JP2007325083A - アンテナ入力同調回路 - Google Patents

Abstract

【課題】デジタルチューニング方式を採用したアンテナ入力同調回路をＩＣ化する際に外付け部品点数を少なくすることができるようにする。
【解決手段】スイッチの切り替えにより何れかの抵抗素子を選択することで同調周波数ｆ_Fを可変にする可変同調フィルタ１１と、可変同調フィルタ１１と同様に構成した発振回路１２とを備え、周波数カウンタ１３でモニタリングした発振回路１２の発振周波数ｆ_Lと、制御回路１４によりあらかじめ設定された希望受信周波数ｆ_rとをそれぞれの周波数カウント値によって比較し、両者の周波数が許容誤差範囲内で一致するように発振回路１２の発振周波数ｆ_Lを変え、これに合わせて可変同調フィルタ１１の同調周波数ｆ_Fも変えることにより、ＩＣ化が難しい可変容量ダイオード等は使用せずに、可変同調フィルタ１１の同調周波数ｆ_Fが希望受信周波数ｆ_rと一致するように調整できるようにする。
【選択図】 図２

Description

本発明はアンテナ入力同調回路に関し、特に、アンテナで放送電波を受信して得た高周波信号の周波数選択を行うアンテナ入力同調回路に用いて好適なものである。

一般に、ラジオ受信機は、図４のように構成されている。すなわち、アンテナ１０１で放送電波を受信して得た微弱な高周波信号（ＲＦ信号）は、高周波増幅回路１０２で増幅された後、雑音指数の改善や妨害特性の改善のためにアンテナ入力同調回路１０３で周波数選択される。アンテナ入力同調回路１０３の出力信号は、ミキサ回路１０５において局部発振回路１０４から発生する局部発振信号と混合されて、中間周波信号（ＩＦ信号）に周波数変換される。

ミキサ回路１０５より出力される中間周波信号には、希望周波数帯以外の信号成分も含まれるため、ミキサ回路１０５の出力信号はＩＦフィルタ１０６に供給されて、希望周波数帯の中間周波信号のみが取り出される。この中間周波信号は中間周波増幅回路１０７で増幅される。そして、増幅された中間周波信号が検波回路１０８で検波されて音声信号として復調され、音声増幅回路１０９を通じてスピーカ１１０に供給される。

上記のような構成において、中間周波数は固定の値であり、受信周波数は局部発振周波数の値を変えることで決定される。したがって、アンテナ入力同調回路１０３の同調周波数と局部発振回路１０４の同調周波数（局発周波数）との差が中間周波数になる。すなわち、アンテナ入力同調回路１０３の同調周波数をｆ_r、中間周波数をｆ_i、局部発振回路１０４の局発周波数をｆ_oとすれば、アッパーヘテロダインの場合、同調周波数ｆ_rあるいは局発周波数ｆ_oにかかわらず、常に、ｆ_r＝ｆ_o−ｆ_iが成立していなければならない。

一般的に、同調回路は、コイルとコンデンサとを並列（あるいは直列）に組み合わせた共振回路によって構成される。この同調回路において同調周波数を変えるチューニング方式としては、バリアブルコンデンサ（バリコン）などを使用するアナログ方式と、可変容量ダイオード（バリキャップ）などを使用するデジタル方式（例えば、特許文献１〜３参照）とがある。
特開平９−９８１０２号公報 特開平９−１０２７５２号公報 特開平９−１８１５７１号公報

アナログ方式では、チューニングつまみを回すことにより、アンテナ入力同調回路１０３の同調周波数と局部発振回路１０４の局発周波数とを連続的に変化させて、希望する受信周波数を選択する。このアナログ方式では、ＭＯＳＦＥＴ−Ｃフィルタを用いて構成した同調回路も提供されている。ＭＯＳＦＥＴ−Ｃフィルタは、抵抗として用いるＭＯＳＦＥＴとコンデンサとを組み合わせて構成されるフィルタであり、ＭＯＳＦＥＴのゲート−ソース電圧Ｖgsを変化させることによってフィルタの特性を変えて、同調周波数を可変とすることができる。

