそれがある。この点、上記構成では、第２の指令値の位相をフィードバック補正することで、力率を調節することができるため、実際の出力トルクと要求トルクとのずれを適切に補償することができる。

請求項１４記載の発明は、請求項２〜１２のいずれかに記載の発明において、前記実際の値に基づき、前記多相回転電機の実際の出力トルクを推定する推定手段と、前記推定される出力トルクと前記要求トルクとの差に基づき前記第２の指令値によって定まるヒステリシス領域の中心をフィードバック補正する補正手段とを備えることを特徴とする。

上記構成において、第２の指令値によって定まるヒステリシス領域の上限及び下限との大小に基づく制御によっては、多相回転電機やインバータの個体差や経年変化、温度変化等により、実際の出力トルクと要求トルクとの間にずれが生じるおそれがある。この点、上記構成では、第２の指令値によって定まるヒステリシス領域の中心をフィードバック補正することで、スイッチングタイミングを微調整することができ、ひいては、実際の出力トルクと要求トルクとのずれを適切に補償することができる。

請求項１５記載の発明は、請求項１３又は１４記載の発明において、前記フィードバック制御は、前記推定される出力トルクと前記要求トルクとの差に基づく積分制御を含むことを特徴とする。

上記構成では、積分制御を用いることで、実際の出力トルクと要求トルクとの間の定常的な乖離を補償することができる。

請求項１６記載の発明は、請求項１５記載の発明において、前記多相回転電機の回転速度及び要求トルクの少なくとも一方の変化量が所定以上となるとき、前記積分制御によって算出される前記出力トルクと前記要求トルクとの差の積算値を初期化することを特徴とする。

積分制御は、定常状態における実際の出力トルクと要求トルクとの定常的な乖離を補償するために有効な制御である。しかし、回転速度や要求トルクが変化する過渡時においては、実際の出力トルクと要求トルクとの定常的な乖離傾向も変化する可能性があり、また、要求トルクに対する実際の出力トルクの追従遅れが生じる。このため、過渡時において積分制御を継続すると積算値の絶対値が過度に大きくなり、オーバーシュートやアンダーシュートを生じる等、制御性の低下を招くおそれがある。この点、上記構成では、過渡時において積算値を初期化することで、積算値の絶対値が過度に大きくなることを回避することができ、ひいては、実際の出力トルクの要求トルクへの制御性の低下を抑制することができる。

請求項１７記載の発明は、請求項２〜１６のいずれかに記載の発明において、前記第２の指令値に基づく制御中に、前記実際の値が前記第１の指令値によって定まる前記ヒステリシス領域からはみ出すとき、該はみ出した相については、前記第１の指令値による制御に強制的に変更する変更手段を更に備えることを特徴とする。

上記構成では、回転速度及び出力トルクの少なくとも一方が所定以上であるときに第２の指令値による制御に切り替えることで、１パルス制御をすることができる。１パルス制御は、インバータの入力電圧に対する多相電動機の相関電圧の１次成分の実効値の比によって定義される電圧利用率が大きいため、電圧利用率を高くすることができる。しかし、第１の指令値から第２の指令値へと切り替える際には、電圧利用率が断続的に変化することで多相電動機を流れる電流が急変し、ひいては多相回転電機の出力トルクが大きく変化する（トルクショックが生じる）おそれがある。

この電流の変化は、第１の指令値によって定まるヒステリシス領域から実際の値がはみ出すことによって検出可能である。すなわち、第２の指令値による制御に切り替える前には第１の指令値によって定まるヒステリシス領域内に実際の値が制御されていたのであるから、このヒステリシス領域を超えるときには、電流が大きく変化すると考えられる。上記構成では、この性質に着目し、第１の指令値によって定まるヒステリシス領域からはみ出す相については、回転速度や出力トルクにかかわらず強制的に第１の指令値による制御に変更することで、上記トルクショックを好適に抑制することができる。

請求項１８記載の発明は、請求項１７記載の発明において、前記変更手段は、前記第１の指令値による制御に変更した相の前記実際の値が前記第１の指令値に追従するとき、当該変更した相を前記第２の指令値による制御に復帰させることを特徴とする。

上記構成では、実際の値が要求電流値に追従するときに第２の指令値に復帰させることで、もともと第２の指令値による制御が所望されていた領域において、第２の指令値による制御を再開するタイミングを適切に定めることができる。

請求項１９記載の発明は、請求項１８記載の発明において、前記変更手段は、前記ヒステリシス領域内に狭ヒステリシス領域を設定する機能を有して且つ、前記第１の指令値による制御に変更した相の前記実際の値が前記狭ヒステリシス領域を貫通するとき、当該変更した相を前記第２の指令値による制御に復帰させることを特徴とする。

上記構成では、実際の値が狭ヒステリシス領域を貫通することにより、実際の値が第１の指令値に追従したと判断することができる。

請求項２０記載の発明は、請求項１８記載の発明において、前記変更手段は、前記第１の指令値による制御に変更した相の前記実際の値が前記第１の指令値と交差するとき、当該変更した相を前記第２の指令値による制御に復帰させることを特徴とする。

上記構成では、実際の値が第１の指令値と交差することにより、実際の値が第１の指令値に追従したと判断することができる。

請求項２１記載の発明は、請求項１８記載の発明において、前記変更手段は、前記ヒステリシス領域内に狭ヒステリシス領域を設定する機能を有して且つ、前記第１の指令値による制御に変更した相の前記実際の値が前記狭ヒステリシス領域内に入るとき、当該変更した相を前記第２の指令値による制御に復帰させることを特徴とする。

上記構成では、実際の値が狭ヒステリシス領域に入ったことにより、実際の値が第１の指令値に追従したと判断することができる。

請求項２２記載の発明は、請求項１８記載の発明において、前記変更手段は、前記ヒステリシス領域内に狭ヒステリシス領域を設定する機能を有するとともに、前記第１の指令値による制御に変更した相の前記実際の値が前記狭ヒステリシス領域を貫通するとき、当該変更した相を前記第２の指令値による制御に復帰させる第１の処理、及び前記第１の指令値による制御に変更した相の前記実際の値が前記第１の指令値と交差するとき、当該変更した相を前記第２の指令値による制御に復帰させる第２の処理、及び前記第１の指令値による制御に変更した相の前記実際の値が前記狭ヒステリシス領域内に入るとき、当該変更した相を前記第２の指令値による制御に復帰させる第３の処理の３つの処理を行なう機能を有し、前記多相回転電機の回転速度及び前記要求トルクに基づき定まる領域のうち低回転速度側において前記第１の処理を、高回転速度側において前記第３の処理を、中間の領域において前記第２の処理をそれぞれ行うことを特徴とする。

上記構成では、実際の値が狭ヒステリシス領域を貫通すること、実際の値が第１の指令値と交差すること、及び実際の値が狭ヒステリシス領域に入ったことにより、実際の値が第１の指令値に追従したと判断することができる。ここで、第３の処理、第２の処理、第１の処理の順に、第２の指令値による制御への復帰タイミングが早くなる。このため、上記構成では、回転速度が高いほど第２の指令値による制御への復帰タイミングを早めることができる。このため、多相回転電機の逆起電力が大きくなり実際に流れる電流の変化速度が遅くなるときにおいて復帰を早めることができ、ひいては実際の値が要求電流値から大きくずれることを回避することができる。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる多相回転電機の制御装置を、ハイブリッド車に搭載される３相回転電機の制御装置に適用した一実施形態を図面を参照しつつ説明する。

