JP2007049864A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 力率改善機能を有する電源回路として、電力変換効率の向上、回路構成部品の削減を図る。
【解決手段】 交流電源からの整流平滑電圧Ｅｉを整流平滑回路で生成し、整流平滑電圧ＥｉをチョークコイルＰＣＣを介して漏れインダクを有するコンバータトランスＰＩＴに入力し、一次側直列共振コンデンサＣ２と漏れインダクタＬ１による一次側直列共振回路と、二次側直列共振コンデンサＣ３と漏れインダクタＬ２による二次側直列共振回路とを備えたＥ級コンバータ回路によって電力の変換をするとともに、一次側の直列共振電流を整流して商用電源側に返して力率改善回路１０を備えるスイッチング電源とした。
【選択図】図１

Description

本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。

近年、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。

ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。また、このような歪み電流波形となることによって発生する、高調波を抑圧するための対策が必要とされている。そこで、従来において力率改善を図る技術として、いわゆるアクティブフィルタを用いる手法が知られている（例えば特許文献１参照）。

図１９にこのようなアクティブフィルタの基本構成を示す。図１９においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対してはステップアップ型のコンバータが接続され、その出力には並列に平滑コンデンサＣｏｕｔが接続され、その両端電圧として直流電圧Ｖｏｕｔが得られる。この直流電圧Ｖｏｕｔは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１１０に入力電圧として供給される。

そして、力率改善のための構成としては、インダクタＬ、高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードＤ、スイッチング素子Ｑからなるステップアップ型のコンバータ、および乗算器１１１を主なる構成要素とするステップアップ型のコンバータの制御部と、を備える。インダクタＬ、高速スイッチングダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、平滑コンデンサＣｏｕｔの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と平滑コンデンサＣｏｕｔの負極端子との間に挿入される。また、スイッチング素子Ｑは、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴとされ、インダクタＬと高速スイッチングダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。

乗算器１１１に対しては、電流検出ラインＬＩおよび波形入力ラインＬＷが接続され、さらに電圧検出ラインＬＶが接続される。そして、乗算器１１１は、電流検出ラインＬＩから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流Ｉｉｎに応じた信号を抵抗Ｒｉの両端から検出する。また、波形入力ラインＬＷから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧Ｖｉｎに応じた信号を検出する。この整流電圧Ｖｉｎは、商用交流電源ＡＣからの交流入力電圧ＶＡＣの波形を絶対値化したものである。さらに、電圧検出ラインＬＶから入力される、平滑コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔに基づいて、直流入力電圧の変動差分（所定の基準電圧と直流電圧Ｖｏｕｔとの差分を増幅した信号を変動差分と称して以下においても同様に用いる）を検出する。そして、乗算器１１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。

乗算器１１１（ステップアップ型のコンバータの制御部）、ステップアップ型のコンバータ、では、電流検出ラインＬＩから検出した整流電流Ｉｉｎに応じた信号と、上記電圧検出ラインＬＶから検出した直流入力電圧の変動差分とを乗算し、この乗算結果と、波形入力ラインＬＷから検出した整流電圧Ｖｉｎに応じた信号との誤差を検出する。そしてこの誤差信号を増幅した後に、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変換を行い、ハイレベルとローレベルとの２値信号によって、スイッチング素子Ｑを制御する。このようにして、２入力フィードバック系が構成され、直流電圧Ｖｏｕｔの値が所定の値とされるとともに、整流電圧Ｖｉｎに対して整流電流Ｉｉｎを相似形の波形とする。この結果、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに印加される交流電圧と、ブリッジ整流回路Ｄｉに流れ込む交流電流の波形も相似形となって、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。

図２０（ａ）は、図１９に示したアクティブフィルタ回路が適切に動作する場合における整流電圧Ｖｉｎと整流電流Ｉｉｎとを示すものである。また、図２０（ｂ）は、平滑コンデンサＣｏｕｔに入出力するエネルギー（電力）変化Ｐｃｈｇを示す。破線で示すラインは入出力するエネルギー（電力）平均値Ｐｉｎを示すものである。すなわち、平滑コンデンサＣｏｕｔは、整流電圧Ｖｉｎが高いときにエネルギーを蓄え、整流電圧Ｖｉｎが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。図２０（ｃ）は、上記平滑コンデンサＣｏｕｔに対する充放電電流Ｉｃｈｇの波形を示している。また、図２０（ｄ）には、平滑コンデンサＣｏｕｔの両端の電圧である直流電圧Ｖｏｕｔを示す。直流電圧Ｖｏｕｔは整流電圧Ｖｉｎの周期の第２高調波成分を主とするリップル電圧が直流電圧（例えば、３７５Ｖの直流電圧）に重畳している。

図２１は、図１９に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、交流入力電圧ＶＡＣの値が８５Ｖから２６４Ｖの範囲において、負荷電力Ｐｏが３００Ｗから０Ｗの範囲に対応可能な構成を採っている。また、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。

この図２１に示す電源回路を交流入力側から順に説明する。２個のラインフィルタトランスＬＦＴと３個のアクロスコンデンサＣＬによるコモンモードノイズフィルタが設けられ、この後段にブリッジ整流回路Ｄｉが接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインには、インダクタＬＮと、フィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣNとから成るパイ型構成のノーマルモードノイズフィルタ１２５が接続される。

ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、上記インダクタＬＮとチョークコイルＰＣＣ（インダクタＬｐｃとして機能する）と高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードＤ２０の直列接続とを介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。この平滑コンデンサＣｉは、図１９における平滑コンデンサＣｏｕｔと同様の機能を有するものである。また、チョークコイルＰＣＣのインダクタＬｐｃと、高速スイッチングダイオードＤ２０は、それぞれ、図１９に示したインダクタＬと高速スイッチングダイオードＤと同様の機能を有するものである。また、この図における高速スイッチングダイオードＤ２０には、コンデンサＣｓｎ、抵抗Ｒｓｎの直列接続から成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。

スイッチング素子Ｑ１０３は、図１９におけるスイッチング素子Ｑに相当する。力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０は、この場合には力率を１に近づけるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御する集積回路（ＩＣ）とされており、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、およびスイッチング素子Ｑ１０３を駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。そして、平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ５、分圧抵抗Ｒ６により分圧した電圧を、力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０の端子Ｔ１に入力するようにして整流平滑電圧Ｅｉを所定の値とする第１のフィードバック制御回路が形成される。

また、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と一次側アース間に対して、分圧抵抗Ｒ１０１と分圧抵抗Ｒ１０２の直列接続を設け、この分圧抵抗Ｒ１０１と分圧抵抗Ｒ１０２との接続点を端子Ｔ５と接続するようにしている。これにより、端子Ｔ５には、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流電圧が分圧されて入力されることになる。また、端子Ｔ２には抵抗１０３の電圧、すなわち、スイッチング素子Ｑ１０３のソース電流に応じた電圧が入力されている。ここで、スイッチング素子Ｑ１０３のソース電流は、チョークコイルＰＣＣに流れる電流Ｉ１のうち、磁気エネルギーを蓄えることに寄与する電流である。そして、力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０の端子Ｔ５に入力される整流電圧に応じた信号と端子Ｔ２に入力される電圧の包絡線（すなわち電流Ｉ１の包絡線）に応じた信号とを相似形とする第２のフィードバック制御回路が形成される。

また、端子Ｔ４には、力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０の動作電源が供給される。この端子Ｔ４には、チョークコイルＰＣＣにおける、インダクタＬｐｃとトランス結合された巻線Ｎ５に励起された交番電圧が、図示する整流ダイオードＤ１１およびコンデンサＣ１１とから成る半波整流回路により低圧直流電圧に変換されて供給される。また、端子Ｔ４は、起動抵抗Ｒｓを介して、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と接続される。商用交流電源ＡＣが投入された後、巻線Ｎ５に電圧が励起されるまでの立ち上がり時間においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子にて得られる整流出力が起動抵抗Ｒｓを介して端子Ｔ４に供給される。力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０は、このようにして供給される整流電圧を起動用電源として、動作を開始する。

また、端子Ｔ３からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号（ゲート電圧）がスイッチング素子Ｑ１０３のゲートに対して出力される。すなわち、上述した分圧抵抗Ｒ５および分圧抵抗Ｒ６により分圧した電圧値を所定の値とする第１のフィードバック制御回路と、整流平滑電圧Ｅｉに対して電流Ｉ１の包絡線を相似形とする第２のフィードバック制御回路との二つのフィードバック制御回路を動作させるドライブ信号がスイッチング素子Ｑ１０３のゲートに対して出力される。これによって、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流ＩＡＣの波形が、交流入力電圧ＶＡＣの波形とほぼ同じとなり、力率がほぼ１となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。

ここで、図２１に示すアクティブフィルタの力率改善動作について、各部の波形を図２２および図２３により示す。先ず、図２２においては、負荷変動に応じたスイッチング素子Ｑ１０３のスイッチング動作（オン：導通とオフ：切断の動作）、チョークコイルＰＣＣのインダクタＬｐｃに流れる電流Ｉ１が示される。図２２（ａ）は、軽負荷時の動作を示し、図２２（ｂ）は中間負荷時の動作を示し、図２２（ｃ）は重負荷時の動作を示す。図２２（ａ）（ｂ）（ｃ）を比較して分かるように、スイッチング素子Ｑ１０３は、スイッチング周期が一定とされたうえで、重負荷の傾向となるのにしたがってオン期間が長くなっていく。このようにして負荷条件に応じて、インダクタＬｐｃを介して平滑コンデンサＣｉに流入する電流Ｉ１を調整することで、交流入力電圧ＶＡＣの電圧変動と負荷変動とに対する整流平滑電圧Ｅｉの安定化が図られる。例えば、交流入力電圧ＶＡＣの値が８５Ｖから２６４Ｖの範囲に対して、整流平滑電圧Ｅｉの値は３８０Ｖで定電圧化するようにされる。整流平滑電圧Ｅｉは、平滑コンデンサＣｉの両端電圧であり、後段の電流共振形コンバータに対する直流入力電圧となる。

