JP2007043787A - スイッチング電源回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】力率改善機能を有する電源回路として、電力変換効率の向上、回路構成部品の削減を図るとともに、二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータの実用化を図る。
【解決手段】商用交流電源を整流回路（平滑コンデンサＣｉ含む）で整流平滑化した直流入力電圧を入力して動作する一次側スイッチングコンバータをＥ級共振形として構成する。そのうえで、一次側並列共振回路を形成するチョークコイル巻線Ｎ10から力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11に対して共振パルス電圧を誘起させるようにして電圧帰還を図り、整流電流を断続する電圧帰還方式の力率改善回路１０を備える。
【選択図】図１
【解決手段】商用交流電源を整流回路（平滑コンデンサＣｉ含む）で整流平滑化した直流入力電圧を入力して動作する一次側スイッチングコンバータをＥ級共振形として構成する。そのうえで、一次側並列共振回路を形成するチョークコイル巻線Ｎ10から力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11に対して共振パルス電圧を誘起させるようにして電圧帰還を図り、整流電流を断続する電圧帰還方式の力率改善回路１０を備える。
【選択図】図１
Description
本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。
近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。
また、このような歪み電流波形となることによって発生する、高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
そこで、従来において力率改善を図る技術として、いわゆるアクティブフィルタを用いる手法が知られている（例えば上記特許文献１参照）。
また、このような歪み電流波形となることによって発生する、高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
そこで、従来において力率改善を図る技術として、いわゆるアクティブフィルタを用いる手法が知られている（例えば上記特許文献１参照）。
このようなアクティブフィルタの基本構成としては、例えば図１２に示すようになる。
図１２においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣoutが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣoutに供給されることで、出力コンデンサＣoutの両端電圧として直流電圧Ｖoutが得られる。この直流電圧Ｖoutは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１１０に入力電圧として供給される。
図１２においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣoutが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣoutに供給されることで、出力コンデンサＣoutの両端電圧として直流電圧Ｖoutが得られる。この直流電圧Ｖoutは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１１０に入力電圧として供給される。
また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタＬ、高速リカバリ型のダイオードＤ、抵抗Ｒｉ、スイッチング素子Ｑ、及び乗算器１１１を備える。
インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣoutの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ1は、この場合にはＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにしてインダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。
インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣoutの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ1は、この場合にはＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにしてインダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。
乗算器１１１に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインＬI及び波形入力ラインＬwが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインＬVが接続される。
乗算器１１１は、電流検出ラインＬIから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器１１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。
乗算器１１１は、電流検出ラインＬIから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器１１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。
電流検出ラインＬIから乗算器１１１に対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流が入力される。乗算器１１１では、この電流検出ラインＬIから入力された整流電流レベルを検出する。また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
乗算器１１１では、先ず、上記のようにして電流検出ラインＬIから検出した整流電流レベルと、上記電圧検出ラインＬVから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインＬwから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧ＶACと同一波形の電流指令値を生成する。
さらに、この場合の乗算器１１１では、上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル（電流検出ラインＬ1からの入力に基づいて検出される）を比較し、この差に応じてＰＷＭ信号についてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号を生成する。そして、スイッチング素子Ｑは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器によって生成される電流指令値は、整流平滑電圧の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、整流平滑電圧の変動も抑制されることになる。
図１３（ａ）は、図１２に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Ｖin及び入力電流Ｉinを示している。電圧Ｖinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Ｉinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Ｉinの波形は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧（電圧Ｖin）と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに流れる交流入力電流の波形も、この電流Ｉinと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ１に近い力率が得られている。
また、図１３（ｂ）は、出力コンデンサＣoutに入出力するエネルギー（電力）Ｐchgの変化を示す。出力コンデンサＣoutは、入力電圧Ｖinが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Ｖinが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
図１３（ｃ）は、上記出力コンデンサＣoutに対する充放電電流Ｉchgの波形を示している。この充放電電流Ｉchgは、上記図１３（ｂ）の入出力エネルギーＰchgの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣoutにおけるエネルギーＰchgの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。
図１３（ｃ）は、上記出力コンデンサＣoutに対する充放電電流Ｉchgの波形を示している。この充放電電流Ｉchgは、上記図１３（ｂ）の入出力エネルギーＰchgの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣoutにおけるエネルギーＰchgの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。
上記充放電電流Ｉchgは、入力電流Ｉinとは異なり、交流ライン電圧（商用交流電源ＡＣ）の第２高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサＣoutとの間のエネルギーの流れによって、図１３（ｄ）に示すようにして、第２高調波成分にリップル電圧Ｖdｃが生じる。このリップル電圧Ｖdｃは、無効なエネルギー保存のために、図１３（ｃ）に示す充放電電流Ｉchgに対して、９０°の位相差を有する。出力コンデンサＣoutの定格は、第２高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。
また、図１４には、先の図１２の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図１２と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ１１５が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ１１５は、図１２においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ１１５が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ１１５は、図１２においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。
そして、乗算器１１１を含むコントロール回路系は、他に、電圧誤差増幅器１１２、除算器１１３、二乗器１１４を備えて成る。
電圧誤差増幅器１１２では、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutを、分圧抵抗Ｒvo−Ｒvdにより分圧してオペアンプ１１２ａの非反転入力に入力する。オペアンプ１１２ａの反転入力には基準電圧Ｖrefが入力される。オペアンプ１１２ａでは、基準電圧Ｖrefに対する分圧された直流電圧Ｖoutの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒvl、コンデンサＣvlによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖveaとして除算器１１３に出力する。
電圧誤差増幅器１１２では、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutを、分圧抵抗Ｒvo−Ｒvdにより分圧してオペアンプ１１２ａの非反転入力に入力する。オペアンプ１１２ａの反転入力には基準電圧Ｖrefが入力される。オペアンプ１１２ａでは、基準電圧Ｖrefに対する分圧された直流電圧Ｖoutの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒvl、コンデンサＣvlによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖveaとして除算器１１３に出力する。
また、二乗器１１４には、いわゆるフィードフォワード電圧Ｖffが入力される。このフィードフォワード電圧Ｖffは、入力電圧Ｖinを平均化回路１１６（Ｒf11，Ｒf12，Ｒf13，Ｃf11，Ｃf12）により平均化した出力（平均入力電圧）とされる。二乗器１１４では、このフィードフォワード電圧Ｖffを二乗して除算器１１３に出力する。
除算器１１３では、電圧誤差増幅器１１２からの誤差出力電圧Ｖveaについて、二乗器１１４から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行い。この除算結果としての信号を乗算器１１１に出力する。
つまり、電圧ループは、二乗器１１４、除算器１１３、乗算器１１１の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器１１２から出力される誤差出力電圧Ｖveaは、乗算器１１１で整流入力信号Ｉvacにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖff）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖff）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖff）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。
つまり、電圧ループは、二乗器１１４、除算器１１３、乗算器１１１の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器１１２から出力される誤差出力電圧Ｖveaは、乗算器１１１で整流入力信号Ｉvacにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖff）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖff）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖff）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。
乗算器１１１には、上記除算器１１３により誤差出力電圧Ｖveaを除算した出力と、抵抗Ｒvacを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力ライン）の整流出力（Ｉac）が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流（Ｉac）として示している。乗算器１１１では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号（乗算器出力信号）Ｉmoを生成して出力する。これは、図１２にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Ｖoutは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Ｖoutのレベルをコントロールするものである。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖoutのみではなく、入力電流Ｖinも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷１１０）への入力は抵抗性になる。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖoutのみではなく、入力電流Ｖinも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷１１０）への入力は抵抗性になる。
図１５は、図１２に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖとして示される商用交流電源入力レベルに対応し、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ〜０Ｗの条件に対応可能な構成を採っている。また、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。
この図１５に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、図示する接続態様により、２組のラインフィルタトランスＬＦＴと３組のアクロスコンデンサＣLによるコモンモードノイズフィルタが設けられ、この後段にブリッジ整流回路Ｄｉが接続される。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインには、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣN，ＣNを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ１２５が接続される。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインには、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣN，ＣNを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ１２５が接続される。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、上記チョークコイルＬNと、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcと、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ20の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。この平滑コンデンサＣｉは、図１２、図１３における出力コンデンサＣoutに相当する。また、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcと、ダイオードＤ20は、それぞれ、図１２に示したインダクタＬとダイオードＤに相当する。
また、この図における整流ダイオードＤ20には、コンデンサＣsn、抵抗Ｒsnの直列接続から成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。
