DE19961228A1 - Konverter mit Resonanzkreiselementen - Google Patents
Konverter mit ResonanzkreiselementenInfo
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Abstract
Die Erfindung betrifft einen Konverter mit Schaltelementen (S1, S2) zum Zerhacken einer Gleichspannung (U1), wobei Einschaltphasen der Schaltelemente (S1, S2) im Wechsel aufeinanderfolgen, und mit einem die zerhackte Gleichspannung (U3) verarbeitenden und zur Lieferung einer Ausgangsspannung (U2) dienenden Schaltungsgebilde (5) mit Resonanzkreiselementen (Cr, Lr). DOLLAR A Als mit möglichst wenig Schaltungsaufwand und möglichst wenig Meßverlusten umzusetzende Art der Überwachung der Konverterlast wird vorgeschlagen, während einer Totzeitphase die Ableitung (dU¶S1¶/dt) der an einem Schaltelement anliegenden Spannung (U¶S1¶) zu ermitteln, und mit Hilfe der ermittelten Ableitung (dU¶S1¶/dt) zu ermitteln, ob eine induktive oder kapazitive Konverterlast vorliegt.
Description
Die Erfindung betrifft einen Konverter mit Schaltelementen zum Zerhacken einer Gleich
spannung, wobei Einschaltphasen der Schaltelemente im Wechsel aufeinanderfolgen, und
mit einem die zerhackte Gleichspannung verarbeitenden und zur Lieferung einer
Ausgangsspannung dienenden Schaltungsgebilde mit Resonanzkreiselementen.
Derartige lastresonante Konverter stellen vorzugsweise Schaltnetzteile dar, die zur
Gleichspannungsversorgung einer am Ausgang des Schaltnetzteils angeschlossenen Last
dienen. Bei solchen Schaltnetzteilen wird zunächst eine eingangsseitig anliegende
Wechselspannung gleichgerichtet, um eine Konvertereingangsgleichspannung zu erhalten.
Die Erfindung soll sich aber auch auf Konverter beziehen, denen eingangsseitig eine
Gleichspannung unmittelbar aus einer Gleichspannungsquelle zugeführt wird. Auch ist ein
Einsatz eines solchen Konverters für den Betrieb von Gasentladungslampen möglich. Die
Konvettereingangsgleichspannung wird mittels einer aus Schaltelementen bestehenden
Brückenschaltung zerhackt. Die zerhackte Gleichspannung wird einem Schaltungsgebilde
mit Resonanzkreiselementen, d. h. mit induktiven und kapazitiven
Blindwiderstandsanteilen zugeführt, so dass in das Schaltungsgebilde bei einem Betrieb in
der Nähe der Resonanzfrequenz ein näherungsweise sinusförmiger Wechselstrom fließt.
Mindestens ein induktives und mindestens ein kapazitives Resonanzkreiselement müssen
vorhanden sein. Ausgangsseitig des Schaltungsgebildes und damit ausgangsseitig des
Konverters kann eine Last angeschlossen werden. Durch Anpassung der Schaltfrequenz
wird eine Anpassung an Laständerungen und Eingangsspannungsschwankungen
vorgenommen. Konverter mit Resonanzkreiselementen, d. h. resonante Konverter,
ermöglichen den Betrieb mit hohen Schaltfrequenzen der Schaltelemente und damit die
Realisierung von im Vergleich zur möglichen Leistungsabgabe relativ kleinvolumigen und
leichten Geräten. Bei der Verwendung resonanter Konverter wird insbesondere auch ein
sogenannter ZVS-Betrieb (Zero Voltage Switching) mit geringem Schaltungsaufwand
ermöglicht. ZVS-Betrieb bedeutet hier das Einschalten der Schaltelemente (Überführen in
den leitenden Zustand) bei möglichst kleiner Schaltelementspannung, vorzugsweise im
Nahbereich von Null Volt. Im ZVS-Betrieb hat das Schaltungsgebilde mit den
Resonanzkreiselementen eine von der Seite der Schaltelemente aus betrachtet induktive
Eingangsimpedanz. Im Fall eines ZVS-Betriebs werden üblicherweise MOSFET-
Transistoren als Schaltelemente verwendet. Bei derartig realisierten Konvertern ist der
Betrieb mit kapazitiver Last zu vermeiden. Ein solcher Konverterbetrieb führt zu erhöhten
Schaltverlusten und kann sogar die Zerstörung der Konverterschaltelemente bewirken.