また、図２３に、交流入力電流ＩＡＣおよび整流平滑電圧Ｅｉの波形を、交流入力電圧ＶＡＣとの対比により示す。なお、この図においては、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖ時の実験結果を示している。この図に示されるように、交流入力電圧ＶＡＣの波形と交流入力電流ＩＡＣの波形とは時間の経過に対してほぼ相似形の波形となっている。つまり、力率の改善が図られている。また、このような力率の改善と共に、整流平滑電圧Ｅｉは、３８０Ｖの平均値で安定化されることが示されている。また、図示するように、３８０Ｖに対して１０Ｖｐ−ｐのリップル変動を有している。

再び図２１に戻って、アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータについて説明する。電流共振形コンバータは、上記整流平滑電圧Ｅｉを入力して電力変換のためのスイッチング動作を行うもので、スイッチング素子Ｑ１０１、Ｑ１０２によるハーフブリッジ接続したスイッチング回路を備える電流共振形コンバータを形成している。この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、スイッチング素子Ｑ１０１、スイッチング素子Ｑ１０２には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらのＭＯＳ−ＦＥＴには、それぞれ並列にボディダイオードＤＤ１０１、ボディダイオードＤＤ１０２が接続されている。スイッチング素子Ｑ１０１、スイッチング素子Ｑ１０２は、発振・ドライブ回路１０２によって、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。また、発振・ドライブ回路２は、制御回路１からの信号で制御され、制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じて、スイッチング周波数を可変制御するように動作し、これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化を図るようにされる。

コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ１０１、スイッチング素子Ｑ１０２のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ１０１、スイッチング素子Ｑ１０２の接続点（スイッチング出力点）に一次側直列共振コンデンサＣ２を介して接続され、一次巻線Ｎ１の他方の端部は接地される。ここで、一次側直列共振コンデンサＣ２と一次側の漏れインダクタＬ１とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ１０１、スイッチング素子Ｑ１０２によって、スイッチング出力が供給されることで共振動作を生じる。

コンバータトランスＰＩＴの二次側には二次巻線Ｎ２が巻装される。この場合の二次巻線Ｎ２は、図示するようにしてセンタータップを施した二次巻線部Ｎ２Ａと二次巻線部Ｎ２Ｂとを有し、このセンタータップを二次側アースに接続した上で、二次巻線部Ｎ２Ａと二次巻線部Ｎ２Ｂの各々を整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２の各々のアノードに接続し、整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２の各々のカソードを平滑コンデンサＣｏに接続することで両波整流回路を形成している。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷側に供給されるとともに、上述した制御回路１に入力される。

図２４は、負荷変動に対するＡＣ電力からＤＣ電力への電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ（総合効率）、力率ＰＦ、および整流平滑電圧Ｅｉの各特性を示している。この図では、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖにおける負荷電力Ｐｏの値が３００Ｗから０Ｗの変動に対する特性が示されている。また、図２５は、交流入力電圧ＶＡＣの変動に対する電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ（総合効率）、力率ＰＦ、および整流平滑電圧Ｅｉの各特性を示している。この図では、負荷電力Ｐｏの値が３００Ｗで一定の負荷条件の下での、交流入力電圧ＶＡＣの値が８５Ｖから２６４Ｖの変動に対する特性が示される。

先ず、電力変換効率（総合効率）は、図２４に示すようにして、負荷電力Ｐｏが重負荷の条件となるのにしたがって低下していく。また、交流入力電圧ＶＡＣの変動に対しては、同じ負荷条件の下では、図２５に示されるように、交流入力電圧ＶＡＣのレベルが高くなっていくのに応じて高くなっていく傾向となっている。例えば、負荷電力Ｐｏが３００Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ時には、電力変換効率（総合効率）は、８３．０％程度となり、交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖ時には電力変換効率（総合効率）は、８９．０％程度となり、さらに、交流入力電圧ＶＡＣが８５Ｖ時には電力変換効率（総合効率）は、８０．０％程度となる結果が得られている。

また、力率ＰＦについては、図２４に示すように、負荷電力Ｐｏの変動に対してほぼ一定となる特性が得られている。また、交流入力電圧ＶＡＣの変動に対する力率ＰＦの変動特性も、図２５に示すように、交流入力電圧ＶＡＣの上昇に応じて低下する傾向ではあるものの、ほぼ一定とみてよい特性となっていることが分かる。例えば、負荷電力Ｐｏが３００Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ時には力率ＰＦの値は、０．９６程度、交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖ時には力率ＰＦの値は、０．９４程度が得られる。

また、整流平滑電圧Ｅｉについては、図２４、図２５に示されるように、負荷電力Ｐｏ、交流入力電圧ＶＡＣの変動に対してほぼ一定となる結果が得られている。
特開平６−３２７２４６号公報

これまでの説明から分かるように、図２１に示した電源回路は、従来から知られている図１９に示したアクティブフィルタを実装して構成され、このような構成を採ることによって、力率改善を図っている。

しかしながら、図２１に示した構成による電源回路では、次のような問題を有している。先ず、図２１に示す電源回路における電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ電力からＤＣ電力への変換効率と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ電力からＤＣ電力への変換効率とを総合したものとなる。つまり、図２１に示される回路の総合的な電力変換効率（総合効率）としては、これらの電力変換効率の値を乗算した値となるものであり、各々１以下となる数の積であるので、総合効率は低下してしまう。