また、この図における整流ダイオードＤ20には、コンデンサＣsn、抵抗Ｒsnの直列接続から成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。
スイッチング素子Ｑ3は、図１２におけるスイッチング素子Ｑ10に相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合にはスイッチング素子Ｑ3をパワーチョークコイルＬpcと高速リカバリ型の整流ダイオードＤ20の接続点と、一次側アース（抵抗Ｒ3を介する）との間に挿入するようにしている。
この場合のスイッチング素子Ｑ3にはＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。
この場合のスイッチング素子Ｑ3にはＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。
力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０は、この場合には力率を１に近づけるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御する集積回路（ＩＣ）とされている。
この場合、力率・出力電圧制御回路２０は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。図１４に示した乗算器１１１、電圧誤差増幅器１１２、除算器１１３、及び二乗器１１４などに相当する回路部は、この力率・出力電圧制御ＩＣ２０内に含められる。
この場合、力率・出力電圧制御回路２０は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。図１４に示した乗算器１１１、電圧誤差増幅器１１２、除算器１１３、及び二乗器１１４などに相当する回路部は、この力率・出力電圧制御ＩＣ２０内に含められる。
この場合、フィードバック回路は平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ5，Ｒ6により分圧した電圧値を、力率・出力電圧制御ＩＣ２０の端子Ｔ1に入力するようにして形成される。
また、フィードフォワード回路としては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と一次側アース間に対して、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の直列接続を設け、この分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の接続点を端子Ｔ5と接続するようにしている。これにより、端子Ｔ5には、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が分圧されて入力されることになる。このようにして、図１２における電流検出ラインＬIに相当するラインとしてのフィードフォワード回路が形成されている。
また、端子Ｔ4には、力率・出力電圧制御ＩＣ２０の動作電源が供給される。この端子Ｔ4には、パワーチョークコイルＰＣＣにおける、インダクタＬpcとトランス結合された巻線Ｎ5に励起された交番電圧が、図示するダイオードＤ11及びコンデンサＣ11とから成る半波整流回路により低圧直流電圧に変換されて供給される。
また、端子Ｔ4は、起動抵抗Ｒsを介して、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と接続される。商用交流電源ＡＣが投入されてこの電源回路が起動するときには、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子にて得られる整流出力が起動抵抗Ｒsを介して端子Ｔ4に供給される。力率・出力電圧制御ＩＣ２０は、このようにして供給される整流出力を起動用電源として、動作を開始する。
また、端子Ｔ4は、起動抵抗Ｒsを介して、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と接続される。商用交流電源ＡＣが投入されてこの電源回路が起動するときには、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子にて得られる整流出力が起動抵抗Ｒsを介して端子Ｔ4に供給される。力率・出力電圧制御ＩＣ２０は、このようにして供給される整流出力を起動用電源として、動作を開始する。
また、端子Ｔ3からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号（ゲート電圧）がスイッチング素子Ｑ3のゲートに対して出力される。
スイッチング素子Ｑ3は、印加されるドライブ信号に応じてスイッチング動作を行う。
スイッチング素子Ｑ3は、印加されるドライブ信号に応じてスイッチング動作を行う。
また、スイッチング素子Ｑ3のソースと一次側アース間には抵抗Ｒ3を挿入しており、このスイッチング素子Ｑ3のソースと抵抗Ｒ3との接続点を端子Ｔ2と接続するようにしている。この場合の抵抗Ｒ3は、スイッチング素子Ｑ3に流れる過電流を電圧として検出するために設けられる。過電流に対応するとされるレベルの電圧が端子Ｔ2にて検出されると、力率・出力電圧制御ＩＣ２０は、例えばスイッチング素子Ｑ3のスイッチング動作を停止させるなどの保護動作を行うようにされている。
そして、スイッチング素子Ｑ3のスイッチング駆動は、図１２及び図１３により説明したようにして、整流出力電流の導通角が、整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるように、ＰＷＭ制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の導通角が整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるということは、即ち、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶACの波形とほぼ同じ導通角となることであり、結果的に、力率がほぼ１となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。
ここで、実際における上記構成によるアクティブフィルタの力率改善動作について、図１６及び図１７により示す。
先ず、図１６においては、負荷変動に応じたスイッチング素子Ｑ3のスイッチング動作と、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcに流れる電流Ｉ1が示される。図１６（ａ）は、軽負荷時の動作を示し、図１６（ｂ）は中間負荷時の動作を示し、図１６（ｃ）は重負荷時の動作を示す。
図１６（ａ）（ｂ）（ｃ）を比較して分かるように、スイッチング素子Ｑ3は、スイッチング周期が一定とされたうえで、重負荷の傾向となるのに従ってオン期間が長くなっていくスイッチング動作となっている。つまり、ＰＷＭ制御によるスイッチング駆動が行われている。
このようなスイッチング動作に応じて、電流Ｉ1は、軽負荷時においては、導通しない期間が形成される不連続モードで流れる。また、中間負荷とされる条件では臨界モードにより流れる。そして、重負荷とされる負荷条件範囲では、連続モードで流れるようにされる。このような電流Ｉ1の動作モードの遷移は、インダクタＬpcの選定により得られるもので、例えば実際には、１００Ｖ系の商用交流電源の入力に対応させる場合にはＬpc＝140μＨを選定する。このようにして負荷条件に応じて、インダクタＬpcを介して平滑コンデンサＣｉに流入する電流Ｉ1を調整することで、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）のレベル変動と負荷変動とに対する整流平滑電圧Ｅｉの安定化が図られる。この場合には、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲に対して、３８０Ｖで定電圧化するようにされる。整流平滑電圧Ｅｉは、平滑コンデンサＣｉの両端電圧であり、図１４ではＶoutに相当し、後段の電流共振形コンバータに対する直流入力電圧となる。
先ず、図１６においては、負荷変動に応じたスイッチング素子Ｑ3のスイッチング動作と、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcに流れる電流Ｉ1が示される。図１６（ａ）は、軽負荷時の動作を示し、図１６（ｂ）は中間負荷時の動作を示し、図１６（ｃ）は重負荷時の動作を示す。
図１６（ａ）（ｂ）（ｃ）を比較して分かるように、スイッチング素子Ｑ3は、スイッチング周期が一定とされたうえで、重負荷の傾向となるのに従ってオン期間が長くなっていくスイッチング動作となっている。つまり、ＰＷＭ制御によるスイッチング駆動が行われている。
このようなスイッチング動作に応じて、電流Ｉ1は、軽負荷時においては、導通しない期間が形成される不連続モードで流れる。また、中間負荷とされる条件では臨界モードにより流れる。そして、重負荷とされる負荷条件範囲では、連続モードで流れるようにされる。このような電流Ｉ1の動作モードの遷移は、インダクタＬpcの選定により得られるもので、例えば実際には、１００Ｖ系の商用交流電源の入力に対応させる場合にはＬpc＝140μＨを選定する。このようにして負荷条件に応じて、インダクタＬpcを介して平滑コンデンサＣｉに流入する電流Ｉ1を調整することで、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）のレベル変動と負荷変動とに対する整流平滑電圧Ｅｉの安定化が図られる。この場合には、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲に対して、３８０Ｖで定電圧化するようにされる。整流平滑電圧Ｅｉは、平滑コンデンサＣｉの両端電圧であり、図１４ではＶoutに相当し、後段の電流共振形コンバータに対する直流入力電圧となる。
また、図１７に、交流入力電流ＩAC及び整流平滑電圧Ｅｉの波形を、交流入力電圧ＶACとの対比により示す。なお、この図においては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の実験結果を示している。
この図に示されるように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの入力に応じた交流入力電流ＩACとしては、交流入力電圧ＶACの導通期間とほぼ一致するようにされた波形となっている。つまり、力率の改善が図られている。
また、このような力率の改善と共に、整流平滑電圧Ｅｉは、３８０Ｖの平均値で安定化されることが示される。また、実際の整流平滑電圧Ｅｉの波形としては、図示するように、３８０Ｖに対して１０Ｖp-pのリップル変動を持つ。
この図に示されるように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの入力に応じた交流入力電流ＩACとしては、交流入力電圧ＶACの導通期間とほぼ一致するようにされた波形となっている。つまり、力率の改善が図られている。
また、このような力率の改善と共に、整流平滑電圧Ｅｉは、３８０Ｖの平均値で安定化されることが示される。また、実際の整流平滑電圧Ｅｉの波形としては、図示するように、３８０Ｖに対して１０Ｖp-pのリップル変動を持つ。
アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータは、上記整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力して電力変換のためのスイッチング動作を行うもので、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤD1，ＤD2が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤD1，ＤD2は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、発振・ドライブ回路２によって、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。また、発振・ドライブ回路２は、図示する制御回路１が実行する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じた制御に基づき、スイッチング周波数を可変制御するように動作し、これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの安定化を図るようにされる。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、発振・ドライブ回路２によって、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。また、発振・ドライブ回路２は、図示する制御回路１が実行する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じた制御に基づき、スイッチング周波数を可変制御するように動作し、これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの安定化を図るようにされる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は、直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ1は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス(L1)とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は、直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ1は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス(L1)とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には二次巻線Ｎ2が巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを施し、このセンタータップを二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣoを設けることで両波整流回路を形成している。これにより、平滑コンデンサＣoの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷側に供給されるとともに、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。制御回路１は、入力される二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じた制御信号を発振・ドライブ回路２に対して供給する。発振・ドライブ回路２は、この制御信号に応じて二次側直流出力電圧Ｅｏが安定化されるようにスイッチング周波数を可変するようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動するようにされる。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化が行われるものである。
この場合の二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを施し、このセンタータップを二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣoを設けることで両波整流回路を形成している。これにより、平滑コンデンサＣoの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷側に供給されるとともに、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。制御回路１は、入力される二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じた制御信号を発振・ドライブ回路２に対して供給する。発振・ドライブ回路２は、この制御信号に応じて二次側直流出力電圧Ｅｏが安定化されるようにスイッチング周波数を可変するようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動するようにされる。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化が行われるものである。
図１８は、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率（総合効率）、力率、及び整流平滑電圧Ｅｉの各特性を示している。この図では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系）における負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ〜０Ｗの変動に対する特性が示されている。また、図１９は、交流入力電圧ＶACの変動に対するAC→DC電力変換効率（総合効率）、力率、及び整流平滑電圧Ｅｉの各特性を示している。この図では、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗで一定の負荷条件の下での、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動に対する特性が示される。
先ず、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）は、図１８に示すようにして、負荷電力Ｐｏが重負荷の条件となるのに従って低下していく。また、交流入力電圧ＶACの変動に対しては、同じ負荷条件の下では、図１９に示されるように、交流入力電圧ＶACのレベルが高くなっていくのに応じて高くなっていく傾向となっている。
実際においては、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時には、ηAC→DC＝８３．０％程度となり、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時にはηAC→DC＝８９．０％程度となる結果が得られている。
実際においては、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時には、ηAC→DC＝８３．０％程度となり、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時にはηAC→DC＝８９．０％程度となる結果が得られている。