Deshalb ist es bekannt, bei derartigen lastresonanten Konvertern Mittel zur Bestimmung
der Art der Konverterlast (induktiv oder kapazitiv) vorzusehen.
Aus der EP 0 430 358 A1 ist eine Konverterschaltungsanordnung für Gasentladungs
lampen bekannt, bei der eine derartige Bestimmung der Art der Konverterlast vorgesehen
ist. Die Schaltungsanordnung enthält eine Halbbrücke mit Schaltelementen zum
Zerhacken einer Gleichspannung. An der Ausgangsseite der Halbbrücke ist ein
Schaltungsgebilde mit Resonanzkreiselementen angeordnet, das zur Spannungsversorgung
einer Entladungslampe dient. Auch hier soll ein Betrieb mit kapazitiver Konverterbelastung
vermieden werden. Dazu wird die Phasendifferenz zwischen der dem Schaltungsgebilde
zugeführten Spannung und dem in das Schaltungsgebilde fließenden Stromes indirekt
durch Überwachung des in das Schaltungsgebilde fließenden Stromes überwacht.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei dem eingangs genannten Konverter eine
weitere mit möglichst wenig Schaltungsaufwand und möglichst wenig Messverlusten
umzusetzende Art der Überwachung der Konverterlast vorzuschlagen.
Die Aufgabe wird dadurch gelöst, dass vorgesehen ist, während einer Totzeitphase die
Ableitung der an einem Schaltelement anliegenden Spannung zu ermitteln, und mit Hilfe
der ermittelten Ableitung zu ermitteln, ob eine induktive oder kapazitve Konverterlast
vorliegt.
Alternativ ist es auch möglich, einen zeitlichen Mittelwert für den Betrag der Ableitung
der an einem Schaltelement anliegenden Spannung zu ermitteln und diesen zum Vergleich
heranzuziehen. Aufwendige Phasendifferenzmessungen werden auf diese Weise vermieden.
Es sind keine mit Verlusten verbundenen Strommessungen erforderlich. Die
Messung/Auswertung der Ableitung einer Spannung ist mittels integrierter Schaltkreise
leicht zu realisieren. Gegebenenfalls kann bei unerwünschter Konverterbelastungsart
beispielsweise der normale Konverterbetrieb abgebrochen und eine neue Startsequenz
eingeleitet werden.
In einer Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass die Auswertung der Ableitung
der an einem Schaltelement anliegenden Spannung für jede Totzeitphase vorgesehen ist und
der Vergleich mit dem Schwellenwert vor jedem Einschalten eines der Schaltelemente
erfolgt, d. h. es wird eine Zyklus-für-Zyklus-Überwachung der Art der Konverterbelastung
durchgeführt. Der Zeitraum bis zur Erkennung eines nicht gewünschten
Konverterbetriebszustandes wird auf diese Weise möglichst klein gehalten.
Die Erfindung bezieht sich auch auf eine entsprechend ausgeführte Steuereinheit,
insbesondere einen integrierten Schaltkreis, zur Steuerung mindestens eines der
Konverterschaltelemente.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachstehend anhand der Zeichnungen näher
erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild für eine Schaltungsanordnung mit einem resonanten Konverter,
Fig. 2 die Schaltungsstruktur eines erfindungsgemäßen resonanten Konverters,
Fig. 3 Zeitverläufe für einen induktiven Lastfall,
Fig. 4 Zeitverläufe für einen kapazitiven Lastfall,
Fig. 5 ein Blockschaltbild einer Steuerschaltungsanordnung zur Schaltelementsteuerung,
Fig. 6 eine Übertragungsfunktion als Funktion der Frequenz für einen konstanten
Lastwiderstand und
Fig. 7 ein Flußdiagramm zur Erläuterung eines erfindungsgemäßen Konverterbetriebs.
Das in Fig. 1 gezeigte Blockschaltbild zeigt einen lastresonanten Konverter - hier ein
Schaltnetzteil - mit einem Schaltungsblock 1 zum Umsetzen einer Eingangsgleichspannung
U1 in eine Ausgangsspannung U2 - hier eine Gleichspannung -, die zur Versorgung einer
durch einen Block 3 dargestellten Last dient. Die Eingangsspannung U1 wird hier in der
bei Schaltnetzteilen üblichen Weise durch Gleichrichtung einer Wechselspannung eines
Wechselspannungsnetzes erzeugt.
Fig. 2 zeigt in detaillierterer Weise die wesentlichen Elemente des Konverters nach Fig. 1.