また、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生が大きいため、厳重なノイズ抑制対策が必要となる。このため、図２１に示した回路では、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２個のラインフィルタトランスと、３個のアクロスコンデンサによるノイズフィルタを形成している。また、整流出力ラインに対しては、１個のインダクタＬＮと、２個のフィルタコンデンサＣＮから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードＤ２０に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。このようにして、多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップおよび電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。

さらに、汎用ＩＣとしての力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０によって動作するスイッチング素子Ｑ１０３のスイッチング周波数は６０ｋＨｚで固定であるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は８０ｋＨｚ〜２００ｋＨｚの範囲で可変する。このようにして両者のスイッチングタイミング（クロック）は別個独立であるので、各々のクロックを基準に働く両者のスイッチング動作により、アース電位は干渉しあって不安定になり、例えば異常発振が生じやすくなる。これにより、例えば回路設計が難しいものとなったり、信頼性を劣化させたりするなどの問題も招くことになる。

本発明のスイッチング電源回路は、交流電源からの交流電力を入力して整流平滑化する整流素子と平滑コンデンサとを具備して形成され、前記平滑コンデンサの両端電圧として整流平滑電圧を生成する整流平滑回路と、前記整流平滑電圧が一方の端子に印加されるチョークコイルと、前記チョークコイルの他方の端子に一次巻線の一方の端子が接続される漏れインダクを有するコンバータトランスと、前記一次巻線の他方の端子が一次側直列共振コンデンサと接続され、前記漏れインダクタの生成する一次側インダクタンス成分と前記一次側直列共振コンデンサの容量とによって支配される一次側共振周波数を有する一次側直列共振回路と、前記チョークコイルの前記他方の端子に接続され、前記一次側直列共振回路に交流電力を供給するスイッチング素子と、前記スイッチング素子を駆動する発振・ドライブ回路と、前記コンバータトランスの二次巻線が二次側直列共振コンデンサと接続され、前記漏れインダクタの生成する二次側インダクタンス成分と前記二次側直列共振コンデンサの容量とによって支配される二次側共振周波数を有する二次側直列共振回路と、前記二次側直列共振回路から二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、前記一次側直列共振回路に流れる電流の一方向の成分に応じた電流を前記交流電源から流すとともに、前記整流素子からの電流を前記平滑コンデンサに流すための力率改善ダイオードと力率改善インダクタとフィルタコンデンサとを具備する力率改善回路と、を備える。

すなわち、交流電源からの交流電力を入力して整流平滑化する整流素子と平滑コンデンサとを具備して形成され、前記平滑コンデンサの両端電圧として整流平滑電圧を生成する整流平滑回路と、前記整流平滑電圧が一方の端子に印加されるチョークコイルと、前記チョークコイルの他方の端子に一次巻線の一方の端子が接続される漏れインダクを有するコンバータトランスとを備えるので前記チョークコイルを介して前記コンバータトランスに前記整流平滑電圧が印加されるとともに、前記チョークコイルに前記整流平滑回路から流れる電流は直流電流にちかいものとできる。また、前記一次巻線の他方の端子が一次側直列共振コンデンサと接続され、前記漏れインダクタの生成する一次側インダクタンス成分と前記一次側直列共振コンデンサの容量とによって支配される一次側共振周波数を有する一次側直列共振回路と、前記チョークコイルの前記他方の端子に接続され、前記一次側直列共振回路に交流電力を供給するスイッチング素子と前記スイッチング素子を駆動する発振・ドライブ回路とを備えるので、前記コンバータトランスに前記交流電力を供給できる。また、前記コンバータトランスの二次巻線が二次側直列共振コンデンサと接続され、前記漏れインダクタの生成する二次側インダクタンス成分と前記二次側直列共振コンデンサの容量とによって支配される二次側共振周波数を有する二次側直列共振回路と、前記二次側直列共振回路から二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路とを備えるので、前記二次側直流出力電圧を負荷に供給するとともに前記二次側直流出力電圧を所定の値に設定できる。また、前記一次側直列共振回路に流れる電流の一方向の成分に応じた電流を前記交流電源から流すとともに、前記整流素子からの電流を前記平滑コンデンサに流すための力率改善ダイオードと力率改善インダクタとフィルタコンデンサとを具備する力率改善回路とを備えるので、前記一次側直流共振電流によって前記交流電源から電流を流し力率改善ができる。

本発明のスイッチング電源回路によれば、アクティブフィルタを省略して力率改善機能を備えることができる。アクティブフィルタが省略されることで、スイッチング電源回路の電力変換効率特性が向上する。そして、放熱板などの省略、縮小ができる。また、アクティブフィルタを備える構成と比較すると部品点数も大幅に削減されることとなり、回路の小型軽量化、および低コスト化が図られる。また、アクティブフィルタはハードスイッチング動作であるのに対して、本発明のスイッチングコンバータは、共振形コンバータを基としていることで、ソフトスイッチング動作となる。これによっては、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタの小型軽量化および低コスト化に寄与することになる。さらに、異なる周波数の複数クロックが存在することはないために、複数のクロック周波数による相互干渉の問題も発生せず、信頼性も向上し、また、回路基板のパターン設計なども容易となる。

