JP2007236010A - スイッチング電源回路 - Google Patents

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Abstract

【課題】力率改善機能を有し、電力変換効率の向上、回路構成部品の削減を図るスイッチング電源回路を提供する。
【解決手段】交流電源ＡＣから直流入力電圧Ｅｉを生成し、チョークコイルＰＣＣとコンバータトランスＰＩＴとスイッチング素子Ｑ１との接続は、いわゆる、Ｅ級コンバータまたはこれの変形とされ、一次側は、電流共振回路と電圧共振回路とを有する多重共振コンバータとして作用する。二次側整流平滑回路、制御回路１、発振・ドライブ回路２を有し、二次側直流出力電圧Ｅｏを得る。力率改善回路部は、電圧クランプ用コンデンサＣ３と、補助スイッチング素子Ｑ２とで構成されるアクティブクランプ回路と、力率改善用第１ダイオードＤ１と、力率改善用インダクタＬｏと、力率改善用第２ダイオードＤ２と、を具備し、昇圧コンバータとして動作させ、一次側整流素子Ｄｉの導通角を拡大して力率の改善を図った。
【選択図】図１

Description

本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。
近年、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
ところで、商用電源は正弦波の交流電圧であるが、商用電源を整流素子と平滑コンデンサとを用いる平滑・整流回路において整流および平滑を行う場合には、平滑・整流回路のピークホールド作用のために、商用電源からスイッチング電源回路には、交流電圧のピーク電圧付近の短時間だけ電流が流れ込むこととなり、商用電源から電源回路に流れ込む電流は、正弦波とは大きく異なる歪み波形になってしまう。そして、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。また、このような歪み電流波形となることによって発生する商用電源周期の高調波を抑圧するための対策が必要とされてしまう。これらの問題を解決するために、従来において力率改善を図る技術として、いわゆるアクティブフィルタを用いる手法が知られている（例えば特許文献１参照）。
図２２にこのようなアクティブフィルタの基本構成を示す。図２２においては、商用の交流電源ＡＣにブリッジ整流器として構成される一次側整流素子Ｄｉを接続している。この一次側整流素子Ｄｉの正極／負極ラインに対してはステップアップ型のコンバータが接続され、その出力には並列に平滑コンデンサＣｏｕｔが接続され、その両端電圧として直流電圧Ｖｏｕｔが得られる。この直流電圧Ｖｏｕｔは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１１０に入力電圧として供給される。
そして、力率改善のための構成としては、インダクタＬ、高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードＤ、スイッチング素子Ｑからなるステップアップ型のコンバータ、および乗算器１１１を主なる構成要素とするステップアップ型のコンバータの制御部と、を備える。インダクタＬ、高速スイッチングダイオードＤは、一次側整流素子Ｄｉの正極出力端子と、平滑コンデンサＣｏｕｔの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。抵抗Ｒｉは、一次側整流素子Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と平滑コンデンサＣｏｕｔの負極端子との間に挿入される。また、スイッチング素子Ｑは、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴとされ、インダクタＬと高速スイッチングダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。
乗算器１１１に対しては、電流検出ラインＬＩおよび波形入力ラインＬＷが接続され、さらに電圧検出ラインＬＶが接続される。そして、乗算器１１１は、電流検出ラインＬＩから入力される、一次側整流素子Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流Ｉｉｎに応じた信号を抵抗Ｒｉの両端から検出する。また、波形入力ラインＬＷから入力される、一次側整流素子Ｄｉの正極出力端子の整流電圧Ｖｉｎに応じた信号を検出する。この整流電圧Ｖｉｎは、商用の交流電源ＡＣからの交流入力電圧ＶＡＣの波形を絶対値化したものである。さらに、電圧検出ラインＬＶから入力される、平滑コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔに基づいて、直流入力電圧の変動差分（所定の基準電圧と直流電圧Ｖｏｕｔとの差分を増幅した信号を変動差分と称して以下においても同様に用いる）を検出する。そして、乗算器１１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。
乗算器１１１（ステップアップ型のコンバータの制御部）、ステップアップ型のコンバータ、では、電流検出ラインＬＩから検出した整流電流Ｉｉｎに応じた信号と、上記電圧検出ラインＬＶから検出した直流入力電圧の変動差分とを乗算し、この乗算結果と、波形入力ラインＬＷから検出した整流電圧Ｖｉｎに応じた信号との誤差を検出する。そしてこの誤差信号を増幅した後に、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変換を行い、ハイレベルとローレベルとの２値信号によって、スイッチング素子Ｑを制御する。このようにして、２入力フィードバック系が構成され、直流電圧Ｖｏｕｔの値が所定の値とされるとともに、整流電圧Ｖｉｎに対して整流電流Ｉｉｎを相似形の波形とする。この結果、商用の交流電源ＡＣから一次側整流素子Ｄｉに印加される交流電圧と、一次側整流素子Ｄｉに流れ込む交流電流の波形も相似形となって、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。
図２３（ａ）は、図２２に示したアクティブフィルタ回路が適切に動作する場合における整流電圧Ｖｉｎと整流電流Ｉｉｎとを示すものである。また、図２３（ｂ）は、平滑コンデンサＣｏｕｔに入出力するエネルギー（電力）変化Ｐｃｈｇを示す。破線で示すラインは入出力するエネルギー（電力）平均値Ｐｉｎを示すものである。すなわち、平滑コンデンサＣｏｕｔは、整流電圧Ｖｉｎが高いときにエネルギーを蓄え、整流電圧Ｖｉｎが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。図２３（ｃ）は、上記平滑コンデンサＣｏｕｔに対する充放電電流Ｉｃｈｇの波形を示している。また、図２３（ｄ）には、平滑コンデンサＣｏｕｔの両端の電圧である直流電圧Ｖｏｕｔを示す。直流電圧Ｖｏｕｔは整流電圧Ｖｉｎの周期の第２高調波成分を主とするリップル電圧が直流電圧（例えば、３７５Ｖの直流電圧）に重畳している。
図２４は、図２２に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、交流入力電圧ＶＡＣの値が８５Ｖから２６４Ｖの範囲において、負荷電力Ｐｏが３００Ｗから０Ｗの範囲に対応可能な構成を採っている。また、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。
この図２４に示す電源回路を交流入力側から順に説明する。２個のラインフィルタトランスＬＦＴと３個のアクロスコンデンサＣＬによるコモンモードノイズフィルタが設けられ、この後段に一次側整流素子Ｄｉが接続される。また、一次側整流素子Ｄｉの整流出力ラインには、インダクタＬＮと、フィルタコンデンサ（フィルタコンデンサ）ＣNとから成るパイ型構成のノーマルモードノイズフィルタ１２５が接続される。
一次側整流素子Ｄｉの正極出力端子は、上記インダクタＬＮとチョークコイルＰＣＣ（インダクタＬｐｃとして機能する）と高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードＤ２０の直列接続とを介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。この平滑コンデンサＣｉは、図２２における平滑コンデンサＣｏｕｔと同様の機能を有するものである。また、チョークコイルＰＣＣのインダクタＬｐｃと、高速スイッチングダイオードＤ２０は、それぞれ、図２２に示したインダクタＬと高速スイッチングダイオードＤと同様の機能を有するものである。また、この図における高速スイッチングダイオードＤ２０には、コンデンサＣｓｎ、抵抗Ｒｓｎの直列接続から成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。
スイッチング素子Ｑ１０３は、図２２におけるスイッチング素子Ｑに相当する。力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０は、この場合には力率を１に近づけるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御する集積回路（ＩＣ）とされており、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、およびスイッチング素子Ｑ１０３を駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。そして、平滑コンデンサＣｉの両端電圧（直流入力電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ５、分圧抵抗Ｒ６により分圧した電圧を、力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０の端子Ｔ１に入力するようにして直流入力電圧Ｅｉを所定の値とする第１のフィードバック制御回路が形成される。
また、一次側整流素子Ｄｉの正極出力端子と一次側アース間に対して、分圧抵抗Ｒ１０１と分圧抵抗Ｒ１０２の直列接続を設け、この分圧抵抗Ｒ１０１と分圧抵抗Ｒ１０２との接続点を端子Ｔ５と接続するようにしている。これにより、端子Ｔ５には、一次側整流素子Ｄｉの整流電圧が分圧されて入力されることになる。また、端子Ｔ２には抵抗１０３の電圧、すなわち、スイッチング素子Ｑ１０３のソース電流に応じた電圧が入力されている。ここで、スイッチング素子Ｑ１０３のソース電流は、チョークコイルＰＣＣに流れる電流Ｉ１のうち、磁気エネルギーを蓄えることに寄与する電流である。そして、力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０の端子Ｔ５に入力される整流電圧に応じた信号と端子Ｔ２に入力される電圧の包絡線（すなわち電流Ｉ１の包絡線）に応じた信号とを相似形とする第２のフィードバック制御回路が形成される。
また、端子Ｔ４には、力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０の動作電源が供給される。この端子Ｔ４には、チョークコイルＰＣＣにおける、インダクタＬｐｃとトランス結合された巻線Ｎ５に励起された交番電圧が、図示する整流ダイオードＤ１１および直列共振コンデンサＣ１１とから成る半波整流回路により低圧直流電圧に変換されて供給される。また、端子Ｔ４は、起動抵抗Ｒｓを介して、一次側整流素子Ｄｉの正極出力端子と接続される。商用の交流電源ＡＣが投入された後、巻線Ｎ５に電圧が励起されるまでの立ち上がり時間においては、一次側整流素子Ｄｉの正極出力端子にて得られる整流出力が起動抵抗Ｒｓを介して端子Ｔ４に供給される。力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０は、このようにして供給される整流電圧を起動用電源として、動作を開始する。
また、端子Ｔ３からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号（ゲート電圧）がスイッチング素子Ｑ１０３のゲートに対して出力される。すなわち、上述した分圧抵抗Ｒ５および分圧抵抗Ｒ６により分圧した電圧値を所定の値とする第１のフィードバック制御回路と、直流入力電圧Ｅｉに対して電流Ｉ１の包絡線を相似形とする第２のフィードバック制御回路との二つのフィードバック制御回路を動作させるドライブ信号がスイッチング素子Ｑ１０３のゲートに対して出力される。これによって、商用の交流電源ＡＣから流入する交流入力電流ＩＡＣの波形が、交流入力電圧ＶＡＣの波形とほぼ同じとなり、力率がほぼ１となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。
ここで、図２４に示すアクティブフィルタの力率改善動作について、各部の波形を図２５および図２６により示す。先ず、図２５においては、負荷変動に応じたスイッチング素子Ｑ１０３のスイッチング動作（オン：導通と、オフ：切断の動作）、チョークコイルＰＣＣのインダクタＬｐｃに流れる電流Ｉ１が示される。図２５（ａ）は、軽負荷時の動作を示し、図２５（ｂ）は中間負荷時の動作を示し、図２５（ｃ）は重負荷時の動作を示す。図２５（ａ）、図２５（ｂ）、図２５（ｃ）を比較して分かるように、スイッチング素子Ｑ１０３は、スイッチング周期が一定とされたうえで、重負荷の傾向となるのにしたがってオン期間が長くなっていく。このようにして負荷条件に応じて、インダクタＬｐｃを介して平滑コンデンサＣｉに流入する電流Ｉ１を調整することで、交流入力電圧ＶＡＣの電圧変動と負荷変動とに対する直流入力電圧Ｅｉの安定化が図られる。例えば、交流入力電圧ＶＡＣの値が８５Ｖから２６４Ｖの範囲に対して、直流入力電圧Ｅｉの値は３８０Ｖで定電圧化するようにされる。直流入力電圧Ｅｉは、平滑コンデンサＣｉの両端電圧であり、後段の電流共振形コンバータに対する直流入力電圧となる。
また、図２６に、交流入力電流ＩＡＣおよび直流入力電圧Ｅｉの波形を、交流入力電圧ＶＡＣとの対比により示す。なお、この図においては、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖ時の実験結果を示している。この図に示されるように、交流入力電圧ＶＡＣの波形と交流入力電流ＩＡＣの波形とは時間の経過に対してほぼ相似形の波形となっている。つまり、力率の改善が図られている。また、このような力率の改善と共に、直流入力電圧Ｅｉは、３８０Ｖの平均値で安定化されることが示されている。また、図示するように、３８０Ｖに対して１０Ｖｐ−ｐのリップル変動を有している。
再び図２４に戻って、アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータについて説明する。電流共振形コンバータは、直流入力電圧Ｅｉを入力して電力変換のためのスイッチング動作を行うもので、スイッチング素子Ｑ１０１、Ｑ１０２によるハーフブリッジ接続したスイッチング回路を備える電流共振形コンバータを形成している。この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、スイッチング素子Ｑ１０１、スイッチング素子Ｑ１０２には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらのＭＯＳ−ＦＥＴには、それぞれ並列にボディダイオードＤＤ１０１、ボディダイオードＤＤ１０２が接続されている。スイッチング素子Ｑ１０１、スイッチング素子Ｑ１０２は、発振・ドライブ回路１０２によって、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。また、発振・ドライブ回路２は、制御回路１からの信号で制御され、制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じて、スイッチング周波数を可変制御するように動作し、これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化を図るようにされる。
コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ１０１、スイッチング素子Ｑ１０２のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ１０１、スイッチング素子Ｑ１０２の接続点（スイッチング出力点）に一次側直列共振コンデンサＣ１０１を介して接続され、一次巻線Ｎ１の他方の端部は接地される。ここで、一次側直列共振コンデンサＣ１０１と一次側の漏れインダクタンスＬ１とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ１０１、スイッチング素子Ｑ１０２によって、スイッチング出力が供給されることで共振動作を生じる。