しかしながら、同調回路をＭＯＳＦＥＴ−Ｃフィルタで構成した場合、ゲート−ソース電圧Ｖgsの変化量を超えては同調周波数を変えられないので、ダイナミックレンジが小さくなってしまう。また、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は製造プロセスによる特性バラツキが大きく、同調周波数を正確に調整することが難しい。また、ＭＯＳＦＥＴそのものからノイズが出るという問題もあった。

一方、デジタル方式では、局部発振回路１０４をＰＬＬ（Phase Locked Loop）の構成として、ＰＬＬに含まれる電圧制御発振器（ＶＣＯ）に供給する制御電圧を、ＰＬＬに含まれる可変分周器の分周比を制御することで変える。この制御電圧により、アンテナ入力同調回路１０３の同調周波数と局部発振回路１０４の局発周波数とを離散的に変えて、希望する受信周波数を選択する。可変分周器の分周比は、例えばマイクロコンピュータから与える。

デジタル方式の場合、例えば複数のボタンに対応して複数の分周比をメモリにプリセットしておくことにより、何れかのボタンを押すだけで、希望する受信周波数の放送を選局することができる。すなわち、アナログ方式のようなチューニングつまみによる微調整を必要としないので、使い勝手が良いという特徴がある。また、ダイナミックレンジの問題、製造プロセスによる特性バラツキの問題、ノイズの問題もアナログ方式に比べて少ない。このため、最近のラジオ受信機は、デジタルチューニング方式を採用するものが多くなっている。

しかしながら、デジタルチューニング方式で構成されるラジオ受信機をＩＣ化する場合、アンテナ入力同調回路１０３および局部発振回路１０４のＶＣＯを構成する可変容量ダイオードやコイル等はＩＣ化することができず、ＩＣの外付け部品とせざるを得ない。このように、従来のデジタル方式のラジオ受信機は、これをＩＣ化したときに外付け部品点数が多くなり、コストアップになるという問題があった。

本発明は、このような問題を解決するために成されたものであり、デジタルチューニング方式を採用したアンテナ入力同調回路をＩＣ化する際に外付け部品点数を少なくすることができるようにすることを目的とする。
また、本発明は、製造プロセスによる特性バラツキやノイズの発生を抑え、同調周波数をより正確に調整できるようにすることも目的とする。

上記した課題を解決するために、本発明のアンテナ入力同調回路は、ＲＣアクティブフィルタを複数の抵抗素子を用いて構成するとともに、スイッチの切り替えにより何れかの抵抗素子を選択することで同調周波数が決定されるように成された可変同調フィルタと、可変同調フィルタと同様に構成された発振回路と、発振回路の発振周波数をカウントする周波数カウンタと、希望受信周波数に応じた目標カウント値と周波数カウンタのカウント値とを比較し、その比較結果に応じてスイッチの切り替えを制御するスイッチ切替回路とを備えている。

本発明の他の態様では、可変同調フィルタと発振回路とを半導体チップ内の近傍に配置している。この場合において、周波数カウンタは、発振回路の発振周波数に対して所定量のオフセットを加えてカウント動作するようにすることが好ましい。

上記のように構成した本発明によれば、周波数カウンタでモニタリングされた発振回路の発振周波数とあらかじめ設定された希望受信周波数とがカウント値によってデジタル的に比較されて、両者の周波数が一致するように（所定の誤差範囲を許容しても良い）、発振回路の発振周波数がスイッチの切り替えによって可変とされ、これに合わせて可変同調フィルタの同調周波数がスイッチの切り替えによって可変とされる。可変同調フィルタと発振回路は同じ半導体チップ上に形成されているので、両者の特性バラツキは同じ方向に生じる。したがって、発振回路の発振周波数をモニタリングすることによって同調周波数を調整し、可変同調フィルタの方も同じように同調周波数を調整すれば、希望受信周波数とのずれを小さくすることができる。