また、力率ＰＦについては、図１８に示すように、負荷電力Ｐｏの変動に対してほぼ一定となる特性が得られている。また、交流入力電圧ＶACの変動に対する力率ＰＦの変動特性も、図１９に示すようにして、交流入力電圧ＶACの上昇に応じて低下する傾向ではあるものの、ほぼ一定とみてよい特性となっていることが分かる。
実際としては、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時には力率ＰＦ＝０．９６程度、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時には力率ＰＦ＝０．９４程度が得られる。
実際としては、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時には力率ＰＦ＝０．９６程度、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時には力率ＰＦ＝０．９４程度が得られる。
また、整流平滑電圧Ｅｉについては、図１８、図１９に示されるように、負荷電力Ｐｏ、交流入力電圧ＶACの変動に対して一定となる結果が得られている。
これまでの説明から分かるように、図１５に示した電源回路は、従来から知られている図１２及び図１４に示したアクティブフィルタを実装して構成されている。このような構成を採ることによって、力率改善を図っている。
しかしながら、図１５に示した構成による電源回路では、次のような問題を有している。
先ず、図１５に示す電源回路における電力変換効率としては、図示もしているように、前段のアクティブフィルタに対応するAC→DC電力変換効率と、後段の電流共振形コンバータのDC→DC電力変換効率とを総合したものとなる。
つまり、図１５に示される回路の総合的な電力変換効率としては、これらの電力変換効率の値を乗算した値となるものであり、その分低下傾向となってしまう。
実験によれば、図１５の回路におけるアクティブフィルタに対応する部分でのAC→DC電力変換効率は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝８８．５％程度、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件ではηAC→DC＝９５％程度となる。また、電流共振形コンバータ側でのDC→DC電力変換効率は、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ、整流平滑電圧Ｅｉ＝３８０Ｖ時にηDC→DC＝９４％程度である。
従って、図１５の回路における総合的なAC→DC電力変換効率としては、先にも説明したように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝８３．０％程度に低下し、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時としてもηAC→DC＝８９．０％程度に低下してしまう。
先ず、図１５に示す電源回路における電力変換効率としては、図示もしているように、前段のアクティブフィルタに対応するAC→DC電力変換効率と、後段の電流共振形コンバータのDC→DC電力変換効率とを総合したものとなる。
つまり、図１５に示される回路の総合的な電力変換効率としては、これらの電力変換効率の値を乗算した値となるものであり、その分低下傾向となってしまう。
実験によれば、図１５の回路におけるアクティブフィルタに対応する部分でのAC→DC電力変換効率は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝８８．５％程度、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件ではηAC→DC＝９５％程度となる。また、電流共振形コンバータ側でのDC→DC電力変換効率は、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ、整流平滑電圧Ｅｉ＝３８０Ｖ時にηDC→DC＝９４％程度である。
従って、図１５の回路における総合的なAC→DC電力変換効率としては、先にも説明したように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝８３．０％程度に低下し、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時としてもηAC→DC＝８９．０％程度に低下してしまう。
また、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きいため、比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。
このため、図１５に示した回路では、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２組のラインフィルタトランスと、３組のアクロスコンデンサによるノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のフィルタが必要となっている。
また、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサＣNから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型のダイオードＤ20に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。
このようにして、実際の回路としては非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。
このため、図１５に示した回路では、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２組のラインフィルタトランスと、３組のアクロスコンデンサによるノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のフィルタが必要となっている。
また、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサＣNから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型のダイオードＤ20に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。
このようにして、実際の回路としては非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。
さらに、汎用ＩＣとしての力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０によって動作するスイッチング素子Ｑ3のスイッチング周波数は６０ｋHzで固定であるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は８０ｋHz〜２００ｋHzの範囲で可変する。このようにして両者のスイッチングタイミングが個々に独立して行われることで、両者のスイッチング動作により、一次側アース電位は干渉しあって不安定になり、例えば異常発振が生じやすくなる。これにより、例えば回路設計が難しいものとなったり、信頼性を劣化させたりするなどの問題も招くことになる。
そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、少なくとも整流素子と平滑コンデンサを備えて形成され、商用交流電源を入力して整流平滑化することで、上記平滑コンデンサの両端電圧として整流平滑電圧を生成する整流平滑回路と、整流平滑電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子と、このスイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、上記整流平滑電圧がスイッチング素子に入力される経路に対して直列に挿入される第１のインダクタと、スイッチング素子に対して並列となる関係により接続され、少なくとも上記第１のインダクタのインダクタンスと自身のキャパシタンスとによって、一次側並列共振回路を形成する一次側並列共振コンデンサとを備える。
また、第２のインダクタと、この第２のインダクタと直列となる関係により接続されることで、少なくとも第２のインダクタのインダクタンスと自身のキャパシタンスとによって、一次側直列共振回路を形成し、第２のインダクタと自身との直列接続回路がスイッチング素子に対して並列となる関係により接続されるようにして設けられる一次側直列共振コンデンサを備える。
また、第２のインダクタを一次巻線として巻装するとともに、この一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が誘起される二次巻線を巻装して形成され、疎結合とみなされる所要の一次側と二次側との結合係数が得られるように構成されるコンバータトランスを備える。
また、コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段を備える。
また、第１のインダクタと磁気的に結合する状態が得られるようにされると共に、整流平滑回路における整流電流の経路に挿入されるようにして設けられる力率改善用インダクタと、この力率改善用インダクタに誘起された交番電圧に応じて、整流電流を断続するようにしてスイッチングを行う力率改善用スイッチング素子とを有して構成される力率改善手段を備えることとした。
つまり、少なくとも整流素子と平滑コンデンサを備えて形成され、商用交流電源を入力して整流平滑化することで、上記平滑コンデンサの両端電圧として整流平滑電圧を生成する整流平滑回路と、整流平滑電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子と、このスイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、上記整流平滑電圧がスイッチング素子に入力される経路に対して直列に挿入される第１のインダクタと、スイッチング素子に対して並列となる関係により接続され、少なくとも上記第１のインダクタのインダクタンスと自身のキャパシタンスとによって、一次側並列共振回路を形成する一次側並列共振コンデンサとを備える。
また、第２のインダクタと、この第２のインダクタと直列となる関係により接続されることで、少なくとも第２のインダクタのインダクタンスと自身のキャパシタンスとによって、一次側直列共振回路を形成し、第２のインダクタと自身との直列接続回路がスイッチング素子に対して並列となる関係により接続されるようにして設けられる一次側直列共振コンデンサを備える。
また、第２のインダクタを一次巻線として巻装するとともに、この一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が誘起される二次巻線を巻装して形成され、疎結合とみなされる所要の一次側と二次側との結合係数が得られるように構成されるコンバータトランスを備える。
また、コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段を備える。
また、第１のインダクタと磁気的に結合する状態が得られるようにされると共に、整流平滑回路における整流電流の経路に挿入されるようにして設けられる力率改善用インダクタと、この力率改善用インダクタに誘起された交番電圧に応じて、整流電流を断続するようにしてスイッチングを行う力率改善用スイッチング素子とを有して構成される力率改善手段を備えることとした。
なお、本願発明において「結合係数」とは、電磁的な結合の度合いを示すものであり、数値として１が最も結合の度合いが高いことを示し、数値として０が最も結合の度合いが低い（結合していない）ことを示す。
上記構成による電源回路は一次側スイッチングコンバータの基本構成として、Ｅ級スイッチングコンバータとしての回路形態を形成する。Ｅ級スイッチングコンバータは、並列共振回路（一次側並列共振回路）と直列共振回路（一次側直列共振回路）を備える複合共振形といわれるソフトスイッチングコンバータの一形式である。
コンバータトランスの一次巻線は、Ｅ級スイッチングコンバータにおける直列共振回路（一次側直列共振回路）を形成するインダクタ（第２のインダクタ）となる。このようにして一次側のスイッチングコンバータをＥ級スイッチングコンバータとしたことで、例えば一次側並列共振回路と二次側直列共振回路の相互作用など、中間負荷とされる負荷条件でのＺＶＳ（Zero Voltage Switching：ゼロ電圧スイッチング）動作が得られなくなる要因を排除している。
そのうえで、力率改善を図るのにあたっては、力率改善用インダクタと、力率改善用スイッチング素子とを備える。この場合の力率改善用インダクタは、一次側並列共振回路を形成する第１のインダクタと磁気的に結合した状態とされることで、スイッチング動作に応じた一次側並列共振回路の動作により生じる共振パルス電圧が誘起される。つまり、共振パルス電圧に基づいた交番電圧を生じる。ここで、力率改善用インダクタは、商用交流電源を整流平滑化する整流平滑回路の整流電流経路に挿入されているので、力率改善インダクタにより、整流電流経路に対して共振パルス電圧を電圧として帰還する動作が得られていることになる。そして、この帰還電圧により力率改善用スイッチング素子が整流電流をスイッチングするようにして構成する。
これにより、例えば力率改善機能を備える電源回路を構成するのにあたっては、アクティブフィルタを備える必要は無いこととなる。
コンバータトランスの一次巻線は、Ｅ級スイッチングコンバータにおける直列共振回路（一次側直列共振回路）を形成するインダクタ（第２のインダクタ）となる。このようにして一次側のスイッチングコンバータをＥ級スイッチングコンバータとしたことで、例えば一次側並列共振回路と二次側直列共振回路の相互作用など、中間負荷とされる負荷条件でのＺＶＳ（Zero Voltage Switching：ゼロ電圧スイッチング）動作が得られなくなる要因を排除している。
そのうえで、力率改善を図るのにあたっては、力率改善用インダクタと、力率改善用スイッチング素子とを備える。この場合の力率改善用インダクタは、一次側並列共振回路を形成する第１のインダクタと磁気的に結合した状態とされることで、スイッチング動作に応じた一次側並列共振回路の動作により生じる共振パルス電圧が誘起される。つまり、共振パルス電圧に基づいた交番電圧を生じる。ここで、力率改善用インダクタは、商用交流電源を整流平滑化する整流平滑回路の整流電流経路に挿入されているので、力率改善インダクタにより、整流電流経路に対して共振パルス電圧を電圧として帰還する動作が得られていることになる。そして、この帰還電圧により力率改善用スイッチング素子が整流電流をスイッチングするようにして構成する。
これにより、例えば力率改善機能を備える電源回路を構成するのにあたっては、アクティブフィルタを備える必要は無いこととなる。
上記のようにして本発明のスイッチング電源回路は、力率改善機能を備えるスイッチング電源回路としてアクティブフィルタを省略することができる。アクティブフィルタが省略されることで、スイッチング電源回路の電力変換効率特性が向上する。このことは、例えば放熱版などの省略、縮小につながる。また、アクティブフィルタを備える構成と比較すると部品点数も大幅に削減されることとなり、回路の小型軽量化、及び低コスト化が図られる。
また、アクティブフィルタはハードスイッチング動作であるのに対して、本発明のスイッチングコンバータは、電圧共振形コンバータを基としていることで、ソフトスイッチング動作となる。これによっては、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタを強化する必要もなくなるので、上記小型軽量化及び低コスト化に寄与することになる。
さらに、本発明としての構成によれば、異なるスイッチング周波数が同時的に動作することはないために、一次側と二次側のアース電位の干渉の問題も解消されるので、アース電位が安定することとなって、信頼性も向上し、また、回路基板のパターン設計なども容易となる。
また、アクティブフィルタはハードスイッチング動作であるのに対して、本発明のスイッチングコンバータは、電圧共振形コンバータを基としていることで、ソフトスイッチング動作となる。これによっては、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタを強化する必要もなくなるので、上記小型軽量化及び低コスト化に寄与することになる。
さらに、本発明としての構成によれば、異なるスイッチング周波数が同時的に動作することはないために、一次側と二次側のアース電位の干渉の問題も解消されるので、アース電位が安定することとなって、信頼性も向上し、また、回路基板のパターン設計なども容易となる。
本発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態という）について説明するのに先立ち、本実施の形態の背景技術となる、Ｅ級共振形によりスイッチング動作するスイッチングコンバータ（以下、Ｅ級スイッチングコンバータともいう）の基本構成について、図１０及び図１１を参照して説明しておく。
図１０は、Ｅ級スイッチングコンバータとしての基本構成を示している。この図に示すＥ級スイッチングコンバータは、Ｅ級共振形で動作するDC-ACインバータとしての構成を採る。
この図に示すＥ級スイッチングコンバータは、1石のスイッチング素子Ｑ1を備える。この場合のスイッチング素子Ｑ1はＭＯＳ−ＦＥＴであることとしている。このＭＯＳ−ＦＥＴとしてのスイッチング素子Ｑ1には、ボディダイオードＤDが、ドレイン−ソース間に対して並列接続されるようにして形成される。この場合のボディダイオードＤDの順方向は、ソースからドレインへの方向に沿ったものとなる。
また、同じくスイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。
図１０は、Ｅ級スイッチングコンバータとしての基本構成を示している。この図に示すＥ級スイッチングコンバータは、Ｅ級共振形で動作するDC-ACインバータとしての構成を採る。
この図に示すＥ級スイッチングコンバータは、1石のスイッチング素子Ｑ1を備える。この場合のスイッチング素子Ｑ1はＭＯＳ−ＦＥＴであることとしている。このＭＯＳ−ＦＥＴとしてのスイッチング素子Ｑ1には、ボディダイオードＤDが、ドレイン−ソース間に対して並列接続されるようにして形成される。この場合のボディダイオードＤDの順方向は、ソースからドレインへの方向に沿ったものとなる。
また、同じくスイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。
スイッチング素子Ｑ1のドレインは、チョークコイルＬ10の直列接続を介して、直流入力電圧Ｅｉｎの正極と接続される。スイッチング素子Ｑ1のソースは、直流入力電圧Ｅｉｎの負極と接続される。
また、スイッチング素子Ｑ1のドレインに対しては、チョークコイルＬ11の一端が接続され、他端には直列共振コンデンサＣ11が直列に接続される。直列共振コンデンサＣ11と直流入力電圧Ｅｉｎの負極との間には、負荷となるインピーダンスＺが挿入される。ここでのインピーダンスＺの具体例には圧電トランス、高周波対応の蛍光灯などを挙げることができる。