（第１実施形態）

図１に沿って第1実施形態のスイッチング電源回路の説明をする。第１実施形態のスイッチング電源回路は、所謂、Ｅ級スイッチングコンバータを電源回路に適用するとともに、電流共振回路の共振電流に基づき力率の改善をするものである。

図１に示す第１実施形態のスイッチング電源回路について、商用交流電源ＡＣ側から、順に以下に説明する。商用交流電源ＡＣの２相の入力ラインは、コモンモードチョークコイルＣＭＣと２個のアクロスコンデンサＣＬとからなるコモンモードノイズフィルタを介して整流素子の一種であるブリッジ整流回路Ｄｉに接続される。ここで、コモンモードノイズフィルタは、商用交流電源ＡＣのラインとスイッチング電源回路の二次側との間に発生するコモンモードノイズを除去する機能を有している。

交流電力は、４本の低速型の整流素子（ダイオード）をブリッジ接続して形成したブリッジ整流回路Ｄｉにより整流され、脈流電力を発生させ、その脈流電力は、スイッチング速度の速い力率改善ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣｉに充電される。これにより平滑コンデンサＣｉの両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られる。すなわち、ブリッジ整流回路Ｄｉと平滑コンデンサＣｉとで、整流平滑回路を構成する。ここにおいて、力率改善ダイオードＤ１は後述する力率改善回路１０の一部を構成し、交流電源からの電流が力率改善ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣｉに充電される過程については、力率改善回路１０の作用とともに後述する。ここで、整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応したレベルとなる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段のＥ級スイッチングコンバータのための直流入力電圧となる。

Ｅ級スイッチングコンバータは、チョークコイルＰＣＣ、コンバータトランスＰＩＴ、一次側直列共振コンデンサＣ２およびスイッチング素子Ｑ１を主要構成として形成される。すなわち、Ｅ級スイッチングコンバータは以下のように構成される。整流平滑電圧ＥｉがチョークコイルＰＣＣの一方の端子に印加される。そして、チョークコイルＰＣＣの他方の端子に漏れインダクを有するコンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一方の端子が接続される。そして、一次巻線Ｎ１の他方の端子が一次側直列共振コンデンサＣ２と接続され、漏れインダクタの生成する一次側インダクタンス成分（図１において、インダクタンスＬ１で表す等価インダクに対応するインダクタンス成分）と一次側直列共振コンデンサの容量Ｃ２とによって支配される一次側共振周波数を有する一次側直列共振回路が形成される。そして、一次側直列共振回路に交流電力を供給するスイッチング素子Ｑ１がチョークコイルＰＣＣの他方の端子に接続される。ここで、発振・ドライブ回路２がスイッチング素子Ｑ１を駆動し、スイッチング素子Ｑ１はＭＯＳ−ＦＥＴとされ、コンバータトランスＰＩＴは、結合係数ｋの値を小さくして、比較的漏れインダクタンスの値が大きい構造とされている。コンバータトランスＰＩＴの構造については後述する。

そして、コンバータトランスの二次巻線Ｎ２が二次側直列共振コンデンサＣ３と接続され、漏れインダクタの生成する二次側インダクタンス成分（図１において、インダクタンスＬ２で表す等価インダクに対応するインダクタンス成分）と前記二次側直列共振コンデンサの容量とによって支配される二次側共振周波数を有する二次側直列共振回路を形成する。そして、二次側直列共振回路から二次側整流回路（整流ダイオードＤｏ１および整流ダイオードＤｏ２と平滑コンデンサＣｏで形成される）によって出力される二次側直流出力電圧Ｅｏの値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路２に供給する制御回路１を備えている。

さらに、一次側直列共振回路に流れる電流の一方向の成分に応じた電流を交流電源ＡＣから流すとともに、ブリッジ整流回路Ｄｉからの電流を平滑コンデンサＣｏに流すための力率改善回路１０を備えている。そして、力率改善回路１０は、力率改善ダイオードＤ１と力率改善インダクタＬｏとフィルタコンデンサＣＮとから形成されている。なお、フィルタコンデンサＣＮはノーマルモードノイズを除去するためのフィルタとしても機能する。

すなわち、上述したように、第１実施形態では、Ｅ級スイッチングコンバータによって電力電送を行うこと、Ｅ級スイッチングコンバータを構成する一次側直列共振コンデンサＣ２が力率改善回路１０と接続されていること、および、二次側についても二次側直列共振回路が構成されるとともに、二次側直流出力電圧の値を所定の値とするために、制御回路１を備え、制御回路１からの信号を発振・ドライブ回路２に加え、発振・ドライブ回路２から出力される駆動信号によってスイッチング素子Ｑ１のゲートを駆動することを第１実施形態の特徴とする。

以下に、図１に示す第１実施形態のスイッチング電源回路のより細部の構成について説明をする。

コンバータトランスＰＩＴは、一次側と二次側とを絶縁するとともに電圧の変換を行う機能を有するが、さらに、Ｅ級スイッチングコンバータを機能させるための共振回路の一部を構成するインダクタＬ１としても機能する。ここで、インダクタＬ１は、コンバータトランスＰＩＴの漏れインダクタによって形成されるインダクタンス成分である。図２のコンバータトランスＰＩＴの断面図に沿って、第１実施形態におけるコンバータトランスＰＩＴの具体的な構造を説明する。

コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１とＥ型コアＣＲ２とを互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。そして、一次側と二次側の巻装部については、相互に独立するようにして分割し、例えば樹脂などによって形成されるボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装領域に対して一次巻線Ｎ１を巻装する。また、他方の巻装領域に対して二次巻線Ｎ２を巻装する。このようにして一次巻線Ｎ１および二次巻線Ｎ２が巻装されたボビンＢをＥＥ字形コアに取り付けることで、一次巻線Ｎ１および二次巻線Ｎ２がそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ字形コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにしてコンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。

このＥＥ字形コアの中央磁脚に対しては、２．２ｍｍのギャップＧを形成する。これによって、一次側と二次側との結合係数ｋの値としては、０．６７を得ている。このようにして、一次側と二次側とを望ましくは、０．７以下の結合係数となる疎結合として、大きなインダクタンス値の漏れインダクタＬ１を得るようにしている。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１およびＥ型コアＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成している。また、一次巻線Ｎ１の巻数は５８Ｔ（ターン）、一次巻線Ｎ１の巻数は３０Ｔ（ターン）とし、コア材は、ＥＥＲ―３５（コア材名称）とした。

スイッチング素子Ｑ１は、上述したようにＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードＤＤを内蔵する。また、インダクタＬ１０（チョークコイルＰＣＣ）のインダクタンス値は１ｍＨ（ミリ・ヘンリー）とした。また、一次側直列共振コンデンサＣ２の値は０．０２０μＦ（マイクロ・ファラッド）とし、コンデンサＣ１の値は、５６００ｐＦ（ピコ・ファラッド）とした。

コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ１により誘起された交番電圧に相似した電圧波形が二次巻線Ｎ２に発生する。この二次巻線Ｎ２に対しては、二次側直列共振コンデンサＣ３を直列に接続している。これにより、二次巻線Ｎ２側から見た漏れインダクタＬ２と二次側直列共振コンデンサＣ３とによって二次側直列共振回路を形成する。この二次側直列共振回路の共振周波数は、上述した一次側直列共振コンデンサＣ２と漏れインダクタＬ１とによって定まる一次側直列共振周波数の周波数とほぼ等しくなるように設定されている。

また、二次側整流回路は、二次側直列共振コンデンサＣ３が直列接続された二次巻線Ｎ２に対して、高速で働く、整流ダイオードＤｏ１および整流ダイオードＤｏ２と平滑コンデンサＣｏを接続することで、倍電圧半波整流回路として形成される。この倍電圧半波整流回路は、二次巻線Ｎ２の一の端部に対して、二次側直列共振コンデンサＣ３を介して整流ダイオードＤｏ１のアノードと、整流ダイオードＤｏ２のカソードを接続する。また、整流ダイオードＤｏ１のカソードを平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。二次巻線Ｎ２の他の端部と、整流ダイオードＤｏ２のアノードと、平滑コンデンサＣｏの負極端子とは、二次側アースに対して接続されている。

制御回路１は、入力された二次側直流出力電圧Ｅｏと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じて主としてはスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ１を駆動する。また、スイッチング周波数とともに一周期におけるスイッチング素子Ｑ１のオンとなる時間の比率である時比率を変化させるようにしても良い。

このようにしてスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンスが変化し、コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１から二次巻線Ｎ２側に伝送される電力量、また、二次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏの大きさを基準電圧と一致させる動作が得られることになる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られる。

続いて、力率改善回路１０について説明する。この力率改善回路１０は、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉを得るための整流平滑回路における整流電流経路に対して挿入されるようにして設けられる。第１実施形態の力率改善回路１０は、力率改善インダクタＬｏ、力率改善ダイオードＤ１、およびフィルタコンデンサＣＮを備えて成る。力率改善回路１０は、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に力率改善インダクタＬｏとフィルタコンデンサＣＮの一端を接続し、力率改善ダイオードＤ１のアノードおよび力率改善インダクタＬｏの他の一端を一次側直列共振コンデンサＣ２の一端に接続し、力率改善ダイオードＤ１のカノードおよびフィルタコンデンサＣＮの他の一端を平滑コンデンサＣｉの正極性端子に接続するようになされている。第１実施形態においては、力率改善インダクタＬｏの値は５６μＨ（マイクロ・ヘンリー）とし、フィルタコンデンサＣＮの値は１μＦ（マイクロ・ファラッド）とした。

次に、第１実施形態のスイッチング電源回路の各部の作用を順に説明する。まず、第１実施形態の一の要部であるＥ級スイッチングコンバータの作用を説明する。話を簡単にするために、最初は、力率改善回路１０がないとして、Ｅ級スイッチングコンバータの作用を説明する。Ｅ級スイッチングコンバータは、等価的には、一次側の一次側直列共振コンデンサＣ２と漏れインダクタＬ１と二次側に接続される負荷インピーダンスを一次側に換算した一次側換算負荷インピーダンスとスイッチング素子Ｑ１（ボディダイオードＤＤを含む、以下の説明において特に断らない限り同様とする）とが直列に接続された直列共振回路において、スイッチング素子Ｑ１と漏れインダクタＬ１との接続点にインダクタＬ１０を介して整流平滑電圧Ｅｉが供給されるものと考えることができる。