図１に、上記３相電動機及びその制御装置の全体構成を示す。

図示されるように、３相回転電機であるＤＣブラシレスモータ（モータ２）の３つの相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）には、インバータ１０が接続されている。このインバータ１０は、３相インバータであり、３つの相のそれぞれに対応したスイッチング素子１２，１４とスイッチング素子１６，１８とスイッチング素子２０，２２との並列接続体を備えて構成されている。更に、インバータ１０は、各スイッチング素子１２〜２２に逆並列に接続されたダイオード２４〜３４を備えている。そして、スイッチング素子１２及びスイッチング素子１４を直列接続する接続点がモータ２のＵ相と接続されている。また、スイッチング素子１６及びスイッチング素子１８を直列接続する接続点がモータ２のＶ相と接続されている。更に、スイッチング素子２０及びスイッチング素子２２を直列接続する接続点がモータ２のＷ相と接続されている。ちなみに、これらスイッチング素子１２〜２２は、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）によって構成されている。

インバータ１０の各１組のスイッチング素子１２，１４とスイッチング素子１６，１８とスイッチング素子２０，２２との両端には、平滑コンデンサ４０を介してバッテリ４２の電圧が印加されている。

一方、マイクロコンピュータ５０は、モータ２の出力軸の回転角度を検出する位置センサ５２や、Ｕ相及びＶ相に流れる電流を検出する電流センサ５４，５６の検出結果を取り込む。そして、マイクロコンピュータ５０は、Ｗ相に流れる電流を、キルヒホッフの法則に基づき、Ｕ相を流れる電流とＶ相を流れる電流とから算出する。そして、マイクロコンピュータ５０は、上記モータ２の出力軸の回転角度や３つの相を流れるそれぞれの電流等に基づき、ゲート駆動回路５８ａ〜５８ｆを介してスイッチング素子１２〜２２を操作する。

図２に、マイクロコンピュータ５０の行なう処理のうち、特にスイッチング素子１２〜２２を操作するための駆動パルスの生成に関する処理の機能ブロック図を示す。

図２において、回転速度算出部６０は、位置センサ５２によって検出されるモータ２の回転角度θに基づき、モータ２の回転速度を算出する部分である。一方、第１のｄｑ軸電流指令値算出部６２は、回転速度算出部６０によって算出される回転速度と外部から取り込まれる要求トルクとに基づき、要求トルクを生成するためのｄｑ軸上の要求電流（ｄｑ要求値）である第１の指令値ｉｄｃ１，ｉｑｃ１を算出する部分である。また、第２のｄｑ軸電流指令値算出部６４は、回転速度算出部６０によって算出される回転速度と外部から取り込まれる要求トルクとに基づき、ｄｑ軸上での第２の指令値ｉｄｃ２，ｉｑｃ２を算出する部分である。

電流指令値切替部６６は、上記第１の指令値ｉｄｃ１，ｉｑｃ１又は第２の指令値ｉｄｃ２，ｉｑｃ２のいずれかを選択して出力する部分である。２相３相変換部６８は、上記電流指令値切替部６６によって選択される最終的なｄｑ軸上の指令値ｉｄｃ，ｉｑｃを３相の指令値ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃに変換する部分である。この際、位置センサ５２によって検出される回転角度θに、モータ２の極対数ｐを乗算することで算出される電気角度を用いる。

上記指令値ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃは、それぞれヒステリシスコンパレータ７２，７４，７６に入力される。また、ヒステリシスコンパレータ７２，７４，７６には、電流センサ５４によって検出される実電流ｉｕ、電流センサ５６によって検出される実電流ｉｖ、減算部７８において実電流ｉｕ，ｉｖの和の「−１」倍として算出される実電流ｉｗがそれぞれ取り込まれる。そして、ヒステリシスコンパレータ７２では、指令値ｉｕｃによって定まるヒステリシス領域の上限及び下限と実電流ｉｕとの大小に基づき、駆動パルスｇｕを出力する。この駆動パルスｇｕ及びその論理反転信号が波形整形されたものがそれぞれ上記パワースイッチング素子１２，１４をスイッチングする駆動パルスｇｕｐ，ｇｕｎである。ヒステリシスコンパレータ７４では、指令値ｉｖｃによって定まるヒステリシス領域の上限及び下限と実電流ｉｖとの大小に基づき、駆動パルスｇｖを出力する。この駆動パルスｇｖ及びその論理反転信号が波形整形されたものがそれぞれ上記パワースイッチング素子１６，１８をスイッチングする駆動パルスｇｖｐ，ｇｖｎである。ヒステリシスコンパレータ７６では、指令値ｉｗｃによって定まるヒステリシス領域の上限及び下限と実電流ｉｗとの大小に基づき、駆動パルスｇｗを出力する。この駆動パルスｇｗ及びその論理反転信号が波形整形されたものがそれぞれ上記パワースイッチング素子２０，２２をスイッチングする駆動パルスｇｗｐ，ｇｗｎである。

これにより、例えば上記第１の指令値が選択されているときには、図３にＵ相について示すように、指令値ｉｕｃよりもヒステリシス幅ｈｙｓの「１／２」だけ大きい値と指令値ｉｕｃよりもヒステリシス幅ｈｙｓの「１／２」だけ小さい値との間の領域（ヒステリシス領域）内に入るように、実電流ｉｕが制御される。

ところで、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを指令値ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃによって定まるヒステリシス領域内となるようにフィードバック制御する瞬時電流値制御をする場合、モータ２の回転速度が高い領域では、モータ２を流れる電流（指令値ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃ）の一周期と駆動パルスｇｕ，ｇｖ，ｇｗの周期とが一致するいわゆる１パルス制御となる。この１パルス制御は、インバータ１０の入力電圧（バッテリ４２の電圧）に対するモータ２に印加される相間電圧の１次成分の実効値の比である電圧利用率が理論上最大となる制御である。しかし、モータ２の回転速度が高い領域では、モータ２の逆起電力がインバータ１０の入力電圧と近似する。このため、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと指令値ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃとの間に位相ずれを生じ、ひいてはモータ２のトルクを要求トルクとすることができなくなることについては上述したとおりである。

そこで、本実施形態では、回転速度が高い領域において、第２の指令値を用いて瞬時電流値制御を行う。ここで、第２の指令値ｉｄｃ２，ｉｑｃ２に基づく３相の指令値ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２を、図４にＵ相について例示する態様にて生成する。

すなわち、３相の第２の指令値ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２は、３相における第１の指令値ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１よりもその振幅が大きく、且つ位相がずれたものとなっている。この第２の指令値ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２は、第１の指令値ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１と、１パルス制御により要求トルクを生成するための駆動パルスｇｕａとによって算出される。

すなわち、第２の指令値ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２と第１の指令値ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１との交差タイミングが、駆動パルスｇｕａ，ｇｖａ，ｇｗａの反転タイミングと一致するように、第２の指令値ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２を生成する。これにより、瞬時電流値制御により生成される駆動パルスｇｕ，ｇｖ，ｇｗは、１パルス制御によって要求トルクを生成することのできる値となる。これは、以下の理由による。