このような構成のＥ級スイッチングコンバータは、チョークコイルＬ10のインダクタンスと一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスとにより形成される並列共振回路と、チョークコイルＬ11のインダクタンスと直列共振コンデンサＣ11のキャパシタンスとにより形成される直列共振回路とを備える複合共振形コンバータの一形態であるとみることができる。また、スイッチング素子を1つのみ備えて形成される点では、シングルエンド方式の電圧共振形コンバータと同じであるといえる。
図１１は、上記図１０に示した構成のＥ級スイッチングコンバータについての要部の動作を示している。
スイッチング電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONにおいて０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状のパルスとなる波形である。このスイッチングパルス波形は、上記並列共振回路の共振動作（電圧共振動作）により得られる。
スイッチング電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONにおいて０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状のパルスとなる波形である。このスイッチングパルス波形は、上記並列共振回路の共振動作（電圧共振動作）により得られる。
スイッチング電流ＩQ1は、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れる電流であり、期間ＴOFFでは０レベルで、期間ＴONにおいては、先ず開始時点から一定期間において、ボディダイオードＤDを流れることで負極性となり、この後に反転して正極性となって、スイッチング素子Ｑ1のドレインからソースに流れる。
また、Ｅ級スイッチングコンバータの出力として、上記直列共振回路に流れるとされる電流Ｉ2は、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れるスイッチング電流ＩQ1と、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなり、正弦波成分を含む波形となる。
また、Ｅ級スイッチングコンバータの出力として、上記直列共振回路に流れるとされる電流Ｉ2は、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れるスイッチング電流ＩQ1と、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなり、正弦波成分を含む波形となる。
また、上記スイッチング電流ＩQ1とスイッチング電圧Ｖ1との関係によっては、スイッチング素子Ｑ1のターンオフタイミングにおいてＺＶＳ動作が得られており、ターンオンタイミングにおいてＺＶＳ及びＺＣＳ動作が得られていることも示される。
また、直流入力電圧Ｅｉｎの正極端子からチョークコイルＬ10を流れるようにしてＥ級スイッチングコンバータに流入する電流Ｉ1は、チョークコイルＬ10，Ｌ11のインダクタンスについて、Ｌ10＞Ｌ11の関係を設定していることで、図示するようにして所定の平均レベルをとる脈流波形となる。このような脈流波形は、近似的な直流としてみることができる。
本実施の形態としては、上記基本構成に基づくＥ級スイッチングコンバータを電源回路に適用する。そこで先ず、第1の実施の形態の電源回路の構成例を図１の回路図に示す。
この図に示すスイッチング電源回路においては、まず、商用交流電源ＡＣのラインに対して、図示するようにして、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLが挿入される。これらコモンモードチョークコイルＣＭＣ、及びアクロスコンデンサＣL，ＣLにより、商用交流電源ＡＣのラインに重畳するコモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが形成される。
この図に示すスイッチング電源回路においては、まず、商用交流電源ＡＣのラインに対して、図示するようにして、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLが挿入される。これらコモンモードチョークコイルＣＭＣ、及びアクロスコンデンサＣL，ＣLにより、商用交流電源ＡＣのラインに重畳するコモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが形成される。
商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）は、４本の低速型の整流素子（ダイオード）をブリッジ接続して形成したブリッジ整流回路Ｄｉにより整流され、その整流出力は平滑コンデンサＣｉに充電される。これにより平滑コンデンサＣｉの両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この場合の整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとなる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段のスイッチングコンバータのための直流入力電圧となる。
ただし、本実施の形態においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、平滑コンデンサＣｉの正極端子との間のラインには、力率改善回路１０が介在するようにして設けられる。この力率改善回路１０の構成及びその動作については後述する。
ただし、本実施の形態においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、平滑コンデンサＣｉの正極端子との間のラインには、力率改善回路１０が介在するようにして設けられる。この力率改善回路１０の構成及びその動作については後述する。
この図において、上記整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うスイッチングコンバータは、図１０の基本構成に基づいたＥ級スイッチングコンバータとして形成される。
この場合のスイッチング素子Ｑ1には高耐圧のＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。また、この場合のＥ級スイッチングコンバータの駆動方式は、発振・ドライブ回路２によりスイッチング素子をスイッチング駆動する他励式である。
この場合のスイッチング素子Ｑ1には高耐圧のＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。また、この場合のＥ級スイッチングコンバータの駆動方式は、発振・ドライブ回路２によりスイッチング素子をスイッチング駆動する他励式である。
スイッチング素子Ｑ1のドレインは、チョークコイルＰＣＣ１における主巻線であるチョークコイル巻線Ｎ10の直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。従って、この場合の直流入力電圧（Ｅｉ）は、チョークコイル巻線Ｎ10の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ1に供給されるようになっている。スイッチング素子Ｑ1のソースは一次側アースに接続される。
スイッチング素子Ｑ1のゲートに対しては、発振・ドライブ回路２から出力されるスイッチング駆動信号（電圧）が印加されるようになっている。
スイッチング素子Ｑ1のゲートに対しては、発振・ドライブ回路２から出力されるスイッチング駆動信号（電圧）が印加されるようになっている。
この場合のスイッチング素子Ｑ1には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されていることから、図示するようにして、ソース−ドレイン間に対して並列に接続されるようにしてボディダイオードＤDを内蔵する。このボディダイオードＤDとしては、アノードがスイッチング素子Ｑ1のソースと接続され、カソードがスイッチング素子Ｑ1のドレインと接続される状態を形成する。このボディダイオードＤDは、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフ動作（スイッチング動作）により生じる、逆方向のスイッチング電流を流す経路を形成する。
また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。
図１０から分かるように、この回路形態での一次側並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスとチョークコイル巻線Ｎ10のインダクタンスＬ10（漏洩インダクタンス）とによって、スイッチング素子Ｑ1に流れるスイッチング電流に対する一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成する。この一次側並列共振回路が共振動作を行うことによって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として、１つには電圧共振形の動作が得られる。これに応じて、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧（ドレイン−ソース間電圧）Ｖ1としては、そのオフ期間において正弦波状の共振パルス波形が得られる。
図１０から分かるように、この回路形態での一次側並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスとチョークコイル巻線Ｎ10のインダクタンスＬ10（漏洩インダクタンス）とによって、スイッチング素子Ｑ1に流れるスイッチング電流に対する一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成する。この一次側並列共振回路が共振動作を行うことによって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として、１つには電圧共振形の動作が得られる。これに応じて、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧（ドレイン−ソース間電圧）Ｖ1としては、そのオフ期間において正弦波状の共振パルス波形が得られる。
なお、本実施の形態においては、チョークコイルＰＣＣ１には、力率改善用チョークコイルとして機能する、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11が追加的に巻装される。これにより、チョークコイル巻線Ｎ10と力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11との磁気的な結合が得られるようにしている。
なお、力率改善用チョークコイルとしては、例えばチョークコイル巻線Ｎ10のみを巻装したチョークコイルＰＣＣ１とは独立した別部品としたうえで、相互に磁気結合が得られるようにして構成することも考えられるが、本実施の形態のようにして、チョークコイルＰＣＣ１に含める構造とすることで、部品点数の削減などが図られる。
なお、力率改善用チョークコイルとしては、例えばチョークコイル巻線Ｎ10のみを巻装したチョークコイルＰＣＣ１とは独立した別部品としたうえで、相互に磁気結合が得られるようにして構成することも考えられるが、本実施の形態のようにして、チョークコイルＰＣＣ１に含める構造とすることで、部品点数の削減などが図られる。
また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と一次側直列共振コンデンサＣ11とから成る直列接続回路が並列に接続される。この場合には、一次巻線Ｎ1の巻き終わり端部をスイッチング素子Ｑ1のドレインと接続し、巻始め端部を一次側直列共振コンデンサＣ11と接続している。一次側直列共振コンデンサＣ11の一次巻線Ｎ1と接続されない側の極端子は、一次側アース電位にてスイッチング素子Ｑ1のソースと接続される。
発振・ドライブ回路２は、例えば他励式によりスイッチング素子Ｑ1を駆動するために、発振回路と、この発振回路により得られた発振信号に基づいて、ＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング駆動するためのゲート電圧であるドライブ信号を生成して、スイッチング素子Ｑ1のゲートに印加するようにされる。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、ドライブ信号波形に応じて連続的にオン／オフ動作を行う。つまり、スイッチング動作を行う。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側と二次側とを直流的に絶縁した状態で、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を二次側に伝送する。
図２は、図１の電源回路が備える絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を示す断面図である。
この図に示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ字形状コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ2を巻装する。
このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ字形コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ字形コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
図２は、図１の電源回路が備える絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を示す断面図である。
この図に示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ字形状コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ2を巻装する。
このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ字形コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ字形コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。
そのうえで、ＥＥ字形コアの中央磁脚に対しては、図のようにして、例えばギャップ長2mm程度以上のギャップＧを形成する。これによって、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒0.7以下程度による疎結合の状態を得るようにしている。つまり、従来技術として図１５に示した電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴよりも、さらに疎結合の状態としている。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1は、後述するようにして、一次側に形成されるＥ級スイッチングコンバータにおける一次側直列共振回路を形成するための素子であり、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力に応じた交番出力が得られる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。
この二次巻線Ｎ2に対しては、二次側直列共振コンデンサＣ2を直列となる接続関係によりに接続している。これにより、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側直列共振回路を形成する。この二次側直列共振回路は、後述する二次側整流回路の整流動作に応じて共振動作を行うが、これにより、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流は正弦波状となる。つまり、二次側において電流共振動作が得られる。
この二次巻線Ｎ2に対しては、二次側直列共振コンデンサＣ2を直列となる接続関係によりに接続している。これにより、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側直列共振回路を形成する。この二次側直列共振回路は、後述する二次側整流回路の整流動作に応じて共振動作を行うが、これにより、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流は正弦波状となる。つまり、二次側において電流共振動作が得られる。
この場合の二次側整流回路は、上記のようにして二次側直列共振コンデンサＣ2が直列接続された二次巻線Ｎ2に対して、２本の整流ダイオードＤo1，Ｄo2と、１本の平滑コンデンサＣｏを接続することで、倍電圧半波整流回路として形成される。この倍電圧半波整流回路の接続態様としては、まず、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部側に対して、二次側直列共振コンデンサＣ2を介して整流ダイオードＤo1のアノードと、整流ダイオードＤo2のカソードを接続する。また、整流ダイオードＤo1のカソードを平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。二次巻線Ｎ2の巻始め端部と、整流ダイオードＤo2のアノードと、平滑コンデンサＣｏの負極端子は、二次側アースに対して接続する。
このようにして形成される倍電圧半波整流回路の整流動作は次のようになる。
先ず、二次巻線に得られる交番電圧の一方の極性に対応する半周期においては、整流ダイオードＤo2に順方向電圧が印加されることになるので、整流ダイオードＤo2が導通し、整流電流を二次側直列共振コンデンサＣ2に対して充電する動作が得られる。これによって、二次側直列共振コンデンサＣ2には、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの両端電圧が生成される。次の、二次巻線に得られる交番電圧の他方の極性に対応する半周期においては、整流ダイオードＤo2に順方向電圧が印加されて導通する。このとき、平滑コンデンサＣoに対しては、二次巻線電圧Ｖ1の電位と、上記二次側直列共振コンデンサＣ2の両端電圧とが重畳された電位により充電が行われる。
これによって平滑コンデンサＣoの両端電圧としては、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅoが得られることになる。この整流動作では、平滑コンデンサＣoに対しては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ充電が行われる。つまり、倍電圧半波としての整流動作が得られている。