Die Eingangsgleichspannung U1 liegt hier an einer Halbbrücke aus in Reihe geschalteten
Schaltelementen S1 und S2 an, die die Gleichspannung U1 zerhacken. Die Schaltelemente
S1 und S2 sind im vorliegenden Fall MOSFET-Transistoren, die sogenannte Body-Dioden
D1 und D2 aufweisen, die jeweils als antiparallel zum entsprechenden Schaltelement S1
beziehungsweise S2 liegende Diode dargestellt sind. Die Schaltelemente S1 und S2 werden
von einer Steuereinheit 4 gesteuert, die hierzu auch die an den Schaltelementen S1 und S2
abfallenden Spannungen US1 und US2 mißt und auswertet. Für jedes Schaltelement enthält
die Steuereinheit 4 jeweils eine eigene Steuerschaltung, wobei eine erste Steuerschaltung 10
zur Steuerung des Schaltelements S1 und eine zweite Steuerschaltung 10' zur Steuerung
des Schaltelements S2 dient. Die Steuereinheit 4 kann beispielsweise zusammen mit den
Steuerschaltungen 10 und 10' auf einem einzigen integrierten Schaltkreis (IC) realisiert
werden. Insbesondere ist es auch möglich, die Steuerschaltungen 10 und 10' durch eine
einzige Steuerschaltung zu realisieren und dann durch Multiplexen der Spannungen US1
bzw. US2 Steuerschaltungsteile (insbesondere die Funktionsblöcke 11, 12, 14, 15, 16 und
17 in Fig. 5) doppelt zu nutzen. Die Steuerschaltungen 10 und 10' können aber ebenso
mittels separater ICs realisiert werden. Mit Hilfe der Steuereinheit 4 bzw. der
Steuerschaltungen 10 und 10' wird eine automatische Adaption der Länge von
Totzeitphasen sichergestellt, was im folgenden noch näher erläutert wird.
Parallel zum Schaltelement S2 ist eine Kapazität Cp eingezeichnet, an der beim Betrieb des
Konverters 1 eine zerhackte Gleichspannung U3 abfällt. Die Kapazität Cp faßt insbe
sondere die parasitären Kapazitäten der Schaltelemente S1 und S2 zusammen, wenn diese
- wie im vorliegenden Ausführungsbeispiel - als MOSFET-Transistoren realisiert sind. Die
Kapazität Cp kann aber auch noch weitere zusätzliche Kondensatoren erfassen. Die zer
hackte Gleichspannung U3 wird einem Schaltungsgebilde 5 zugeführt, das Resonanz
kreiselemente enthält und eine Ausgangsgleichspannung U2 erzeugt. Als Resonanzkreis
elemente enthält das Schaltungsgebilde 5 im vorliegenden Fall eine Kapazität Cr und eine
Induktivität Lr, die in Reihe geschaltet sind. Zwischen der Reihenschaltung aus der Kapa
zität Cr und der Induktivität Lr und der Kapazität Cp liegt in Richtung des Konverter
ausgangs eine Gleichrichteranordnung G, die einen durch die Resonanzkreiselemente Cr
und Lr fließenden Strom I gleichrichtet und wie üblich eine ausgangsseitig angeordnete
Glättungskapazität C zuführt, an der die Ausgangsgleichspannung U2 abgreifbar ist. In
Fig. 2 liegt die Ausgangsgleichspannung U2 an einer Last R an, die hier als Ohmscher
Widerstand dargestellt ist. Grundsätzlich könnte der Konverter 1 aber auch zur Lieferung
einer Wechselspannung anstelle einer Gleichspannung dienen. In einem solchen Fall wäre
eine Gleichrichtung durch eine Gleichrichteranordnung und einen Glättungskondensator
nicht erforderlich und die Ausgangsspannung wäre gleich der in der Ausführungsform
nach Fig. 2 an der Gleichrichteranordnung 6 abfallenden Wechselspannung.