コンバータトランスＰＩＴの二次側には二次巻線Ｎ２が巻装される。この場合の二次巻線Ｎ２は、図示するようにしてセンタータップを施した二次巻線部Ｎ２Ａと二次巻線部Ｎ２Ｂとを有し、このセンタータップを二次側アースに接続した上で、二次巻線部Ｎ２Ａと二次巻線部Ｎ２Ｂの各々を整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２の各々のアノードに接続し、整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２の各々のカソードを平滑コンデンサＣｏに接続することで両波整流回路を形成している。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷側に供給されるとともに、上述した制御回路１に入力される。
図２７は、負荷変動に対するＡＣ電力からＤＣ電力への電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ（総合効率）、力率ＰＦ、および直流入力電圧Ｅｉの各特性を示している。この図では、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖにおける負荷電力Ｐｏの値が３００Ｗから０Ｗの変動に対する特性が示されている。また、図２８は、交流入力電圧ＶＡＣの変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ（総合効率）、力率ＰＦ、および直流入力電圧Ｅｉの各特性を示している。この図では、負荷電力Ｐｏの値が３００Ｗで一定の負荷条件の下での、交流入力電圧ＶＡＣの値が８５Ｖから２６４Ｖの変動に対する特性が示される。
先ず、電力変換効率（総合効率）は、図２７に示すようにして、負荷電力Ｐｏが重負荷の条件となるのにしたがって低下していく。また、交流入力電圧ＶＡＣの変動に対しては、同じ負荷条件の下では、図２８に示されるように、交流入力電圧ＶＡＣのレベルが高くなっていくのに応じて高くなっていく傾向となっている。例えば、負荷電力Ｐｏが３００Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ時には、電力変換効率（総合効率）は、８３．０％程度となり、交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖ時には電力変換効率（総合効率）は、８９．０％程度となり、さらに、交流入力電圧ＶＡＣが８５Ｖ時には電力変換効率（総合効率）は、８０．０％程度となる結果が得られている。
また、力率ＰＦについては、図２７に示すように、負荷電力Ｐｏの変動に対してほぼ一定となる特性が得られている。また、交流入力電圧ＶＡＣの変動に対する力率ＰＦの変動特性も、図２８に示すように、交流入力電圧ＶＡＣの上昇に応じて低下する傾向ではあるものの、ほぼ一定とみてよい特性となっていることが分かる。例えば、負荷電力Ｐｏが３００Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ時には力率ＰＦの値は、０．９６程度、交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖ時には力率ＰＦの値は、０．９４程度が得られる。
また、直流入力電圧Ｅｉについては、図２７、図２８に示されるように、負荷電力Ｐｏ、交流入力電圧ＶＡＣの変動に対してほぼ一定となる結果が得られている。
特開平６−３２７２４６号公報
これまでの説明から分かるように、図２４に示した電源回路は、従来から知られている図２２に示したアクティブフィルタを実装して構成され、このような構成を採ることによって、力率改善を図っている。
しかしながら、図２４に示した構成による電源回路では、次のような問題を有している。先ず、図２４に示す電源回路における電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ電力からＤＣ電力への変換効率と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ電力からＤＣ電力への変換効率とを総合したものとなる。つまり、図２４に示される回路の総合的な電力変換効率（総合効率）としては、これらの電力変換効率の値を乗算した値となるものであり、各々１以下となる数の積であるので、総合効率は低下してしまう。
また、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生が大きいため、厳重なノイズ抑制対策が必要となる。このため、図２４に示した回路では、商用の交流電源ＡＣのラインに対して、２個のラインフィルタトランスと、３個のアクロスコンデンサによるノイズフィルタを形成している。また、整流出力ラインに対しては、１個のインダクタＬＮと、２個のフィルタコンデンサＣＮから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードＤ２０に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。このようにして、多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップおよび電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。
さらに、汎用ＩＣとしての力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０によって動作するスイッチング素子Ｑ１０３のスイッチング周波数は６０ｋＨｚで固定であるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は８０ｋＨｚ〜２００ｋＨｚの範囲で可変する。このようにして両者のスイッチングタイミング（クロック）は別個独立であるので、各々のクロックを基準に働く両者のスイッチング動作により、アース電位は干渉しあって不安定になり、例えば異常発振が生じやすくなる。これにより、例えば回路設計が難しいものとなったり、信頼性を劣化させたりするなどの問題も招くことになる。
また、さらに、交流入力電圧の範囲を広くする場合には、スイッチング素子の耐圧が高くなり、素子の選定が困難となる場合も生じた。
第１発明のスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を直流電力に変換する整流平滑部と、前記整流平滑部からの直流電力を交流電力に変換後さらに直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、前記整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子と平滑コンデンサとを具備し、前記コンバータ部は、前記平滑コンデンサの一端に一端が接続されるチョークコイルと、前記チョークコイルの他端に一次巻線の一端が接続される、前記一次巻線と二次巻線とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスと、前記一次巻線の他端に一端が接続されるスイッチング素子と、前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよび前記チョークコイルの有するインダクタンスと、前記一次巻線の一端に一端が接続される一次側直列共振コンデンサの容量とによって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよび前記チョークコイルの有するインダクタンスと前記スイッチング素子に並列に接続される一次側並列共振コンデンサとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を具備し、前記力率改善部は、前記スイッチング素子の一端と前記チョークコイルの一端との間に接続され、電圧クランプ用コンデンおよび前記スイッチング素子に対して相補的にオンとされる補助スイッチング素子の直列接続回路を有するアクティブクランプ回路と、前記一次側整流素子の出力側の一端に一端が接続される力率改善用第１ダイオードと、前記力率改善用第１ダイオードの一端と前記平滑コンデンサの一端との間に接続されるフィルタコンデンサと、を具備する。
第２発明のスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を直流電力に変換する整流平滑部と、前記整流平滑部からの直流電力を交流電力に変換後さらに直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、前記整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子と平滑コンデンサとを具備し、前記コンバータ部は、前記平滑コンデンサの一端に一端が接続されるチョークコイルと、前記チョークコイルの他端に一次巻線の一端が接続される、前記一次巻線と二次巻線とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスと、前記一次巻線の一端に一端が接続されるスイッチング素子と、前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよびチョークコイルの有するインダクタンスと、前記一次巻線の他端に一端が接続される一次側直列共振コンデンサの容量とによって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよび前記チョークコイルの有するインダクタンスと前記スイッチング素子に並列に接続される一次側並列共振コンデンサとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を具備し、前記力率改善部は、前記チョークコイルと並列に接続される電圧クランプ用コンデンおよび前記スイッチング素子に対して相補的にオンとされる補助スイッチング素子の直列接続回路を有するアクティブクランプ回路と、前記一次側整流素子の出力側の一端に一端が接続される力率改善用第１ダイオードと、前記力率改善用第１ダイオードの一端と前記平滑コンデンサの一端との間に接続されるフィルタコンデンサと、を具備する。
第１発明および第２発明に係るスイッチング電源回路は、整流平滑部と、コンバータ部と、力率改善部と、を備える。コンバータ部は、一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよびチョークコイルの有するインダクタンスと、一次側直列共振コンデンサの容量とによって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよびチョークコイルの有するインダクタンスと一次側並列共振コンデンサとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、を有する多重共振コンバータとして構成されている。ここで、スイッチング素子は、第１発明では、一次巻線の他端にスイッチング素子の一端が接続され、第２発明では、一次巻線の一端とチョークコイルの他端との接続点にスイッチング素子の一端が接続されている。このスイッチング素子は、発振・ドライブ回路によって駆動され、この発振・ドライブ回路には、二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号が制御回路から供給される。
また、力率改善部は、電圧クランプ用コンデンおよびスイッチング素子に対して相補的にオンとされる補助スイッチング素子の直列接続回路を有するアクティブクランプ回路と、一次側整流素子の出力側の一端に一端が接続される力率改善用第１ダイオードと、力率改善用第１ダイオードの一端と平滑コンデンサの一端との間に接続されるフィルタコンデンサと、を具備し、整流平滑部によって得られた直流電圧と電圧クランプ用コンデンサの電圧の和を出力する昇圧コンバータとして機能して力率を改善する。ここで、少なくとも一次巻線に発生する漏れインダクタンスが、昇圧コンバータの昇圧インダクタとして機能し、補助スイッチ素子が、整流素子として機能する。また、相補的にオンとされるとは、スイッチング素子または補助スイッチング素子のいずれか一方がオンである場合には、他方はオンとはならないことを言うものである。また、アクティブクランプ回路は、第１発明においては、スイッチング素子の一端とチョークコイルの一端との間に接続され、第２発明においては、チョークコイルと並列に接続されている。そして、アクティブクランプ回路は、さらに、スイッチング素子に発生する電圧をクランプする。
第３発明のスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を直流電力に変換する整流平滑部と、前記整流平滑部からの直流電力を交流電力に変換後さらに直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、前記整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子と平滑コンデンサとを具備し、前記コンバータ部は、前記平滑コンデンサの一端に一端が接続されるチョークコイルと、前記チョークコイルの他端に一次巻線の一端が接続される、前記一次巻線と二次巻線とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスと、前記一次巻線の他端に一端が接続されるスイッチング素子と、前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよび前記チョークコイルの有するインダクタンスと、前記一次巻線の一端に一端が接続される一次側直列共振コンデンサの容量とによって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよび前記チョークコイルの有するインダクタンスと前記スイッチング素子に並列に接続される一次側並列共振コンデンサとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、
前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を具備し、前記力率改善部は、前記スイッチング素子の一端と前記チョークコイルの一端との間に接続され、電圧クランプ用コンデンおよび前記スイッチング素子に対して相補的にオンとされる補助スイッチング素子の直列接続回路を有するアクティブクランプ回路と、前記一次側整流素子の入力側に接続されるフィルタコンデンサと、を具備し、前記一次側直列共振回路の共振周波数および前記一次側並列共振回路の共振周波数のいずれの共振周波数に対しても十分にスイッチング速度が速い整流素子によって前記一次側整流素子が形成されることを特徴とする。
第４発明のスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を直流電力に変換する整流平滑部と、前記整流平滑部からの直流電力を交流電力に変換後さらに直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、前記整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子と平滑コンデンサとを具備し、前記コンバータ部は、前記平滑コンデンサの一端に一端が接続されるチョークコイルと、前記チョークコイルの他端に一次巻線の一端が接続される、前記一次巻線と二次巻線とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスと、前記一次巻線の一端に一端が接続されるスイッチング素子と、前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよびチョークコイルの有するインダクタンスと、前記一次巻線の他端に一端が接続される一次側直列共振コンデンサの容量とによって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよび前記チョークコイルの有するインダクタンスと前記スイッチング素子に並列に接続される一次側並列共振コンデンサとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を具備し、前記力率改善部は、前記チョークコイルと並列に接続される電圧クランプ用コンデンおよび前記スイッチング素子に対して相補的にオンとされる補助スイッチング素子の直列接続回路を有するアクティブクランプ回路と、前記一次側整流素子の入力側に接続されるフィルタコンデンサと、を具備し、前記一次側直列共振回路の共振周波数および前記一次側並列共振回路の共振周波数のいずれの共振周波数に対しても十分にスイッチング速度が速い整流素子によって前記一次側整流素子が形成されることを特徴とする。