上述の発振回路と可変同調フィルタは同様の構成を有し、共にＲＣアクティブフィルタによって構成され、ＩＣ化が難しいバリアブルコンデンサや可変容量ダイオードは使用しなくて済む。これにより、外付け部品点数を少なくすることができ、アンテナ入力同調回路およびこれを用いたラジオ受信機のＩＣ化を容易にすることができる。また、本発明によれば、ＭＯＳＦＥＴ−Ｃフィルタも用いていないので、ダイナミックレンジ、製造プロセスによる特性バラツキ、ＦＥＴノイズの問題を改善することもできる。

また、本発明の他の特徴によれば、可変同調フィルタと発振回路とが近くに配置されるので、可変同調フィルタと発振回路との間における製造プロセスによる特性バラツキをより小さくすることができる。これにより、発振回路の発振周波数をモニタリングすることによって調整された同調周波数と希望受信周波数とのずれを小さくすることができ、アンテナ入力同調回路の同調周波数をより正確に制御することができる。

また、本発明の他の特徴によれば、発振回路の発振周波数に対して所定量のオフセットを加えてカウント動作するようにすることで、発振回路の発振周波数と可変同調フィルタの同調周波数とに差を持たせることができる。同様の回路構成を有する可変同調フィルタと発振回路とを近くに配置した場合に、発振回路の発振周波数と可変同調フィルタの同調周波数とが同じであると、発振回路で発振した信号が可変同調フィルタに回り込んでしまい、ノイズを与えてしまう。これに対して、発振回路の発振周波数と可変同調フィルタの同調周波数とに差を持たせることで、ノイズの発生を抑制することができる。

以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本実施形態のアンテナ入力同調回路を適用したラジオ受信機の構成例を示す図である。なお、この図１において、図４に示した構成要素と同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付している。図１に示す各構成要素（アンテナ１０１、音声増幅回路１０９、スピーカ１１０を除く）は、例えばＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）プロセスにより１つの半導体チップに集積されている。

図１において、アンテナ１０１で放送電波を受信して得た微弱な高周波信号（ＲＦ信号）は、高周波増幅回路１０２で増幅された後、雑音指数の改善や妨害特性の改善のために本実施形態のアンテナ入力同調回路３で周波数選択される。アンテナ入力同調回路３の出力信号は、ミキサ回路１０５において局部発振回路１０４から発生する局部発振信号と混合されて、中間周波信号（ＩＦ信号）に周波数変換される。

ミキサ回路１０５より出力される中間周波信号には、希望周波数帯以外の信号成分も含まれるため、ミキサ回路１０５の出力信号はＩＦフィルタ１０６に供給されて、希望周波数帯の中間周波信号のみが取り出される。この中間周波信号は中間周波増幅回路１０７で増幅される。そして、増幅された中間周波信号が検波回路１０８で検波されて音声信号として復調され、音声増幅回路１０９を通じてスピーカ１１０に供給される。

図２は、本実施形態によるアンテナ入力同調回路３の構成例を示す図である。図２に示すように、本実施形態のアンテナ入力同調回路３は、可変同調フィルタ１１、発振回路１２、周波数カウンタ１３、制御回路１４およびスイッチ切替回路１５を備えて構成されている。

可変同調フィルタ１１は、コンデンサと、複数の抵抗素子と、当該複数の抵抗素子の中から何れかを選択するためのスイッチとを有している。そして、複数の抵抗素子の中からスイッチにより選択された抵抗素子の抵抗値とコンデンサの容量値とに基づいて同調周波数ｆ_Fが決定されるように成されている。

発振回路１２も、可変同調フィルタ１１と同様に構成されており、複数の抵抗素子の中からスイッチにより選択された抵抗素子の抵抗値とコンデンサの容量値とに基づいて発振周波数ｆ_Lが決定されるように成されている。これらの可変同調フィルタ１１と発振回路１２は、半導体チップ内の近傍に配置されている。

