JP2008514020A - 少なくとも１つの容量性負荷を充電および放電するための回路装置および方法 - Google Patents

Abstract

少なくとも１つの容量性負荷（Ｃ_p）を充電および放電するための回路装置（１０）において高効率且つ低損失を実現するために、発信回路装置におけるリングアラウンド過程による充電および放電が行われる。このリングアラウンド過程は少なくとも１つの第１のスイッチ（Ｔ₁）および少なくとも１つの第２のスイッチ（Ｔ₂）を制御して開閉することにより励起される。制御ユニット（ＳＴ）が設けられており、この制御ユニットは入力される少なくとも１つの測定信号（Ｕ_IC）に基づきスイッチ（Ｔ₁，Ｔ₂）を制御する。キャパシタ（Ｃ_u）およびスイッチは、このキャパシタを介して降下する電圧がスイッチの内の少なくとも１つ（Ｔ₁）を介して降下する電圧を表すように配置されている。キャパシタには電流測定抵抗（Ｒ_S）が直列に接続されており、制御ユニットにはこの電流測定抵抗において降下する電圧が測定信号として入力される。

Description

本発明は、少なくとも１つの容量性負荷、殊に内燃機関の燃料噴射弁の圧電アクチュエータを充電および放電するための回路装置に関する。

内燃機関の燃料噴射弁を駆動させるために圧電セラミックを使用する場合、この圧電セラミックを充電および放電するための電子機構には非常に高い要求が課される。充放電のために比較的高い電圧（典型的には１００Ｖ以上）および短時間の比較的大きい電流（典型的には１０Ａ以上）が供給されなければならない。機関特性（例えば排ガス値、出力、燃費など）を最適化するために、この充電過程および放電過程は電流および電圧に関する広範な制御を伴いながら僅かミリ秒の範囲で行われるべきである。有効電力は比較的僅かにしか変化しないが、他方では無効電力が大きいほぼ純粋な容量性負荷としての圧電セラミックの特性は、圧電素子を制御するための電子機構に対して多かれ少なかれ繁雑な回路コンセプトを要求する。

DE 199 44 733 A1からは少なくとも１つの容量性の調整素子を制御するための回路装置が公知である。この公知の回路装置は双方向に動作する阻止型変換器を基礎としており、また調整素子を充電および放電する際にエネルギの正確な分配を実現するので、充電および放電の際のほぼ任意に平均化された電流経過を実現することができる。時間的な特性は個々のスイッチング過程の影響を受ける一定のパターンによって同様に完全な制御下にある。しかしながら他方では阻止型変換器の原理により、使用されるスイッチングトランジスタには相当の負荷が生じ、この種の負荷は傾向的に電気的な効率に負に作用し、それに伴い回路装置の熱的な負荷が生じる可能性がある。このことは回路装置のために使用される電気的な構成要素を選択する際に考慮されなければならない。この公知の解決手段は機能的に全く満足すべきものであるにもかかわらず、この解決手段はコスト、損失電力また将来的な用途にとって重要となる可能性がある電磁的な互換性に関して依然としてある程度の改善の可能性を内包している。

DE 198 14 594 A1からは圧電性の素子を充電および放電するための回路装置が公知である。公知の制御回路はハーフブリッジ出力段を基礎としており、このハーフブリッジ出力段はインダクタンス（チョークコイル）を介して圧電素子を制御するが、このチョークコイルは第一に充電の際に生じる充電電流を制限し、また放電の際に生じる放電電流を制限するために使用される。この制御においては中断することのない電流の流れによる充電、したがって非常に良好な効率での充電が行われ、また使用される構成要素の負荷が前述の阻止型変換器装置より低いにもかかわらず、この制御は圧電弁における最大電圧を上回っていなければならない給電電圧を必要とする。したがって、例えば１２Ｖまたは２４Ｖの通常の自動車搭載電圧を適切な給電電圧（例えば数１００Ｖ）に変換するために実際に必要とされるＤＣ／ＤＣ変換器は制御電子機構の電気的な総効率を非常に劣化させる。

本発明の課題は、高効率且つ低損失で少なくとも１つの容量性負荷の充電および放電を実現することである。

この課題は、請求項１記載の回路装置および請求項１１記載の方法により解決される。従属請求項には本発明の有利な実施形態が記載されている。

本発明においては、充電および放電が発振回路装置におけるリングアラウンド過程により行われ、その結果有利には、充電の際に負荷に供給されるエネルギは放電の際に多かれ少なかれ完全に再度供給することができ、したがって新たな充電過程に使用される。発振回路装置は充電および放電すべき容量性負荷ならびに少なくとも１つのインダクタンス（例えばチョークコイル）および少なくとも１つのキャパシタ（例えばコンデンサ）を有する。後者のキャパシタは発振回路装置内のエネルギを一時的に蓄積するためのキャパシタとして使用することができる。リングアラウンド過程は少なくとも１つの第１のスイッチおよび少なくとも１つの第２のスイッチを制御して開閉することにより励起される。