第３発明および第４発明に係るスイッチング電源回路は、整流平滑部と、コンバータ部と、力率改善部と、を備える。コンバータ部は、一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよびチョークコイルの有するインダクタンスと、一次側直列共振コンデンサの容量とによって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよびチョークコイルの有するインダクタンスと一次側並列共振コンデンサとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、を有する多重共振コンバータとして構成されている。ここで、スイッチング素子は、第１発明では、一次巻線の他端にスイッチング素子の一端が接続され、第２発明では、一次巻線の一端とチョークコイルの他端との接続点にスイッチング素子の一端が接続されている。このスイッチング素子は、発振・ドライブ回路によって駆動され、この発振・ドライブ回路には、二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号が制御回路から供給される。
また、力率改善部は、電圧クランプ用コンデンおよびスイッチング素子に対して相補的にオンとされる補助スイッチング素子の直列接続回路を有するアクティブクランプ回路と、一次側整流素子の入力側に接続されるフィルタコンデンサと、を具備し、一次側整流素子は、一次側直列共振回路の共振周波数および一次側並列共振回路の共振周波数のいずれの共振周波数に対しても十分にスイッチング速度が速い整流素子によって形成されることを特徴とする。そして、整流平滑部によって得られた直流電圧と電圧クランプ用コンデンサの電圧の和を出力する昇圧コンバータとして機能して力率を改善する。ここで、少なくとも一次巻線に発生する漏れインダクタンスが、昇圧コンバータの昇圧インダクタとして機能し、補助スイッチ素子が、整流素子として機能する。また、相補的にオンとされるとは、スイッチング素子または補助スイッチング素子のいずれか一方がオンである場合には、他方はオンとはならないことを言うものである。また、アクティブクランプ回路は、第１発明においては、スイッチング素子の一端とチョークコイルの一端との間に接続され、第２発明においては、チョークコイルと並列に接続されている。そして、アクティブクランプ回路は、さらに、スイッチング素子に発生する電圧をクランプする。
本発明のスイッチング電源回路によれば、アクティブフィルタを省略して力率改善機能を備えることができる。アクティブフィルタが省略されることで、スイッチング電源回路の電力変換効率特性が向上する。そして、放熱板などの省略、縮小ができる。また、アクティブフィルタを備える構成と比較すると部品点数も大幅に削減されることとなり、回路の小型軽量化、および低コスト化が図られる。また、アクティブフィルタはハードスイッチング動作であるのに対して、本発明のスイッチングコンバータは、共振形コンバータを基としていることで、ソフトスイッチング動作となる。これによっては、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタの小型軽量化および低コスト化に寄与することになる。さらに、異なる周波数の複数クロックが存在することはないために、複数のクロック周波数による相互干渉の問題も発生せず、信頼性も向上し、また、回路基板のパターン設計なども容易となる。さらに、スイッチング素子の耐圧も低いものとできる。
本発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態という）について説明するのに先立ち、まず、Ｅ級共振形によりスイッチング動作するスイッチングコンバータ（以下、Ｅ級スイッチングコンバータともいう）の基本構成について、図２０および図２１を参照して説明しておく。
図２０は、Ｅ級スイッチングコンバータとしての基本構成を示している。この図に示すＥ級スイッチングコンバータは、Ｅ級共振形で動作するＤＣ−ＡＣインバータとしての構成を採る。
この図に示すＥ級スイッチングコンバータは、スイッチング素子Ｑ１を備える。この場合のスイッチング素子Ｑ１は、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴである。このＭＯＳ−ＦＥＴとしてのスイッチング素子Ｑ１には、ボディダイオードＤＤが、ドレイン−ソース間に対して並列接続されるようにして形成される。また、同じくスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。
スイッチング素子Ｑ１のドレインは、チョークコイルＬ１０の直列接続を介して、直流入力電圧Ｅｉｎの正極と接続される。スイッチング素子Ｑ１のソースは、直流入力電圧Ｅｉｎの負極と接続される。また、スイッチング素子Ｑ１のドレインに対しては、チョークコイルＬ１１の一端が接続され、他端には直列共振コンデンサＣ１１が直列に接続される。直列共振コンデンサＣ１１と直流入力電圧Ｅｉｎの負極との間には、負荷となるインピーダンスＺが挿入される。ここでのインピーダンスＺは、二次側の負荷を一次側に換算したものである。
このような構成のＥ級スイッチングコンバータは、チョークコイルＬ１０のインダクタンスと一次側並列共振コンデンサＣｒの容量（キャパシタンス）とにより形成される並列共振回路と、チョークコイルＬ１１のインダクタンスと直列共振コンデンサＣ１１の容量とにより形成される直列共振回路とを備える複合共振形コンバータの一形態であるとみることができる。また、スイッチング素子を１つのみ備えて形成される点では、シングルエンド方式の電圧共振形コンバータと同じであるといえる。
図２１は、図２０に示した構成のＥ級スイッチングコンバータについての要部の動作を示している。
スイッチング電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ１の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Ｑ１がオンとなるオン期間ＴＯＮにおいて０レベルで、オフとなるオフ期間ＴＯＦＦにおいて正弦波状のパルスとなる波形である。このスイッチングパルス波形は、上記並列共振回路の共振動作（電圧共振動作）により得られる。
スイッチング電流ＩＱ１は、スイッチング素子Ｑ１（およびボディダイオードＤＤ）に流れる電流であり、オフ期間ＴＯＦＦでは０レベルで、オン期間ＴＯＮにおいては、先ず開始時点から一定期間において、ボディダイオードＤＤを流れることで負極性となり、この後に反転して正極性となって、スイッチング素子Ｑ１のドレインからソースに流れる。
また、Ｅ級スイッチングコンバータの出力として、上記直列共振回路に流れるとされる電流Ｉ２は、スイッチング素子Ｑ１（およびボディダイオードＤＤ）に流れるスイッチング電流ＩＱ１と、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなり、正弦波成分を含む波形となる。
また、上記スイッチング電流ＩＱ１とスイッチング電圧Ｖ１との関係によっては、スイッチング素子Ｑ１のターンオフタイミングにおいてＺＶＳ動作が得られており、ターンオンタイミングにおいてＺＶＳおよびＺＣＳ動作が得られていることも示される。
また、直流入力電圧Ｅｉｎの正極端子からチョークコイルＬ１０を流れるようにしてＥ級スイッチングコンバータに流入する電流Ｉ１は、チョークコイルＬ１０，Ｌ１１のインダクタンスについて、Ｌ１０＞Ｌ１１の関係を設定していることで、図示するようにして所定の平均レベルをとる脈流波形となる。このような脈流波形は、近似的な直流としてみることができる。
（第１実施形態）
本実施の形態としては、上述したＥ級スイッチングコンバータを変形して、電源回路に適用する。図１の回路図に示す、第１実施形態のスイッチング電源回路の概要を以下に述べる。すなわち、第１実施形態のスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を直流電力に変換する整流平滑部と、直流電力を交流電力に変換後さらに直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路である。整流平滑部の概要、コンバータ部の概要、さらに、力率改善部の概要、二次側整流回路の概要を順に説明する。
整流平滑部は交流電源からの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子Ｄｉと平滑コンデンサＣｉとを有して形成されている。交流電源からの入力交流電力を一次側整流素子Ｄｉの入力側に入力して、一次側整流素子Ｄｉの出力側の一端と平滑コンデンサＣｉとが接続されて、直流電力を生成する一次側整流平滑回路を具備する。
一次側は、Ｅ級スイッチング動作の電圧・電流共振コンバータとしての構成を有するが、図２０に示すＥ級スイッチングコンバータとは、異なる接続を有している。すなわち、図２０に示すＥ級スイッチングコンバータにおいては、チョークコイルＬ１０とチョークコイルＬ１１との接続点からスイッチング素子Ｑ１に直流電力が供給されていたが、本実施形態のコンバータでは、チョークコイルＬ１０に対応するチョークコイルＰＣＣとチョークコイルＬ１１に対応する一次巻線に生じる漏れインダクタンスＬ１との直列接続回路からスイッチング素子Ｑ１に直流電力が供給されている。このように、Ｅ級コンバータとは異なる構成を有しながら、Ｅ級コンバータが有する、コンバータ回路への入力電流が直流電流にちかいものとなる効果を得ることができる。本実施形態の回路構成を変形Ｅ級コンバータと称するものである。このようにして、一次側は、電流・電圧共振回路を有し、また、二次側は、電流共振回路を有し、多重共振形のコンバータ部を構成している。
より具体的には、この多重共振形のコンバータ部は、共振コンバータとして見た場合には、平滑コンデンサＣｉの一端に一端が接続されるチョークコイルＰＣＣと、チョークコイルＰＣＣの他端に一次巻線Ｎ１の一端が接続される、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスＰＩＴとを具備している。また、コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１（単に一次巻線Ｎ１との省略も以下では用いる）の他端がスイッチング素子Ｑ１の一端に接続され、これによってコンバータトランスＰＩＴに交流電力を供給する。そして、一次巻線Ｎ１に発生する漏れインダクタンスＬ１およびチョークコイルＰＣＣの有するインダクタンスＬ３と一次巻線Ｎ１の一端に一端が接続される一次側直列共振コンデンサＣ２の容量とによって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、一次巻線Ｎ１に発生する漏れインダクタンスＬ１およびチョークコイルＰＣＣの有するインダクタンスＬ３とスイッチング素子Ｑ１に並列に接続される一次側並列共振コンデンサＣｒとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、を具備する。ここで、一次側整流素子Ｄｉの出力側の他端、平滑コンデンサＣｉの他端、スイッチング素子Ｑ１の他端、一次側直列共振コンデンサＣ２の他端は相互に接続され、一次側の接地電位とされている。
また、スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２（単に二次巻線Ｎ２との省略も以下では用いる）に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧Ｅｏの値を所定の値とするような制御信号を上記発振・ドライブ回路２に供給する制御回路１と、を具備しており、二次巻線Ｎ２に接続される二次側整流回路は、二次側直列共振コンデンサＣ４を有して二次側直列共振回路を形成している。
ここで、制御回路１は、入力された二次側直流出力電圧Ｅｏと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じて主としてはスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ１を駆動する。また、スイッチング周波数とともに一周期におけるスイッチング素子Ｑ１のオンとなる時間の比率である時比率を変化させるようにしても良い。
このようにしてスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンスが変化し、コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１から二次巻線Ｎ２側に伝送される電力量、また、二次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏの大きさを基準電圧と一致させる動作が得られることになる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られるようになされている。
さらに、本実施形態のスイッチング電源回路は、力率改善部を備え、力率改善部は、アクティブクランプ回路と、力率改善用第１ダイオードＤ１、力率改善用第２ダイオードＤ２、力率改善用インダクタＬｏおよびフィルタコンデンサＣＮと、を具備するものである。ここで、アクティブクランプ回路は、スイッチング素子Ｑ１の一端およびチョークコイルＰＣＣの一端との間に接続されている。そして、アクティブクランプ回路は、電圧クランプ用コンデンサＣ３と、スイッチング素子Ｑ１と相補的にオンとされるように作用する補助スイッチング素子Ｑ２との直列接続回路を有している。
また、力率改善用第１ダイオードＤ１の一端は、一次側整流素子Ｄｉの出力側の一端に接続され、力率改善用第１ダイオードＤ１の他端は、力率改善用第２ダイオードＤ２の一端および力率改善用インダクタＬｏの一端に接続されている。ここで、力率改善用第１ダイオードＤ１の他端と、力率改善用第２ダイオードＤ２の一端とは異なる極性とされている。すなわち、力率改善用第２ダイオードは、力率改善用第１ダイオードＤ１の他端と、電圧クランプ用コンデンサＣ３と補助スイッチング素子Ｑ２との接続点との間に接続され、力率改善用第１ダイオードＤ１からの電流を分流する。また、力率改善用インダクタＬｏは、力率改善用第１ダイオードＤ１の他端と、チョークコイルＰＣＣの他端およびコンバータトランスＰＩＴの一端との間に接続され、力率改善用第１ダイオードＤ１からの電流を分流する。
また、フィルタコンデンサＣＮが、力率改善用第１ダイオードＤ１の一端と平滑コンデンサＣｉの一端との間に接続されている。また、力率改善用第２ダイオードＤ２の他端は、電圧クランプ用コンデンサＣ３と補助スイッチング素子Ｑ２との接続点に接続され、力率改善用インダクタＬｏの他端は、チョークコイルＰＣＣの他端と一次巻線Ｎ１の一端との接続点に接続されている。
また、本実施形態のスイッチング電源回路の二次側整流回路は、二次側直列共振コンデンサＣ４が直列接続された二次巻線Ｎ２に対して、高速で働く、二次側整流素子Ｄｏおよび平滑コンデンサＣｏを接続することで、全波整流回路として形成される。すなわち、二次側直列共振コンデンサＣ４には正負の電流がスイッチング周期で流れ、どちらの極性に電荷がチャージされることもなく、共振回路の一部として機能する。すなわち、二次側整流回路は、二次巻線Ｎ２の有する漏れインダクタンスＬ２と二次側直列共振コンデンサＣ４とで直列共振周波数が支配される二次側直列共振回路を構成する。なお、二次側の整流回路は、二次巻線Ｎ２に生じる電圧の等倍となる整流回路のみならず、その２倍の電圧を発生させる倍電圧整流回路とするものであっても良く、さらには、二次側の共振回路については、直列共振回路を形成して多重形のコンバータとするのみではなく、部分電圧共振回路を形成して多重形のコンバータとするものであっても良いものである。