この二次側直流出力電圧Ｅoは、負荷に供給される。また、分岐して制御回路１に対して検出電圧として出力される。
先ず、二次巻線に得られる交番電圧の一方の極性に対応する半周期においては、整流ダイオードＤo2に順方向電圧が印加されることになるので、整流ダイオードＤo2が導通し、整流電流を二次側直列共振コンデンサＣ2に対して充電する動作が得られる。これによって、二次側直列共振コンデンサＣ2には、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの両端電圧が生成される。次の、二次巻線に得られる交番電圧の他方の極性に対応する半周期においては、整流ダイオードＤo2に順方向電圧が印加されて導通する。このとき、平滑コンデンサＣoに対しては、二次巻線電圧Ｖ1の電位と、上記二次側直列共振コンデンサＣ2の両端電圧とが重畳された電位により充電が行われる。
これによって平滑コンデンサＣoの両端電圧としては、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅoが得られることになる。この整流動作では、平滑コンデンサＣoに対しては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ充電が行われる。つまり、倍電圧半波としての整流動作が得られている。
この二次側直流出力電圧Ｅoは、負荷に供給される。また、分岐して制御回路１に対して検出電圧として出力される。
制御回路１は、入力された二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じて主としてはスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ1を駆動する。
上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2側に伝送される電力量、また、二次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベル変動がキャンセルされるようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを制御する動作が得られることになる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られる。
上記のようにして形成される本実施の形態の電源回路の一次側において形成されるスイッチングコンバータ（Ｑ1、Ｃｒ、N10、Ｎ1、Ｃ11）と、先に図１０に示したＥ級コンバータとしての回路構成とを比較してみると、本実施の形態のスイッチングコンバータは、図９の回路から負荷となるインピーダンスＺを省略し、チョークコイルＬ11を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1（リーケージインダクタンスＬ1）と置き換えたものとしてみることができる。また、前述もしたように、本実施の形態の一次側スイッチングコンバータでは、チョークコイル巻線Ｎ10（第１のインダクタ）のインダクタンスＬ10と一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスによって一次側並列共振回路を形成し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1（第２のインダクタ）のリーケージインダクタンスＬ1と一次側直列共振コンデンサＣ11のキャパシタンスとにより一次側直列共振回路を形成する。
このことから、本実施の形態の一次側スイッチングコンバータは、Ｅ級共振形のスイッチング動作を行うＥ級スイッチングコンバータとして形成されている、ということがいえる。そして、この一次側スイッチングコンバータのスイッチング動作により得られるスイッチング出力（交番出力）を、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける磁気結合を介するようにして、チョークコイルＬ11に相当する一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2に伝達し、二次側にて整流を行って直流出力電圧Ｅｏを得るようにされている。
また、本実施の形態のようにして形成されるＥ級スイッチングコンバータは、チョークコイル巻線Ｎ10、及び一次側並列共振コンデンサＣｒとともに電圧共振形コンバータを形成するスイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に対して、一次側直列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1及び一次側直列共振コンデンサＣ11の直列接続回路を並列接続した、複合共振形コンバータ、ソフトスイッチング電源の構成であるともみることができる。
このことから、本実施の形態の一次側スイッチングコンバータは、Ｅ級共振形のスイッチング動作を行うＥ級スイッチングコンバータとして形成されている、ということがいえる。そして、この一次側スイッチングコンバータのスイッチング動作により得られるスイッチング出力（交番出力）を、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける磁気結合を介するようにして、チョークコイルＬ11に相当する一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2に伝達し、二次側にて整流を行って直流出力電圧Ｅｏを得るようにされている。
また、本実施の形態のようにして形成されるＥ級スイッチングコンバータは、チョークコイル巻線Ｎ10、及び一次側並列共振コンデンサＣｒとともに電圧共振形コンバータを形成するスイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に対して、一次側直列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1及び一次側直列共振コンデンサＣ11の直列接続回路を並列接続した、複合共振形コンバータ、ソフトスイッチング電源の構成であるともみることができる。
続いて、力率改善回路１０について説明する。
この力率改善回路１０は、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧（Ｅｉ）を得るための整流平滑回路における整流電流経路に対して挿入されるようにして設けられるもので、電圧帰還方式により力率改善を図る構成を採る。
この力率改善回路１０は、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧（Ｅｉ）を得るための整流平滑回路における整流電流経路に対して挿入されるようにして設けられるもので、電圧帰還方式により力率改善を図る構成を採る。
本実施の形態の力率改善回路１０は、例えば図示するようにして、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11（力率改善用インダクタ）、スイッチングダイオードＤ1（力率改善用スイッチング素子）、及びフィルタコンデンサＣNを備えて成る。このうち、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11は、所定のインダクタンスＬｏが得られるようにして、所定巻数によりチョークコイルＰＣＣ１に巻装される。
この場合のチョークコイルＰＣＣ１の構造例を図４の断面図に示す。
この図に示すように、チョークコイルＰＣＣ１も、フェライト材によるＥ字形状コアＣＲ１１、ＣＲ１２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備え、本来のチョークコイル巻線Ｎ10と、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11とともに、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢ１が備えられる。このボビンＢ１の一方の巻装部に対してチョークコイル巻線Ｎ10を巻装し、他方の巻装部に対して力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11を巻装する。なお、この場合のボビンＢ１は、図示するようにして、チョークコイル巻線Ｎ10の巻装部のほうが、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11の巻装部よりも大きい容積を有しているようにして形成される。また、この場合のチョークコイル巻線Ｎ10と力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11には、それぞれリッツ線を用いる。
このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢ１を上記ＥＥ字形コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがＥＥ字形コアの中央磁脚に巻装される状態となる。
また、ＥＥ字形コアの中央磁脚に対しては、図のようにして1.6mm程度のギャップＧを形成することで、チョークコイル巻線Ｎ10と力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11との間で、例えば結合係数ｋ≒0.7程度による疎結合の状態を得るようにしている。
この図に示すように、チョークコイルＰＣＣ１も、フェライト材によるＥ字形状コアＣＲ１１、ＣＲ１２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備え、本来のチョークコイル巻線Ｎ10と、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11とともに、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢ１が備えられる。このボビンＢ１の一方の巻装部に対してチョークコイル巻線Ｎ10を巻装し、他方の巻装部に対して力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11を巻装する。なお、この場合のボビンＢ１は、図示するようにして、チョークコイル巻線Ｎ10の巻装部のほうが、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11の巻装部よりも大きい容積を有しているようにして形成される。また、この場合のチョークコイル巻線Ｎ10と力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11には、それぞれリッツ線を用いる。
このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢ１を上記ＥＥ字形コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがＥＥ字形コアの中央磁脚に巻装される状態となる。
また、ＥＥ字形コアの中央磁脚に対しては、図のようにして1.6mm程度のギャップＧを形成することで、チョークコイル巻線Ｎ10と力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11との間で、例えば結合係数ｋ≒0.7程度による疎結合の状態を得るようにしている。
そのうえで、力率改善回路１０としては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対して、スイッチングダイオードＤ1のアノードを接続し、スイッチングダイオードＤ1のカソードを力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11の巻終わり端部側と接続する。力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11の巻き始め端部は、チョークコイル巻線Ｎ10の巻終わり端部と平滑コンデンサＣｉの正極端子との接続点に対して接続する。この場合、チョークコイル巻線Ｎ10と力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11とは、逆極性で磁気結合している状態にあるとみることができる。これにより、例えばチョークコイル巻線Ｎ10に伝達されたスイッチング出力としての交番電圧が、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11に誘起されることになる。
このような力率改善回路１０としての接続形態では、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子との間に対して、整流出力電流の経路として、スイッチングダイオードＤ1（アノード→カソード）−力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11の直列接続回路が挿入されているものとみることができる。
また、上記スイッチングダイオードＤ1（アノード→カソード）−力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11の直列接続回路に対しては、フィルタコンデンサＣNを並列に接続している。フィルタコンデンサＣNは、ノーマルモードノイズを抑制するために設けられる。
また、上記スイッチングダイオードＤ1（アノード→カソード）−力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11の直列接続回路に対しては、フィルタコンデンサＣNを並列に接続している。フィルタコンデンサＣNは、ノーマルモードノイズを抑制するために設けられる。
このようにして形成される力率改善回路１０の動作は次のようになる。
図１の電源回路における一次側スイッチングコンバータはＥ級スイッチングコンバータであり、従って、一次側並列共振コンデンサＣｒとチョークコイル巻線Ｎ10から成る一次側並列共振回路を備える。このために、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間においては、一次側並列共振コンデンサＣｒに対して充放電電流が流れる電圧共振動作が得られる。これにより、一次側並列共振コンデンサＣｒ（スイッチング素子Ｑ1）の両端電圧となる電圧Ｖ1としては、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間において正弦波状のパルス電圧（共振パルス電圧）が生じる。一次側並列共振回路を形成するチョークコイル巻線Ｎ10には、上記共振パルス電圧に応じた交番電圧波形の成分が伝達される。そして、チョークコイルＰＣＣ１においては、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11が、一次側並列共振回路を形成するチョークコイル巻線Ｎ10と磁気結合するようにして設けられていることで、上記のようにしてチョークコイル巻線Ｎ10に生じた共振パルス電圧が、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11に誘起されることになる。つまり、スイッチング周期の交番電圧が力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11に誘起される。
この場合の力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子との間の整流出力電流の経路に挿入されていることから、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11に得られた誘起電圧は、整流電流経路に対して重畳されることになる。このような動作は、一次巻線Ｎ1に得られたスイッチング出力としての電流、電圧を、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11により電圧に変換し、平滑コンデンサＣｉに帰還しているものであるとみることができる。つまり、スイッチング出力を、チョークコイル巻線Ｎ10と力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11との磁気結合を介するようにして平滑コンデンサＣｉ（整流電流経路）に帰還する、磁気結合形の電圧帰還方式としての動作が得られている。
図１の電源回路における一次側スイッチングコンバータはＥ級スイッチングコンバータであり、従って、一次側並列共振コンデンサＣｒとチョークコイル巻線Ｎ10から成る一次側並列共振回路を備える。このために、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間においては、一次側並列共振コンデンサＣｒに対して充放電電流が流れる電圧共振動作が得られる。これにより、一次側並列共振コンデンサＣｒ（スイッチング素子Ｑ1）の両端電圧となる電圧Ｖ1としては、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間において正弦波状のパルス電圧（共振パルス電圧）が生じる。一次側並列共振回路を形成するチョークコイル巻線Ｎ10には、上記共振パルス電圧に応じた交番電圧波形の成分が伝達される。そして、チョークコイルＰＣＣ１においては、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11が、一次側並列共振回路を形成するチョークコイル巻線Ｎ10と磁気結合するようにして設けられていることで、上記のようにしてチョークコイル巻線Ｎ10に生じた共振パルス電圧が、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11に誘起されることになる。つまり、スイッチング周期の交番電圧が力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11に誘起される。
この場合の力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子との間の整流出力電流の経路に挿入されていることから、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11に得られた誘起電圧は、整流電流経路に対して重畳されることになる。このような動作は、一次巻線Ｎ1に得られたスイッチング出力としての電流、電圧を、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11により電圧に変換し、平滑コンデンサＣｉに帰還しているものであるとみることができる。つまり、スイッチング出力を、チョークコイル巻線Ｎ10と力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11との磁気結合を介するようにして平滑コンデンサＣｉ（整流電流経路）に帰還する、磁気結合形の電圧帰還方式としての動作が得られている。