Die Eingangsgleichspannung U1 wird durch abwechselndes Einschalten (Überführen in
den leitenden Zustand) und Ausschalten (Überführen in den sperrenden Zustand) der
Schaltelemente S1 und S2 in die zerhackte Gleichspannung U3 umgesetzt. Ist der Schalter
S1 eingeschaltet, so ist der Schalter S2 ausgeschaltet. Ist der Schalter S2 eingeschaltet, so ist
der Schalter S1 ausgeschaltet. Zwischen dem Ende einer Einschaltphase des Schalters S1
und dem Beginn einer Einschaltphase von S2 liegt jeweils eine Totzeitphase, in der beide
Schaltelemente S1 und S2 ausgeschaltet sind. Zwischen einem Ende einer Einschaltphase
des Schaltelementes S2 und dem Beginn der nachfolgenden Einschaltphase des Schalt
elementes S1 liegt ebenfalls eine solche Totzeitphase. Durch Vorsehen solcher Totzeit
phasen wird ein ZVS-Betrieb (ZeroVoltage Switching) ermöglicht. Durch Anpassung der
Schaltfrequenz wird eine konstante Ausgangsspannung auch bei Lastschwankungen und
Schwankungen der Eingangsspannung sichergestellt.
Das obere der drei in Fig. 3 dargestellten Diagramme stellt die Differenz |UG1|-|UG2| des
Betrages der am Schaltelement S1 anliegenden Steuerspannung U01 und des Betrages der
am Schaltelement S2 anliegenden Steuerspannung UG2 dar, und zwar im vorliegenden
Ausführungsbeispiel für den Fall, dass nur positive Steuerspannungen UG1 und UG2
vorhanden sind. Die als Steuersignal zur Steuerung der Schaltelemente S1 und S2
dienenden Steuerspannungen stellen entsprechende Gate-Spannungen der MOSFET-
Transistoren dar. Ist die aufgetragene Differenz der Beträge der Steuerspannungen gleich
Null, liegt eine Totzeitphase vor, die jeweils mit Ttot bezeichnet ist. Ist durch Anlegen einer
geeigneten Steuerspannung UG1 an den Steuereingang des Schaltelements S1 dieses in
seinen eingeschalteten Zustand versetzt, liegen die mit Ton (S1) bezeichneten Zeiträume
vor. In diesen Zeiträumen ist die Steuerspannung UG2 gleich Null und damit das
Schaltelement S2 ausgeschaltet. Die Zeiträume, in denen das Schaltelement S2
eingeschaltet ist, und sich das Schaltelement S1 im ausgeschalteten Zustand befindet, sind
mit Ton (S2) bezeichnet. Während dieser Zeiträume wird dem Steuereingang des
Schaltelements S2 eine von Null verschiedene und das Einschalten des Schaltelements S2
bewirkende Steuerspannung UG2 zugeführt. Innerhalb dieser Zeiträume ist die Steuer
spannung UG1 gleich Null. Das mittlere Diagramm in Fig. 3 zeigt den Zeitverlauf des
durch die Resonanzkreiselemente Cr und Lr fließenden Stroms. Schließlich ist im unteren
Diagramm von Fig. 3 der Zeitverlauf, der an der parasitären Kapazität Gp anliegenden
Spannung U3 dargestellt. Die Zeitachsen der drei Diagramme mit der aufgetragenen Zeit t
haben alle den gleichen Maßstab.
Im folgenden wird beispielhaft der Wechsel zwischen den Ein- und Ausschaltzuständen der
Schaltelemente S1 und S2 erläutert, an denen die Vorgänge beim Wechsel zwischen den
einzelnen Schaltzyklen verdeutlicht werden. Zum Zeitpunkt t0 wird die Steuerspannung
UG2 auf Null gesetzt, um ein Ausschalten des Schaltelements S2 zu bewirken. Dies führt zu
einem Entladevorgang an der Gate-Elektrode des zur Realisierung des Schaltelementes S1
dienenden MOSFET-Transistors. Bis zum Abschluß dieses Entladevorganges ist das
Schaltelement S2 allerdings noch leitend, so dass der zu diesem Zeitpunkt negative Strom I
noch durch das Schaltelement S2 fließt. Ab dem Zeitpunkt t1 ist das Schaltelement S2
schließlich ausgeschaltet, so dass durch dieses kein Strom mehr fließen kann. Der aufgrund
der in der Induktivität Lr gespeicherten Energie weiterfließende Strom I bewirkt nun ab
dem Zeitpunkt t1 ein Aufladen der Kapazität Cp und damit ein Ansteigen der Spannung
U3. Zum Zeitpunkt t2 hat die Spannung U3 schließlich den Wert der Eingangsgleich
spannung U1 erreicht, so dass die Diode D1 zu leiten beginnt. Ab diesem Zeitpunkt ist ein
Einschalten des Schaltelementes S1 unter einer Schaltelementspannung US1 von nahezu 0
Volt (ZVS bei der Diodendurchlaßspannung) sichergestellt. Vor dem Einschalten des
Schaltelements S1 müssen zwei Kriterien erfüllt sein: einerseits muß zu Beginn der
Totzeitphase der vorgegebene Schwellenwert Uth überschritten worden sein (d. h., die Last
muß induktiv sein) und andererseits muß die Totzeit Ttot abgelaufen sein.