次に、図１に示す実施形態のスイッチング電源回路について、商用の交流電源ＡＣ側から、順に、以下において、その作用を中心として、より詳細に説明する。商用の交流電源ＡＣの２相の入力ラインは、コモンモードチョークコイルＣＭＣと２個のアクロスコンデンサＣＬとからなるコモンモードノイズフィルタを介して一次側整流素子Ｄｉに接続される。ここで、コモンモードノイズフィルタは、商用の交流電源ＡＣのラインとスイッチング電源回路の二次側との間に発生するコモンモードノイズを除去する機能を有している。
コモンモードノイズフィルタを通過した交流電力は、４本の低速型の整流素子（ダイオード）をブリッジ接続して形成した一次側整流素子Ｄｉの入力側に加えられて、一次側整流素子Ｄｉによって整流され、脈流電圧を発生させる。脈流電圧は、フィルタコンデンサＣＮと平滑コンデンサＣｉとの直列回路に供給されており、力率改善用第１ダイオードＤ１を流れる高周波電流によって発生するスイッチング電圧はフィルタコンデンサＣＮで平滑され、交流電源ＡＣ側にノイズが漏れない。また、力率改善用第１ダイオードＤ１と力率改善用インダクタＬｏとの直列接続回路、さらに、チョークコイルＰＣＣを介して平滑コンデンサＣｉが接続され、平滑コンデンサＣｉの両端は脈流電圧のピーク値付近の電圧値の直流電圧である直流入力電圧Ｅｉを維持する。
ここで、直流入力電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応したレベルとなる。この直流入力電圧Ｅｉが、後段のＥ級スイッチングコンバータのための直流入力電圧となる。
多重共振形のコンバータ部は、変形Ｅ級スイッチングコンバータとして、Ｅ級スイッチングコンバータと略同様に機能するものである。チョークコイルＰＣＣ、コンバータトランスＰＩＴ、一次側直列共振コンデンサＣ２、一次側並列共振コンデンサＣｒおよびスイッチング素子Ｑ１を主要部として形成される。図２０を引用して原理説明をしたＥ級スイッチングコンバータの各部と図１における各部との対応関係を以下に示す。チョークコイルＬ１０がチョークコイルＰＣＣに、チョークコイルＬ１１がコンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に生じる漏れインダクタンスＬ１に、一次側直列共振コンデンサＣ１１が一次側直列共振コンデンサＣ２に、一次側並列共振コンデンサＣｒが一次側並列共振コンデンサＣｒに、スイッチング素子Ｑ１がスイッチング素子Ｑ１に、負荷となるインピーダンスＺが二次側のインピーダンスを一次側に換算したインピーダンスに、各々、相当するものである。
すなわち、図１に示す第１実施形態においては、以下のようにして変形Ｅ級スイッチングコンバータを構成する。平滑コンデンサＣｉの一端にチョークコイルＰＣＣの一方の端子（一端）が接続され、チョークコイルＰＣＣの他方の端子（他端）がコンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端および一次側直列共振コンデンサＣ２に接続される。そして、コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の他端とスイッチング素子Ｑ１の一端とが接続される。また、一次側並列共振コンデンサＣｒがスイッチング素子Ｑ１に並列に接続される。このような構成を採用する場合においても、電流Ｉ１が脈流となり、交流電流を平滑コンデンサＣｉから供給することがなく、平滑コンデンサＣｉの負担が軽減されるという益を享受できるものとなっている。
コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とは、結合係数が０．８以下の疎結合とされているので、一次巻線Ｎ１は漏れインダクタンスＬ１を有し、漏れインダクタンスＬ１およびチョークコイルＰＣＣのインダクタンスＬ３と一次側直列共振コンデンサＣ２の容量とによって一次側直列共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路が形成される。また、漏れインダクタンスＬ１およびチョークコイルＰＣＣのインダクタンスＬ３と一次側並列共振コンデンサＣｒの容量とによって一次側並列共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路が形成される。
ここで、共振周波数が「支配を受ける」とは、主としてこれらの要素によって共振周波数が定まることを言うものである。例えば、一次側直列共振周波数、一次側並列共振周波数は、力率改善用インダクタＬｏのインダクタンス成分、平滑コンデンサＣｉ等によっても影響されるが、これらが一次側直列共振周波数、一次側並列共振周波数に与える影響は、より、少ないものである。
また、上述したように、コンバータトランスの二次巻線Ｎ２が二次側直列共振コンデンサＣ４と接続され、二次側の漏れインダクタンス成分（図１において、インダクタンスＬ２で表す）と二次側直列共振コンデンサＣ４の容量とによって共振周波数が支配を受ける二次側直列共振回路を形成する。なお、本実施形態においては、二次側直列共振回路を構成する回路としては、全波整流回路としたが、この他に回路としては、後述する倍電圧半波整流回路または倍電圧全波整流回路として構成しても良く、さらには、二次側としては、二次側直列共振回路のみならず、部分共振回路を用いるものとしても良いものである。なお、二次側の各種の整流回路に用いられるダイオードは、二次側巻線Ｎ２に流れる高周波電流に対応して、高周波のスイッチング特性が良好なる高速のダイオードが採用される。
そして、一次側直列共振回路および一次側並列共振回路に交流電力を供給するスイッチング素子Ｑ１が一次巻線Ｎ１の他端に接続される。ここで、発振・ドライブ回路２がスイッチング素子Ｑ１を駆動するようになされている。このようにして、一次側は、変形Ｅ級スイッチング動作のコンバータとして動作するとともに、電圧・電流共振コンバータとしての構成を有し、また、二次側は、電流共振回路を有して、全体として、二次側直流出力電圧Ｅｏの値を一定とする多重共振形コンバータを構成する。すなわち、本実施形態のスイッチング電源回路は、交流的な観点から見ると一次側直列共振回路、一次側並列共振回路および二次側直列共振回路を備えてなる多重共振形のコンバータ部を具備するものとして構成されている。
次に、力率改善回路について、その作用を説明する。力率改善用第１ダイオードＤ１および力率改善用インダクタＬｏの直列接続回路が、チョークコイルＰＣＣの他端とコンバータトランスＰＩＴの一端との接続点に接続されることによって、力率の改善の効果を生じる。スイッチング素子Ｑ１に接続されることによって、力率改善用第１ダイオードＤ１は、交流入力電圧ＶＡＣの周期の電流を流すのみではなく、Ｅ級スイッチングコンバータによって生じる共振周波数の周期の電流を整流して一方向に流す。これによって、交流入力電流ＩＡＣが流れている時間を拡大して、力率の改善を図る。
すなわち、力率改善用第１ダイオードＤ１および力率改善用インダクタＬｏの直列接続回路を一次側直列共振コンデンサＣ２に接続することによって、力率改善用インダクタＬｏとコンバータトランスＰＩＴの漏れインダクタンスＬ１を昇圧インダクタ、補助スイッチング素子Ｑ２を整流素子とする昇圧コンバータを構成する。これによって、共振電流を力率改善用第１ダイオードＤ１に流し、導通角の拡大を図ることができるものである。なお、フィルタコンデンサＣＮは、このような力率改善作用において流れる高周波電流を平滑し、ノーマルノイズを抑制する作用を有するものである。ここで、電圧クランプ用コンデンサＣ３の値は０．０６８μＦ（マイクロファラッド）とし、力率改善用インダクタＬｏの値は４３μＨとし、フィルタコンデンサＣＮの値は１μＦとした。
また、力率改善用第１ダイオードＤ１と力率改善用インダクタＬｏの接続点には、力率改善用第２ダイオードＤ２の一端、すなわち、力率改善用第１ダイオードＤ１とは異なる極性端が接続され、力率改善用第２ダイオードＤ２の他端は、補助スイッチング素子Ｑ２と電圧クランプ用コンデンサＣ３との接続点に接続されている。力率改善用第１ダイオードＤ１がオフ（非導通）の場合に力率改善用第１ダイオードＤ１の寄生容量と力率改善用インダクタＬｏとのインダクタンスとによって、電圧共振が生じ、電圧Ｖ２には、高圧のピーク電圧が生じるが、このように接続することによって、力率改善用第１ダイオードＤ１の電圧をクランプして、力率改善用第１ダイオードＤ１の耐電圧を低いものとすることができる。また、力率改善用第１ダイオードＤ１と力率改善用インダクタＬｏによって負荷電力Ｐｏの変動に対してスイッチング素子Ｑ１のオフとなる期間は変化する。すなわち、スイッチング素子Ｑ１のオンとなる期間は負荷電力Ｐｏの減少と交流入力電圧ＶＡＣの上昇に伴って減少して、スイッチング周波数が上昇することによって、二次側直流出力電圧Ｅｏは定電圧化される。
上述した力率改善用第２ダイオードＤ２の作用をより詳しく説明する。力率改善用第１ダイオードＤ１のオフ時においては、力率改善用第１ダイオードＤ１の寄生容量と力率改善用インダクタＬｏのインダクタンスとによって電圧共振が生じ、電圧Ｖ２に共振電圧が生じる。ここで、力率改善用第２ダイオードＤ２がある場合には、補助スイッチング素子Ｑ２のオン時、電流Ｉ１が零となる場合には、力率改善用第２ダイオードＤ２と補助スイッチング素子Ｑ２とによって力率改善用インダクタＬｏは短絡されて、このような共振電圧は発生しないこととなる。この結果、力率改善用第１ダイオードＤ１に印加される逆方向電圧の大きさは、力率改善用第２ダイオードＤ２と補助スイッチング素子Ｑ２で短絡しない場合の略１／２に低下させることができる。これによって、結果的に、力率改善用第１ダイオードＤ１のスイッチング損失を低減することができ、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの向上が図れることとなる。
具体的な、力率改善用第１ダイオードＤ１の仕様は３Ａ／６００Ｖとし、力率改善用第２ダイオードＤ２の仕様は１Ａ／６００Ｖとし、スイッチング素子Ｑ１および補助スイッチング素子Ｑ２の仕様は１０Ａ／９００Ｖとした。
補助スイッチング素子Ｑ２についてより詳細に説明する。補助スイッチング素子Ｑ２は、ＭＯＳ―ＦＥＴで形成され、コンバータトランスＰＩＴに巻装された制御巻線Ｎｇによってゲートが駆動される。このときに、制御巻線Ｎｇの巻方向を定めることによって、スイッチング素子Ｑ１と補助スイッチング素子Ｑ２とが同時にオンとならない相補的な動作をさせることができる。このようにして、力率改善回路と多重共振コンバータのいずれもが、自励モードで動作し、その周波数は、完全に一致するものとなる。
ここで、相補的な動作とは、スイッチング素子Ｑ１と補助スイッチング素子Ｑ２とが同時にオンとなることはなく、スイッチング素子Ｑ１がオンである場合には、補助スイッチング素子Ｑ２は必ずオフとなり、補助スイッチング素子Ｑ２がオンである場合には、スイッチング素子Ｑ１は必ずオフとなるものである。この場合において、抵抗Ｒｇ１の値は２２０Ω（オーム）、抵抗Ｒｇ２の値は１００Ωとした。抵抗Ｒｇ１と抵抗Ｒｇ２との比率を適宜定めることによって、補助スイッチング素子Ｑ２のオンとなる時間の長さを制御でき、スイッチング電源回路の効率等の最適化が図れるものである。
このような、電圧クランプ用コンデンサＣ３と補助スイッチング素子Ｑ２とを有するアクティブクランプ回路は、力率改善回路の一部を構成するとともに、チョークコイルＰＣＣの巻線および一次巻線Ｎ１の直列接続回路に並列に挿入されるために、スイッチング素子Ｑ１がオフ時に印加される電圧をクランプして、スイッチング素子Ｑ１の耐電圧を低下させる効果も有する。
このような、力率改善回路を付加したために、スイッチング素子Ｑ１と補助スイッチング素子Ｑ２には、共振による鋸歯状電流である電流Ｉ１と、共振による電流Ｉ２とが重畳して流れるので、スイッチング動作におけるスイッチング損失は増加し、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが低下する傾向がある。この点から、本実施形態は、交流入力電圧ＶＡＣの範囲が広範囲で、比較的に出力が小さい場合、例えば、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖから２３０Ｖの範囲で、出力直流電力が１５０Ｗ程度において使用するのが、好適である。
さらに、図１に示す実施形態のスイッチング電源回路の重要部分の細部の構成について説明をする。
まず、コンバータトランスＰＩＴの詳細について説明する。コンバータトランスＰＩＴは、一次側と二次側とを絶縁するとともに電圧の変換を行う機能を有するが、さらに、多重共振方式の変形Ｅ級スイッチングコンバータを機能させるための共振回路の一部を構成するインダクタンスＬ１としても機能する。ここで、インダクタンスＬ１は、コンバータトランスＰＩＴによって形成される漏れインダクタンス成分である。図２に示すコンバータトランスＰＩＴの断面図に沿って、具体的な構造を説明する。
コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１とＥ型コアＣＲ２とを互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。そして、一次側と二次側の巻装部については、相互に独立するようにして分割し、例えば樹脂などによって形成されるボビンＢが備えられる。そして、一次巻線Ｎ１および二次巻線Ｎ２が巻装されたボビンＢをＥＥ字形コアに取り付けることで、一次巻線Ｎ１と制御巻線Ｎｇとが同一の巻装領域に、二次巻線Ｎ２が異なる巻装領域に分離され、ＥＥ字形コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにしてコンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
このＥＥ字形コアの中央磁脚に対しては、１．６ｍｍのギャップＧを形成する。これによって、一次側と二次側との結合係数ｋの値としては、０．８以下を得ている。このようにして、大きなインダクタンス値の漏れインダクタンスＬ１を得るようにしている。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１およびＥ型コアＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成している。また、一次巻線Ｎ１の巻数は４５Ｔ（ターン）、二次巻線Ｎ２の巻数は３０Ｔ（ターン）、制御巻線Ｎｇは１Ｔ（ターン）とし、コア材は、ＥＥＲ―３５（コア材名称）とした。このときの、一次巻線Ｎ１に生じる漏れインダクタンスＬ１の値は２３８μＨ（マイクロ・ヘンリー）、二次巻線Ｎ２に生じる漏れインダクタンスＬ２の値は１４２μＨ（マイクロ・ヘンリー）であった。なお、一次側並列共振コンデンサＣｒの値は１０００ｐＦとし、一次側直列共振コンデンサＣ２の値は０．０５６μＦとし、二次側直列共振コンデンサＣ４の値は０．０６８μＦとした。
チョークコイルＰＣＣはチョークコイル巻線がコアに巻装されて形成されるものであり、チョークコイルＰＣＣのインダクタンスＬ３の値は０．５ｍＨとした。チョークコイルＰＣＣもコンバータトランスＰＩＴと略同様の構成を採用することができる。また、力率改善用インダクタＬｏも同様な構成によることができる。
コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ１により誘起された交番電圧に相似した電圧波形が二次巻線Ｎ２に発生する。この二次巻線Ｎ２に対しては、二次側直列共振コンデンサＣ４を直列に接続している。これにより、二次巻線Ｎ２側から見た漏れインダクタンスＬ２と二次側直列共振コンデンサＣ４とによって二次側直列共振回路を形成する。この二次側直列共振回路の共振周波数は、上述した一次側直列共振コンデンサＣ２と漏れインダクタンスＬ１およびチョークコイルＰＣＣのインダクタンスＬ３とによって支配を受ける一次側直列共振周波数の周波数とほぼ等しくなるように本実施形態では設定されているが、二次側直列共振回路の共振周波数は、一次側直列共振周波数との関係では適宜、定め得るものである。また、二次側直列共振回路を設けることなく、部分電圧共振回路を二次側に設けるものとしても良いものである。
スイッチング素子Ｑ１は、上述したようにＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードＤＤ１を内蔵する。