有利には、容量性の負荷を充電および放電するためにその都度複数回のリングアラウンド過程が行われ、負荷へ伝送されるべき電荷、また負荷から伝送されるべき電荷が多段階で、すなわちエネルギをリングアラウンドするために適切に構成されている複数の発振回路装置部分を介して伝送される、および／または、個々の「分割された電荷」として伝送される。

本発明によれば、スイッチの内の１つを閉じることによって、給電電圧源から発振回路装置にエネルギを供給することができる。この措置によって給電電圧源から充電の際に必要とされるエネルギを取り出すことができ、また回路装置の領域において生じる電気的な損失を補償調整することができる。

本発明によれば制御ユニットにより制御されるスイッチを例えば半導体スイッチング素子、殊に電界効果トランジスタとして構成することができる。この制御は制御ユニットに入力される少なくとも１つの測定信号に基づき行われる。

切換が「負荷が加えられた状態」で行われる場合、例えばスイッチを閉じる直前に高電圧がスイッチを介して降下するか、スイッチを開く直前に大電流がスイッチを介して流れる場合には、実際のスイッチング素子の切換に際し著しい切換損失が生じることが公知である。したがって「ゼロ電圧」または「ゼロ電流」時にスイッチングされる場合には有利である。

本発明によれば制御信号が、リングアラウンド過程において僅かなスイッチング損失でスイッチの操作を行うことができる時点を殊に簡単且つ確実に識別することができる測定信号を供給する。本発明によれば、測定信号として電流測定抵抗において降下する電圧が使用され、この電流測定抵抗（「シャント」）はキャパシタに直列に接続されており、このキャパシタおよびスイッチは、キャパシタを介して降下する電圧がスイッチの内の少なくとも１つを介して降下する電圧を表すように配置されている。

スイッチを制御するために使用される測定信号のこの特殊な供給形式によって、リングアラウンド過程においてスイッチの内の１つを介して降下する電圧が極限値に達する時点を制御ユニットは確実に識別することができる。その種の極限値は例えば最小値でよく（必ずしも０Ｖではない）、例えば関連するスイッチをこの最小値の到達時に著しいスイッチング損失が生じることなくスイッチオンすることができる。求められた時点がスイッチの内の一方のスイッチを介して降下する電圧の最大値への到達時点である場合には、この時点を有利には、両方のスイッチにおいて降下する電圧が関連する回路構造に基づき、一方のスイッチにおいて降下する電圧は同時点に他方のスイッチにおいて降下する電圧が小さくなればなるほど大きくなるという意味において相補的である場合に、スイッチング損失の少ない他方のスイッチのスイッチオンに使用することができる。この種の相補性は例えば、第１のスイッチおよび第２のスイッチが直列回路を構成し、この直列回路には実質的に固定の所定の電圧が印加される回路コンセプトに関して生じる。したがってこの回路コンセプトを本発明の有利な実施形態と見なすことができる。

本発明の特別な利点は、時間的に考察してスイッチにおいて降下する電圧は漸次的にしか極限値に達しないということに関して、この極限値に到達する時点を殊に正確に求めることができるということである。このことは、本発明によればこのために極限値を事前に識別ないし確定し、実際に降下する電圧との比較のための基準として使用することは必要とされないことにより可能となる。むしろ本発明によれば、関連するスイッチにおいて降下する電圧の時間的な導関数が例えば０になるか０通過を有することに基づき極限値に達する正確な時点を識別することが可能である。この原理により、スイッチング損失を低減するために非常に重要である「正確なスイッチング時点」を実質的により正確に求めることができる。キャパシタを介して降下する電圧は関連するスイッチにおいて降下する電圧を表すので、殊に例えば降下する電圧と等しいので、キャパシタへと流れる電流またはキャパシタから流れる電流は極限電圧に達した際に最小になる（０ないし０通過）。しかしながらまさにこの電流を直列回路においてキャパシタに配置されている電流測定抵抗によって簡単に測定できるようになる。電流測定抵抗において降下する電圧はこの電流に比例する。