Kurze Zeit nach dem Zeitpunkt t2 - zum Zeitpunkt t4 - wird das Schaltelement S1 durch
Anlegen einer entsprechenden Steuerspannung UG2 eingeschaltet. Damit ist ein Zeitraum
Ton (S1) mit eingeschaltetem Schaltelement S1 und ausgeschaltetem Schaltelement S2
eingeleitet.
Zum Zeitpunkt t5 wird die Beendigung dieses Zeitraumes Ton (S1) eingeleitet, indem die
Steuerspannung UG1 auf Null gesetzt wird. Dies führt wiederum zu einem Entladevorgang
an der Gate-Elektrode des zur Realisierung des Schaltelements S1 dienenden MOSFET-
Transistors. Zum Zeitpunkt t6 ist dieser Entladevorgang soweit abgeschlossen, dass das
Schahelement S1 zu sperren beginnt, das heißt in den ausgeschalteten Zustand übergeht,
so dass der zu diesem Zeitpunkt positive Strom I zum Entladen der Kapazität Cp und
damit zum Abfallen der Spannung U3 führt. Zum Zeitpunkt t7 hat die Spannung U3 den
Wert Null erreicht, so dass ab diesem Zeitpunkt die Diode D2 zu leiten beginnt und das
Schaltelement S2 unter einer Schalterspannung US2 von nahezu 0 Volt (bei der
Diodendurchlaßspannung) eingeschaltet werden kann, was kurze Zeit später nach dem
Anlegen einer entsprechenden Steuerspannung UG2 zum Zeitpunkt t9 auch geschieht. Ab
diesem Zeitpunkt beginnt ein Zeitraum Ton (S2), in dem das Schaltelement S2 einge
schaltet und das Schaltelement S1 ausgeschaltet ist.
Sowohl zwischen den Zeitpunkten t0 und t4 als auch zwischen den Zeitpunkten t5 und t9
liegt jeweils eine sogenannte Totzeitphase Ttot vor, während der jeweils sowohl die Steuer
spannung UG1 als auch die Steuerspannung UG2 gleich Null sind und somit als Ausschalt
steuersignale wirkende Steuerspannungen vorliegen. Die Totzeitphasen Ttot sind hier so
eingestellt, dass ein ZVS-Betrieb möglich ist. Im I(t)-Diagramm stellen die schraffierten
Flächen ein Maß für die zur Verfügung stehende Energie zum Umladen der Kapazität Cp
dar. Im in Fig. 3 dargestellten Fall ist die zur Verfügung stehende Energie im
ausreichenden Maße vorhanden.
Der mit den in Fig. 3 dargestellten Zeitverläufen dargestellte Betriebszustand stellt
beispielhaft einen induktiven Lastfall dar, d. h. der Strom I eilt gegenüber der ersten
Harmonischen der Spannung U3 nach. In einem solchen Betriebszustand ist ein ZVS-
Betrieb (Zero Voltage Switching) des Konverters 1 möglich.
Fig. 4 zeigt im Gegensatz dazu beispielhaft entsprechende Zeitverläufe für einen
kapazitiven Lastfall. In einem solchen Betriebszustand eilt der Strom I gegenüber der ersten
Harmonischen der Spannung U3 vor. Im kapazitiven Lastfall ist ein ZVS-Betrieb des
Konverters 1 nicht mehr möglich. Zum Zeitpunkt t0 in Fig. 4 wird das Schaltelement S2
ausgeschaltet. Dabei ist der Strom I positiv, so dass ein allmähliches Aufladen der Kapazität
Cp bis auf die Spannung U1 (wie im Fall gemäß Fig. 3 zwischen den Zeitpunkten t1 und
t2) durch den durch die in der Induktivität Lr gespeicherte Energie stetig weiter
getriebenen Strom I nicht möglich ist. Die Spannung U3 wird in diesem Fall zum
Zeitpunkt t4, an dem das Schaltelement S1 eingeschaltet wird, abrupt vom Wert Null auf
den Wert U1 erhöht, d. h. beim Einschalten von S1 liegt an diesem Schaltelement noch die
volle Spannung in Höhe von U1 an. Entsprechend erfolgt auch das Einschalten des
Schaltelements S2 im kapazitiven Lastfall nicht spannungslos, denn zum Zeitpunkt t9, an
dem das Schaltelement S2 eingeschaltet wird, hat die Spannung U3 noch den Wert U1
und wird abrupt auf den Wert Null abgesenkt. Da im kapazitiven Lastfall hohe
Schaltverluste (entsprechend großen Werten für das Produkt aus dem Strom I und der
Schaltelementspannungen US1 bzw. US2 zu den Zeitpunkten t4 bzw t9) in den hier als
MOSFET-Transistoren ausgeführten Schaltelementen S1 und S2 entstehen, die sogar zur
Zerstörung der Schaltelemente führen können, ist dieser Betriebszustand zu vermeiden.