このような構成のＥ級スイッチングコンバータは、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフすることによって一次側の一次側直列共振コンデンサＣ２と漏れインダクタＬ１と一次側換算負荷インピーダンス（二次側の負荷が一次巻線と二次巻線との電磁結合によって一一次側直列共振回路に直列に負荷として挿入される等価的なインピーダンス）によって形成されるＱ値の高い共振回路を共振させる。このときにこの共振回路に流れる電流は、Ｑ値が高いのでほぼ正弦波電流となる。一方、インダクタＬ１０（チョークコイルＰＣＣ）のインダクタンス値はこの共振回路の共振周波数に対しては、非常に大きなインピーダンスを有するようになされているので、インダクタＬ１０を流れる電流は直流に近いものとなる。この結果、スイッチング素子Ｑ１およびコンデンサＣ１に流れる電流の波形も正弦波に近いものとなる。そして、コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１および二次巻線Ｎ２に発生する電圧もほぼ正弦波となる。なお、チョークコイルＰＣＣとコンデンサＣ１とで付加的な並列共振回路を構成して、特性をより改善している。

二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧の一方の極性に対応する半周期においては、整流ダイオードＤｏ２に順方向電圧が印加されることになるので、整流ダイオードＤｏ２が導通し、整流電流を二次側直列共振コンデンサＣ３に対して充電する動作が得られる。これによって、二次側直列共振コンデンサＣ３には、二次巻線Ｎ２に誘起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの両端電圧が生成される。二次巻線に得られる交番電圧の他方の極性に対応する半周期においては、整流ダイオードＤｏ２に順方向電圧が印加されて導通する。このとき、平滑コンデンサＣｏに対しては、二次巻線Ｎ２に発生する電圧と、二次側直列共振コンデンサＣ３の両端電圧とが重畳された電位により充電が行われる。これによって平滑コンデンサＣｏの両端電圧としては、二次巻線Ｎ２に誘起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅｏが得られることになる。この整流動作では、平滑コンデンサＣｏに対しては、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ充電が行われる。つまり、倍電圧半波としての整流動作が得られている。この二次側直流出力電圧Ｅｏは、負荷に供給される。また、分岐して制御回路１に対して検出電圧として出力される。

ここで、一次側の共振回路の共振周波数と二次側の共振回路の共振周波数の共振周波数がほぼ等しく設定されているので、一次側から二次側への周波数に対する電力電送特性は、僅かな周波数の変動によって極めて敏感なものとなる。すなわち、第１実施形態においては、Ｅ級スイッチングコンバータの二次側にもほぼ一次側と同様な共振周波数の直列共振回路を配することによって、僅かな周波数の違いによって電送する電力の量を大きく変化させることができるものである。このことは、二次側直流出力電圧Ｅｏを所定の値に保つ場合においては、広範囲な負荷変動にもかかわらず、制御回路１がごく僅かに周波数を変化させる信号を、発振・ドライブ回路２を介してスイッチング素子Ｑ１に供給すれば、安定した定電圧特性が得られること意味するものである。このようにしてスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンスが変化し、コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１から二次巻線Ｎ２に伝送される電力量が変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏの値が所定値に保たれる。なお、本実施形態においては、一次側の共振回路の共振周波数と二次側の共振回路の共振周波数の共振周波数がほぼ等しく設定したが、相互の周波数の関係は適宜定め得るものである。

次に、第１実施形態の他の要部である力率改善回路１０の作用を説明する。上述のＥ級スイッチングコンバータの作用の説明においては、力率改善回路１０が存在しないものとして説明をしたが、実際には、力率改善回路１０に一次側直列共振回路の電流が流れる。ここで、高周波の共振電流が同一経路を両方向流れるとすると、何ら交流電源ＡＣからの交流入力電流ＩＡＣに変化を与えることがないので、一方向の電流のみが交流入力電流ＩＡＣの増加に寄与するように、力率改善ダイオードＤ１と力率改善インダクタＬｏによって正方向と負方向とで異なる電流経路となるようになされている。

すなわち、上述した一次側の共振電流の一方向の流れは、一次側直列共振コンデンサＣ２から力率改善ダイオードＤ１さらに平滑コンデンサＣｉを流れ、他方向の流れの一部は、ブリッジ整流回路Ｄｉから力率改善インダクタＬｏさらに一次側の一次側直列共振コンデンサＣ２に流れる。このようにして、力率改善回路１０がなければ、平滑コンデンサＣｉの電圧がブリッジ整流回路Ｄｉから得られる脈流電圧の大きさよりも大きい場合には、ブリッジ回路Ｄｉからの電流は途切れ、短時間しか流れることはないが、力率改善回路１０を設けることによって、ブリッジ整流回路Ｄｉから平滑コンデンサＣｉに対して電流が流れることとなり、脈流電流の導通期間が長くなる。そして、交流入力電流ＩＡＣの導通期間も、この整流電流の導通期間にほぼ一致したものとなり、力率の改善が図られることとなる。