有利な実施形態においては、発振回路装置はインダクタンスおよび容量性負荷から形成されている直列回路を有し、この容量性負荷の充電の際にも放電の際にも充電電流ないし放電電流がインダクタンスを介して流れる。この措置によって、インダクタンスを単に一時的なエネルギ蓄積部として使用するだけでなく、有利には充電電流および放電電流を制限するために使用することもできる。例えばインダクタンスの一方の端子を（出力フィルタの中間回路を有しているまたは有していない）電気的な経路を介して容量性負荷と接続することができ、これに対してインダクタンスの他方の端子を別の電気的な経路を介して、２つのスイッチから成る直列回路の中間タップを形成する回路ノードと接続することができる。

有利な実施形態においては、制御ユニットが測定信号を少なくとも１つの閾値と比較するための比較器を有する。その種の比較により制御ユニットは簡単に最適なスイッチング時点を求めることができる。測定信号の特別な供給形式に基づき、回路技術的に有利には約０ボルトの閾値を選択することができる。出願人の企業内の知識により導き出された最適なスイッチング時点を求めるため以前の解決手段はスイッチングトランジスタにおける電圧の直接的な測定を使用していた。しかしながら、殊に出力段において数１００ボルトの範囲にある圧電アクチュエータのための比較的高い電圧に基づき、この電圧は先ず慣例の比較器に適した電圧レベルを得るために大幅に分割しなければならなかった。さらには極限値に漸次的に達する場合には算出の不正確性は比較的高かった。これらの欠点は本発明により解決されている。例えば、正弦波状の振動のピーク値が識別されるべき場合には、このために本発明により使用される測定信号のゼロ通過（＝電圧の導関数）を簡単に検出することができる。

１つの実施形態においては、測定信号が回路装置の動作時に複数の閾値と比較される。すなわち例えば、基準値が閾値に応じて回路装置の動作時に変更される比較器が使用される。

回路装置の動作時に閾値を変更できるということは、電流測定抵抗において降下する電圧の極限値への到達を、この極限値が回路コンセプトに起因して所期の期間にわたり変化する場合、すなわち極限値が「時間的に拡大する」最大値または最小値である場合に良好に検出することができるという特別な利点を有する。この場合最大値への到達を例えば、（最大値に到達する直前の電圧経過の小さい正の勾配に応じた）小さい正の閾値を用いて検出することができ、これに対して最小値への到達を（最小値に到達する際の小さい負の勾配に応じた）小さい負の閾値を使用することによって検出することができる。使用される回路コンセプトおよび使用される構成要素の電気的な特性により、リングアラウンド過程の大まかな時間的な経過は確定されているので、実際には例えば（キャパシタないしスイッチを介して降下する電圧の最大値および最小値を交互に検出するために）比較閾値をその都度「正確に（クロック制御により）」２つの所定の閾値の一方に切り替えることに関して困難は生じない。

キャパシタを介して降下する電圧は関連するスイッチを介して降下する電圧を表すので、例えば、関連するスイッチに並列に配置されている経路内にキャパシタを設けることもできる。これにより、スイッチにおける比較的高い電圧がキャパシタにおける相応に比較的高い電圧を生じさせることが保証される。電流測定抵抗が比較的小さい電気抵抗を有するシャントとして構成されており、またキャパシタと共に並列経路を形成する場合には、抵抗において降下する電圧をキャパシタにおいて降下する電圧とは異なり無視することができる。この場合にはキャパシタを介して降下する電圧はスイッチを介して降下する電圧に実質的に等しい。

１つの実施形態においては、キャパシタおよび電流測定抵抗から成る直列回路には別のキャパシタが並列に接続されている。このようなキャパシタの２つの並列分岐への分割はこの回路部分の電気的な特性には影響を有さないが、実際には電流測定抵抗の実現に関して決定的な利点を有する。すなわちこの電流測定抵抗はオーム損失を最小にするために可能な限り小さい抵抗を有するべきであるが、このことは通常の場合比較的高いコストにつながる。しかしながら複数の並列分岐にキャパシタを分割する場合、電流測定抵抗は損失出力が所定のものであれば傾向的に比較的大きい抵抗値を有し、したがって廉価に実現することができる。この利点は、別のキャパシタが電流測定抵抗に直列に接続されているキャパシタよりも大きい、殊に例えば係数１０以上大きい場合には殊に大きい。