Wie dies geschieht, wird später anhand von Fig. 7 noch näher erläutert.
Fig. 5 zeigt die Grundstruktur der zur Steuerung des Schaltelementes S1 dienenden
Steuerschaltung 10 als Blockschaltbild. Die Steuerschaltung 10 weist durch einen
Funktionsblock 14 zusammengefaßte Schaltungsteile auf, die während der den
Einschaltphasen Ton (S1) unmittelbar vorausgehenden Totzeitphasen Ttot vorliegenden
Differenzenquotienten (d. h. die Ableitung) der Schaltelementspannung US1 bestimmt und
diesen einer Vergleichsvorrichtung 15 zuführt, die den Differenzenquotienten dUS1/dt mit
einem Schwellenwert Uth, vergleicht. Beim Erreichen des Schwellenwertes Uth wird einer
logischen "Eins" entsprechendes Setzsignal an das ODER-Gatter 13 gegeben.
Darüber hinaus enthält die Steuerschaltung 10 noch einen Zeitgebet 16, der jeweils zu
Beginn einer Totzeitphase Ttot, die einer Einschaltphase Ton (S1) unmittelbar vorausgeht,
startet und ein entsprechendes Zeitsignal an eine Vergleichsvorrichtung 17 gibt, die dieses
zugeführte Zeitsignal mit einer vorgebbaren Totzeitphasenlänge Ttot, vergleicht. Beim
Erreichen dieser Totzeitphasenlänge Ttot liefert die Vergleichsvorrichtung 17 ein einer
logischen "Eins" entsprechendes Setzsignal an das ODER-Gatter 13.
Liefert der Ausgang des ODER-Gatters 13 eine logische "Eins", bewirkt dies die Einleitung
einer Einschaltphase Ton (S1) beziehungsweise das Ende der entsprechenden vorausgehen
den Totzeitphase Ttot. Liegt am Ausgangs des ODER Gatters 13 eine logische "Eins" an,
wird der Zeitgeber 16 zurückgesetzt und durch einen Funktionsblock 18 zusammengefaßte
Schaltungsmittel bewirken für eine vorgebbare Einschaltzeit Ton (S1) die Abgabe eines als
Einschaltsignal wirkenden Steuersignals UG1 an den Steuereingang des Schaltelementes S1.
Weiterhin faßt der Funktionsblock 18 Schaltungsmittel zusammen, die nach dem Ende
einer Einschaltphase Ton (S2) die Meß- und Auswertevorrichtungen im Funktionsblock 14
und den Zeitgeber 16 aktiviert. Ein entsprechendes Aktivierungssignal, das als Enable-
Signal für die Meß- und Auswertevorrichtungen des Funktionsblocks 14 und als Trigger-
Signal des Zeitgebers 16 dient, wird zu diesem Zeitpunkt von dem Funktionsblock 18
jeweils an die Funktionsblöcke 14 und 16 gegeben. Dies geschieht zu dem Zeitpunkt, zu
dem am Ende einer Einschaltphase Ton (S2) dem Funktionsblock 18 ein Signal 19
zugeführt wird, das von einer wie die Steuerschaltung 10 aufgebauten zweiten
Steuerschaltung 10', die zur Steuerung des Schaltelementes S2 dient, erzeugt wird.
Dementsprechend erzeugt auch der Funktionsblock 18 bzw. die Steuerschaltung 10 ein
entsprechendes Signal 20 am Ende einer Einschaltphase Ton (S1) an die korrespondierende
zweite Steuerschaltung 10'.