時刻ｔ１においては、第１の指令値ｉｕｃ１よりも第２の指令値ｉｕｃ２の方が小さい。このため、実電流が要求トルクを生成するための要求電流（すなわち、第１の指令値ｉｕｃ１）に追従しているとすると、第２の指令値ｉｕｃ２を用いたときのヒステリシスコンパレータ７２の出力する駆動パルスｇｕは、論理「Ｌ」となる。その後、第２の指令値ｉｕｃ２が第１の指令値ｉｕｃ１と交差するときには、実電流ｉｕと第２の指令値ｉｕｃ２との大小関係が逆転する。ここで、第２の指令値ｉｕｃ２の振幅を大きく取ることにより、ヒステリシスコンパレータ７２の出力する駆動パルスｇｕも、時刻ｔ２近傍で論理反転する。このため、駆動パルスｇｕを、１パルス制御によって要求トルクを生成するためのパルス信号とすることができる。

なお、図中、駆動パルスｇｕは、その波高値が第２の指令値ｉｕｃ２と一致しているが、駆動パルスｇｕの電圧の基準と指令値ｉｕｃ２の電流の基準とを調整することで便宜上一致させているに過ぎない。

以下、マイクロコンピュータ５０における第２の指令値に基づく瞬時電流値制御の処理手法について説明する。

図５に、上記電流指令値切替部６６による処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、要求トルクが規定トルクαより大きく且つ回転速度が規定回転速度βよりも大きいか否かを判断する。この判断は、モータ２の逆起電力とインバータ１０の入力電圧とが近似するか否かを判断するためのものである。そして、大きくないと判断されるときには、ステップＳ１２において第１の指令値ｉｄｃ１，ｉｑｃ１が選択され、大きいと判断されるときには、ステップＳ１４において第２の指令値ｉｄｃ２，ｉｑｃ２が選択される。

図６に、上記第２のｄｑ軸電流指令値算出部６４による処理の手順を示す。この処理は、例えば先の図５のステップＳ１０において肯定判断されているときに所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ２０において、要求トルクと回転速度とから１パルス制御におけるスイッチング素子１２〜２２のオン操作のタイミング（スイッチング位相Ｔ３）と、３相における第２の指令値の振幅Ａ２とを算出する。ここで、１パルス制御のスイッチング位相Ｔ３は、要求トルク及び回転速度とスイッチング位相Ｔ３との関係を、予めシミュレーションや実験等によって求めておく。また、第２の指令値の振幅Ａ２は、インバータ１０の最大定格電流に「２」の平方根を乗算した値Ａｍａｘ以下とすることが望ましい。すなわち、モータ２を流れる電流が値Ａｍａｘとなるときにインバータ１０を流れる電流が最大定格電流と等しくなる。このため、振幅Ａ２を値Ａｍａｘ以下とすることで、モータ２を流れる電流がインバータ１０の最大定格電流を越えるときには、瞬時電流値制御により電流を減少させる側にフィードバック制御される。このため、モータ２を流れる電流がインバータ１０の最大定格電流を越えることを抑制することができる。この第２の指令値の振幅Ａ２は固定値としてもよいが、第１の指令値Ａ１の振幅が大きいほど大きくなるようにすることが望ましい。これにより、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが、要求トルクを生成するための要求電流値（第１の指令値）から大きく離間することを回避することができる。

続くステップＳ２２では、第１の指令値の位相Ｔ１と、第１の指令値の振幅Ａ１とを算出する。ここで、第１の指令値は、電気角速度ωを用いて以下の式によって表現される。なお、電気角速度ωは、モータ２の極対数ｐと回転速度Ｎｍ（ｒｐｍ）とを用いて「ω＝２πｐＮｍ／６０」にて定義される。

Ａ１×ｓｉｎ（ω×ｔ−Ｔ１） …（ｃ１）
また、位相Ｔ１は、「ａｒｃｔａｎ（−ｉｄｃ１／−ｉｑｃ１）」によって定義される。また、振幅Ａ１は、指令値ｉｄｃ１，ｉｑｃ１のそれぞれの２乗の和の「２／３」倍の平方根である。

続くステップＳ２４では、第２の指令値の位相Ｔ２を算出する。

ここで、第２の指令値は、下記の式によって表現される。

Ａ２×ｓｉｎ（ω×ｔ−Ｔ２） …（ｃ２）
このため、上記の式（ｃ１）と式（ｃ２）とが等しくなるときの位相がスイッチング位相Ｔ３であるとして下記の式が成立する。

Ａ１×ｓｉｎ（ω×Ｔ３−Ｔ１）＝Ａ２×ｓｉｎ（ω×Ｔ３−Ｔ２）
したがって、位相Ｔ２は、下記の式（ｃ３）によって算出することができる。
Ｔ２＝Ｔ３−ａｒｃｓｉｎ｛（Ａ１／Ａ２）×ｓｉｎ（ω×Ｔ３−Ｔ１）｝…（ｃ３）
続くステップＳ２６においては、第２の指令値ｉｄｃ２，ｉｑｃ２を以下の式によって算出する。

ｉｄｃ２＝−Ａ２×ｓｉｎ（Ｔ２）
ｉｑｃ２＝−Ａ２×ｃｏｓ（Ｔ２）
図７に、本実施形態における実電流の挙動のシミュレーション結果を示す。図７では、便宜上、Ｕ相についてのシミュレーション結果を示している。図示されるように、実電流ｉｕは、要求トルクを生成するための要求電流である第１の指令値ｉｕｃ１に好適に追従している。これに対し、高回転速度において第１の指令値による瞬時電流値制御をする場合のシミュレーション結果を図８に示す。この場合、実電流ｉｕの第１の指令値ｉｕｃ１に対する追従性が悪いため、モータ２の出力トルクが要求トルクからずれたものとなる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）モータ２の回転速度及び要求トルクが所定以上であるとき、指令値を要求電流値とする制御から、指令値を、要求電流値と同周期且つ要求電流値よりも大きな振幅とする制御に切り替えた。これにより、高回転速度・大要求トルク領域において、１パルス制御をしつつも、モータ２を実際に流れる電流を要求電流値に適切にフィードバック制御することができる。

（２）第２の指令値の振幅を、インバータ１０の最大定格電流値に２の平方根を乗算した値Ａｍａｘ以下に設定する実施例とするなら、１パルス制御をしつつもモータ２を流れる電流が最大定格電流を越えることを抑制することができる。

（３）第２の指令値を、要求電流値の半周期と一致して且つ要求電流値を実現する駆動パルスの反転タイミングにおいて、要求電流値と交わるように適合した。これにより、実電流と第２の指令値とが交わるタイミング近傍において駆動パルスを反転させるることができる。

（４）２相３相変換部６８を、ｄｑ軸上の第１の指令値とｄｑ軸上の第２の指令値とで共有することで、ｄｑ軸の指令値から３相の指令値へ変換する手段を簡易に構成することができる。

（５）第１の指令値に基づき第２の指令値を生成することで、第２の指令値の算出手段（第２のｄｑ軸電流指令値算出部６４等）を簡易に構成することができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図９に、本実施形態にかかるスイッチング素子１２〜２２の駆動パルスの生成に関する処理の機能ブロック図を示す。なお、図９において、先の図２と同一の処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、電流指令値算出部８０を備えている。電流指令値算出部８０では、要求トルクと回転速度とに基づき、ｄｑ軸における指令値ｉｄｃ，ｉｑｃを算出して出力する。以下、電流指令値算出部８０による処理について詳述する。