殊に、燃料インジェクタの圧電アクチュエータを充電および放電するための回路装置においては、燃料噴射量の正確な調量に関して、電流測定抵抗において降下する電圧に基づき入電電流ないし放電電流を検出するために、圧電アクチュエータに電流測定抵抗を直列回路において割り当てることが必要とされる。この圧電電流測定抵抗の配置は、発振回路装置のキャパシタがいずれにせよ設けられているこの電流測定抵抗に対して直列に配置されることにより、本発明の出力段の枠内において特別な実施形態に使用することができる。したがって比較的高価なシャント抵抗に関するコストを節約することができる。

以下では添付の図面を参照しながら実施例に基づき本発明を詳細に説明する。図面において、
図１は少なくとも１つの圧電アクチュエータを制御するための出力段の重要な構成要素のブロック回路図を示し、
図２は図１の回路装置における種々の信号経過のグラフを示し、
図３は別の実施形態による出力段を示し、
図４ａは図３の回路装置における充電の際の種々の信号経過のグラフを示し、
図４ｂは図３の回路装置における放電の際の種々の信号経過のグラフを示し、
図５は別の実施形態による出力段を示し、
図６は図５の回路装置における種々の信号経過のグラフを示し、
図７は出力段において使用されるキャパシタを２つの並列分岐に分割したものを示す。

図１は自動車の燃料噴射装置の複数の圧電アクチュエータを制御するための出力段を示し、この出力段全体を参照番号１０で表している。分かり易くするために、充電および放電によって制御すべき複数の圧電アクチュエータの内１つだけ示されており、参照符号Ｃ_pが付されている。公知のように、出力段ないし出力段のいわゆる「バンク」を用いることにより、例えば出力段と個々の圧電アクチュエータＣ_pとの間の接続線路に選択スイッチを配置することにより、複数のインジェクタを制御することができる。

最初に図１の回路装置の構造を説明する。出力段１０には給電電圧Ｕ_B（例えば２００Ｖ）から給電が行われ、この給電電圧Ｕ_BはＤＣ／ＤＣ変換器の出力側から供給され、また図１に示されているようなバッファコンデンサにより安定化される。

この給電電圧Ｕ_Bは第１の給電端子と第２の給電端子（車両のアースＧＮＤ）との間に印加され、これらの給電端子間には制御可能な２つのスイッチから成る直列回路が配置されており、これらのスイッチは図示されている実施例において電界効果トランジスタＴ₁およびＴ₂から形成されている。これらのスイッチＴ₁，Ｔ₂にそれぞれ並列に書き込まれているダイオードは使用されるＦＥＴの基板ダイオードをシンボリックに表したものである。これらの半導体スイッチング素子の別の実施形態においては、これらのダイオードを別個に配置することができる。

このスイッチ装置の中間タップとして回路ノードＫが示されており、この回路ノードＫからは一方ではインダクタンスＬを介する電気的な経路が圧電アクチュエータＣ_pの第１の端子（「ハイサイド」）へと案内されており、他方ではキャパシタＣ_uおよびこのキャパシタＣ_uに直列に配置されている電流測定抵抗Ｒ_S2を介する電気的な経路がアースＧＮＤへと案内されている。キャパシタＣ_uおよび抵抗Ｒ_S2から成る直列回路はまた第２のスイッチＴ₂に並列に配置されている。この直列回路の中間タップとして示されている回路ノードＭは電圧信号Ｕ_ICを供給し、この電圧信号Ｕ_ICは測定量として制御ユニットＳＴに供給される。この制御ユニットＳＴはその出力側に２つのスイッチＴ₁，Ｔ₂に対する制御信号を供給する。この実施例においては、制御信号はＦＥＴとして構成されているスイッチに対する相応のゲート電位である。

圧電アクチュエータＣ_pの他方の端子は別の電流測定抵抗Ｒ_S1を介してアースＧＮＤに案内されている。

圧電アクチュエータＣ_pの充電および放電の際に流れる電流を表す、電流測定抵抗Ｒ_S1において取り出される電流測定信号は制御ユニットＳＴに供給され、調整された制御の枠内で使用される。しかしながら、この電流測定ないし電流測定を基礎とする制御は当業者には周知であって、本発明の理解にとって本質をなすものではないので図面には示していない。