周波数カウンタ１３は、発振回路１２の発振周波数ｆ_Lをカウントし、そのカウント値Ｃoutをスイッチ切替回路１５に出力する。この周波数カウンタ１３は、発振回路１２の発振周波数ｆ_Lに対して所定量の周波数オフセットｆ_offを加えてカウント動作する。すなわち、発振回路１２の発振周波数ｆ_Lに相応するカウント値をＣ_L、周波数オフセットｆ_offに相応するカウント値をＣ_offとすると、周波数カウンタ１３より出力されるカウント値は、Ｃout＝Ｃ_L＋Ｃ_offとなる。

制御回路１４は、ユーザにより選局された放送波の希望受信周波数ｆ_r（可変同調フィルタ１１の同調周波数ｆ_Lに設定すべき周波数）に応じた目標カウント値を設定する。この目標カウント値には、所定量の誤差許容範囲を設定している。すなわち、許容誤差を±Δとした場合、制御回路１４は、上限周波数ｆ_r＋Δに相当する目標上限カウント値Ｃmaxと、下限周波数ｆ_r−Δに相当する目標下限カウント値Ｃminとを設定する。この制御回路１４は、例えばマイコンあるいはＤＳＰ（Digital Signal Processor）により構成される。

スイッチ切替回路１５は、周波数カウンタ１３によりカウントされたカウント値Ｃoutと制御回路１４により設定された目標カウント値Ｃmax，Ｃminとを比較し、その比較結果に応じて、可変同調フィルタ１１および発振回路１２のスイッチを制御する。このスイッチの具体的な制御方法については、図３を用いて後述する。

図３は、本実施形態による可変同調フィルタ１１の構成例を示す図である。図３に示すように、本実施形態の可変同調フィルタ１１は、２個のオペアンプＯＡ１，ＯＡ２を用いて構成した２段増幅器型のフィルタ回路（ＤＡＢＰ：Dual-Amplifier Bandpass Filter）であり、Ｑ値を大きくすることができる。本実施形態では、このＤＡＢＰの構成要素である抵抗を複数の抵抗素子で構成し、その接続状態をスイッチにより切り替えられるようにしている。

すなわち、図３に示すように、抵抗Ｒ１は、Ｎ個（Ｎは２以上の整数）の抵抗素子Ｒ₁₁，Ｒ₁₂，・・・，Ｒ_1Nを直列に接続した構成となっている。抵抗素子Ｒ₁₁，Ｒ₁₂，・・・，Ｒ_1Nの抵抗値は同じであっても良いし、異なっていても良い。同様に、抵抗Ｒ２は、Ｎ個の抵抗素子Ｒ₂₁，Ｒ₂₂，・・・，Ｒ_2Nを直列に接続した構成となっている。抵抗素子Ｒ₂₁，Ｒ₂₂，・・・，Ｒ_2Nの抵抗値は同じであっても良いし、異なっていても良い。

抵抗Ｒ３も、Ｎ個の抵抗素子Ｒ₃₁，Ｒ₃₂，・・・，Ｒ_3Nを直列に接続した構成となっている。抵抗素子Ｒ₃₁，Ｒ₃₂，・・・，Ｒ_3Nの抵抗値は同じであっても良いし、異なっていても良い。ただし、Ｒ₂₁＝Ｒ₃₁，Ｒ₂₂＝Ｒ₃₂，・・・，Ｒ_2N＝Ｒ_3Nとする。

Ｓ₁₁，Ｓ₁₂，・・・，Ｓ_1N-1はＮ個の抵抗素子Ｒ₁₁，Ｒ₁₂，・・・，Ｒ_1Nの中から何れかを選択するための（Ｎ−１）個のスイッチであり、Ｓ₂₁，Ｓ₂₂，・・・，Ｓ_2N-1はＮ個の抵抗素子Ｒ₂₁，Ｒ₂₂，・・・，Ｒ_2Nの中から何れかを選択するための（Ｎ−１）個のスイッチである。また、Ｓ₃₁，Ｓ₃₂，・・・，Ｓ_3N-1はＮ個の抵抗素子Ｒ₃₁，Ｒ₃₂，・・・，Ｒ_3Nの中から何れかを選択するための（Ｎ−１）個のスイッチである。