Fig. 6 zeigt eine Übertragungsfunktion A(f), die den Verlauf des Quotienten U2/U3 in
Abhängigkeit von der Frequenz f zeigt. Bei der Resonanzfrequenz fr des Konverters 1, die
im wesentlichen durch die Kapazität Cr und die Induktivität Lr bestimmt wird, hat die
Übertragungsfunktion A(f) ihr Maximum. Bei Frequenzen f kleiner als fr (Bereich I) liegt
der kapazitive Lastfall vor. Frequenzen größer als fr (Bereich II) entsprechen dagegen
Konverterbetriebszuständen mit induktiver Konverterbelastung. Der Konverter ist
dementsprechend bei Frequenzen f oberhalb der Resonanzfrequenz fr zu betreiben. Aus
Fig. 6 wird ersichtlich, dass der kapazitive Betriebsfall (Bereich I) auch deshalb zu
vermeiden ist, weil die üblicherweise verwendeten Regelungsmechanismen zur Regelung
der Konverterausgangsspannung U2 nicht mehr greifen. Denn im Bereich I nimmt im
Gegensatz zum Bereich II der Wert von A(f) mit abnehmender Frequenz ab, so dass
anstelle einer Gegenkopplung wie im Bereich I (steigende Werte von A(f) mit
abnehmender Frequenz f) eine Mitkopplung vorliegt, die eine Regelung der
Ausgangsspannung U2 verhindert.
Das in Fig. 7 dargestellte Flußdiagramm zeigt, wie mittels der Steuereinheit 4 (durch nicht
näher dargestellte Schaltungsanordnungen) überwacht wird, ob ein induktiver Lastfall oder
ein kapazitiver Lastfall beim Betrieb des Konverters 1 vorliegt. Die Überwachung erfolgt
vorzugsweise Zyklus für Zyklus, um eine möglichst lückenlose Überwachung
sicherzustellen. Block 30 stellt jeweils eine der aufeinanderfolgenden Einschaltphasen
(Ton(S1) oder Ton(S2)) der Schaltelemente S1 und S2 dar. Während einer durch einen
Block 31 dargestellten Totzeitphase Ttot wird die Ableitung (Differentialquotient) der an
einem Schaltelement anliegenden Spannung ermittelt, insbesondere für jede Totzeitphase
und entsprechend vor jedem erneuten Einschalten eines der Schaltelemente S1 oder S2.
Aus Fig. 3 und 4 wird ersichtlich, dass bei induktiver Belastung (Fig. 3) der Verlauf dieser
Ableitung von dem Verlauf bei kapazitiver Belastung (Fig. 4) während der Zeiträume in
den Totzeitphasen, in denen beide Schaltelemente S1 und S2 im nichtleitenden Zustand
sind (d. h. beispielsweise hier in den Zeiträumen von t0 bis t4 und von t5 bis t9) abweicht.
Dies wird dazu verwendet, zu ermitteln, ob eine induktive oder eine kapazitive Belastung
vorliegt. Der Schwellenwert Uth, wird entsprechend auf einen Wert aus dem Bereich
zwischen den zu erwartenden Werten der Ableitung der Schaltelementespannungen für
induktive bzw. kapazitive Belastung während dieser Zeiträume eingestellt.
So kann insbesondere der in den Zeiträumen zwischen t0 und t1 bzw. zwischen t5 und t6
(und den entsprechenden vorausgegangenen und nachfolgenden Zeiträumen) im
kapazitiven Lastfall (Fig. 4) vorliegende markante Abfall bzw. Anstieg der Spannung U3
ausgenutzt werden. Dies führt zu einer sehr schnellen Detektion der Art des Lastfalls. Eine
andere Möglichkeit besteht darin, den im induktiven Lastfall (Fig. 3) vorliegenden
markanten Anstieg bzw. Abfall der Spannung U3 in den Zeiträumen zwischen t1 und t2
bzw. zwischen t6 und t7 (und den entsprechenden vorausgegangenen und nachfolgenden
Zeiträumen) auszuwerten.
Um falschen Meßergebnissen aufgrund hochfrequenter Spannungsanteile
entgegenzuwirken, wird die gemessene Ableitung insbesondere auch noch tiefpassgefiltert,
wobei die Zeitkonstante des Filters klein im Vergleich zur Länge der Totzeitphase sein
sollte.