以下では図１および図２に基づき出力段１０の機能を説明する。

図１に示されているキャパシタＣ_uは充電インダクタンスＬと共に発振回路の一部を形成し、この部分はスイッチＴ₁，Ｔ₂の開閉により正確なリズムで励起される。

図２は図１の回路装置において圧電アクチュエータＣ_pを充電する際の一連の信号の時間的な経過を示す。これらの信号は詳細には、回路ノードＫに生じる電圧Ｕ_S（図２ａ）、インダクタンスを流れる電流（充電電流または放電電流）Ｉ_L（図２ｂ）、電流測定抵抗Ｒ_S2において（回路ノードＭ）において取り出される電流測定電圧Ｕ_IC（図２ｃの太い線）、電流測定電圧Ｕ_ICを２つの閾値電圧Ｕt_h1、Ｕ_th2の内の一方（図２ｃの点線）と比較する、制御ユニットＳＴ内に包含される比較器の出力信号（図２ｄ）ｃｏｍｐである。正確なスイッチング時点を確実に検出するために、一方の閾値電圧から他方の閾値電圧への切換またその逆の切換がその都度急激に行われるのではなく、漸次的に行われる（図２ｃの破線を参照されたい）。

圧電アクチュエータＣ_pの充電および放電は発振回路装置におけるリングアラウンド過程によって行われ、この発振回路装置は図示されている実施例においては圧電アクチュエータＣ_p自体とインダクタンスＬとキャパシタＣ_uとによって形成されている。圧電アクチュエータを充電する際には、第１のスイッチＴ₁が何度もクロック制御で閉じられることにより電荷が「分割されて」インダクタンスＬを介して圧電アクチュエータＣ_pにリングアラウンドされる。

時点ｔ₁（図２を参照されたい）においてはキャパシタＣ_uを介して全給電電圧Ｕ_Bが降下し、またこの時点においては以下では充電スイッチとも称す第１のスイッチＴ₁が閉じられるものとする。これにより、Ｔ_1onと表されるフェーズにおいては線形に上昇する電流Ｉ_LがインダクタンスＬを流れる（充電電流）。続く時点ｔ₁′においては充電スイッチＴ₁が再びスイッチオフされ、ここで制御ユニットＳＴによって、例えば別の電流測定抵抗Ｒ_S1を用いて測定された充電電流が所定の最大値Ｉ_maxに達した直後にそのスイッチオフが行われるように正確な時点を設定することができる。

その後に続くフェーズＴ_1offにおいては電流Ｉ_Lがその最大値Ｉ_maxから再び降下し、この際電流は先ずキャパシタＣ_uの放電により供給され、キャパシタＣ_uが完全に放電されるとこの電流は充電過程の間に開き続ける第２のスイッチＴ₂のダイオード（フライホイールダイオード）を介して供給される。この瞬間においては圧電アクチュエータＣ_pの充電が所期のように、インダクタンスＬに蓄積されているエネルギを圧電アクチュエータＣ_pのキャパシタにリングアラウンドすることによって行われる。時間的な経過は「ＬＣ回路」（インダクタンスおよび圧電アクチュエータのキャパシタから成る直列回路）の特性によって決定され、このＬＣ回路は全体の発振回路装置の内の一部を形成する。

期間Ｔ_1offの終了時に充電電流Ｉ_Lが０になると、この電流の符号は反転する。すなわち電流はインダクタンスＬを介して出力段へと再び流れ、その結果回路ノードＫにおける電圧Ｕ_SないしこのキャパシタＣ_uを介して降下する電圧は再び上昇する。このフェーズにおいて戻されるエネルギは有利にはキャパシタＣ_uに蓄積され、後続のリングアラウンド過程にわたり圧電アクチュエータをさらに充電するために使用される。

キャパシタＣ_uを介して降下する電圧Ｕ_Sが再び最大値に到達した直後に充電スイッチＴ₁は再び閉じられる。このようにして記述の過程が繰り返される。出力段をその効率に関して最適化するために、「正確なスイッチング時点」ｔ₁の確定は非常に重要である。何故ならば、その時点が確定されなければ著しい損失が生じるからである。電磁的な妨害もこのスイッチング時点ｔ₁を適切に選択することによって飛躍的に低減することができる。

出力ユニットＳＴによって行われるスイッチオン時点ｔ₁の確定は電圧Ｕ_Sが最大値に達する時点の識別を基礎としている。このために制御ユニットＳＴには回路ノードＭを介して電流測定抵抗Ｒ_S2において降下する電圧Ｕ_ICが供給される。制御ユニットＳＴはこの電圧Ｕ_ICがほぼ０（正）に設定されている閾値Ｕ_th1を下回った直後にスイッチオフ信号を生成する。このように低い閾値への到達は、電圧Ｕ_Sが実質的に僅かにしか変化しないということと同義であり、このことはやはり電圧Ｕ_Sの最大値への到達を表す。したがってリングアラウンド過程の終了に関する指標としての最大値識別は非常に確実であり、また簡単に実現することができる。