本実施形態では、第１の指令値を図１０（ａ）に示すマップにて、また、第２の指令値を図１０（ｂ）に示すマップにてそれぞれマップ演算する。これらマップは、要求トルク及び回転速度と指令値との関係を定めるものである。また、本実施形態では、第１の指令値による制御から第２の指令値による制御へ切り替える境界と、第２の指令値による制御から第１の指令値による制御へ切り替える境界とを相違させることで、第１の指令値による制御と第２の指令値による制御との間で制御が頻繁に切り替ることを回避する。このため、図１１に示す指令値選択マップを用いて切り替えを行う。ここで、図１１（ａ）に示す第１のマップは、第１の指令値による制御が選択されているときに、回転速度と要求トルクとに基づき、第１の指令値と第２の指令値との切り替えに用いるマップである。また、図１１（ｂ）に示す第２のマップは、第２の指令値による制御が選択されているときに、回転速度と要求トルクとに基づき、第１の指令値と第２の指令値との切り替えに用いるマップである。図示されるように、第１マップと第２マップとでは、第２の指令値を選択する領域と第１の指令値を選択する領域とが互いに相違している。すなわち、第２マップの方が第１マップよりも低回転速度・低要求トルク側で第２の指令値を選択する。これにより、第１の指令値による制御から第２の指令値による制御へと切り替えがなされるときと、第２の指令値による制御から第１の指令値による制御に切り替えがなされるときとでヒステリシスを持たせることができる。

図１２に、上記各マップを用いて行われる指令値の算出処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、現在選択されている指令値選択マップを読み出す。すなわち、先の図１１に示した第１マップ及び第２マップのうちいずれか選択されている方を読み出す。続くステップＳ３２において、読み出されたマップに基づき、現在の要求トルクと回転速度とが第２の指令値を選択する領域か否かを判断する。そして、否定判断されるときには、第１の指令値領域にあるとしてステップＳ３４に移行する。ステップＳ３４においては、先の図１０（ａ）に示した第１の指令値の演算マップを用いて第１の指令値をマップ演算する。次にステップＳ３６において、指令値選択マップとして第１マップを記憶する。一方、ステップＳ３２において肯定判断されるときには、第２の指令値領域にあるとしてステップＳ３８に移行する。ステップＳ３８においては、先の図１０（ｂ）に示した第２の指令値の演算マップを用いて第２の指令値をマップ演算する。次にステップＳ４０において、指令値選択マップとして第２マップを記憶する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（４）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（６）要求トルク及び回転速度に基づき第１の指令値及び第２の指令値をマップ演算することで、第１の指令値及び第２の指令値を適切に設定することができる。

（７）ｄｑ軸における指令値をマップ演算することで、３相の指令値を直接マップ演算する場合と比較して、マップデータ数を低減することができる。

（８）モータ２の回転速度と要求トルクとによって定まる領域において、第１の指令値から第２の指令値へ切り替える境界と、第２の指令値から第１の指令値へ切り替える境界とを互いに相違させた。これにより、回転速度と要求トルクとが同時に両境界近傍を彷徨うことを回避することができるため、第１の指令値による制御と第２の指令値による制御とが頻繁に切り替えられるハンチングを回避することができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１３に、本実施形態にかかるスイッチング素子１２〜２２の駆動パルスの生成に関する処理の機能ブロック図を示す。なお、図１３において、先の図２と同一の処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、ｄｑ軸上での第１の指令値ｉｄｃ１，ｉｑｃ１を算出する第１のｄｑ軸電流指令値算出部６２のみを備えている。第１のｄｑ軸電流指令値算出部６２では、図１４（ａ）に示す２つのマップを用いて、要求トルク及び回転速度に基づき、要求トルクを生成するための要求電流値に対応するｄ軸及びｑ軸での電流値である第１の指令値をマップ演算する。

そして、第２の指令値については、第１の指令値ｉｄｃ１，ｉｑｃ１を補正することで算出する。

すなわち、振幅補正係数算出部８２は、要求トルクと回転速度とに基づき振幅補正係数を算出し、乗算器８４，８６にそれぞれ出力する。乗算器８４では、ｄ軸上での第１の指令値ｉｄｃ１に振幅補正係数を乗算することで最終的なｄ軸上での指令値ｉｄｃを生成する。また、乗算器８６では、ｑ軸上での第１の指令値ｉｑｃ１に振幅補正係数を乗算することで最終的なｑ軸上での指令値ｉｑｃを生成する。振幅補正係数算出部８２は、図１４（ｂ）に示すマップを用いて、要求トルク及び回転速度に基づき、振幅補正係数をマップ演算する。ここで、振幅補正係数は、第１の指令値による制御を行う領域では「１」に設定されており、第２の指令値による制御を行う領域では、３相における第１の指令値の振幅Ａ１に対する第２の指令値の振幅Ａ２の比「Ａ２／Ａ１」とされている。そして、第２の指令値による制御を行う領域は、高回転速度・大要求トルクの領域となっている。

また、位相補正値算出部８８は、要求トルクと回転速度とに基づき位相補正値を算出し、加算器９０に出力する。加算器９０では、位置センサ５２によって検出された回転角度θの極対数ｐ倍の値に位相補正係数を加算したものを最終的な電気角度として、２相３相変換部６８に出力する。位相補正値算出部８８では、図１４（ｃ）に示すマップを用いて、要求トルク及び回転速度に基づき、補正値をマップ演算する。ここで、補正値は、第１の指令値による制御を行う領域では、「０」とされ、第２の指令値による制御を行う領域では「Ｋ２＝Ｔ２−Ｔ１」とされている。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（４）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（９）ｄ軸及びｑ軸における要求電流値であるｄｑ軸上での第１の指令値をマップ演算し、且つ第２の指令値は、第１の指令値を補正することで算出した。これにより、要求電流値をｄｑ軸に基づく理論にて簡易に生成することができるとともに、これを補正することで第２の指令値を簡易に算出することができる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、モータ２の実際の出力トルクを要求トルクとすべく、フィードバック制御を行う。

図１５に、本実施形態にかかるスイッチング素子１２〜２２の駆動パルスの生成に関する処理の機能ブロック図を示す。なお、図１５において、先の図９と同一の処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、トルク推定部９２を備えている。トルク推定部９２は、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づき、モータ２の出力トルクを推定する。図１６に、トルク推定部９２の行う処理に関する機能ブロック図を示す。

図示されるように、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、３相２相変換部９２ａにおいて、ｄ軸上の実電流ｉｄとｑ軸上の実電流ｉｑとに変換される。そして、実電流ｉｄ，ｉｑはそれぞれ、ローパスフィルタ９２ｂ，９２ｃにおいて高周波成分が除去された後、トルク推定値算出部９２ｄに取り込まれる。トルク推定値算出部９２ｄでは、取り込まれた実電流ｉｄｆ，ｉｑｆに基づき、モータ２の出力トルクの推定値を算出する。ここでは、例えばモータ２のトルク定数Ｋｔ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑを用いて、下記の式によって算出すればよい。

Ｋｔ×ｉｑｆ−（Ｌｄ−Ｌｑ）×ｉｄｆ×ｉｑｆ
上記出力トルクの推定値は、先の図１５に示す偏差算出部９４に取り込まれる。偏差算出部９４では、要求トルクと推定値との差を算出し、ＰＩ制御部９６に出力する。ＰＩ制御部９６では、要求トルクと推定値との差に基づく比例項及び積分項を算出し、これらの和を加算器９８に出力する。加算器９８では、乗算器７０の出力とＰＩ制御部９６の出力とを加算したものを最終的な電気角度として２相３相変換部６８に出力する。