制御回路１は、入力された二次側直流出力電圧Ｅｏと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じて主としてはスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ１を駆動する。また、スイッチング周波数とともに一周期におけるスイッチング素子Ｑ１のオンとなる時間の比率である時比率を変化させるようにしても良い。
このようにしてスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンスが変化し、コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１から二次巻線Ｎ２側に伝送される電力量、また、二次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏの大きさを基準電圧と一致させる動作が得られることになる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られる。ここで、二次側直流出力電圧Ｅｏの値は１７５Ｖとしている。
（第１実施形態の要部の動作波形と測定データ）
以上、本実施形態のスイッチング電源回路の構成および作用の説明をおこなって来たが、図１に示す実施形態のスイッチング電源回路の要部の動作波形を図３および図４に示し、測定データを図５に示す。
図３は、交流入力電圧１００Ｖ、最大負荷電力の１５０Ｗにおける回路の主要部の動作波形をスイッチング周期により示している。上段より下段に向かって、電圧Ｖ１（図１を参照）、電流ＩＱ１（図１を参照）、電流ＩＱ２（図１を参照）、電圧Ｖ２（図１を参照）、電流Ｉ１（図１を参照）、電流Ｉ２（図１を参照）、電流Ｉ３（図１を参照）の各々を示す。ここで、力率改善用インダクタＬｏの値を不連続電流モードが生じる程度に小さくして、電流Ｉが零となる期間を設けている（図１を参照）。
また、図４は、交流入力電圧１００Ｖ、最大負荷電力の１５０Ｗにおける力率改善回路の主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。上段より下段に向かって、交流入力電圧ＶＡＣ（図１を参照）、交流入力電流ＩＡＣ（図１を参照）、電圧Ｖ３（図１を参照）、電圧Ｖ２（図１を参照）、電流Ｉ１（図１を参照）、電流ＩＱ１（図１を参照）、電流ＩＱ２（図１を参照）の各々を示す。図４の電圧Ｖ２、電流Ｉ１、電流ＩＱ１および電流ＩＱ２の斜線を施した部分の各々は、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング波形と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。ここで、上述したように、力率改善用インダクタＬｏの値を不連続電流モードが生じる程度に小さくして、電圧Ｖ３と電流Ｉの包絡線とが一致するようにして、力率を良好なものとしている。
図５は、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖおよび２３０Ｖの入力電圧条件下において負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から１５０Ｗの範囲での負荷変動に対する直流入力電圧Ｅｉ、力率ＰＦ、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣおよびスイッチング素子Ｑ１のオン期間ＴＯＮとオフ期間ＴＯＦＦとの比ＴＯＮ／ＴＯＦＦを示している。図５における、実線は交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合を示し、破線は交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合を示すものである。
図５から読み取れる代表特性の一部を紹介すると、例えば、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ、負荷電力Ｐｏが１５０Ｗのときの力率ＰＦの値は０．９５、交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏが１５０Ｗのときの力率ＰＦの値は０．９１の高力率となっている。
また、Ｅ級スイッチング電源回路にアクティブクランプ回路を接続することによって交流入力電圧が広範囲に変化しても、例えば、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖで、負荷電力Ｐｏが１５０Ｗのときの電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９０％、交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖで、負荷電力Ｐｏが１５０Ｗのときの電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９２．３％である。スイッチング素子Ｑ１の耐電圧の面等から見て対応可能とする、いわゆる、ワイドレンジ化が図れることが分かる。
また、負荷電力Ｐｏが２５Ｗの場合においても、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖの場合には、力率ＰＦの値は０．８０であり、交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖの場合には、力率ＰＦの値は０．７４である。
また、直流入力電圧Ｅｉに発生する変動値ΔＥｉは、負荷電力Ｐｏの減少にともなって、スイッチング素子Ｑ１のオン期間とオフ期間とが減少するために、変動値ΔＥｉは低下する。負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗから０Ｗまでの変動に対して、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖの場合には、直流入力電圧Ｅｉの範囲は１５０Ｖから１６４Ｖが得られ、変動値ΔＥｉは１４Ｖとなる。また、負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗから０Ｗまでの変動に対して、交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖの場合には、直流入力電圧Ｅｉの範囲は３４８Ｖから３６３Ｖが得られ、変動値ΔＥｉは１５Ｖとなる。
このような実施形態のスイッチング電源回路では、図２４に背景技術として示すスイッチング電源回路の場合よりも電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが向上している。また、実施形態のスイッチング電源回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品の点数削減が図られる。つまりアクティブフィルタは、図２４を参照した説明からも分かるように、スイッチング素子Ｑ１０３と、これらを駆動するための力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０等を始め、多くの部品により構成される。これに対し、実施形態のスイッチング電源回路においては、力率改善のために必要な追加部品として、フィルタコンデンサＣＮ、力率改善用第１ダイオードＤ１、力率改善用第２ダイオードＤ２、力率改善用インダクタＬｏおよびアクティブクランプ回路を備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数とすることができる。これにより、力率改善機能を有する電源回路として、図２４に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。ここで、力率改善用インダクタＬｏのインダクタンス値は４３μＨと小さなものであり、小型軽量化が図れる。
また、実施形態のスイッチング電源回路では、多重共振形のコンバータ部および力率改善回路部の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図２４に示したアクティブフィルタを用いる回路と比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。特に、Ｅ級スイッチングコンバータに入力される電流を直流電流にちかづけることができるのでスイッチングノイズのレベルは非常に小さなものとできる。
さらに加えて、実施形態のスイッチング回路においては、一次側の直列共振回路および一次側の並列共振回路とともに二次側の直列共振回路を備えるので極めて僅かな周波数の変化によって二次側直流出力電圧Ｅｏを所定電圧に維持することができ、ノイズフィルタの設計も容易なものとできる。このような理由から、１個のコモンモードチョークコイルＣＭＣと２個のアクロスコンデンサＣＬから成る１段のノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、１個のフィルタコンデンサＣＮのみにより十分な対策が可能である。
また、スイッチング素子Ｑ１と二次側の整流ダイオードＤｏ１および整流ダイオードＤｏ２、さらに、力率改善用ダイオードＤ１などもスイッチング素子Ｑ１に同期して動作するものである。したがって、アース電位としては、図２４の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定させることができる。
（第２実施形態）
図６に示す第２実施形態のスイッチング電源回路は、第１実施形態と同様の部分には同一の符号を付して説明を省略するが、多くの部分において第１実施形態におけると同様の構成を採用するものである。第１実施形態と異なる点は、コンバータ部については、スイッチング素子Ｑ１は、第１実施形態では、一次巻線Ｎ１の他端にスイッチング素子Ｑ１の一端が接続され、第２実施形態では、一次巻線Ｎ１の一端とチョークコイルＰＣＣの他端との接続点にスイッチング素子Ｑ１の一端が接続されて、Ｅ級スイッチングコンバータを構成する点であり、他の部分の構成は異なる点はない。このような接続回路によっても、第１実施形態と略同様の作用と効果を奏することができるものである。
また、力率改善部については、第１実施形態においては、アクティブクランプ回路は、スイッチング素子Ｑ１の一端とチョークコイルＰＣＣの一端との間に接続され、第２実施形態においては、チョークコイルＰＣＣと並列に接続されている。そして、アクティブクランプ回路は、いずれにおいても、スイッチング素子Ｑ１に発生する電圧をクランプするとともに、昇圧コンバータの一部を構成して力率改善に寄与する。
すなわち、第２実施形態においては、コンバータ部は、平滑コンデンサＣｉの一端に一端が接続されるチョークコイルＰＣＣと、チョークコイルＰＣＣの他端が一次巻線Ｎ１の一端に接続される、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスＰＩＴと、一次巻線Ｎ１の一端が一端に接続されるスイッチング素子Ｑ１と、一次巻線Ｎ１に発生する漏れインダクタンスＬ１およびチョークコイルＰＣＣの有するインダクタンスＬ３と、一次巻線Ｎ１の他端に一端が接続される一次側直列共振コンデンサＣ２の容量とによって、共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、一次巻線Ｎ１に発生する漏れインダクタンスＬ１およびチョークコイルＰＣＣの有するインダクタンスＬ３とスイッチング素子Ｑ１に並列に接続される一次側並列共振コンデンサＣｒとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、二次巻線Ｎ２に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧Ｅｏの値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路２に供給する制御回路１と、を具備するものである。
また、力率改善部は、第１実施形態と共通する構成を採用するものであり、チョークコイルＰＣＣと並列に接続される電圧クランプ用コンデンサＣ３およびスイッチング素子Ｑ１と相補的にオンとされるように作用する補助スイッチング素子Ｑ２の直列接続回路を有するアクティブクランプ回路と、一次側整流素子Ｄｉの出力側の一端に、一端が接続される力率改善用第１ダイオードＤ１と、力率改善用第１ダイオードＤ１の他端と、コンバータトランスＰＩＴの他端との間に接続される力率改善用インダクタＬｏと、力率改善用第１ダイオードＤ１の他端と、力率改善用第１ダイオードＤ１の他端と、電圧クランプ用コンデンサＣ３と補助スイッチング素子Ｑ２の接続点との間に接続される力率改善用第２ダイオードと、力率改善用第１ダイオードＤ１の一端と平滑コンデンサＣｉの一端との間に接続されるフィルタコンデンサＣＮと、を具備するものである。
上述した第２実施形態における要部の作用および奏する効果と、上述した第１実施形態の要部の作用および奏する効果とは共通するので、その説明は省略する。
（第３実施形態）
図７に示す第３実施形態のスイッチング電源回路は、第１実施形態と同様の部分には同一の符号を付して説明を省略するが、多くの部分において第１実施形態におけると共通の構成を採用するものである。第１実施形態と異なる点は、力率改善用インダクタＬｏと、力率改善用第２ダイオードとを具備することなく、力率改善の効果を得ることができる点にある。
すなわち、第３実施形態の採用する構成は、交流電源ＡＣからの入力交流電力を直流電力に変換する整流平滑部と、直流電力を交流電力に変換後さらに直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、以下の構成を具備するものである。
まず、整流平滑部は、交流電源ＡＣからの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子Ｄｉと平滑コンデンサＣｉとを具備する。そして、コンバータ部は、平滑コンデンサＣｉの一端に一端が接続されるチョークコイルとＰＣＣと、チョークコイルＰＣＣの他端に一次巻線Ｎ１の一端が接続される、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスＰＩＴと、一次巻線Ｎ１の他端に一端であるドレインが接続されるスイッチング素子Ｑ１と、一次巻線Ｎ１に発生する漏れインダクタンスＬ１およびチョークコイルＰＣＣの有するインダクタンスＬ３と、一次巻線Ｎ１の一端に一端が接続される一次側直列共振コンデンサＣ２の容量と、によって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、漏れインダクタンスＬ１およびインダクタンスＬ３とスイッチング素子Ｑ１に並列に接続される一次側並列共振コンデンサＣｒとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、二次巻線Ｎ２に接続される、二次側直列共振コンデンサＣ４、二次側整流素子Ｄｏおよび平滑コンデンサＣｏによって形成される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧Ｅｏの値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路２に供給する制御回路１と、を具備する。
また、力率改善部は、スイッチング素子Ｑ１の一端およびチョークコイルＰＣＣの一端との間に接続され、電圧クランプ用コンデンサＣ３およびスイッチング素子Ｑ１と相補的にオンとされる補助スイッチング素子Ｑ２の直列接続回路を有するアクティブクランプ回路と、一次側整流素子Ｄｉの出力側の一端に一端が接続される力率改善用第１ダイオードＤ１と、力率改善用第１ダイオードＤ１の一端と平滑コンデンサＣｉの一端との間に接続されるフィルタコンデンサＣＮと、を具備するものである。
第３実施形態に示すスイッチング電源回路においては、力率改善用インダクタＬｏを備えていないが、一次巻線Ｎ１に生じる漏れインダクタンスＬ１が昇圧インダクタとして機能するので、力率改善用インダクタＬｏを省略して、回路の簡略化を図っている。また、力率改善用第２ダイオードＤ２を省略してさらに回路の簡略化を図っている。このようにしても、スイッチング素子Ｑ１を共用し、直流入力電圧Ｅｉと電圧クランプ用コンデンサＣ３に発生する電圧の和を出力する昇圧コンバータとして機能して、力率を改善する作用を果たすことができるものである。この場合においても、第１実施形態および第２実施形態におけると同様に補助スイッチは、昇圧コンバータの整流素子として作用する。