比較器閾値を同時に切り替える場合（Ｕ_th1からＵ_th2またＵ_th2からＵ_th1）、識別すべき２つのスイッチング時点（ｔ１およびｔ２）に関してただ１つの比較器で足りる。この同時の切換は図２ｄのグラフにおいて既に考慮されている。図示されている比較結果ｃｏｍｐはスイッチング時点ｔ₁を識別するためのＵ_th1を使用して、また（放電の際の）スイッチング時点ｔ₂を求めるためのＵ_th2を使用して得られる。

出力段の利点は、圧電アクチュエータおける電圧に基づきスイッチＴ₁，Ｔ₂における電圧降下が０Ｖに達しない場合にも得られる。前述のやり方でのスイッチング時点の確定は（電圧Ｕ_Sの）最小値ないし最大値の識別を基礎としているということが重要である。

本発明が基礎とする機能原理を殊に準共振型のスイッチング段においても適用することができる。

圧電アクチュエータＣ_ｐの放電は相応のやり方で、放電スイッチと表される第２のスイッチＴ₂を何度も操作することにより行われる。

図示した実施例とは異なり、キャパシタＣ_uを例えば充電スイッチＴ₁に並列に配置することも可能である。

別の実施例の以下の説明においては、前述の１つないし複数の実施例との相違点のみが検討され、したがってその他の点においては明示的に前述の実施例の説明を参照する。

図３は別の回路トポロジを例とした適切なスイッチング時点の識別の機能原理を示し、この回路トポロジは長手方向分岐における別のキャパシタＣ_Lと共に動作し、また昇圧変圧モードで動作し、この昇圧変圧モードにおいては例えば、圧電アクチュエータＣ_pに印加できる最大電圧（ここでは２００Ｖ）の半分に相当する給電電圧Ｕ_B（ここでは１００Ｖ）で十分である。

表示を簡潔にするために、図３においては２つのスイッチＴ₁およびＴ₂を制御するために設けられている制御ユニットＳＴは省略されている。図４ａおよび４ｂには充電過程に関して得られる信号経過（図４ａ）並びに放電過程に関して得られる信号経過（図４ｂ）が示されている。

図３に示されている出力段１０ａの昇圧変圧原理に基づき、圧電アクチュエータＣ_pの充電の際にも放電の際にも２つのスイッチＴ₁，Ｔ₂が所定の期間にわたり交番的に閉じられ、これらの期間は図４においてＴ_1onおよびＴ_2onでもって示されている。

充電および放電の際のリングアラウンド過程は、第１のインダクタンスＬ₁、第２のインダクタンスＬ₂、第１のキャパシタＣ_u、第２のキャパシタＣ_Lならびに圧電アクチュエータＣ_pから形成されている発振回路装置において行われる。

構造は以下の通りである：給電電圧Ｕ_Bの正極が第１のインダクタンスＬ₁を介して回路ノードＫに案内され、この回路ノードＫからは第１の経路がキャパシタＣ_uおよび電流測定抵抗Ｒ_Sから成る直列回路を介してアースＧＮＤに案内される。この直列回路の中間タップＭにおいてはやはり（図示していない）制御ユニットＳＴに対する入力量としての測定信号（電圧Ｕ_RS）が供給される。この直列回路はフリーホイールダイオードを有する第１のスイッチＴ₁に並列に接続されている。さらにこのスイッチＴ₁には別のキャパシタＣ_Lおよび別のインダクタンスＬ₂から成る直列回路が並列に接続されている。後者の構成要素間に設けられている回路ノードはフリーホイールダイオードを有する第２のスイッチＴ₂を介して最終的に長手方向分岐において圧電アクチュエータＣ_pの正の制御端子に案内されている。この圧電アクチュエータを有する直列回路においては、（図示していない）電流測定抵抗を充電電流および放電電流の測定のために配置することもできる。

時点ｔ₁においてはキャパシタＣ_Lが完全に充電されており、またスイッチＴ₁が閉じられる。これによってキャパシタＣ_Lが第２のインダクタンスＬ₂を介して放電される。このリングアラウンド過程においてはエネルギがＣ_LからＬ₂にリングアラウンドされる。これによりＬ₂を流れる電流は上昇し、時点ｔ₁′においてスイッチＴ₁が開かれた後でも漸次的に降下する。続いて時点ｔ２において第２のスイッチＴ₂が閉じられることにより、電流Ｉ_Lが充電のために圧電アクチュエータＣ_pへと流れる。Ｌ₂からＣ_pへのエネルギのさらなるリングアラウンド過程が行われる。この充電電流Ｉ_Lの符号が変わった直後に、第２のスイッチＴ₂が再びスイッチオフされる（時点ｔ₂′）。さらに反対の方向に流れる電流Ｉ_Lは別のキャパシタＣ_Lを再び充電する。所定の遅延後に前述のリングアラウンド過程（クロック制御での充電）が繰り返される。