複数の抵抗素子Ｒ₁₁〜Ｒ_1Nと複数のスイッチＳ₁₁〜Ｓ_1N-1はラダー接続されており、何れか１つのスイッチをオンとすることにより、直列接続する抵抗素子を選択するようになっている。例えば、１番目のスイッチＳ₁₁をオンにすると、１番目の抵抗素子Ｒ₁₁は短絡され、２番目以降の抵抗素子Ｒ₁₂，・・・，Ｒ_1Nが直列接続されることになる。

同様に、複数の抵抗素子Ｒ₂₁〜Ｒ_2Nと複数のスイッチＳ₂₁〜Ｓ_2N-1はラダー接続されており、何れか１つのスイッチをオンとすることにより、直列接続する抵抗素子を選択するようになっている。例えば、１番目のスイッチＳ₂₁をオンにすると、１番目の抵抗素子Ｒ₂₁は短絡され、２番目以降の抵抗素子Ｒ₂₂，・・・，Ｒ_2Nが直列接続されることになる。

同様に、複数の抵抗素子Ｒ₃₁〜Ｒ_3Nと複数のスイッチＳ₃₁〜Ｓ_3N-1はラダー接続されており、何れか１つのスイッチをオンとすることにより、直列接続する抵抗素子を選択するようになっている。例えば、１番目のスイッチＳ₃₁をオンにすると、１番目の抵抗素子Ｒ₃₁は短絡され、２番目以降の抵抗素子Ｒ₃₂，・・・，Ｒ_3Nが直列接続されることになる。

ここで、抵抗Ｒ２における複数のスイッチＳ₂₁〜Ｓ_2N-1と、抵抗Ｒ３における複数のスイッチＳ₃₁〜Ｓ_3N-1のうち、ｉ番目（ｉ＝１〜Ｎ−１）のスイッチどうしは同期してオンとなる。すなわち、抵抗Ｒ２，Ｒ３の抵抗値は常に等しくなるようにする。一方、抵抗Ｒ１における複数のスイッチＳ₁₁〜Ｓ_1N-1に関しては、抵抗Ｒ２のスイッチＳ₂₁〜Ｓ_2N-1および抵抗Ｒ３のスイッチＳ₃₁〜Ｓ_3N-1との関係で、ｉ番目（ｉ＝１〜Ｎ−１）のスイッチどうしを同期してオンとする必要は必ずしもない。

このように構成した可変同調フィルタ１１では、何れか１組のスイッチＳ_1j，Ｓ_2i，Ｓ_3iをオンとすることにより（ｉ≠ｊであっても良いし、ｉ＝ｊであっても良い）、オペアンプＯＡ１，ＯＡ２に接続される抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の抵抗値を可変とすることができる。

抵抗Ｒ１はＱ値の調整用で、抵抗Ｒ２，Ｒ３は同調周波数の調整用である。可変同調フィルタ１１のＱ値は、複数の抵抗素子Ｒ₁₁〜Ｒ_1Nの中からスイッチＳ₁₁〜Ｓ_1N-1により選択された抵抗素子の直列接続に係る合成抵抗値とコンデンサＣ１の容量値とに基づいて決定される。また、可変同調フィルタ１１の同調周波数は、複数の抵抗素子Ｒ₂₁〜Ｒ_2N，Ｒ₃₁〜Ｒ_3Nの中からスイッチＳ₂₁〜Ｓ_2N-1，Ｓ₃₁〜Ｓ_3N-1により選択された抵抗素子の直列接続に係る合成抵抗値とコンデンサＣ２の容量値とに基づいて決定される。