また、この場合においても、スイッチング素子Ｑ１がオフのときに発生する電圧をクランプする機能をアクティブクランプ回路は有しおり、スイッチング素子Ｑ１の耐圧を低いものとできる。
第３実施形態における各部の具体的な定数は以下のように定められている。まず、二次側直流出力電圧Ｅｏは、１７５Ｖとされ、負荷電力Ｐｏの変動に応じてスイッチング素子Ｑ１のＴＯＦＦ期間は変化し、ＴＯＮ期間は負荷電力Ｐｏの減少と交流入力電圧ＶＡＣの上昇に伴って減少して、スイッチング周波数が上昇することによって、二次側直流出力電圧Ｅｏの値は定電圧化されている。
コンバータトランスのフェライト材は、ＥＥＲ―３５とされ、ギャップは１．６ｍｍ、一次巻線Ｎ１は３６Ｔ、二次巻線Ｎ２は３０Ｔ、制御巻線Ｎｇは１Ｔ、漏れインダクタンスＬ１の値は１６５μＨ、漏れインダクタンスＬ２の値は１４２μＨ、一次側並列共振コンデンサＣｒの値は１０００ｐＦ、一次側直列共振コンデンサＣ２の値は０．０４７μＦ、電圧クランプ用コンデンサＣ３の値は０．０６８μＦ、二次側直列共振コンデンサＣ４の値は０．０６８μＦ、抵抗Ｒｇ１の値は２２０Ω、抵抗Ｒｇ２の値は１００Ω、フィルタコンデンサＣＮの値は１μＦ、力率改善用第１ダイオードＤ１の仕様は３Ａ／６００Ｖ、チョークコイルＰＣＣのインダクタンスＬ３の値は０．５ｍＨ、スイッチング素子Ｑ１および補助スイッチング素子Ｑ２の仕様は１０Ａ／９００Ｖとした。
図８は、交流入力電圧１００Ｖ、最大負荷電力の１５０Ｗにおける回路の主要部の動作波形をスイッチング周期により示している。上段より下段に向かって、電圧Ｖ１（図７を参照）、電流ＩＱ１（図７を参照）、電流ＩＱ２（図７を参照）、電圧Ｖ２（図７を参照）、電流Ｉ１（図７を参照）、電流Ｉ２（図７を参照）、電流Ｉ３（図７を参照）の各々を示す。
また、図９は、交流入力電圧１００Ｖ、最大負荷電力の１５０Ｗにおける力率改善回路の主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。上段より下段に向かって、交流入力電圧ＶＡＣ（図７を参照）、交流入力電流ＩＡＣ（図７を参照）、電圧Ｖ３（図７を参照）、電圧Ｖ２（図７を参照）、電流Ｉ１（図７を参照）、電流ＩＱ１（図７を参照）、電流ＩＱ２（図７を参照）の各々を示す。図９の電圧Ｖ２、電流Ｉ１、電流ＩＱ１および電流ＩＱ２の斜線を施した部分の各々は、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング波形と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。
図１０は、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖおよび２３０Ｖの入力電圧条件下において負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から１５０Ｗの範囲での負荷変動に対する直流入力電圧Ｅｉ、力率ＰＦ、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣおよびスイッチング素子Ｑ１のオン期間ＴＯＮとオフ期間ＴＯＦＦとの比ＴＯＮ／ＴＯＦＦを示している。図１０における、実線は交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合を示し、破線は交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合を示すものである。
図１０から読み取れる代表特性の一部を紹介すると、例えば、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ、負荷電力Ｐｏが１５０Ｗのときの力率ＰＦの値は０．９８、交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏが１５０Ｗのときの力率ＰＦの値は０．９４の高力率となっている。
また、交流入力電圧が広範囲に変化しても、例えば、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖで、負荷電力Ｐｏが１５０Ｗのときの電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は８８．２％、交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖで、負荷電力Ｐｏが１５０Ｗのときの電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９０．２％である。スイッチング素子Ｑ１の耐電圧の面等から見て対応可能とする、いわゆる、ワイドレンジ化が図れることが分かる。
また、負荷電力Ｐｏが２５Ｗの場合においても、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖの場合には、力率ＰＦの値は０．８０である。
また、直流入力電圧Ｅｉに発生する変動値ΔＥｉは、負荷電力Ｐｏの減少にともなって、スイッチング素子Ｑ１のオン期間とオフ期間とが減少するために、変動値ΔＥｉは低下する。負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗから０Ｗまでの変動に対して、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖの場合には、直流入力電圧Ｅｉの範囲は１３７Ｖから１６５Ｖが得られ、変動値ΔＥｉは２８Ｖとなる。また、負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗから０Ｗまでの変動に対して、交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖの場合には、直流入力電圧Ｅｉの範囲は３２５Ｖから３５５Ｖが得られ、変動値ΔＥｉは３０Ｖとなる。
このような実施形態のスイッチング電源回路では、図２４に背景技術として示すスイッチング電源回路の場合よりも電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが向上している。また、実施形態のスイッチング電源回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品の点数削減が図られる。つまりアクティブフィルタは、図２４を参照した説明からも分かるように、スイッチング素子Ｑ１０３と、これらを駆動するための力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０等を始め、多くの部品により構成される。これに対し、実施形態のスイッチング電源回路においては、力率改善のために必要な追加部品として、フィルタコンデンサＣＮ、力率改善用第１ダイオードＤ１およびアクティブクランプ回路を備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数とすることができる。これにより、力率改善機能を有する電源回路として、図２４に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。
（第４実施形態）
図１１に示す第４実施形態のスイッチング電源回路は、第２実施形態と同様の部分には同一の符号を付して説明を省略するが、多くの部分において第２実施形態におけると同様の構成を採用するものである。第２実施形態と異なる点は、力率改善用インダクタＬｏと、力率改善用第２ダイオードとを具備することなく、力率改善の効果を得ることができる点にある。
すなわち、第４実施形態の採用する構成は、交流電源ＡＣからの入力交流電力を直流電力に変換する整流平滑部と、直流電力を交流電力に変換後さらに直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、整流平滑部は、交流電源ＡＣからの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子Ｄｉと平滑コンデンサＣｉとを具備する。
また、コンバータ部は、平滑コンデンサＣｉの一端に一端が接続されるチョークコイルＰＣＣと、チョークコイルＰＣＣの他端に一次巻線Ｎ１の一端が接続される、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスＰＩＴと、一次巻線Ｎ１の一端に一端が接続されるスイッチング素子Ｑ１と、一次巻線Ｎ１に発生する漏れインダクタンスＬ１およびチョークコイルＰＣＣの有するインダクタンスＬ３と、一次巻線Ｎ１の他端に一端が接続される一次側直列共振コンデンサＣ２の容量と、によって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、漏れインダクタンスＬ１およびインダクタンスＬ３とスイッチング素子Ｑ１に並列に接続される一次側並列共振コンデンサＣｒとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、二次巻線Ｎ２に接続される二次側直列共振コンデンサＣ４、二次側整流素子Ｄｏおよび平滑コンデンサＣｏによって形成される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧Ｅｏの値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路２に供給する制御回路１と、を具備する。
また、力率改善部は、第３実施形態と同様の構成を採用するものであり、チョークコイルＰＣＣと並列に接続される電圧クランプ用コンデンサＣ３およびスイッチング素子Ｑ１と相補的にオンとされる補助スイッチング素子Ｑ２の直列接続回路を有するアクティブクランプ回路と、一次側整流素子Ｄｉの出力側の一端に一端が接続される力率改善用第１ダイオードＤ１と、力率改善用第１ダイオードＤ１の一端と平滑コンデンサＣｉの一端との間に接続されるフィルタコンデンサＣＮと、を具備するものである。
第４実施形態に示すスイッチング電源回路においては、力率改善用インダクタＬｏを備えていないが、一次巻線Ｎ１に生じる漏れインダクタンスＬ１が昇圧インダクタとして機能するので、力率改善用インダクタＬｏを省略して、回路の簡略化を図っている。また、力率改善用第２ダイオードＤ２を省略してさらに回路の簡略化を図っている。このようにしても、スイッチング素子Ｑ１を共用し、直流入力電圧Ｅｉと電圧クランプ用コンデンサＣ３に発生する電圧の和を出力する昇圧コンバータとして機能して、力率を改善する作用を果たすことができるものである。この場合においても、第１実施形態および第２実施形態におけると同様に補助スイッチは、昇圧コンバータの整流素子として作用する。
また、この場合においても、スイッチング素子Ｑ１がオフのときに発生する電圧をクランプする機能をアクティブクランプ回路は有しており、スイッチング素子Ｑ１の耐圧を低いものとできる。
上述した第４実施形態における要部の作用および奏する効果と、上述した第１実施形態ないし第３実施形態の要部の作用および奏する効果とは共通するので、その説明は省略する。
（第５実施形態）
図１２に示す第５実施形態のスイッチング電源回路は、第３実施形態と同様の部分には同一の符号を付して説明を省略するが、多くの部分において第３実施形態におけると同様の構成を採用するものである。第３実施形態と異なる点は、力率改善用第１ダイオードＤ１と力率改善用第１ダイオードＤ１の一端と平滑コンデンサＣｉの一端との間に接続されるフィルタコンデンサＣＮとを具備することなく、力率改善の効果を得ることができる点にある。一方、力率改善用第１ダイオードＤ１と、フィルタコンデンサＣＮとを省略したために高周波の電流が一次側整流素子Ｄｉに流れることとなるので、これに対応するために、一次側整流素子Ｄｉは高周波特性が良好なる高速のダイオードで構成するようにするものである。また、フィルタコンデンサＣＮに替えて一次側整流素子の入力側に接続されるアクロスコンデンサＣＬが同様な機能を奏するものとしている。
すなわち、第５実施形態の採用する構成は、交流電源ＡＣからの入力交流電力を直流電力に変換する整流平滑部と、直流電力を交流電力に変換後さらに直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子Ｄｉと平滑コンデンサＣｉとを具備する。ここで、一次側整流素子Ｄｉは高速のダイオードで構成され、後述する力率改善部の一部としても動作するものである。
また、コンバータ部は、平滑コンデンサＣｉの一端に一端が接続されるチョークコイルＰＣＣと、チョークコイルＰＣＣの他端に一次巻線Ｎ１の一端が接続される、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスＰＩＴと、一次巻線Ｎ１の他端に一端であるドレインが接続されるスイッチング素子Ｑ１と、一次巻線Ｎ１に発生する漏れインダクタンスＬ１およびチョークコイルＰＣＣの有するインダクタンスＬ３と、一次巻線Ｎ１の一端に一端が接続される一次側直列共振コンデンサＣ２の容量と、によって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、漏れインダクタンスＬ１およびインダクタンスＬ３とスイッチング素子Ｑ１に並列に接続される一次側並列共振コンデンサＣｒとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、二次巻線Ｎ２に接続される二次側直列共振コンデンサＣ４、二次側整流素子Ｄｏおよび平滑コンデンサＣｏによって形成される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧Ｅｏの値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路２に供給する制御回路１と、を具備する。
また、力率改善部は、アクティブクランプ回路と、一次側整流素子の入力側に接続されるアクロスコンデンサＣＬと、を具備しており、アクティブクランプ回路は、スイッチング素子Ｑ１の一端であるドレインと、チョークコイルの一端との間に接続され、電圧クランプ用コンデンサＣ３およびスイッチング素子Ｑ１と相補的にオンとされる補助スイッチング素子Ｑ２の直列接続回路を有する。また、アクロスコンデンサＣＬは、一次側整流素子Ｄｉの入力側に接続されている。さらに、一次側直列共振回路の共振周波数および一次側並列共振回路の共振周波数のいずれの共振周波数に対しても十分にスイッチング速度が速い整流素子である高速のダイオードによって上述した一次側整流素子Ｄｉが形成されることを特徴とする。
第５実施形態に示すスイッチング電源回路においては、力率改善用インダクタＬｏを備えていないが、一次巻線Ｎ１に生じる漏れインダクタンスＬ１が昇圧インダクタとして機能するので、力率改善用インダクタＬｏを省略して、回路の簡略化を図っている。また、力率改善用第２ダイオードＤ２を省略してさらに回路の簡略化を図っている。このようにしても、スイッチング素子Ｑ１を共用し、直流入力電圧Ｅｉと電圧クランプ用コンデンサＣ３に発生する電圧の和を出力する昇圧コンバータとして機能して、力率を改善する作用を果たすことができるものである。この場合においても、第１実施形態および第２実施形態におけると同様に補助スイッチは、昇圧コンバータの整流素子として作用する。
また、この場合においても、スイッチング素子Ｑ１がオフのときに発生する電圧をクランプする機能をアクティブクランプ回路は有して、スイッチング素子Ｑ１の耐圧を低いものとできる。
第５実施形態に示すスイッチング電源回路においては、例えば、第３実施形態において採用した力率改善用第１ダイオードＤ１もまた備えていないが、一次側整流素子Ｄｉが、一次側直列共振回路の共振周波数および一次側並列共振回路の共振周波数のいずれの共振周波数に対しても十分にスイッチング速度が速い整流素子である高速のダイオードによって形成されることを特徴とするので、この一次側整流素子Ｄｉが、力率改善用第１ダイオードＤ１と同様に作用して、力率を改善する。この場合に、フィルタコンデンサＣＮに替えて一次側整流素子Ｄｉの入力側に接続されるアクロスコンデンサＣＬが、一次側直列共振回路の共振周波数および一次側並列共振回路の共振周波数に対してフィルタとして機能して、交流電源ＡＣ側に高周波が漏れ出すことを防止している。
第５実施形態における各部の具体的な定数は以下のように定められている。まず、二次側直流出力電圧Ｅｏは、１７５Ｖとされ、負荷電力Ｐｏの変動に応じてスイッチング素子Ｑ１のＴＯＦＦ期間は変化し、ＴＯＮ期間は負荷電力Ｐｏの減少と交流入力電圧ＶＡＣの上昇に伴って減少して、スイッチング周波数が上昇することによって、二次側直流出力電圧Ｅｏの値は定電圧化されている。