図１７に、上記ＰＩ制御部９６の行う処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。

図示されるように、第１の指令値による制御がなされているときには（ステップＳ５０：ＹＥＳ）、積分制御及び比例制御のゲインをゼロとすることで比例項及び積分項をゼロとする（ステップＳ５２）。これにより、第１の指令値による制御中には、２相３相変換部６８に取り込まれる電気角度は補正されない。これに対し、第２の指令値による制御がなされているときには（ステップＳ５０：ＮＯ）、積分制御及び比例制御の各ゲインをそれぞれ適切な値（＞０）に設定する（ステップＳ５４）。これにより、第２の指令値による制御がなされているときには、２相３相変換部６８に取り込まれる電気角度がフィードバック補正される。このため、３相の第２の指令値の位相がフィードバック補正されることとなる。

このように本実施形態によれば、推定値を要求トルクとするためのフィードバック制御をすることで、モータ２の実際の出力トルクを要求トルクに高精度に制御することが可能となる。すなわち、要求トルクと回転速度とに応じて設定される第２の指令値は、モータ２やインバータ１０の特性が基準となる特性であるとして、モータ２が実際に要求トルクを生成することができるように適合されている。しかし、モータ２やインバータ１０の個体差や経年変化、更には、特性の温度依存性等により、実際の特性は基準となる特性と異なることがある。そしてこの場合、基準となる特性を前提として適合された第２の指令値に基づく制御によっては、モータ２の出力トルクの制御性を高く維持することが困難となる懸念がある。これに対し、本実施形態では、フィードバック制御により、出力トルクの制御性を高く維持することができる。特に積分制御を用いることで、モータ２の定常運転状態においては、推定値と要求トルクとの定常的な乖離を補償することができる。

ただし、モータ２の過渡運転時にあっては、実際の出力トルクと要求トルクとの乖離傾向が変化するために、適切な補正量も変化する。更に、要求トルクに対して実際の出力トルク（推定値）の追従遅れも生じる。しかし、積分制御では、出力トルクと要求トルクとの間に差がある限り、この差を低減するように積分項の絶対値を増加させる。このため、過渡時においては積分項が補正量としての適切な値に対してその絶対値が過度に大きな値となるおそれがある。この場合、モータ２の運転状態が定常となったとき、出力トルクが要求トルクに対して過度に大きくなるオーバーシュートや過度に小さくなるアンダーシュートを生じるおそれがある。

そこで本実施形態では、モータ２の過渡運転時において、積分項を初期化する制御をする。以下、これについて説明する。

図１８に、ＰＩ制御部９６による積分項の初期化にかかる処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ６０において、要求トルクの変化量が所定値γよりも大きいか否かを判断する。ここでは、要求トルクの変化量を、前回の要求トルク（ｎ−１）と今回の要求トルク（ｎ）との差の絶対値によって定量化した。上記所定値γは、要求トルクに対して実際の出力トルクの追従遅れが顕著となると想定されるモータ２の過渡運転時を判断するための値に設定されている。また、ステップＳ６２においては、回転速度の変化量が所定値εよりも大きいか否かを判断する。ここでは、回転速度の変化量を前回の回転速度（ｎ−１）と今回の回転速度（ｎ）との差の絶対値によって定量化した。上記所定値εは、要求トルクに対する実際の出力トルクの追従遅れが顕著となると想定されるモータ２の過渡運転時を判断するための値に設定されている。

そして、ステップＳ６０、Ｓ６２のいずれかで肯定判断されるときには、積分項を初期化する。そして、要求トルクの変化量が所定値γ以下となって且つ回転速度の変化量が所定値ε以下となると、積分項が再度算出されることとなる。

以上説明した本実施形態によれば、上記第２の実施形態の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１０）モータ２の要求トルクと推定値との差に基づき、第２の指令値の位相をフィードバック補正することで、力率を調節することができるため、実際の出力トルクと要求トルクとのずれを適切に補償することができる。

（１１）上記フィードバック制御として、要求トルクと推定値との差に基づく積分制御を含むことで、実際の出力トルクと要求トルクとの間の定常的な乖離を補償することができる。

（１２）モータ２の回転速度及び要求トルクの少なくとも一方の変化量が所定以上となるとき、積分項を初期化した。これにより、過渡時において積分項の絶対値が過度に大きくなることを回避することができ、ひいては、実際の出力トルクの要求トルクへの制御性の低下を抑制することができる。

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第４の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、モータ２の実際の出力トルクと要求トルクとの差に基づき、指令値によって定まるヒステリシス領域の中心をフィードバック補正する。

図１９に、本実施形態にかかるスイッチング素子１２〜２２の駆動パルスの生成に関する処理の機能ブロック図を示す。なお、図１９において、先の図１５と同一の処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、ＰＩ制御部９６の出力は、補正部１００、１０２、１０４にそれぞれ取り込まれる。補正部１００、１０２、１０４では、２相３相変換部６８の出力する指令値ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃからＰＩ制御部９６の出力を減算してヒステリシスコンパレータ７２，７４，７６に出力する。これにより、指令値ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃによって定まるヒステリシス領域がフィードバック補正されることとなり、ひいてはスイッチング素子１２〜２２のスイッチングタイミングを微調整することができる。

以上説明した本実施形態によれば、上記第２の実施形態の効果及び上記第４の実施形態の上記（１１）、（１２）に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１３）モータ２の要求トルクと推定値との差に基づき第２の指令値によって定まるヒステリシス領域の中心をフィードバック補正することで、スイッチングタイミングを微調整することができ、ひいては、実際の出力トルクと要求トルクとのずれを適切に補償することができる。

（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

上記各実施形態では、高回転速度・大要求トルク領域で第２の指令値を用いた制御をした。この制御は、１パルス制御であるため、理論上電圧利用率が最大となる。このため、第２の指令値への切り替えによって電圧利用率が断続的に増大し、ひいてはモータ２の出力トルクが過度に大きくなるトルクショックを生じるおそれがある。そこで、本実施形態では、第２の指令値に切り替えた後、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが第１の指令値ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１によって定まるヒステリシス領域からはみ出すとき、はみ出した相については第１の指令値による制御に変更する。そして、変更後、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが第１の指令値ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１に追従するとき、第２の指令値ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２による制御に復帰させる。

図２０に、本実施形態にかかるスイッチング素子１２〜２２の駆動パルスの生成に関する処理の機能ブロック図を示す。なお、図２０において、先の図１３と同一の処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、ｄｑ軸上での第２の指令値ｉｄｃ２，ｉｑｃ２は、２相３相変換部６８ａにて３相の第２の指令値ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２に変換される。また、ｄｑ軸上での第１の指令値ｉｄｃ１，ｉｑｃ１は、２相３相変換部６８ｂにて３相の第１の指令値ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１に変換される。なお、第２の指令値ｉｄｃ２，ｉｑｃ２は、先の図３の実施形態と同様、先の図１４に示したマップを用いて算出されるため、高回転速度・大要求トルク領域以外では、第２の指令値ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２は第１の指令値ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１と一致する。

第２の指令値ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２と、第１の指令値ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１とは、スイッチング信号決定ロジック１１０に取り込まれる。このスイッチング信号決定ロジック１１０では、第２の指令値ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２又は第１の指令値ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１によって定まるヒステリシス領域の上限及び下限と実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗとの大小に基づく瞬時電流値制御をする機能を有する。更に、スイッチング信号決定ロジック１１０では、上記変更にかかる処理を行なう機能を有する。

図２１に、スイッチング信号決定ロジック１１０における制御の変更に関する処理のうち、特に第１の指令値への変更の処理手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。