このようにして本実施の形態では、磁気結合形の電圧帰還方式によりスイッチング出力の帰還動作を生じるようにされている。このようにして整流電流経路に対してスイッチング出力が帰還されることで、整流電流経路に対してはスイッチング周波数に応じた交番電圧が重畳されることになる。これにより、スイッチングダイオードＤ1に印加される電圧としては、整流平滑電圧Ｅｉに対して、スイッチング周期による交番電圧成分がさらに重畳した電位となる。高速リカバリ型のスイッチングダイオードＤ1は、このような整流平滑電圧Ｅｉに重畳される交番電圧成分の印加により、例えば交流入力電圧ＶACの正／負の絶対値が、そのピーク値の約１／２以上のときにスイッチング動作を行い、平滑コンデンサＣｉに流入しようとする整流電流を断続する。
上記のようにして流れる整流電流のエンベロープの導通期間は、ブリッジ整流回路Ｄｉから出力される整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも流れるものとなっている。そして、交流入力電圧ＶACを基として流れる交流入力電流ＩACの導通期間も、この整流電流の導通期間にほぼ一致したものとなる。つまり、交流入力電流ＩACの導通角は、力率改善回路を備えない場合よりも拡大されているものであり、交流入力電流ＩACの波形としては、交流入力電圧ＶACの波形に近付くものとなっている。つまり、力率改善が図られていることになる。
上記のようにして流れる整流電流のエンベロープの導通期間は、ブリッジ整流回路Ｄｉから出力される整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも流れるものとなっている。そして、交流入力電圧ＶACを基として流れる交流入力電流ＩACの導通期間も、この整流電流の導通期間にほぼ一致したものとなる。つまり、交流入力電流ＩACの導通角は、力率改善回路を備えない場合よりも拡大されているものであり、交流入力電流ＩACの波形としては、交流入力電圧ＶACの波形に近付くものとなっている。つまり、力率改善が図られていることになる。
また、本実施の形態の力率改善回路１０の構成では、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11の巻数設定により、力率改善回路１０により改善される力率値を変更することが可能である。
前述もしているように、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11は、チョークコイルＰＣＣ１においてチョークコイル巻線Ｎ10と磁気結合しており、チョークコイル巻線Ｎ10により交番電圧が誘起される。このことから、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11の巻数を変更することで、チョークコイル巻線Ｎ10と力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11との巻線比が変化することとなり、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11に誘起される電圧レベルが変化することになる。この力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11の誘起電圧レベルの変化が、即ちスイッチング出力の帰還量の変化となる。
前述もしているように、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11は、チョークコイルＰＣＣ１においてチョークコイル巻線Ｎ10と磁気結合しており、チョークコイル巻線Ｎ10により交番電圧が誘起される。このことから、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11の巻数を変更することで、チョークコイル巻線Ｎ10と力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11との巻線比が変化することとなり、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11に誘起される電圧レベルが変化することになる。この力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11の誘起電圧レベルの変化が、即ちスイッチング出力の帰還量の変化となる。
上記構成による図１の電源回路の実際として、後述する実験結果を得るのにあたっては、要部を下記のように選定した。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、図２に示す構造を基としてＥＥ字形コア（ＣＲ1，ＣＲ2）についてEER-35を選定して、ギャップＧ1については2.2mmのギャップ長を設定した。一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の各巻数（ターン数）Ｔについては、Ｎ1＝60T、Ｎ2＝30Tを選定した。上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体における一次側と二次側との結合係数ｋについては、例えばｋ＝0.67程度の、0.7より小さいとされる値が設定される。
また、チョークコイルＰＣＣ１については、図４に示す構造の下で、EER-28を選定して、ギャップGのギャップ調については、1.6mmとした。そのうえで、チョークコイル巻線Ｎ10のインダクタンスＬ10については、Ｌ10＝１ｍＨを設定し、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ10のインダクタンスＬoについては、Lo＝14μHとなるように設定した。
なお、上記EERのコアは、よく知られているように、製品としてのコアの型式、規格の１つであり、この型式には、ER、EEのあることも知られている。本願においてＥ字形状、ＥＥ字形などという場合には、断面がＥ字、あるいはＥＥ字形状であることに応じて、EER、ER、EEの何れのタイプの場合についてもＥ字形状、あるいはＥＥ字形のコアであるとして扱うものとする。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒ、フィルタコンデンサＣN、及び二次側直列共振コンデンサＣ2の各キャパシタンスについては、
Ｃｒ＝5600pＦ
Ｃ11＝0.022μＦ
ＣN＝１μF
Ｃ2＝0.082μＦ
を選定した。
対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）とし、二次側直流出力電圧Ｅｏの定格レベルは１７５Ｖとしている。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、図２に示す構造を基としてＥＥ字形コア（ＣＲ1，ＣＲ2）についてEER-35を選定して、ギャップＧ1については2.2mmのギャップ長を設定した。一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の各巻数（ターン数）Ｔについては、Ｎ1＝60T、Ｎ2＝30Tを選定した。上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴ自体における一次側と二次側との結合係数ｋについては、例えばｋ＝0.67程度の、0.7より小さいとされる値が設定される。
また、チョークコイルＰＣＣ１については、図４に示す構造の下で、EER-28を選定して、ギャップGのギャップ調については、1.6mmとした。そのうえで、チョークコイル巻線Ｎ10のインダクタンスＬ10については、Ｌ10＝１ｍＨを設定し、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ10のインダクタンスＬoについては、Lo＝14μHとなるように設定した。
なお、上記EERのコアは、よく知られているように、製品としてのコアの型式、規格の１つであり、この型式には、ER、EEのあることも知られている。本願においてＥ字形状、ＥＥ字形などという場合には、断面がＥ字、あるいはＥＥ字形状であることに応じて、EER、ER、EEの何れのタイプの場合についてもＥ字形状、あるいはＥＥ字形のコアであるとして扱うものとする。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒ、フィルタコンデンサＣN、及び二次側直列共振コンデンサＣ2の各キャパシタンスについては、
Ｃｒ＝5600pＦ
Ｃ11＝0.022μＦ
ＣN＝１μF
Ｃ2＝0.082μＦ
を選定した。
対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）とし、二次側直流出力電圧Ｅｏの定格レベルは１７５Ｖとしている。
図１の電源回路の実験結果として、図４の波形図を挙げる。図４は、上記構成による図１の電源回路における要部の動作を、商用交流電源周期により示している。
先ず、力率改善回路１０のスイッチングダイオードＤ1に流れる電流Ｉ1は、図示するようにして、交流入力電圧ＶACのピーク近傍において所定以上のレベルとなる期間には正極性のパルスとして流れる交番波形となる。
また、スイッチングダイオードＤ1のカソードと力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11の端部の接続点と、一次側アースとの間の電位である電圧Ｖ2は、正極性のピークは整流平滑電圧Ｅｉ（１４０Ｖ）で一定とされたうえで、交流入力電圧ＶACが所定以上のレベルとなる以外の期間では、柵状のエンベロープによる交番波形となる。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と一次側アースとの電位となる電圧Ｖ3は、整流平滑電圧Ｅｉのレベルに対して、交流入力電圧ＶACが所定以上のレベルとなる期間において、整流出力電圧に応じた波形の交番電圧成分が重畳したものとなる。
そして、この場合の交流入力電流ＩACは、図示するようにして、非導通の期間は形成されずに、略凸状のエンベロープが、交流入力電圧ＶACの極性に応じて反転する波形となる。このような波形は、例えば図１に示した構成から力率改善回路１０を省略した構成と比較して、正弦波に近くなっているものであり、その分の力率改善が図られているものであるとしてみることができる。
先ず、力率改善回路１０のスイッチングダイオードＤ1に流れる電流Ｉ1は、図示するようにして、交流入力電圧ＶACのピーク近傍において所定以上のレベルとなる期間には正極性のパルスとして流れる交番波形となる。
また、スイッチングダイオードＤ1のカソードと力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11の端部の接続点と、一次側アースとの間の電位である電圧Ｖ2は、正極性のピークは整流平滑電圧Ｅｉ（１４０Ｖ）で一定とされたうえで、交流入力電圧ＶACが所定以上のレベルとなる以外の期間では、柵状のエンベロープによる交番波形となる。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と一次側アースとの電位となる電圧Ｖ3は、整流平滑電圧Ｅｉのレベルに対して、交流入力電圧ＶACが所定以上のレベルとなる期間において、整流出力電圧に応じた波形の交番電圧成分が重畳したものとなる。
そして、この場合の交流入力電流ＩACは、図示するようにして、非導通の期間は形成されずに、略凸状のエンベロープが、交流入力電圧ＶACの極性に応じて反転する波形となる。このような波形は、例えば図１に示した構成から力率改善回路１０を省略した構成と比較して、正弦波に近くなっているものであり、その分の力率改善が図られているものであるとしてみることができる。
また、図４においては二次側直流出力電圧Ｅｏが示されている。二次側直流出力電圧Ｅｏは、安定化目標の定格レベル（175Ｖ）を平均値として、図示するエンベロープによりスイッチング周波数にほぼ対応する周期のリップルが重畳する。この場合には、リップルの電圧レベルは、90mVp-pとなっている。
図５は、図１に示した電源回路ついての実験結果として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの入力電圧条件で、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）の範囲での負荷変動に対する整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉ、力率（ＰＦ）、及びAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）を示している。
また、図６は、図１に示した電源回路についての実験結果として、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗで一定とする負荷条件で、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１４４Ｖの範囲での変動に対する、整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉ、力率（ＰＦ）、及びAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）を示している。
また、図６は、図１に示した電源回路についての実験結果として、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗで一定とする負荷条件で、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１４４Ｖの範囲での変動に対する、整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉ、力率（ＰＦ）、及びAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）を示している。
先ず、スイッチングコンバータの直流入力電圧となる整流平滑電圧Ｅｉは、図６に示すようにして、交流入力電圧ＶACに対応してほぼ比例的に変化するものとなる。また、負荷変動に対しては、図５に示すようにして、軽負荷の傾向となるのに応じて上緩やかに傾向となっているが、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ以上では１３０Ｖ〜１４０程度の範囲でほぼ収まっているとみてよい特性となっている。
また、力率改善回路１０の動作に応じて得られる力率ＰＦについては、図５に示されるようにして、全体としては軽負荷傾向となるのに従って低くなっていく傾向の特性であり、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００ＷからＰｏ＝５０Ｗ程度の負荷変動範囲に対して、ＰＦ＝０．７５以上を維持しており、実用上充分な力率値が得られているといえる。なお、交流入力電圧ＶACの変動に対しては、図６に示すようにして、交流入力電圧ＶACが高くなっていくのに応じて緩やかな傾きで低下していが、ほぼ一定とみてよい特性となる。
また、力率改善回路１０の動作に応じて得られる力率ＰＦについては、図５に示されるようにして、全体としては軽負荷傾向となるのに従って低くなっていく傾向の特性であり、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００ＷからＰｏ＝５０Ｗ程度の負荷変動範囲に対して、ＰＦ＝０．７５以上を維持しており、実用上充分な力率値が得られているといえる。なお、交流入力電圧ＶACの変動に対しては、図６に示すようにして、交流入力電圧ＶACが高くなっていくのに応じて緩やかな傾きで低下していが、ほぼ一定とみてよい特性となる。
また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）については、図５及び図６に示すようにして、負荷変動に対しては、Ｐｏ＝１００Ｗあたりでピークとなるが、ほぼ一定とみてよい特性で、交流入力電圧の変動に対しては、交流入力電圧ＶACの変動に対してほぼ一定となる特性となっている。最大負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時における測定結果としては、ηAC→DC＝９１．５％となる結果が得られた。また、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ?Ｐｏ＝２５Ｗの範囲でηAC→DC＝９０％以上を維持するという良好な結果が得られた。
比較として、図１５に示した電源回路では、同じ最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１００時におけるAC→DC電力変換効率としては、８３％であり、８．５％程度の向上が図られている。また、これにともなって、交流入力電力は、図１５の電源回路と比較して、本実施の形態では３３．６Ｗ程度低減されている。
比較として、図１５に示した電源回路では、同じ最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１００時におけるAC→DC電力変換効率としては、８３％であり、８．５％程度の向上が図られている。また、これにともなって、交流入力電力は、図１５の電源回路と比較して、本実施の形態では３３．６Ｗ程度低減されている。
これまでに説明した実施の形態の電源回路と、アクティブフィルタを備えることにより力率改善を図る先行技術である、図１５に示した電源回路とを比較した場合には、次のようなことがいえる。
先ず、上記図５及び図６により示した実験の説明からもわかるように、図１に示した電源回路では、図１５の電源回路の場合よりも電力変換効率（ηAC→DC）が向上している。
これは、主としては、電圧帰還方式による力率改善回路を備える構成としたことで、アクティブフィルタを不要としたことによる。すなわち、本実施の形態では、アクティブフィルタを備える場合のように前段と後段の２つの電力変換効率値の積により総合効率が低下することはない。
先ず、上記図５及び図６により示した実験の説明からもわかるように、図１に示した電源回路では、図１５の電源回路の場合よりも電力変換効率（ηAC→DC）が向上している。
これは、主としては、電圧帰還方式による力率改善回路を備える構成としたことで、アクティブフィルタを不要としたことによる。すなわち、本実施の形態では、アクティブフィルタを備える場合のように前段と後段の２つの電力変換効率値の積により総合効率が低下することはない。
また、図１に示した回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品の点数削減が図られる。
つまりアクティブフィルタは、１組のコンバータを構成するものであり、図１５による説明からも分かるように、実際には、１本のスイッチング素子と、これらを駆動するためのＩＣ等を始め、多くの部品点数により構成される。
これに対し、図１に示す電源回路においては、力率改善のために必要な追加部品として、少なくともフィルタコンデンサＣN、スイッチングダイオードＤ1、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11（インダクタンスLo）を備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数とすることができる。