スイッチＳ₁₁〜Ｓ_1N-1，Ｓ₂₁〜Ｓ_2N-1，Ｓ₃₁〜Ｓ_3N-1の制御は、上述したスイッチ切替回路１５によって行われる。すなわち、スイッチ切替回路１５は、周波数カウンタ１３によりカウントされたカウント値Ｃoutと制御回路１４により設定された目標カウント値Ｃmax，Ｃminとの比較結果に応じて、スイッチＳ₁₁〜Ｓ_1N-1，Ｓ₂₁〜Ｓ_2N-1，Ｓ₃₁〜Ｓ_3N-1のうちどれをオンとするかを制御する。

上述のように、発振回路１２も可変同調フィルタ１１と同様の構成を有し、図３のように構成されている。ただし、発振回路１２の発振周波数ｆ_Lに対して所定量の周波数オフセットｆ_offが加えられることを考慮して、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の抵抗値や、コンデンサＣ１，Ｃ２の容量値は、可変同調フィルタ１１のそれとは異なる値に設定している。

発振回路１２を構成するスイッチＳ₁₁〜Ｓ_1N-1，Ｓ₂₁〜Ｓ_2N-1，Ｓ₃₁〜Ｓ_3N-1も、周波数カウンタ１３によりカウントされたカウント値Ｃoutと制御回路１４により設定された目標カウント値Ｃmax，Ｃminとの比較結果に応じて、どれをオンとするかがスイッチ切替回路１５により制御される。このとき、可変同調フィルタ１１を構成するスイッチＳ₁₁〜Ｓ_1N-1，Ｓ₂₁〜Ｓ_2N-1，Ｓ₃₁〜Ｓ_3N-1と、発振回路１２を構成するスイッチＳ₁₁〜Ｓ_1N-1，Ｓ₂₁〜Ｓ_2N-1，Ｓ₃₁〜Ｓ_3N-1とは、対応する符号どうしのものが同期してオンとなる。

ここで、スイッチ切替回路１５は、カウント値がＣout＞Ｃmaxとなっていることを検出した場合は、周波数カウンタ１３のカウント値Ｃoutを下げるために、抵抗Ｒ２，Ｒ３の抵抗値が大きくなるようにスイッチＳ₂₁〜Ｓ_2N-1，Ｓ₃₁〜Ｓ_3N-1を切り替える。一方、カウント値がＣout＜Ｃminとなっていることを検出した場合は、周波数カウンタ１３のカウント値Ｃoutを上げるために、抵抗Ｒ２，Ｒ３の抵抗値が小さくなるようにスイッチＳ₂₁〜Ｓ_2N-1，Ｓ₃₁〜Ｓ_3N-1を切り替える。

そして、カウント値がＣmin≦Ｃout≦Ｃmaxとなったことを検出した時点で、スイッチ切替回路１５はスイッチＳ₂₁〜Ｓ_2N-1，Ｓ₃₁〜Ｓ_3N-1の切替動作を停止する。このとき、可変同調フィルタ１１の同調周波数ｆ_Fは、希望受信周波数ｆ_rとほぼ等しくなっている（ｆ_F≒ｆ_r）。なお、抵抗Ｒ２，Ｒ３の分解能を大きくするとともに、周波数の許容誤差±Δをできるだけ小さくすれば、可変同調フィルタ１１の同調周波数ｆ_Fが希望受信周波数ｆ_rに限りなく近くなるようにすることができる。

以上詳しく説明したように、本実施形態では、複数の抵抗素子を備えたＲＣアクティブフィルタにより可変同調フィルタ１１を構成し、スイッチの切り替えにより何れかの抵抗素子を選択することで、同調周波数ｆ_Fを可変とするようにしている。また、可変同調フィルタ１１と同様に構成した発振回路１２を備え、スイッチの切り替えにより何れかの抵抗素子を選択することで、発振周波数ｆ_Lを可変とするようにしている。そして、発振回路１２の発振周波数ｆ_Lのカウント値Ｃoutと、希望受信周波数ｆ_rに応じた目標カウント値Ｃmax，Ｃminとを比較し、その比較結果に応じて、可変同調フィルタ１１および発振回路１２のスイッチを制御するようにしている。