図示されるように、各第１の指令値ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１を中心とするヒステリシス幅ｈｙｓの領域から実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗがはみ出た相については（ステップＳ７０、Ｓ７４，Ｓ７８：ＹＥＳ）、第１の指令値ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１による制御を行う（ステップＳ７２、Ｓ７６，Ｓ８０）。

図２２に、上記処理による変更後、第２の指令値による制御への変更にかかる処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図２２では、便宜上、Ｕ相についての復帰にかかる処理のみを示すが、Ｖ相、Ｗ相についても同様である。これら各相に適用するときには、図２２中、Ｕ相をＶ相又はＷ相とし、実電流ｉｕを実電流ｉｖ又は実電流ｉｗとし、指令値ｉｕｃ１を指令値ｉｖｃ１又は指令値ｉｗｃ１とすればよい。

この一連の処理では、まずステップＳ９０において、Ｕ相において第２の指令値ｉｕｃ２による制御から第１の指令値ｉｕｃ１による制御への変更があったか否かを判断する。そして、変更があるときには、ステップＳ９２において、第１の指令値ｉｕｃ１を中心とし且つ、瞬時電流値制御に用いる上記ヒステリシス幅ｈｙｓよりも狭い狭ヒステリシス幅ｈｙｓ×ｋを有する領域（狭ヒステリシス領域）を実電流ｉｕが貫通するまで待機する。ここで、「｜ｋ｜＜１」である。このステップＳ９２の処理は、第１の指令値ｉｕｃ１と実電流ｉｕとについて、狭ヒステリシス幅を有するヒステリシスコンパレータの出力の反転を判断するものである。また、このステップＳ９２は、実電流ｉｕが第１の指令値ｉｕｃ１に追従することで第２の指令値ｉｕｃ２による制御に切り替えるタイミングを判断するものである。

そして、実電流が上記狭ヒステリシス領域を貫通すると、ステップＳ９４において、Ｕ相について、第１の指令値ｉｕｃ１による制御から第２の指令値ｉｕｃ２による制御に変更する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（４）の効果、先の第３の実施形態の上記（９）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１４）第２の指令値ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２に基づく制御中に、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが第１の指令値ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１を中心とするヒステリシス幅ｈｙｓの領域からはみ出すとき、はみ出した相については、第１の指令値ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１による制御に強制的に変更した。これにより、モータ２のトルクショックを好適に抑制することができる。

（１５）第１の指令値ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１による制御に変更した相の実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが第１の指令値ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１に追従するとき、変更した相を第２の指令値ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２による制御に復帰させた。これにより、もともと第２の指令値ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２による制御が所望されていた領域において、第２の指令値ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２への復帰を適切に行うことができる。

（１６）第１の指令値ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１による制御に変更した相の実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが狭ヒステリシス領域を貫通するとき、当該変更した相を第２の指令値による制御に復帰させた。これにより、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが第１の指令値に追従したことを適切に判断して第２の指令値による制御に復帰させることができる。

（第７の実施形態）
以下、第７の実施形態について、先の第６の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図２３に、本実施形態にかかる第２の指令値への復帰に関する処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図２３において、先の図２２と同一の処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ９０において肯定判断されると、ステップＳ９２ａに移行する。ステップＳ９２ａでは、実電流ｉｕが第１の指令値ｉｕｃ１と交差するか否かを、換言すれば、実電流ｉｕが第１の指令値ｉｕｃ１を横切るか否かを判断する。この判断は、実電流ｉｕが第１の指令値ｉｕｃ１に追従することで第２の指令値ｉｕｃ２による制御に切り替えるタイミングを判断するものである。

そして、実電流ｉｕが第１の指令値ｉｕｃ１と交差すると、ステップＳ９４において、Ｕ相について、第１の指令値ｉｕｃ１による制御から第２の指令値ｉｕｃ２による制御に変更する。

以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記（１）〜（４）の効果、先の第３の実施形態の上記（９）の効果、先の第６の実施形態の上記（１４）、（１５）の効果に加えて、更に以下の効果を得ることができる。

（１７）第１の指令値ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１による制御に変更した相の実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが第１の指令値ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１と交差するとき、当該変更した相を第２の指令値ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２による制御に復帰させた。これにより、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが第１の指令値に追従したことを適切に判断して第２の指令値による制御に復帰させることができる。

（第８の実施形態）
以下、第８の実施形態について、先の第６の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図２４に、本実施形態にかかる第２の指令値への復帰に関する処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図２４において、先の図２２と同一の処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ９０において肯定判断されると、ステップＳ９２ｂに移行する。ステップＳ９２ｂでは、実電流ｉｕが第１の指令値ｉｕｃ１を中心とする狭ヒステリシス領域内に入ったか否かを判断する。この判断は、実電流ｉｕが第１の指令値ｉｕｃ１に追従することで第２の指令値ｉｕｃ２による制御に切り替えるタイミングを判断するものである。

そして、実電流ｉｕが狭ヒステリシス領域内に入ると、ステップＳ９４において、Ｕ相について、第１の指令値ｉｕｃ１による制御から第２の指令値ｉｕｃ２による制御に変更する。

以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記（１）〜（４）の効果、先の第３の実施形態の上記（９）の効果、先の第６の実施形態の上記（１４）、（１５）の効果に加えて、更に以下の効果を得ることができる。

（１８）第１の指令値ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１による制御に変更した相の実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが狭ヒステリシス領域内に入るとき、当該変更した相を第２の指令値ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２による制御に復帰させた。これにより、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが第１の指令値に追従したことを適切に判断して第２の指令値による制御に復帰させることができる。

（第９の実施形態）
以下、第９の実施形態について、先の第６〜第８の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

上記第６〜第８の実施形態における第２の指令値ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２への復帰に関する処理は、いずれも実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが第１の指令値ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１に追従するときに行われるものであるとはいえ、その復帰タイミングは互いに相違する。図２５に、各復帰条件による復帰タイミングを示す。

図中、第６の実施形態で示した復帰条件、すなわち実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが第１の指令値ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１を中心とする狭ヒステリシス領域を貫通するとの条件を第１の復帰条件としている。また、第７の実施形態で示した復帰条件、すなわち、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが第１の指令値ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１と交差するとの条件を第２の復帰条件としている。更に、第８の実施形態で示した復帰条件、すなわち、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが第１の指令値ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１を中心とする狭ヒステリシス領域に入るとの条件を第３の復帰条件としている。

図示されるように、第３の復帰条件、第２の復帰条件、第１の復帰条件の順に復帰のタイミングが早くなっている。一方、モータ２の回転速度が高いほど、モータ２の逆起電力が大きくなるためモータ２の電流の変化速度が遅くなり、復帰後の電流の応答性が遅くなる。また、モータ２のトルク指令が大きいほど、第１の指令値振幅が大きくなるため、大きな電流変化が必要となり、同じ回転速度においてもより早い応答性が求められる。

こうした性質に鑑み、本実施形態では、高回転速度・大要求トルク側に移行するに従い、第１の復帰条件から、第２の復帰条件を経て第３の復帰条件へと移行させるようにする。これにより、モータ２の回転速度の高低や要求トルクの大小にかかわらず、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを第１の指令値ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１に適切に追従させることができる。図２６に、いずれの復帰条件を用いるかを選択するマップを示す。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（４）の効果、先の第３の実施形態の上記（９）の効果、先の第６の実施形態の上記（１４）〜（１６）の効果、先の第７の実施形態の上記（１７）の効果、先の第８の実施形態の上記（１８）の効果に加えて、更に以下の効果を得ることができる。