これにより、図１に示す電源回路としては、力率改善機能を有する電源回路として、図１５に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。特に、力率改善用チョークコイルのようなインダクタとしての部品は大型な部類であるが、本実施の形態では、平滑コンデンサＣｉに流入する整流電流はスイッチング周期による交番電流となることから、この整流電流に対するインダクタとして機能する力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11に設定できるインダクタンスＬoは小さくて済み、実際としてもＬo＝14μＨである。これにより、例えば本実施の形態のようにして、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11を巻装してチョークコイルＰＣＣ１を形成する場合も、チョークコイルＰＣＣ１のコアとしては、EE-28に抑えられることから、回路基板の小型軽量化を妨げない。比較として、例えば、図１４に示したパワーチョークコイルＰＣＣは、140μH程度が必要となるのでEER-39が選定される。
つまりアクティブフィルタは、１組のコンバータを構成するものであり、図１５による説明からも分かるように、実際には、１本のスイッチング素子と、これらを駆動するためのＩＣ等を始め、多くの部品点数により構成される。
これに対し、図１に示す電源回路においては、力率改善のために必要な追加部品として、少なくともフィルタコンデンサＣN、スイッチングダイオードＤ1、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11（インダクタンスLo）を備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数とすることができる。
これにより、図１に示す電源回路としては、力率改善機能を有する電源回路として、図１５に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。特に、力率改善用チョークコイルのようなインダクタとしての部品は大型な部類であるが、本実施の形態では、平滑コンデンサＣｉに流入する整流電流はスイッチング周期による交番電流となることから、この整流電流に対するインダクタとして機能する力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11に設定できるインダクタンスＬoは小さくて済み、実際としてもＬo＝14μＨである。これにより、例えば本実施の形態のようにして、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11を巻装してチョークコイルＰＣＣ１を形成する場合も、チョークコイルＰＣＣ１のコアとしては、EE-28に抑えられることから、回路基板の小型軽量化を妨げない。比較として、例えば、図１４に示したパワーチョークコイルＰＣＣは、140μH程度が必要となるのでEER-39が選定される。
また、図１に示す電源回路では、Ｅ級共振形コンバータ及び力率改善回路１０の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図１５に示したアクティブフィルタと比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。
このため、図１にも示したように、例えば１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと２つのアクロスコンデンサＣLから成る１段のノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、図１にも示しているように、１つのフィルタコンデンサＣNのみにより対策を行っている。
このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることによっても、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化は促進される。
このため、図１にも示したように、例えば１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと２つのアクロスコンデンサＣLから成る１段のノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、図１にも示しているように、１つのフィルタコンデンサＣNのみにより対策を行っている。
このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることによっても、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化は促進される。
また、図１に示す電源回路の場合、一次側のスイッチングコンバータを形成するスイッチング素子は1石であり、二次側の整流ダイオードなどもスイッチング素子Ｑ1に同期してスイッチング動作するものである。従って、一次側アース電位としては、図１５の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定させることができる。
なお、図１に示す電源回路により得られる力率ＰＦとしては、図５及び図６にて説明した通りであり、このような力率特性によれば、例えば電源高調波歪み規制をクリアすることができ、実用上充分な力率が得られているといえる。
このようにして図１に示す本実施の形態の電源回路は、アクティブフィルタを備える電源回路が有する各種の問題を解決した力率改善電源を得ているものである。
このようにして図１に示す本実施の形態の電源回路は、アクティブフィルタを備える電源回路が有する各種の問題を解決した力率改善電源を得ているものである。
また、本実施の形態の電源回路では、一次側スイッチングコンバータとして、Ｅ級スイッチングコンバータを備える。前述のようにして、Ｅ級スイッチングコンバータにおいては、一次側並列共振回路（Ｃｒ、Ｎ10（Ｌ10））と一次側直列共振回路（Ｃ11、Ｎ1（Ｌ1））が組み合わされている。そして、このような構成は、電圧共振形コンバータを基本構成として、一次側直列共振回路（Ｃ11、Ｎ1（Ｌ1））を組み合わせたものとしてみることができる。
一般的に、一次側に電圧共振形コンバータを備える電源回路は、負荷電力の制御範囲が狭く、また、軽負荷時におけるＺＶＳが維持できないために、そのままでは実用化は不可能であると考えられている。そこで、1石のスイッチング素子によるシングルエンド方式の一次側電圧共振形コンバータに対して二次側直列共振回路を設け、二次側整流回路として倍電圧半波整流回路を形成した電源回路（ここでは、実験電源回路ともいう）を構成して本願発明者が実験を行ったところ、それまでの電圧共振形コンバータを備える電源回路よりも、実現化に近づく特性が得られることが確認された。
しかしながら、上記実験電源回路では、中間負荷時において、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間（ＴOFF）が終了しないうちにスイッチング素子Ｑ1に正極方向（この場合はドレイン→ソース方向）に電流が流れてＺＶＳの動作が得られないという異常動作を生じる。このために、実験電源回路の構成であっても、依然として実用化は困難な状況であった。
これに対して、図１に示した実施の形態の電源回路では、対応負荷電力の全領域にわたってＺＶＳ動作が得られることが実験で確認されている。つまり、中間負荷時における異常動作は解消されている。これにより、二次側直列共振回路を備えるシングルエンド方式の電圧共振形コンバータとしては、実用化が容易に実現されることになる。
しかしながら、上記実験電源回路では、中間負荷時において、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間（ＴOFF）が終了しないうちにスイッチング素子Ｑ1に正極方向（この場合はドレイン→ソース方向）に電流が流れてＺＶＳの動作が得られないという異常動作を生じる。このために、実験電源回路の構成であっても、依然として実用化は困難な状況であった。
これに対して、図１に示した実施の形態の電源回路では、対応負荷電力の全領域にわたってＺＶＳ動作が得られることが実験で確認されている。つまり、中間負荷時における異常動作は解消されている。これにより、二次側直列共振回路を備えるシングルエンド方式の電圧共振形コンバータとしては、実用化が容易に実現されることになる。
実験電源回路の中間負荷時の異常動作は、電圧共振形コンバータに二次側直列共振回路を備えた形式の複合共振形コンバータを構成した場合に生じやすいことが確認されている。これは、電圧共振形コンバータを形成する一次側並列共振回路と、二次側直列共振回路（整流回路）とが同時に動作することによる相互作用が主たる原因となっている。
そこで、本実施の形態の場合には、上記した中間負荷時の異常動作は、一次側電圧共振形コンバータと二次側直列共振回路とを組み合わせた回路構成であることがそもそもの要因であると捉え、先ず、一次側スイッチングコンバータとして、電圧共振形コンバータに代えて、Ｅ級スイッチングコンバータを適用した構成のものを備えることとした。
また、結合係数ｋ＝0.65程度を設定して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の結合度を従来よりも低下させた。これにより、一次側のスイッチングコンバータの動作と、二次側整流回路の整流動作（スイッチング動作）との相互作用を希薄にして中間負荷時における異常動作を抑止する作用を得ている。
そこで、本実施の形態の場合には、上記した中間負荷時の異常動作は、一次側電圧共振形コンバータと二次側直列共振回路とを組み合わせた回路構成であることがそもそもの要因であると捉え、先ず、一次側スイッチングコンバータとして、電圧共振形コンバータに代えて、Ｅ級スイッチングコンバータを適用した構成のものを備えることとした。
また、結合係数ｋ＝0.65程度を設定して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側と二次側の結合度を従来よりも低下させた。これにより、一次側のスイッチングコンバータの動作と、二次側整流回路の整流動作（スイッチング動作）との相互作用を希薄にして中間負荷時における異常動作を抑止する作用を得ている。
また、実験電源回路では、直流入力電圧を生成する平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流は、絶縁コンバータトランスの一次巻線を経由してスイッチング素子と一次側並列共振コンデンサの並列接続回路側に流入する。この場合、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流は、スイッチング周期による比較的高い周波数となる。つまり、平滑コンデンサＣｉに対しては商用交流電源周期に対して高周波で充放電電流が流れる。
平滑コンデンサＣｉとしての部品素子には高耐圧が要求されることなどに応じてアルミ電解コンデンサがしばしば採用される。アルミ電解コンデンサは、他の種類のコンデンサなどと比較して、高周波で動作させると静電容量が低下すると共に損失角の正接が増加しやすい性質を有している。このために、平滑コンデンサＣｉに使用するアルミ電解コンデンサには、ＥＳＲ（等価直列抵抗）が低く、また、許容リップル電流が多い特殊品を選定する必要がある。また、平滑コンデンサＣｉとしての素子のキャパシタンスについても相応に大きな値を選定する必要が出てくる。例えば実験電源回路（一次側電圧共振形コンバータ）の構成で、本実施の形態と同等の最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗに対応させる場合には、１０００μF程度を選定することになる。このようなアルミ電解コンデンサは、汎用のアルミ電解コンデンサよりも高価であり、また、キャパシタンスの増加に応じた部品価格の上昇も含めてコスト的に不利となる。
平滑コンデンサＣｉとしての部品素子には高耐圧が要求されることなどに応じてアルミ電解コンデンサがしばしば採用される。アルミ電解コンデンサは、他の種類のコンデンサなどと比較して、高周波で動作させると静電容量が低下すると共に損失角の正接が増加しやすい性質を有している。このために、平滑コンデンサＣｉに使用するアルミ電解コンデンサには、ＥＳＲ（等価直列抵抗）が低く、また、許容リップル電流が多い特殊品を選定する必要がある。また、平滑コンデンサＣｉとしての素子のキャパシタンスについても相応に大きな値を選定する必要が出てくる。例えば実験電源回路（一次側電圧共振形コンバータ）の構成で、本実施の形態と同等の最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗに対応させる場合には、１０００μF程度を選定することになる。このようなアルミ電解コンデンサは、汎用のアルミ電解コンデンサよりも高価であり、また、キャパシタンスの増加に応じた部品価格の上昇も含めてコスト的に不利となる。
これに対して図１に示した本実施の形態の電源回路は、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流は、チョークコイル巻線Ｎ10を介してスイッチング素子Ｑ1、一次側並列共振コンデンサＣｒ、一次側直列共振回路（Ｎ1−Ｃ11）に流れるようになっている。このために、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流は、図１１の入力電流Ｉ1と同様にして直流（脈流）となる。このようにして、平滑コンデンサＣｉからスイッチングコンバータに流入する電流が直流となることで、本実施の形態では、上記した静電容量の低下や損失角の正接の増加の問題は生じることが無く、従って、平滑コンデンサＣｉとして汎用のアルミ電解コンデンサを選定することができる。また、平滑コンデンサＣｉとしての素子のキャパシタンスについても、実験電源回路の場合よりも低い値を選定できる。図1の回路の実際としては、６８０μＦ程度を選定できる。このようにして、本実施の形態では、平滑コンデンサＣｉについてのコストダウンを図ることが可能になる。
図７は、第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路においては力率改善回路１１が備えられる。この力率改善回路１１では、先に第１の実施の形態として図１に示した力率改善回路１０の構成に対して、低速型の整流ダイオードＤ1Aを追加して設けている。
この整流ダイオードＤ1Aは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子にアノードを接続し、平滑コンデンサＣｉの正極端子にカソードを接続している。従って、この力率改善回路１１においては、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11−スイッチングダイオードＤ1の直列接続回路に対して、ダイオードＤ1Aが並列となる関係により接続されていることになる。なお、この場合のフィルタコンデンサＣNは、これら力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11−スイッチングダイオードＤ1の直列接続回路、及び整流ダイオードＤ1Aに対して、並列となる関係により接続されることになる。
この図に示す電源回路においては力率改善回路１１が備えられる。この力率改善回路１１では、先に第１の実施の形態として図１に示した力率改善回路１０の構成に対して、低速型の整流ダイオードＤ1Aを追加して設けている。
この整流ダイオードＤ1Aは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子にアノードを接続し、平滑コンデンサＣｉの正極端子にカソードを接続している。従って、この力率改善回路１１においては、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11−スイッチングダイオードＤ1の直列接続回路に対して、ダイオードＤ1Aが並列となる関係により接続されていることになる。なお、この場合のフィルタコンデンサＣNは、これら力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11−スイッチングダイオードＤ1の直列接続回路、及び整流ダイオードＤ1Aに対して、並列となる関係により接続されることになる。
このようにして形成される力率改善回路１１を備える第２の実施の形態の電源回路では、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流出力として得られる整流電流は、力率改善用チョークコイル巻線Ｎ11−スイッチングダイオードＤ1の直列接続回路と、整流ダイオードＤ1Aとに分岐するようにして流れることになる。このような動作であっても、力率改善回路１１における基本的な動作としては、力率改善回路１０と同様となるもので、電圧帰還された共振パルス電圧により、スイッチングダイオードＤ1が整流電流をスイッチングし、交流入力電流ＩACの導通角を拡大させることにより力率改善が図られる。
そのうえで、上記もしているようにブリッジ整流回路Ｄｉからの整流電流は、整流ダイオードＤ1Aにも分岐して流れることになるので、スイッチングダイオードＤ1に流れる側の整流電流量は低減する。これにより、スイッチングダイオードＤ1におけるスイッチング損失が低減され電力変換効率が向上する。特に、重負荷傾向となるのに従って電源回路に流れる電流が増加するのに伴ってこの効果が顕著になる。
そのうえで、上記もしているようにブリッジ整流回路Ｄｉからの整流電流は、整流ダイオードＤ1Aにも分岐して流れることになるので、スイッチングダイオードＤ1に流れる側の整流電流量は低減する。これにより、スイッチングダイオードＤ1におけるスイッチング損失が低減され電力変換効率が向上する。特に、重負荷傾向となるのに従って電源回路に流れる電流が増加するのに伴ってこの効果が顕著になる。
続いて、上記第１、第２の実施の形態に共通の変形例として、二次側整流回路のバリエーションを、図８、図９に示す。
なお、これら図８、図９については、二次巻線Ｎ2及び二次側整流回路の構成のみが抜き出されて示されているが、図示されていない他の部分は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造も含めて、先に説明した実施の形態としての構成が採られればよい。
なお、これら図８、図９については、二次巻線Ｎ2及び二次側整流回路の構成のみが抜き出されて示されているが、図示されていない他の部分は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造も含めて、先に説明した実施の形態としての構成が採られればよい。
先ず、図８に示す電源回路では、二次巻線Ｎ2と二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続回路（二次側直列共振回路）に接続される二次側整流回路として、４本の整流ダイオードＤo1，Ｄo2，Ｄo3，Ｄo4から成るブリッジ整流回路と、１本の平滑コンデンサＣｏから成るブリッジ全波整流回路を備える。