図４ｂは予め充電された圧電アクチュエータＣ_pを（クロック制御により）放電している間の相応の時間経過を示す。

図３に示されている出力段１０ａに関して、有利にはスイッチＴ₁およびＴ₂に関する最適なスイッチング時点が求められる。すなわち、充電の際および放電の際の時点ｔ₁およびｔ₂が求められる。

図５は別の出力段１０ｂを示し、そのトポロジは図１に関連させて説明した回路装置と同様に選択されている。

しかしながら図１の出力段１０とは異なり、充電電流ないし放電電流を測定するためにいずれにせよ配置されている電流測定抵抗Ｒ_Sが（図示していない）制御ユニットＳＴに対する前述の測定信号を供給するために使用される。このためにキャパシタＣ_Sが圧電アクチュエータＣ_pと共に、図５に示されているように「測定側」に接続されている。

この結果生じる若干複雑な信号経過が図６において充電過程を例にして示されている。

ここでもまた有利にはスイッチＴ１およびＴ２に関する最適なスイッチング時点が回路ノードＭにおいて取り出される測定電圧Ｕ_RSの比較に基づき求めることができる。これは図示されている回路例において充電の際の時点ｔ₁であり、また放電の際の時点ｔ₂である。

測定信号Ｕ_RSを評価する際には、デッドタイムが組み込まれている相応のロジックによって、相応の比較器パルスを適切に選択することができる。このことは一般的に集積制御回路においては問題なく実現することができ、また最終的には構成部品およびコストを節約する。それどころか測定抵抗Ｒ_Sにおける効率損失もこれにより低減することができる。

比較的高価なシャント抵抗に関するコストを節約する別の可能性は、キャパシタを相互に並列に配置されている２つのコンデンサに分割することであり、この際これら２つのコンデンサの内の一方はリングアラウンド原理のために必要とされる全体の容量の一部しか供給しない。キャパシタのこのような分割は図７に示されている。

Ｃ_uおよびＲ_Sから成る簡単な直列回路（図７の左側）の代わりに、有利には上述の出力段において重要であるキャパシタＣ_ｕ2および電流測定抵抗Ｒ_Sから成る直列回路に別のキャパシタＣ_ｕ1を並列に接続するように挿入することができる（図７の右側）。したがってシャント抵抗の出力特性に対する要求は著しく低減され、このシャント抵抗をここでは例えばより簡単にチップ抵抗として構成することができる。これにより必要に応じて、回路基板のレイアウトをより良く最適化することもできる。何故ならば、この回路基板は電流測定抵抗に案内される電流経路を介して比較的小さい電流を流すからである。

少なくとも１つの圧電アクチュエータを制御するための出力段の重要な構成要素のブロック回路図。 図１の回路装置における種々の信号経過のグラフ。 別の実施形態による出力段。 図３の回路装置における充電の際の種々の信号経過のグラフ。 図３の回路装置における放電の際の種々の信号経過のグラフ。 別の実施形態による出力段。 図５の回路装置における種々の信号経過のグラフ。 出力段において使用されるキャパシタを２つの並列分岐に分割したもの。

Claims (11)