すなわち、本実施形態のアンテナ入力同調回路３では、周波数カウンタ１３でモニタリングした発振回路１２の発振周波数ｆ_Lと、制御回路１４によりあらかじめ設定された希望受信周波数ｆ_rとをそれぞれの周波数カウント値によって比較する。そして、両者の周波数が許容誤差範囲内で一致するように、発振回路１２の発振周波数ｆ_Lをスイッチの切り替えにより可変とし、これに合わせて可変同調フィルタ１１の同調周波数ｆ_Fもスイッチの切り替えによって可変としている。

これにより、ＩＣ化が難しいバリアブルコンデンサや可変容量ダイオードは使用することなく、可変同調フィルタ１１の同調周波数ｆ_Fが希望受信周波数ｆ_rと一致するように調整することができる。このため、ＩＣの外付け部品点数を少なくすることができ、アンテナ入力同調回路１１およびこれを用いたラジオ受信機のＩＣ化を容易にすることができる。また、本実施形態によれば、ＭＯＳＦＥＴ−Ｃフィルタも用いていないので、ダイナミックレンジが小さくなる、製造プロセスによる特性バラツキが大きくなる、ＭＯＳＦＥＴからノイズが出るといった不都合も抑制することができる。

また、本実施形態のアンテナ入力同調回路３では、可変同調フィルタ１１と発振回路１２とを半導体チップ内の近傍に配置している。これにより、可変同調フィルタ１１と発振回路１２との間における製造プロセスによる特性バラツキも小さくすることができる。このため、発振回路１２の発振周波数ｆ_Lをモニタリングすることにより調整された可変同調フィルタ１１の同調周波数ｆ_Fと希望受信周波数ｆ_rとが製造プロセスのバラツキによってずれてしまう不都合を抑制することができ、アンテナ入力同調回路３の同調周波数をより正確に制御することができる。

また、本実施形態のアンテナ入力同調回路３では、周波数カウンタ１３において、発振回路１２の発振周波数ｆ_Lに対して所定量の周波数オフセットｆ_offを加えてカウント動作するようにしている。これにより、可変同調フィルタ１１の同調周波数ｆ_Fと発振回路１２の発振周波数ｆ_Lとに周波数オフセットｆ_off分の差を持たせることができる（ｆ_F≠ｆ_L）。このため、発振回路１２で発振した信号が可変同調フィルタ１１に回り込んでしまう不都合を回避して、ノイズの発生を抑制することができる。

なお、上記実施形態では、複数の抵抗素子Ｒ₁₁〜Ｒ_1N，Ｒ₂₁〜Ｒ_2N，Ｒ₃₁〜Ｒ_3Nの中から何れかを選択することによって抵抗値を可変とし、これによって可変同調フィルタ１１および発振回路１２の同調周波数やＱ値を調整する例について説明したが、これに限定されない。例えば、コンデンサＣ１，Ｃ２をそれぞれ複数の容量素子で構成し、その中からスイッチにより何れかを選択することにより容量値を可変とし、これによって可変同調フィルタ１１および発振回路１２の同調周波数やＱ値を調整するようにしても良い。

また、上記実施形態では、可変同調フィルタ１１および発振回路１２の構成として２段増幅器型のバンドパスフィルタ（ＤＡＢＰ）を例に挙げて説明したが、本発明はこれに限定されない。例えば、サレン・キー型、多重帰還型、状態変数型、バイクワッド型、差動入力型、あるいはその他のバンドパスフィルタにおいて、その構成要素である抵抗を複数の抵抗素子で構成してスイッチにより何れかを選択できるようにしたり、コンデンサを複数の容量素子で構成してスイッチにより何れかを選択できるようにしたりしても良い。