（１９）モータ２の回転速度が高くなるに従い、第１の復帰条件から、第２の復帰条件を経て第３の復帰条件へと移行させた。これにより、モータ２の逆起電力が大きくなり実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの変化速度が遅くなるときにおいて復帰を早めることができ、ひいては実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが要求電流値から大きくずれることを回避することができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・第１の実施形態や第３の実施形態、第６〜第９の実施形態において、第１の指令値ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１から第２の指令値ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２へ切り替える境界と、第２の指令値ｉｕｃ２，ｉｖｃ２，ｉｗｃ２から第１の指令値ｉｕｃ１，ｉｖｃ１，ｉｗｃ１へ切り替える境界とを相違させてもよい。これを、例えば第１の実施形態に適用する場合、回転速度が規定値Ｎ１であって要求トルクが規定値Ｔ１であるときに第１の指令値から第２の指令値へ切り替えて且つ、回転速度が規定値Ｎ２であって要求トルクが規定値Ｔ２であるときに第２の指令値から第１の指令値に切り替えるようにすればよい。ただし、規定値Ｎ１と規定値Ｎ２とを相違させ、且つ規定値Ｔ１と規定値Ｔ２とを相違させる。また、例えば第３の実施形態に適用する場合、先の第２の実施形態と同様の手法にてマップを作成すればよい。

・第４、第５の実施形態におけるフィードバック制御としては、ＰＩ制御に限らない。例えばＰＩＤ制御でもよい。また、積分制御のみを行っても、要求トルクと推定値との定常的な乖離を補償することはできる。

・指令値の算出手法としては、ｄｑ軸における指令値を算出した後３相の指令値に変換するものに限らず、要求トルクと回転速度とに基づき３相の指令値を直接算出するものであってもよい。

・上記各実施形態では、モータ２に本発明を適用する場合を想定したが、これに限らず、発電機に本発明を適用してもよい。この場合、モータ２の出力トルクが大きいときを、発電機のトルクが負で大きいとき（負荷トルクが大きいとき）と読み替えればよい。

・上記各実施形態では、インバータ１０のスイッチング手法として、瞬時電流値制御のみを採用したがこれに限らない。例えばモータ２の低回転速度、小トルク領域においては、三角波を搬送波とするＰＷＭ制御を採用してもよい。

・多相回転電機の制御装置としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、例えば電気自動車に搭載されるものであってもよい。

・上記各実施形態において、制御処理の実装は、マイコンに限らない。例えばＦＰＧＡや専用ＬＳＩ等のハードデバイスでもよい。

第１の実施形態にかかるモータ、インバータ、及びマイコンの構成を示す図。 同実施形態にかかるマイコン内の処理を示す機能ブロック図。 同実施形態における瞬時電流値制御の態様を示すタイムチャート。 同実施形態にかかる第２の指令値の生成手法を説明するタイムチャート。 同実施形態にかかる第１の指令値による制御と第２の指令値による制御との切り替えに関する処理の手順を示すフローチャート。 同実施形態にかかる第２の指令値の生成に関する処理の手順を示すフローチャート。 同実施形態におけるモータを流れる電流の要求電流値への追従態様を示すタイムチャート。 従来の瞬時電流値制御によるモータを流れる電流の要求電流値への追従態様を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかるマイコン内の処理を示す機能ブロック図。 同実施形態にかかる指令値を算出するためのマップを示す図。 同実施形態にかかる指令値選択マップを示す図。 同実施形態にかかる指令値のマップ演算及び指令値の切り替えに関する処理手順を示すフローチャート。 第３の実施形態にかかるマイコン内の処理を示す機能ブロック図。 同実施形態にかかる指令値を算出するためのマップを示す図。 第４の実施形態にかかるマイコン内の処理を示す機能ブロック図。 同実施形態におけるトルク推定部の処理に関する機能ブロック図。 同実施形態におけるフィードバック制御の実行の有無を決定する処理の手順を示すフローチャート。 同実施形態にかかる積分項の初期化に関する処理の手順を示すフローチャート。 第５の実施形態にかかるマイコン内の処理を示す機能ブロック図。 第６の実施形態にかかるマイコン内の処理を示す機能ブロック図。 同実施形態にかかる第２の指令値による制御から第１の指令値による制御への切り替えに関する処理の手順を示すフローチャート。 同実施形態にかかる第２の指令値による制御への復帰に関する処理の手順を示すフローチャート。 第７の実施形態にかかる第２の指令値による制御への復帰に関する処理の手順を示すフローチャート。 第８実施形態にかかる第２の指令値による制御への復帰に関する処理の手順を示すフローチャート。 第９の実施形態における第１〜第３の復帰条件を示すタイムチャート。 同実施形態における復帰条件の切り替えマップを示す図。 従来の瞬時電流値制御の問題点を示すタイムチャート。

符号の説明

２…モータ、１０…インバータ、５０…マイクロコンピュータ（多相回転電機の制御装置の一実施形態）。

Claims (22)