この場合、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部は、二次側直列共振コンデンサＣ2を介して整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードの接続点に接続する。また、二次巻線Ｎ2の巻始め端部を、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードの接続点に接続する。整流ダイオードＤo1のカソードと整流ダイオードＤo3のカソードを平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。平滑コンデンサＣｏの負極端子は二次側アース電位にて、整流ダイオードＤo2のアノードと整流ダイオードＤo4のアノードの接続点と接続される。
この場合、二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部は、二次側直列共振コンデンサＣ2を介して整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードの接続点に接続する。また、二次巻線Ｎ2の巻始め端部を、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードの接続点に接続する。整流ダイオードＤo1のカソードと整流ダイオードＤo3のカソードを平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。平滑コンデンサＣｏの負極端子は二次側アース電位にて、整流ダイオードＤo2のアノードと整流ダイオードＤo4のアノードの接続点と接続される。
上記のようにして形成される全波整流回路によっては、二次巻線Ｎ2に誘起（励起）される交番電圧の一方の半周期において、ブリッジ整流回路の整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］の組が導通して、平滑コンデンサＣoに対して整流電流を充電する動作が得られる。また、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の他方の半周期においては、整流ダイオード［Ｄo2，Ｄo3］の組が導通して平滑コンデンサＣoに対して整流電流を充電する動作が得られる。
これによって平滑コンデンサＣoの両端電圧として、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの二次側直流出力電圧Ｅoが生成される。
これによって平滑コンデンサＣoの両端電圧として、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの二次側直流出力電圧Ｅoが生成される。
また、図９に示す電源回路は、二次側整流回路として倍電圧全波整流回路を備える。
この場合の倍電圧全波整流回路としては、先ず、二次巻線Ｎ2についてセンタータップを施すことで、このセンタータップを境界にして二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bに２分割する。二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bには、同じ所定巻数（ターン数）が設定される。二次巻線Ｎ2のセンタータップは、二次側アースに接続される。
また、二次巻線Ｎ2における二次巻線部Ｎ2A側の端部に対しては二次側直列共振コンデンサＣ2Aを直列に接続し、二次巻線Ｎ2における二次巻線部Ｎ2B側の端部に対しては二次側直列共振コンデンサＣ2Bを直列に接続する。これにより、二次巻線部Ｎ2Aのリーケージインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサＣ2Aのキャパシタンスから成る第１の二次側直列共振回路と、二次巻線部Ｎ2Bのリーケージインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサＣ2Bのキャパシタンスから成る第２の二次側直列共振回路とが形成される。
この場合の倍電圧全波整流回路としては、先ず、二次巻線Ｎ2についてセンタータップを施すことで、このセンタータップを境界にして二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bに２分割する。二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bには、同じ所定巻数（ターン数）が設定される。二次巻線Ｎ2のセンタータップは、二次側アースに接続される。
また、二次巻線Ｎ2における二次巻線部Ｎ2A側の端部に対しては二次側直列共振コンデンサＣ2Aを直列に接続し、二次巻線Ｎ2における二次巻線部Ｎ2B側の端部に対しては二次側直列共振コンデンサＣ2Bを直列に接続する。これにより、二次巻線部Ｎ2Aのリーケージインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサＣ2Aのキャパシタンスから成る第１の二次側直列共振回路と、二次巻線部Ｎ2Bのリーケージインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサＣ2Bのキャパシタンスから成る第２の二次側直列共振回路とが形成される。
そして、二次巻線Ｎ2における二次巻線Ｎ2A側の端部を、上記二次側直列共振コンデンサＣ2Aの直列接続を介して整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードとの接続点に対して接続する。また、二次巻線Ｎ2における二次巻線Ｎ2B側の端部を、二次側直列共振コンデンサＣ2Bの直列接続を介して、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードとの接続点に対して接続する。
整流ダイオードＤo1，Ｄo3の各カソードは、平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。平滑コンデンサＣoの負極端子は二次側アースに接続される。また、整流ダイオードＤo2，Ｄo4の各アノードの接続点は二次側アースに接続する。
整流ダイオードＤo1，Ｄo3の各カソードは、平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。平滑コンデンサＣoの負極端子は二次側アースに接続される。また、整流ダイオードＤo2，Ｄo4の各アノードの接続点は二次側アースに接続する。
上記接続形態では、二次巻線部Ｎ2A，二次側直列共振コンデンサＣ2A、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣｏから成る、第１の二次側直列共振回路を備える第１の倍電圧半波整流回路と、二次巻線部Ｎ2B，二次側直列共振コンデンサＣ2B、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣｏから成る、第２の二次側直列共振回路を備える第２の倍電圧半波整流回路とが形成されることになる。
第１の倍電圧半波整流回路では、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の、一方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2A→整流ダイオードＤo2→二次側直列共振コンデンサＣ2A→二次巻線部Ｎ2A］の整流電流経路により整流動作を行い、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧の電位により二次側直列共振コンデンサＣ2Aに対する充電を行う。他方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2A→二次側直列共振コンデンサＣ2A→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣｏ→二次巻線部Ｎ2A］の整流電流経路により整流動作を行うことで、二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧と二次巻線Ｎ2Aの交番電圧の重畳電位により、平滑コンデンサＣｏに対する充電を行う。
また、第２の倍電圧半波整流回路は、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の、上記他方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2B→整流ダイオードＤo4→二次側直列共振コンデンサＣ2B→二次巻線部Ｎ2B］の整流電流経路により整流動作を行って、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧の電位により、二次側直列共振コンデンサＣ2Bを充電し、上記一方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2B→二次側直列共振コンデンサＣ2B→整流ダイオードＤo3→平滑コンデンサＣｏ→二次巻線部Ｎ2B］の整流電流経路により整流動作を行って、二次側直列共振コンデンサＣ2Bの両端電圧と二次巻線Ｎ2Bの交番電圧の重畳電位により平滑コンデンサＣｏに対する充電を行う。
第１の倍電圧半波整流回路では、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の、一方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2A→整流ダイオードＤo2→二次側直列共振コンデンサＣ2A→二次巻線部Ｎ2A］の整流電流経路により整流動作を行い、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧の電位により二次側直列共振コンデンサＣ2Aに対する充電を行う。他方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2A→二次側直列共振コンデンサＣ2A→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣｏ→二次巻線部Ｎ2A］の整流電流経路により整流動作を行うことで、二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧と二次巻線Ｎ2Aの交番電圧の重畳電位により、平滑コンデンサＣｏに対する充電を行う。
また、第２の倍電圧半波整流回路は、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の、上記他方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2B→整流ダイオードＤo4→二次側直列共振コンデンサＣ2B→二次巻線部Ｎ2B］の整流電流経路により整流動作を行って、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧の電位により、二次側直列共振コンデンサＣ2Bを充電し、上記一方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2B→二次側直列共振コンデンサＣ2B→整流ダイオードＤo3→平滑コンデンサＣｏ→二次巻線部Ｎ2B］の整流電流経路により整流動作を行って、二次側直列共振コンデンサＣ2Bの両端電圧と二次巻線Ｎ2Bの交番電圧の重畳電位により平滑コンデンサＣｏに対する充電を行う。
上記した整流動作によれば、平滑コンデンサＣｏに対しては、二次巻線Ｎ2の交番電圧の、一方の極性の半周期では、二次巻線部Ｎ2Bの誘起電圧と二次側直列共振コンデンサＣ2Bの両端電圧の重畳電位による整流電流の充電が行われ、他方の極性の半周期では、二次巻線部Ｎ2Aの誘起電圧と二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧の重畳電位による整流電流の充電が行われることとなる。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅｏとしては、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bの誘起電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られることになる。つまり、倍電圧全波整流回路が得られている。
なお、これまでに説明した実施の形態の電源回路の具体的設計例は、ＡＣ１００Ｖ系の商用交流電源が入力されることを前提としているのであるが、例えばＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に対応した設計として場合にも、本願発明に基づいた構成とすることで同様の効果が得られる。
また、本発明としては、上記各実施の形態として示した構成に限定されるものではない。例えば、一次側電圧共振形コンバータの細部の回路形態や、二次側直列共振回路を含んで形成する二次側整流回路の構成などは他にも考えられるものである。
また、スイッチング素子については、例えばＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)、バイポーラトランジスタなど、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子を選定することも考えられる。また、上記各実施の形態では、他励式のスイッチングコンバータを挙げているが、自励式として構成した場合にも本発明は適用できる。
また、本発明としては、上記各実施の形態として示した構成に限定されるものではない。例えば、一次側電圧共振形コンバータの細部の回路形態や、二次側直列共振回路を含んで形成する二次側整流回路の構成などは他にも考えられるものである。
また、スイッチング素子については、例えばＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)、バイポーラトランジスタなど、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子を選定することも考えられる。また、上記各実施の形態では、他励式のスイッチングコンバータを挙げているが、自励式として構成した場合にも本発明は適用できる。
１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、１０，１１ 力率改善回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｑ1 スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｃr 一次側並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側直列共振コンデンサ、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、Ｄo1〜Ｄo4 （二次側）整流ダイオード、Ｃo （二次側）平滑コンデンサ、ＣN フィルタコンデンサ、Ｄ1 スイッチングダイオード、Ｎ11 力率改善用チョークコイル巻線、Ｃ11 一次側直列共振コンデンサ、ＰＣＣ１ チョークコイル、Ｎ10 チョークコイル巻線
Claims (1)
- 少なくとも整流素子と平滑コンデンサを備えて形成され、商用交流電源を入力して整流平滑化することで、上記平滑コンデンサの両端電圧として整流平滑電圧を生成する整流平滑回路と、
上記整流平滑電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
上記整流平滑電圧がスイッチング素子に入力される経路に対して直列に挿入される第1のインダクタと、
上記スイッチング素子に対して並列となる関係により接続され、少なくとも上記第１のインダクタのインダクタンスと自身のキャパシタンスとによって、一次側並列共振回路を形成する一次側並列共振コンデンサと、
第２のインダクタと、
上記第２のインダクタと直列となる関係により接続されることで、少なくとも上記第２のインダクタのインダクタンスと自身のキャパシタンスとによって、一次側直列共振回路を形成し、上記第２のインダクタと自身との直列接続回路が上記スイッチング素子に対して並列となる関係により接続されるようにして設けられる一次側直列共振コンデンサと、
上記第２のインダクタを一次巻線として巻装するとともに、この一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が誘起される二次巻線を巻装して形成され、疎結合とみなされる所要の一次側と二次側との結合係数が得られるように構成されるコンバータトランスと、
上記コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段と、
上記第１のインダクタと磁気的に結合する状態が得られるようにされると共に、上記整流平滑回路における整流電流の経路に挿入されるようにして設けられる力率改善用インダクタと、該力率改善用インダクタに誘起された交番電圧に応じて、上記整流電流を断続するようにしてスイッチングを行う力率改善用スイッチング素子と、を有して構成される力率改善手段と、
を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2005223435A JP2007043787A (ja) | 2005-08-01 | 2005-08-01 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
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| JP2007043787A true JP2007043787A (ja) | 2007-02-15 |
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ID=37801258
Family Applications (1)
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107294407A (zh) * | 2017-06-20 | 2017-10-24 | 南京航空航天大学 | 一种ac‑dc变换*** |
| CN111213216A (zh) * | 2017-10-25 | 2020-05-29 | 住友电气工业株式会社 | 线圈组件、电路板以及电源装置 |
-
2005
- 2005-08-01 JP JP2005223435A patent/JP2007043787A/ja active Pending
Cited By (3)
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| CN111213216B (zh) * | 2017-10-25 | 2023-11-17 | 住友电气工业株式会社 | 线圈组件、电路板以及电源装置 |
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