また、上記実施形態では、抵抗Ｒ１を複数の抵抗素子Ｒ₁₁〜Ｒ_1Nで構成してその中からスイッチＳ₁₁〜Ｓ_1N-1により何れかを選択するとともに、抵抗Ｒ２，Ｒ３を複数の抵抗素子Ｒ₂₁〜Ｒ_2N，Ｒ₃₁〜Ｒ_3Nで構成してその中からスイッチＳ₂₁〜Ｓ_2N-1，Ｓ₃₁〜Ｓ_3N-1により何れかを選択するようにしているが、必ずしも抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の全てを複数の抵抗素子で構成する必要はない。例えば、Ｑ値調整用の抵抗Ｒ１は固定値とするようにしても良い。

また、上記実施形態では、アンテナ入力同調回路３をラジオ受信機に適用する例について説明したが、これはＡＭラジオ受信機でもＦＭラジオ受信機でもよい。また、本実施形態によるアンテナ入力同調回路３の適用例は、ラジオ受信機に限定されるものではない。例えば、テレビ放送受信機などのように、様々な周波数の電波の中から希望周波数の電波を選び出す必要のある電子機器に対して適用することが可能である。

また、上記実施形態では、制御回路１４が目標上限カウント値Ｃmaxと目標下限カウント値Ｃminとを設定する例について説明したが、これに限定されない。例えば、各受信周波数ｆ_rに応じた目標上限カウント値Ｃmaxと目標下限カウント値Ｃminとをスイッチ切替回路１５にあらかじめ保持しておくようにしても良い。この場合、制御回路１４は不要である。

その他、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、これによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその精神、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。

本発明は、様々な周波数の放送電波をアンテナで受信して得た高周波信号に対して周波数選択を行うことによって希望周波数の信号を選び出すアンテナ入力同調回路に有用である。

本実施形態のアンテナ入力同調回路を適用したラジオ受信機の構成例を示す図である。 本実施形態によるアンテナ入力同調回路の構成例を示す図である。 本実施形態による可変同調フィルタの構成例を示す図である。 一般的なラジオ受信機の構成を示す図である。

符号の説明

３ アンテナ入力同調回路
１１ 可変同調フィルタ
１２ 発振回路
１３ 周波数カウンタ
１４ 制御回路
１５ スイッチ切替回路

Claims (4)

1. 複数の抵抗素子および上記複数の抵抗素子の中から何れかを選択するためのスイッチを有し、上記複数の抵抗素子の中から上記スイッチにより選択された抵抗素子の抵抗値とコンデンサの容量値とに基づいて同調周波数が決定されるように成された可変同調フィルタと、
   上記可変同調フィルタと同様に構成された発振回路と、
   上記発振回路の発振周波数をカウントする周波数カウンタと、
   上記周波数カウンタによりカウントされたカウント値と希望受信周波数に応じた目標カウント値とを比較し、その比較結果に応じて上記スイッチを制御するスイッチ切替回路とを備え、
   上記可変同調フィルタ、上記発振回路、上記周波数カウンタおよび上記スイッチ切替を同一の半導体チップ内に集積化したことを特徴とするアンテナ入力同調回路。
2. 上記可変同調フィルタと上記発振回路とを上記半導体チップ内の近傍に配置したことを特徴とする請求項１に記載のアンテナ入力同調回路。
3. 上記周波数カウンタは、上記発振回路の発振周波数に対して所定量のオフセットを加えてカウント動作することを特徴とする請求項２に記載のアンテナ入力同調回路。
4. 複数の容量素子および上記複数の容量素子の中から何れかを選択するためのスイッチを有し、上記複数の容量素子の中から上記スイッチにより選択された容量素子の容量値と抵抗素子の抵抗値とに基づいて同調周波数が決定されるように成された可変同調フィルタと、
   上記可変同調フィルタと同様に構成された発振回路と、
   上記発振回路の発振周波数をカウントする周波数カウンタと、
   上記周波数カウンタによりカウントされたカウント値と希望受信周波数に応じた目標カウント値とを比較し、その比較結果に応じて上記スイッチを制御するスイッチ切替回路とを備え、
   上記可変同調フィルタ、上記発振回路、上記周波数カウンタおよび上記スイッチ切替を同一の半導体チップ内に集積化したことを特徴とするアンテナ入力同調回路。