1. 多相回転電機を流れる電流の実際の値と、指令値によって定まる所定のヒステリシス領域の上限及び下限との大小に基づき、瞬時電流値制御によってインバータのスイッチング素子を操作することで、前記実際の値を、要求トルクを生成するための要求電流値にフィードバック制御する多相回転電機の制御装置において、
   前記多相回転電機の回転速度及び出力トルクの少なくとも一方が所定以上であるとき、前記指令値を前記要求電流値とする制御から、前記指令値を、前記要求電流値と同周期且つ前記要求電流値よりも大きな振幅とする制御に切り替える切替手段を備えることを特徴とする多相回転電機の制御装置。
2. 多相回転電機を流れる電流の実際の値と、指令値によって定まる所定のヒステリシス領域の上限及び下限との大小に基づき、インバータのスイッチング素子を操作することで、前記実際の値を、要求トルクを生成するための要求電流値にフィードバック制御する多相回転電機の制御装置において、
   前記多相回転電機の回転速度及び出力トルクの少なくとも一方が所定以上であるとき、前記指令値を前記要求電流値とする制御から、前記指令値を、前記要求電流値と同周期且つ前記要求電流値よりも大きな振幅とする制御に切り替える切替手段を備え、
   前記切替手段は、前記要求電流値としての第１の指令値を生成する第１生成手段と、前記第１の指令値と同周期且つ該第１の指令値よりも振幅の大きい第２の指令値を生成する第２生成手段とを備え、
   前記要求電流値の一周期内に論理「Ｈ」状態及び論理「Ｌ」状態が１度ずつとなる駆動パルスを用いて前記スイッチング素子を駆動する１パルス制御によって前記要求トルクを実現するために想定される前記駆動パルスの反転タイミングにおいて、前記第２の指令値が前記要求電流値と交わるように適合されてなることを特徴とする多相回転電機の制御装置。
3. 多相回転電機を流れる電流の実際の値と、指令値によって定まる所定のヒステリシス領域の上限及び下限との大小に基づき、インバータのスイッチング素子を操作することで、前記実際の値を、要求トルクを生成するための要求電流値にフィードバック制御する多相回転電機の制御装置において、
   前記多相回転電機の回転速度及び出力トルクの少なくとも一方が所定以上であるとき、前記指令値を前記要求電流値とする制御から、前記指令値を、前記要求電流値と同周期且つ前記要求電流値よりも大きな振幅とする制御に切り替える切替手段を備え、
   前記切替手段は、前記要求電流値としての第１の指令値を生成する第１生成手段と、前記第１の指令値と同周期且つ該第１の指令値よりも振幅の大きい第２の指令値を生成する第２生成手段とを備え、
   前記第２生成手段は、前記第２の指令値の振幅Ａ２を前記第１の指令値の振幅Ａ１よりも大きな値に設定するとともに、前記第２の指令値の位相Ｔ２を、前記要求電流値の一周期内に論理「Ｈ」状態及び論理「Ｌ」状態が１度ずつとなる駆動パルスによって前記スイッチング素子を駆動する１パルス制御を用いて前記要求トルクを実現するために想定される前記駆動パルスの位相Ｔ３と前記第１の指令値の位相Ｔ１とによって、
   Ｔ２＝Ｔ３−ａｒｃｓｉｎ｛（Ａ１／Ａ２）×ｓｉｎ（Ｔ３−Ｔ１）｝
   に設定することを特徴とする多相回転電機の制御装置。
4. 前記切替手段は、前記要求電流値としての第１の指令値を生成する第１生成手段と、前記第１の指令値と同周期且つ該第１の指令値よりも振幅の大きい第２の指令値を生成する第２生成手段とを備えることを特徴とする請求項１記載の多相回転電機の制御装置。
5. 前記第２の指令値の振幅は、前記インバータの最大定格電流値に２の平方根を乗算した値以下に設定されてなることを特徴とする請求項２〜４のいずれかに記載の多相回転電機の制御装置。
6. 前記第２生成手段は、前記第１の指令値に基づき前記第２の指令値を生成することを特徴とする請求項２〜５のいずれかに記載の多相回転電機の制御装置。
7. 前記第２生成手段は、前記第２の指令値を、前記多相回転電機の回転速度と要求トルクとに基づきマップ演算することを特徴とする請求項２〜６のいずれかに記載の多相回転電機の制御装置。
8. 前記多相回転電機が３相回転電機であり、
   前記第２生成手段は、前記多相回転電機の回転速度及び要求トルクに基づき、ｄ軸及びｑ軸における前記第２の指令値であるｄｑ指令値をマップ演算する手段と、該ｄｑ指令値を３相の指令値に変換する変換手段とを備えて構成されてなることを特徴とする請求項７記載の多相回転電機の制御装置。
9. 前記第１生成手段は、前記多相回転電機の回転速度及び要求トルクに基づき、ｄ軸及びｑ軸における前記要求電流値であるｄｑ要求値をマップ演算する手段を備えて且つ、該ｄｑ指令値を３相の指令値に変換する変換手段を前記第２生成手段と共有することを特徴とする請求項７又は８記載の多相回転電機の制御装置。
10. 前記多相回転電機が３相回転電機であり、
    前記第１生成手段は、ｄ軸及びｑ軸における前記要求電流値であるｄｑ要求値を生成する手段と、前記ｄｑ要求値を前記多相回転電機の電気角度に応じて３相の指令値に変換する変換手段とを備え、
    前記第２生成手段は、前記第１の指令値の振幅を補正すべく前記ｄｑ要求値を補正する振幅補正手段と、前記振幅補正のなされた前記ｄｑ要求値を前記多相回転電機の電気角度に応じて３相の指令値に変換する変換手段と、前記３相の指令値に変換する際、前記電気角度を補正する角度補正手段とを備えて構成されてなることを特徴とする請求項６記載の多相回転電機の制御装置。
11. 前記第１生成手段は、前記変換手段を前記第２生成手段と共有することを特徴とする請求項１０記載の多相回転電機の制御装置。
12. 前記切替手段は、前記多相回転電機の回転速度と要求トルクとによって定まる領域において、前記第１の指令値から前記第２の指令値へ切り替える境界と、前記第２の指令値から前記第１の指令値へ切り替える境界とを互いに相違させることを特徴とする請求項２〜１１のいずれかに記載の多相回転電機の制御装置。
13. 前記実際の値に基づき、前記多相回転電機の実際の出力トルクを推定する推定手段と、
    前記推定される出力トルクと前記要求トルクとの差に基づき前記第２の指令値の位相をフィードバック補正する補正手段とを備えることを特徴とする請求項２〜１２のいずれかに記載の多相回転電機の制御装置。
14. 前記実際の値に基づき、前記多相回転電機の実際の出力トルクを推定する推定手段と、
    前記推定される出力トルクと前記要求トルクとの差に基づき前記第２の指令値によって定まるヒステリシス領域の中心をフィードバック補正する補正手段とを備えることを特徴とする請求項２〜１２のいずれかに記載の多相回転電機の制御装置。
15. 前記フィードバック制御は、前記推定される出力トルクと前記要求トルクとの差に基づく積分制御を含むことを特徴とする請求項１３又は１４記載の多相回転電機の制御装置。
16. 前記多相回転電機の回転速度及び要求トルクの少なくとも一方の変化量が所定以上となるとき、前記積分制御によって算出される前記出力トルクと前記要求トルクとの差の積算値を初期化することを特徴とする請求項１５記載の多相回転電機の制御装置。
17. 前記第２の指令値に基づく制御中に、前記実際の値が前記第１の指令値によって定まる前記ヒステリシス領域からはみ出すとき、該はみ出した相については、前記第１の指令値による制御に強制的に変更する変更手段を更に備えることを特徴とする請求項２〜１６のいずれかに記載の多相回転電機の制御装置。
18. 前記変更手段は、前記第１の指令値による制御に変更した相の前記実際の値が前記第１の指令値に追従するとき、当該変更した相を前記第２の指令値による制御に復帰させることを特徴とする請求項１７記載の多相回転電機の制御装置。
19. 前記変更手段は、前記ヒステリシス領域内に狭ヒステリシス領域を設定する機能を有して且つ、前記第１の指令値による制御に変更した相の前記実際の値が前記狭ヒステリシス領域を貫通するとき、当該変更した相を前記第２の指令値による制御に復帰させることを特徴とする請求項１８記載の多相回転電機の制御装置。
20. 前記変更手段は、前記第１の指令値による制御に変更した相の前記実際の値が前記第１の指令値と交差するとき、当該変更した相を前記第２の指令値による制御に復帰させることを特徴とする請求項１８記載の多相回転電機の制御装置。
21. 前記変更手段は、前記ヒステリシス領域内に狭ヒステリシス領域を設定する機能を有して且つ、前記第１の指令値による制御に変更した相の前記実際の値が前記狭ヒステリシス領域内に入るとき、当該変更した相を前記第２の指令値による制御に復帰させることを特徴とする請求項１８記載の多相回転電機の制御装置。
22. 前記変更手段は、前記ヒステリシス領域内に狭ヒステリシス領域を設定する機能を有するとともに、
    前記第１の指令値による制御に変更した相の前記実際の値が前記狭ヒステリシス領域を貫通するとき、当該変更した相を前記第２の指令値による制御に復帰させる第１の処理、及び
    前記第１の指令値による制御に変更した相の前記実際の値が前記第１の指令値と交差するとき、当該変更した相を前記第２の指令値による制御に復帰させる第２の処理、及び
    前記第１の指令値による制御に変更した相の前記実際の値が前記狭ヒステリシス領域内に入るとき、当該変更した相を前記第２の指令値による制御に復帰させる第３の処理
    の３つの処理を行なう機能を有し、
    前記多相回転電機の回転速度及び前記要求トルクに基づき定まる領域のうち低回転速度側において前記第１の処理を、高回転速度側において前記第３の処理を、中間の領域において前記第２の処理をそれぞれ行うことを特徴とする請求項１８記載の多相回転電機の制御装置。

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