コンバータトランスのフェライト材は、ＥＥＲ―３５とされ、ギャップは１．６ｍｍ、一次巻線Ｎ１は３６Ｔ、二次巻線Ｎ２は３０Ｔ、制御巻線Ｎｇは１Ｔ、漏れインダクタンスＬ１の値は１６５μＨ、漏れインダクタンスＬ２の値は１４２μＨ、一次側並列共振コンデンサＣｒの値は１０００ｐＦ、一次側直列共振コンデンサＣ２の値は０．０４７μＦ、電圧クランプ用コンデンサＣ３の値は０．０６８μＦ、二次側直列共振コンデンサＣ４の値は０．０６８μＦ、抵抗Ｒｇ１の値は２２０Ω、抵抗Ｒｇ２の値は１００Ω、アクロスコンデンサＣＬの値は１μＦ、一次側整流素子Ｄｉの各々のダイオードの仕様は３Ａ／６００Ｖ、チョークコイルＰＣＣのインダクタンスＬ３の値は０．５ｍＨ、スイッチング素子Ｑ１および補助スイッチング素子Ｑ２の仕様は１０Ａ／９００Ｖとした。
ここで、一次側整流素子Ｄｉの各々のダイオードは、通常の商用電力に用いる低周波用途、例えば、１００Ｈｚ程度の周波数に対応した用途のものである場合には、一次側に流れる共振電流の整流は困難であるのみならず、スイッチング損失によって破壊に至るので、例えば、数１００ｋＨｚの周波数において損失が少なく、良好にスイッチングができる高周波特性の良好なるダイオードが用いられている。
図１３は、交流入力電圧１００Ｖ、最大負荷電力の１５０Ｗにおける回路の主要部の動作波形をスイッチング周期により示している。上段より下段に向かって、電圧Ｖ１（図１２を参照）、電流ＩＱ１（図１２を参照）、電流ＩＱ２（図１２を参照）、電圧Ｖ２（図１２を参照）、電流Ｉ１（図１２を参照）、電流Ｉ２（図１２を参照）、電流Ｉ３（図１２を参照）の各々を示す。
また、図１４は、交流入力電圧１００Ｖ、最大負荷電力の１５０Ｗにおける力率改善回路の主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。上段より下段に向かって、交流入力電圧ＶＡＣ（図１２を参照）、交流入力電流ＩＡＣ（図１２を参照）、電圧Ｖ３（図１２を参照）、電圧Ｖ２（図１２を参照）、電流Ｉ１（図１２を参照）、電流ＩＱ１（図１２を参照）、電流ＩＱ２（図１２を参照）の各々を示す。図１４の電圧Ｖ２、電流Ｉ１、電流ＩＱ１および電流ＩＱ２の斜線を施した部分の各々は、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング波形と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。
図１５は、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖおよび２３０Ｖの入力電圧条件下において負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から１５０Ｗの範囲での負荷変動に対する直流入力電圧Ｅｉ、力率ＰＦ、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣおよびスイッチング素子Ｑ１のオン期間ＴＯＮとオフ期間ＴＯＦＦとの比ＴＯＮ／ＴＯＦＦを示している。図１５における、実線は交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの場合を示し、破線は交流入力電圧ＶＡＣの値が２３０Ｖの場合を示すものである。
図１５から読み取れる代表特性の一部を紹介すると、例えば、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ、負荷電力Ｐｏが１５０Ｗのときの力率ＰＦの値は０．９８５、交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏが１５０Ｗのときの力率ＰＦの値は０．９５の高力率となっている。
また、交流入力電圧が広範囲に変化しても、例えば、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖで、負荷電力Ｐｏが１５０Ｗのときの電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は８８．５％、交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖで、負荷電力Ｐｏが１５０Ｗのときの電力変換効率ηＡＣ→ＤＣの値は９０．６％である。スイッチング素子Ｑ１の耐電圧の面等から見て対応可能とする、いわゆる、ワイドレンジ化が図れることが分かる。
また、負荷電力Ｐｏが２５Ｗの場合においても、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖの場合には、力率ＰＦの値は０．８０である。
また、直流入力電圧Ｅｉに発生する変動値ΔＥｉは、負荷電力Ｐｏの減少にともなって、スイッチング素子Ｑ１のオン期間とオフ期間とが減少するために、変動値ΔＥｉは低下する。負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗから０Ｗまでの変動に対して、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖの場合には、直流入力電圧Ｅｉの範囲は１３９Ｖから１６３Ｖが得られ、変動値ΔＥｉは２４Ｖとなる。また、負荷電力Ｐｏの値が１５０Ｗから０Ｗまでの変動に対して、交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖの場合には、直流入力電圧Ｅｉの範囲は３２７Ｖから３５９Ｖが得られ、変動値ΔＥｉは３２Ｖとなる。
このような実施形態のスイッチング電源回路では、図２４に背景技術として示すスイッチング電源回路の場合よりも電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが向上している。また、実施形態のスイッチング電源回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品の点数削減が図られる。つまりアクティブフィルタは、図２４を参照した説明からも分かるように、スイッチング素子Ｑ１０３と、これらを駆動するための力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０等を始め、多くの部品により構成される。これに対し、実施形態のスイッチング電源回路においては、力率改善のために、一次側整流素子Ｄｉを高速なものと変更し、アクティブクランプ回路を備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数とすることができる。これにより、力率改善機能を有する電源回路として、図２４に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。
（第６実施形態）
図１６に示す第６実施形態のスイッチング電源回路は、第５実施形態と同様の部分には同一の符号を付して説明を省略するが、多くの部分において第４実施形態におけると同様の構成を採用するものである。第４実施形態と異なる点は、力率改善用第１ダイオードＤ１と力率改善用第１ダイオードＤ１の一端と平滑コンデンサＣｉの一端との間に接続されるフィルタコンデンサＣＮとを具備することなく、力率改善の効果を得ることができる点にある。一方、力率改善用第１ダイオードＤ１と、フィルタコンデンサＣＮとを省略したために高周波の電流が一次側整流素子Ｄｉに流れることとなるので、これに対応するために、一次側整流素子Ｄｉは高周波特性が良好なる高速のダイオードで構成するようにするものである。
すなわち、第６実施形態の採用する構成は、交流電源ＡＣからの入力交流電力を直流電力に変換する整流平滑部と、直流電力を交流電力に変換後さらに直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子Ｄｉと平滑コンデンサＣｉとを具備する。ここで、一次側整流素子Ｄｉは高速のダイオードで構成され、後述する力率改善部の一部としても動作するものである。
また、コンバータ部は、平滑コンデンサＣｉの一端に一端が接続されるチョークコイルＰＣＣと、チョークコイルＰＣＣの他端に一次巻線Ｎ１の一端が接続される、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスＰＩＴと、一次巻線Ｎ１の一端に一端が接続されるスイッチング素子Ｑ１と、一次巻線Ｎ１に発生する漏れインダクタンスＬ１およびチョークコイルＰＣＣの有するインダクタンスＬ３と、一次巻線Ｎ１の他端に一端が接続される一次側直列共振コンデンサＣ２の容量と、によって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、漏れインダクタンスＬ１およびインダクタンスＬ３とスイッチング素子Ｑ１に並列に接続される一次側並列共振コンデンサＣｒとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路２と、二次巻線に接続される二次側直列共振コンデンサＣ４、二次側整流素子Ｄｏおよび平滑コンデンサＣｏによって形成される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧Ｅｏの値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路２に供給する制御回路１と、を具備する。
また、力率改善部は、アクティブクランプ回路と、一次側整流素子の入力側に接続されるアクロスコンデンサＣＬと、を具備しており、アクティブクランプ回路はチョークコイルＰＣＣと並列に接続される電圧クランプ用コンデンサＣ３およびスイッチング素子Ｑ１と相補的にオンとされる補助スイッチング素子Ｑ２の直列接続回路を有する。また、アクロスコンデンサＣＬは、一次側整流素子Ｄｉの入力側に接続されている。さらに、一次側直列共振回路の共振周波数および一次側並列共振回路の共振周波数のいずれの共振周波数に対しても十分にスイッチング速度が速い整流素子である高速のダイオードによって上述した一次側整流素子Ｄｉが形成されることを特徴とする。
第６実施形態に示すスイッチング電源回路においては、力率改善用インダクタＬｏを備えていないが、一次巻線Ｎ１に生じる漏れインダクタンスＬ１が昇圧インダクタとして機能するので、力率改善用インダクタＬｏを省略して、回路の簡略化を図っている。また、力率改善用第２ダイオードＤ２を省略してさらに回路の簡略化を図っている。このようにしても、スイッチング素子Ｑ１を共用し、直流入力電圧Ｅｉと電圧クランプ用コンデンサＣ３に発生する電圧の和を出力する昇圧コンバータとして機能して、力率を改善する作用を果たすことができるものである。この場合においても、第１実施形態および第２実施形態におけると同様に補助スイッチは、昇圧コンバータの整流素子として作用する。
また、この場合においても、スイッチング素子Ｑ１がオフのときに発生する電圧をクランプする機能をクランプ回路は有して、スイッチング素子Ｑ１の耐圧を低いものとできる。
第６実施形態に示すスイッチング電源回路においては、力率改善用第１ダイオードＤ１もまた備えていないが、一次側整流素子Ｄｉが、一次側直列共振回路の共振周波数および一次側並列共振回路の共振周波数のいずれの共振周波数に対しても十分にスイッチング速度が速い整流素子である高速のダイオードによって形成されることを特徴とするので、この一次側整流素子Ｄｉが、力率改善用第１ダイオードＤ１と同様に作用して、力率を改善する。この場合に、フィルタコンデンサＣＮに替えて一次側整流素子Ｄｉの入力側に接続されるアクロスコンデンサＣＬが、一次側直列共振回路の共振周波数および一次側並列共振回路の共振周波数に対してフィルタとして機能して、交流電源ＡＣ側に高周波が漏れ出すことを防止している。
上述した第６実施形態における要部の作用および奏する効果と、上述した第５実施形態の要部の作用および奏する効果とは共通するので、その説明は省略する。
（二次側回路の変形例）
第１実施形態および第６実施形態において置き換え可能な二次側回路の変形例を図１７ないし図１９に示す。
図１７に示す二次側整流回路は、倍電圧全波整流回路を構成する。すなわち、二次巻線についてセンタータップを施すことで、このセンタータップを境界にして二次巻線部Ｎ２Ａ、二次巻線部Ｎ２Ｂに２分割する。二次巻線部Ｎ２Ａ、二次巻線部Ｎ２Ｂには、同じ巻数（ターン数）が設定される。二次巻線Ｎ２のセンタータップは、二次側アースに接続される。また、二次巻線Ｎ２における二次巻線部Ｎ２Ａ側の端部に対しては二次側直列共振コンデンサＣ４Ａを直列に接続し、二次巻線Ｎ２における二次巻線部Ｎ２Ｂ側の端部に対しても同一容量の二次側直列共振コンデンサＣ４Ｂを直列に接続する。これにより、二次巻線部Ｎ２Ａの漏れインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサＣ４Ａの容量から成る第１の二次側直列共振回路と、二次巻線部Ｎ２Ｂの漏れインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサＣ４Ｂの容量から成る第１の二次側直列共振回路と略等しい共振周波数を有する第２の二次側直列共振回路とが形成される。
そして、二次巻線Ｎ２における二次巻線部Ｎ２Ａ側の端部を、二次側直列共振コンデンサＣ４Ａの直列接続を介して整流ダイオードＤｏ１のアノードと整流ダイオードＤｏ２のカソードとの接続点に対して接続する。また、二次巻線Ｎ２における二次巻線部Ｎ２Ｂ側の端部を、二次側直列共振コンデンサＣ４Ｂの直列接続を介して、整流ダイオードＤｏ３のアノードと整流ダイオードＤｏ４のカソードとの接続点に対して接続する。そして、整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ３の各カソードは、平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。平滑コンデンサＣｏの負極端子は二次側アースに接続される。また、整流ダイオードＤｏ２、整流ダイオードＤｏ４の各アノードの接続点は二次側アースに接続する。
このようにして、二次巻線部Ｎ２Ａ，二次側直列共振コンデンサＣ４Ａ、整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２、および平滑コンデンサＣｏから成る、第１の二次側直列共振回路を備える第１の倍電圧半波整流回路と、二次巻線部Ｎ２Ｂ，二次側直列共振コンデンサＣ４Ｂ、整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２、および平滑コンデンサＣｏから成る、第２の二次側直列共振回路を備える第２の倍電圧半波整流回路とが形成されることになる。このようにして平滑コンデンサＣｏに対しては、二次巻線Ｎ２の交番電圧の、一方の極性の半周期では、二次巻線部Ｎ２Ｂの誘起電圧と二次側直列共振コンデンサＣ４Ｂの両端電圧の重畳電位による整流電流の充電が行われ、他方の極性の半周期では、二次巻線部Ｎ２Ａの誘起電圧と二次側直列共振コンデンサＣ４Ａの両端電圧の重畳電位による整流電流の充電が行われることとなる。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅｏとしては、二次巻線部Ｎ２Ａ、二次巻線部Ｎ２Ｂの誘起電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られることになる。つまり、倍電圧全波整流回路が得られる。
図１８に示す二次側整流回路は、倍電圧半波整流回路を構成する。すなわち、二次巻線Ｎ２の漏れインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサＣ４の容量から成る二次側直列共振回路とが形成される。そして、二次巻線Ｎ２に発生される一方の極性の電圧は、整流ダイオードＤｏ２を介して二次側直列共振コンデンサＣ４を充電し、他方の極性の電圧は、整流ダイオードＤｏ１を介して平滑コンデンサＣｏを充電する。二次側直列共振コンデンサＣ４に充電された電圧と平滑コンデンサＣｏに充電された電圧とは加算されるので、二次巻線Ｎ２の誘起電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られることになる。つまり、倍電圧全波整流回路が得られる。
図１９に示す二次側整流回路は、部分電圧共振コンデンサＣ５と二次巻線部Ｎ２Ａおよび二次巻線部Ｎ２Ｂの漏れインダクタンス成分で部分電圧共振回路を形成するとともに、整流ダイオードＤｏ１および整流ダイオードＤｏ２で構成されるセンタータップ両波整流回路である。