1. 発振回路装置におけるリングアラウンド過程により少なくとも１つの容量性負荷（Ｃ_p）を充電および放電する回路装置において、
   前記発振回路は前記容量性負荷（Ｃ_p）と、少なくとも１つのインダクタンス（Ｌ）と、少なくとも１つのキャパシタ（Ｃ_u）とから形成されており、
   前記リングアラウンド過程は少なくとも１つの第１のスイッチ（Ｔ₁）および少なくとも１つの第２のスイッチ（Ｔ₂）を制御して開閉することにより励起され、
   前記スイッチ（Ｔ₁，Ｔ₂）の内の１つを閉じることにより、給電電圧源（Ｕ_B）から前記発振回路装置にエネルギが供給され、
   制御ユニット（ＳＴ）が設けられており、該制御ユニット（ＳＴ）は入力される少なくとも１つの測定信号（Ｕ_IC；Ｕ_RS）に基づき前記スイッチ（Ｔ₁，Ｔ₂）を制御し、
   前記キャパシタ（Ｃ_u）および前記スイッチ（Ｔ₁，Ｔ₂）は、該キャパシタ（Ｃ_u）を介して降下する電圧（Ｕ_S；Ｕ_CU）が該スイッチ（Ｔ₁，Ｔ₂）の内の少なくとも１つを介して降下する電圧を表すように配置されており、
   前記キャパシタ（Ｃ_u）には電流測定抵抗（Ｒ_S）が直列に接続されており、前記制御ユニット（ＳＴ）には該電流測定抵抗（Ｒ_S）において降下する電圧（Ｕ_IC；Ｕ_RS）が前記測定信号として入力されることを特徴とする、回路装置。
2. 前記容量性負荷（Ｃ_p）は圧電アクチュエータ、例えば内燃機関の燃料噴射弁の圧電アクチュエータである、請求項１記載の回路装置。
3. 前記発振回路は、前記インダクタンス（Ｌ）および前記容量性負荷（Ｃ_p）から形成されている直列回路を有し、該容量性負荷（Ｃ_p）の充電の際にも放電の際にも充電電流ないし放電電流が前記インダクタンス（Ｌ）を介して流れる、請求項１または２記載の回路装置。
4. 前記給電電圧源（Ｕ_B）は直流電圧変換器の出力側によって形成されている、請求項１から３までのいずれか１項記載の回路装置。
5. 前記スイッチ（Ｔ₁，Ｔ₂）は電界効果トランジスタによって形成されている、請求項１から４までのいずれか１項記載の回路装置。
6. 前記制御ユニット（ＳＴ）は、入力された前記測定信号（Ｕ_IC；Ｕ_RS）に基づき、前記リングアラウンド過程において前記スイッチの内の１つを介して降下する電圧が少なくとも極限値に到達する時点を識別する、請求項１から５までのいずれか１項記載の回路装置。
7. 前記制御ユニット（ＳＴ）は前記測定信号（Ｕ_IC；Ｕ_RS）を少なくとも１つの閾値（Ｕ_th1，Ｕ_th2）と比較する比較器を有する、請求項１から６までのいずれか１項記載の回路装置。
8. 前記キャパシタ（Ｃ_u）は前記スイッチ（Ｔ₁，Ｔ₂）の内の１つに並列に設けられている経路内に配置されている、請求項１から７までのいずれか１項記載の回路装置。
9. 前記キャパシタ（Ｃ_ｕ2）および前記電流測定抵抗（Ｒ_S）から成る直列回路には別のキャパシタ（Ｃ_u1）が並列に接続されている、請求項１から８までのいずれか１項記載の回路装置。
10. 前記別のキャパシタ（Ｃ_u1）は前記電流測定抵抗（Ｒ_S）に直列に接続されているキャパシタ（Ｃ_u2）よりも大きい、例えば係数１０以上大きい、請求項９記載の回路装置。
11. 発振回路装置におけるリングアラウンド過程により少なくとも１つの容量性負荷（Ｃ_p）を充電および放電する方法において、
    前記発振回路は前記容量性負荷（Ｃ_p）と、少なくとも１つのインダクタンス（Ｌ）と、少なくとも１つのキャパシタ（Ｃ_u）とから形成されており、
    前記リングアラウンド過程は少なくとも１つの第１のスイッチ（Ｔ₁）および少なくとも１つの第２のスイッチ（Ｔ₂）を制御して開閉することにより励起され、
    前記スイッチ（Ｔ₁，Ｔ₂）の内の１つを閉じることにより、給電電圧源（Ｕ_B）から前記発振回路装置にエネルギが供給され、
    制御ユニット（ＳＴ）が設けられており、該制御ユニット（ＳＴ）は入力される少なくとも１つの測定信号（Ｕ_IC；Ｕ_RS）に基づき前記スイッチ（Ｔ₁，Ｔ₂）を制御し、
    前記キャパシタ（Ｃ_u）および前記スイッチ（Ｔ₁，Ｔ₂）は、該キャパシタ（Ｃ_u）を介して降下する電圧（Ｕ_S；Ｕ_CU）が該スイッチ（Ｔ₁，Ｔ₂）の内の少なくとも１つを介して降下する電圧を表すように配置されており、
    前記キャパシタ（Ｃ_u）には電流測定抵抗（Ｒ_S）が直列に接続されており、前記制御ユニット（ＳＴ）に該電流測定抵抗（Ｒ_S）において降下する電圧（Ｕ_IC；Ｕ_RS）を前記測定信号として入力することを特徴とする、方法。

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