Alternativ könnte auch anstelle des direkten Vergleichs der Ableitung von
Schaltelementspannungen mit einem Schwellenwert Uth ein Vergleich eines
Schwellenwertes Uth, mit einem zeitlichen Mittelwert des Betrages der jeweiligen
Schaltelementspannung in Totzeitphasenzeiträumen erfolgen. Die Bildung eines zeitlichen
Mittelwertes ist mit einer Signalglättung verbunden. Insbesondere wird der Mittelwert für
die Zeiträume zwischen t1 und t2 bzw. zwischen t6 und t7 (und den entsprechenden
vorausgegangenen und nachfolgenden Zeiträumen) ausgewertet. Der Mittelwert könnte
aber auch jeweils für Ausschnitte aus diesen Zeiträumen gebildet werden.
Beim in Fig. 2 dargestellten Konverter 1 werden beide Schalterspannungen US1 und US2
(= U3) ausgewertet. Die Schalterspannung US1 könnte aber auch indirekt aus der Spannung
U1 und der Spannung US2 = U3 als Differenz U1-U3 bestimmt werden.
Wird im durch Block 32 dargestellten Schritt festgestellt, dass der jeweils ermittelte
Mittelwert größer als der Schwellenwert Uth ist (Zweig Y), wird der Konverterbetrieb mit
der nächsten Einschaltphase Ton fortgesetzt (Block 30). Wird in diesem Schritt jedoch
festgestellt, dass der entsprechende Mittelwert kleiner als der Schwellenwert Uth ist (Zweig
N), was dem kapazitiven Lastfall entspricht, so wird der Konverternormalbetrieb
abgebrochen und insbesondere eine neue Konverterstartsequenz in der üblichen Weise
durchgeführt (Block 33).
Claims (5)
1. Konverter mit Schaltelementen (S1, S2) zum Zerhacken einer Gleichspannung (U1),
wobei Einschaltphasen der Schaltelemente (S1, S2) im Wechsel aufeinanderfolgen, und mit
einem die zerhackte Gleichspannung (U3) verarbeitenden und zur Lieferung einer
Ausgangsspannung (U2) dienenden Schaltungsgebilde (5) mit Resonanzkreiselementen
(Cr, Lr),
dadurch gekennzeichnet,
dass vorgesehen ist, während einer Totzeitphase (Ttot) die Ableitung (dUS1/dt) der an einem
Schaltelement anliegenden Spannung (US1) zu ermitteln, und mit Hilfe der ermittelten
Ableitung (dUS1/dt) zu ermitteln, ob eine induktive oder kapazitive Konverterlast vorliegt.
2. Konverter nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
dass vorgesehen ist, die ermittelte Ableitung (dUS1/dt) mit einem Schwellenwert (Ufft)
mittels eines Vergleichers (15) zu vergleichen und aus dem Vergleichsergebnis zu ermitteln,
ob eine induktive oder kapazitive Konverterlast vorliegt.
3. Konverter nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
dass vorgesehen ist, während einer Totzeitphase (Ttot) einen zeitlichen Mittelwert für den
Betrag der Ableitung (dUS1/dt) der an einem Schaltelement anliegenden Spannung (US1) zu
ermitteln und mit einem Schwellenwert (Uth) mittels eines Vergleichers (15) zu vergleichen
und aus dem Vergleichsergebnis zu ermitteln, ob eine induktive oder kapazitive
Konverterlast vorliegt.
4. Konverter nach Anspruch 2 oder 3,
dadurch gekennzeichnet,
dass der Vergleich mit dem Schwellenwert (Uth) vor jedem Einschalten eines der
Schaltelemente (S1 bzw. S2) erfolgt.
5. Steuereinheit (4), insbesondere integrierter Schaltkreis, zur Steuerung mindestens eines
von zum Zerhacken einer Gleichspannung (U1) dienenden Schaltelementen (S1, S2) eines
Konverters (1), bei dem Einschaltphasen der Schaltelemente (S1, S2) im Wechsel
aufeinanderfolgen und der ein die zerhackte Gleichspannung (U3) verarbeitendes und zur
Lieferung einer Ausgangsspannung (U2) dienendes Schaltungsgebilde (5) mit
Resonanzkreiselementen (Cr, Lr) aufweist,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Steuereinheit (4) dazu vorgesehen ist, während einer Totzeitphase (Tot) die
Ableitung (dUS1/dt) der an einem Schaltelement anliegenden Spannung (US1) zu ermitteln,
und mit Hilfe der ermittelten Ableitung (dUS1/dt) zu ermitteln, ob eine induktive oder
kapazitve Konverterlast vorliegt.
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