なお、これまでに説明した実施形態の電源回路の具体的設計例は、交流入力電圧ＶＡＣは、１００Ｖの商用の交流電源が入力されることを前提としているのであるが、本発明は、交流入力電圧ＶＡＣの値として、特に限定があるものではない、例えば、２００Ｖの商用の交流電源入力に対応した設計として場合にも、本願発明に基づいた構成とすることで同様の効果が得られる。また、例えば、一次側電圧共振形コンバータの細部の回路形態や、二次側直列共振回路を含んで形成する二次側整流回路の構成などは他にも考えられるものである。また、スイッチング素子については、例えばＩＧＢＴ(Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ)、バイポーラトランジスタなど、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子を選定することも考えられる。また、上記各実施形態では、他励式のスイッチングコンバータを挙げているが、自励式として構成した場合にも本発明は適用できる。
実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のコンバータトランスの構造例である。 実施形態の電源回路における要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。 実施形態の電源回路における要部の動作を交流入力電圧周期により示す波形図である。 実施形態の電源回路についての、交流入力電圧変動に対する整流平滑電圧、力率、電力変換効率およびＴＯＮ／ＴＯＦＦの特性を示す図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態の電源回路における要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。 実施形態の電源回路における要部の動作を交流入力電圧周期により示す波形図である。 実施形態の電源回路についての、交流入力電圧変動に対する整流平滑電圧、力率、電力変換効率およびＴＯＮ／ＴＯＦＦの特性を示す図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態の電源回路における要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。 実施形態の電源回路における要部の動作を交流入力電圧周期により示す波形図である。 実施形態の電源回路についての、交流入力電圧変動に対する整流平滑電圧、力率、電力変換効率およびＴＯＮ／ＴＯＦＦの特性を示す図である。 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態の二次側回路の変形例である。 実施形態の二次側回路の変形例である。 実施形態の二次側回路の変形例である。 実施形態のＥ級スイッチングコンバータの基本原理を示す図である。 実施形態のＥ級スイッチングコンバータの動作原理に基づく波形図である。 背景技術に示すアクティブフィルタの構成図である。 背景技術に示すアクティブフィルタの動作を説明する波形図である。 背景技術に示すスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 背景技術に示すアクティブフィルタの動作を説明する波形図である。 背景技術に示すアクティブフィルタを実装した電源回路における交流入力電圧、交入力電流および平滑電圧を商用の交流電源周期により示す波形図である。 背景技術に示すアクティブフィルタを実装した電源回路の負荷変動に対する電力変換効率、力率、整流平滑電圧の各特性について示した特性図である。 背景技術に示すアクティブフィルタを実装した電源回路の交流入力電圧変動に対する電力変換効率、力率、整流平滑電圧の各特性について示した特性図である。
符号の説明
１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、ＡＣ 商用の交流電源、Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｃ２ 一次側直列共振コンデンサ、Ｃ３ 電圧クランプ用コンデンサ、Ｃ４、Ｃ４Ａ、Ｃ４Ｂ 二次側直列共振コンデンサ、Ｃ５ 部分共振コンデンサ、ＣＬ アクロスコンデンサ、ＣＭＣ コモンモードチョークコイル、ＣＮ フィルタコンデンサ、Ｃｉ、Ｃｏ 平滑コンデンサ、ＣＲ１、ＣＲ２ コア、Ｄ１ 力率改善用第１ダイオード、Ｄ２ 力率改善用第２ダイオード、Ｄｏ１、Ｄｏ２、Ｄｏ３，Ｄｏ４ 整流ダイオード、ＤＤ、ＤＤ１、ＤＤ２ ボディダイオード、Ｄｉ 一次側整流素子、Ｄｏ 二次側整流素子、Ｅｉ 整流平滑電圧、Ｅｏ 二次側直流出力電圧、Ｇ、 ギャップ、ＩＡＣ 交流入力電流、ＰＣＣ チョークコイル、ＬＦＴ ラインフィルタトランス、Ｌｏ 力率改善用インダクタ、Ｎ１ 一次巻線（コンバータトランス一次巻線）、Ｎ２ 二次巻線（コンバータトランス二次巻線）、Ｎ２Ａ、Ｎ２Ｂ 二次巻線部、Ｎｇ 制御巻線、ＰＩＴ コンバータトランス、ＰＣＣ チョークコイル、Ｑ１ スイッチング素子、Ｑ２ 補助スイッチング素子、Ｒｇ１、Ｒｇ２ 抵抗

Claims (7)

  1. 交流電源からの入力交流電力を直流電力に変換する整流平滑部と、前記整流平滑部からの直流電力を交流電力に変換後さらに直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、
    前記整流平滑部は、
    交流電源からの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子と平滑コンデンサとを具備し、
    前記コンバータ部は、
    前記平滑コンデンサの一端に一端が接続されるチョークコイルと、
    前記チョークコイルの他端に一次巻線の一端が接続される、前記一次巻線と二次巻線とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスと、
    前記一次巻線の他端に一端が接続されるスイッチング素子と、
    前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよび前記チョークコイルの有するインダクタンスと、前記一次巻線の一端に一端が接続される一次側直列共振コンデンサの容量とによって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、
    前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよび前記チョークコイルの有するインダクタンスと前記スイッチング素子に並列に接続される一次側並列共振コンデンサとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、
    前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
    前記二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を具備し、
    前記力率改善部は、
    前記スイッチング素子の一端と前記チョークコイルの一端との間に接続され、電圧クランプ用コンデンおよび前記スイッチング素子に対して相補的にオンとされる補助スイッチング素子の直列接続回路を有するアクティブクランプ回路と、
    前記一次側整流素子の出力側の一端に一端が接続される力率改善用第１ダイオードと、
    前記力率改善用第１ダイオードの一端と前記平滑コンデンサの一端との間に接続されるフィルタコンデンサと、を具備する、
    スイッチング電源回路。
  2. 交流電源からの入力交流電力を直流電力に変換する整流平滑部と、前記整流平滑部からの直流電力を交流電力に変換後さらに直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、
    前記整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子と平滑コンデンサとを具備し、
    前記コンバータ部は、
    前記平滑コンデンサの一端に一端が接続されるチョークコイルと、
    前記チョークコイルの他端に一次巻線の一端が接続される、前記一次巻線と二次巻線とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスと、
    前記一次巻線の一端に一端が接続されるスイッチング素子と、
    前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよびチョークコイルの有するインダクタンスと、前記一次巻線の他端に一端が接続される一次側直列共振コンデンサの容量とによって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、
    前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよび前記チョークコイルの有するインダクタンスと前記スイッチング素子に並列に接続される一次側並列共振コンデンサとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、
    前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
    前記二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を具備し、
    前記力率改善部は、
    前記チョークコイルと並列に接続される電圧クランプ用コンデンおよび前記スイッチング素子に対して相補的にオンとされる補助スイッチング素子の直列接続回路を有するアクティブクランプ回路と、
    前記一次側整流素子の出力側の一端に一端が接続される力率改善用第１ダイオードと、
    前記力率改善用第１ダイオードの一端と前記平滑コンデンサの一端との間に接続されるフィルタコンデンサと、を具備する、
    スイッチング電源回路。
  3. 交流電源からの入力交流電力を直流電力に変換する整流平滑部と、前記整流平滑部からの直流電力を交流電力に変換後さらに直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、
    前記整流平滑部は、
    交流電源からの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子と平滑コンデンサとを具備し、
    前記コンバータ部は、
    前記平滑コンデンサの一端に一端が接続されるチョークコイルと、
    前記チョークコイルの他端に一次巻線の一端が接続される、前記一次巻線と二次巻線とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスと、
    前記一次巻線の他端に一端が接続されるスイッチング素子と、
    前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよび前記チョークコイルの有するインダクタンスと、前記一次巻線の一端に一端が接続される一次側直列共振コンデンサの容量とによって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、
    前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよび前記チョークコイルの有するインダクタンスと前記スイッチング素子に並列に接続される一次側並列共振コンデンサとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、
    前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
    前記二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を具備し、
    前記力率改善部は、
    前記スイッチング素子の一端と前記チョークコイルの一端との間に接続され、電圧クランプ用コンデンおよび前記スイッチング素子に対して相補的にオンとされる補助スイッチング素子の直列接続回路を有するアクティブクランプ回路と、
    前記一次側整流素子の入力側に接続されるフィルタコンデンサと、を具備し、
    前記一次側直列共振回路の共振周波数および前記一次側並列共振回路の共振周波数のいずれの共振周波数に対しても十分にスイッチング速度が速い整流素子によって前記一次側整流素子が形成されることを特徴とする、
    スイッチング電源回路。
  4. 交流電源からの入力交流電力を直流電力に変換する整流平滑部と、前記整流平滑部からの直流電力を交流電力に変換後さらに直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、を備えるスイッチング電源回路であって、
    前記整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子と平滑コンデンサとを具備し、
    前記コンバータ部は、
    前記平滑コンデンサの一端に一端が接続されるチョークコイルと、
    前記チョークコイルの他端に一次巻線の一端が接続される、前記一次巻線と二次巻線とが疎に結合して巻回されるコンバータトランスと、
    前記一次巻線の一端に一端が接続されるスイッチング素子と、
    前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよびチョークコイルの有するインダクタンスと、前記一次巻線の他端に一端が接続される一次側直列共振コンデンサの容量とによって共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路と、
    前記一次巻線に発生する漏れインダクタンスおよび前記チョークコイルの有するインダクタンスと前記スイッチング素子に並列に接続される一次側並列共振コンデンサとによって共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路と、
    前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
    前記二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を具備し、
    前記力率改善部は、
    前記チョークコイルと並列に接続される電圧クランプ用コンデンおよび前記スイッチング素子に対して相補的にオンとされる補助スイッチング素子の直列接続回路を有するアクティブクランプ回路と、
    前記一次側整流素子の入力側に接続されるフィルタコンデンサと、を具備し、
    前記一次側直列共振回路の共振周波数および前記一次側並列共振回路の共振周波数のいずれの共振周波数に対しても十分にスイッチング速度が速い整流素子によって前記一次側整流素子が形成されることを特徴とする、
    スイッチング電源回路。
  5. 前記力率改善回路は、さらに、
    前記力率改善用第１ダイオードの他端と、前記電圧クランプ用コンデンと前記補助スイッチング素子との接続点との間に接続され、前記力率改善用第１ダイオードからの電流を分流する力率改善用第２ダイオードと、
    前記力率改善用第１ダイオードの他端と、前記コンバータトランスの他端との間に接続され、前記力率改善用第１ダイオードからの電流を分流する力率改善用インダクタと、
    を具備することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源回路。
  6. 前記コンバータトランスの前記二次巻線に接続される二次側整流回路は、二次側直列共振コンデンサを有し、前記二次巻線に生じる漏れインダクタンスと前記二次側直列共振コンデンサとによって二次側直列共振回路を形成する請求項１ないし請求項４の一項に記載のスイッチング電源回路。
  7. 前記コンバータトランス二次巻線に接続される二次側整流回路は、部分電圧共振コンデンサを有して二次側部分電圧共振回路を形成する請求項１ないし請求項４の一項に記載のスイッチング電源回路。
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