（第１実施形態の要部の動作波形と測定データ）

図１に示す第１実施形態のスイッチング電源回路の要部の動作波形を図３に示し、測定データを図４および図５に示す。

図３は、力率改善回路１０の主要部の動作波形を商用交流電源周期により示している。図３の上段より下段に向かって、交流入力電圧ＶＡＣ（図１を参照）、交流入力電流ＩＡＣ（図１を参照）、電圧Ｖ２（図１を参照）、電流Ｉ２（図１を参照）、電圧Ｖ３（図１を参照）、二次側直流出力電圧Ｅｏのリップル成分であるΔＥｏの各々を示す。図３の電圧Ｖ２および電流Ｉ２の波形図で斜線を施した部分は、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング波形と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。ここで、力率改善インダクタＬｏに流れる電流Ｉ１は、上述したように共振電流に基づくものであり、この電流によって交流入力電流ＩＡＣの流通期間が拡大されることを図３は表している。また、二次側直流出力電圧Ｅｏは、所定値である１７５Ｖ（ボルト）を平均値として、交流入力電圧ＶＡＣの半分の周期の８０ｍＶｐ−ｐ（ピークツーピーク値）のリップル電圧が重畳する。

図４は、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの入力電圧条件下において負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗ（最大負荷電力）の範囲での負荷変動に対する整流平滑電圧Ｅｉ、力率ＰＦ、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣを示している。また、図５は、負荷電力を３００Ｗ（最大負荷電力）一定とする負荷条件下で、交流入力電圧ＶＡＣの値を８５Ｖから１４４Ｖまで変化させた範囲における、整流平滑電圧Ｅｉ、力率ＰＦおよび電力変換効率ηＡＣ→ＤＣを示している。

整流平滑電圧Ｅｉは、図４に示すように、軽負荷の傾向となるほど緩やかに上昇する傾向となっているが、負荷電力の値が１００Ｗ以上では、ほぼ一定の値に収まっている。一方、交流入力電圧ＶＡＣの変化に対しては、ほぼ比例して変化するものとなる。また、力率ＰＦは、図４に示すように、５０Ｗ程度の軽負荷においてピーク値として０．９にちかづき、２０Ｗから３００Ｗの範囲では、０．７５以上を維持しており、実用上充分な力率値が得られているといえる。なお、交流入力電圧ＶＡＣの変動に対しては、図５に示すように、ほぼ一定とみてよい特性となる。

また、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣについては、図４および図５に示すようにして、負荷電力の値が１００Ｗあたりでピークとなるが、負荷変動に対しては、ほぼ一定とみてよい特性で、負荷電力２５Ｗから負荷電力３００Ｗの範囲で９０％以上の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが得られている。交流入力電圧ＶＡＣの変動に対しては、８５Ｖから１４４Ｖの範囲で、ほぼ一定の９０％以上を維持している。

図１に示した第１実施形態のスイッチング電源回路では、図２１に背景技術として示すスイッチング電源回路の場合よりも電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが向上している。これは、主としては、力率改善回路１０を備える構成としたことで、アクティブフィルタを不要としたことによる。すなわち、本実施形態では、アクティブフィルタを備える場合のように前段と後段の２つの電力変換効率値の積により総合効率が低下することはない。

また、第１実施形態のスイッチング電源回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品の点数削減が図られる。つまりアクティブフィルタは、図２１を参照した説明からも分かるように、スイッチング素子Ｑ１０３と、これらを駆動するための力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０等を始め、多くの部品により構成される。これに対し、第１実施形態のスイッチング電源回路においては、力率改善のために必要な追加部品として、フィルタコンデンサＣＮ、力率改善ダイオードＤ１、力率改善インダクタＬｏを備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数とすることができる。これにより、力率改善機能を有する電源回路として、図２１に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。

また、第１実施形態のスイッチング電源回路では、Ｅ級共振形コンバータおよび力率改善回路１０の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図２５に示したアクティブフィルタと比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。特に、Ｅ級スイッチングコンバータに入力される電流を直流電流にちかづけることができるのでスイッチングノイズのレベルは非常に小さなものとできる。さらに加えて、第１実施形態のスイッチング回路においては、一次側の直列共振回路とともに二次側の直列共振回路を備えるので極めて僅かな周波数の変化によって二次側直流出力電圧Ｅｏを所定電圧に維持することができ、ノイズフィルタの設計も容易なものとできる。このような理由から、１個のコモンモードチョークコイルＣＭＣと２個のアクロスコンデンサＣＬから成る１段のノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、１個のフィルタコンデンサＣＮのみにより十分な対策が可能である。

また、スイッチング素子Ｑ１と二次側の整流ダイオードＤｏ１および整流ダイオードＤｏ２、さらに、力率改善ダイオードＤ１、力率改善インダクタＬｏなどもスイッチング素子Ｑ１に同期して動作するものである。したがって、アース電位としては、図２５の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定させることができる。

また、第１実施形態のスイッチング電源回路により得られる力率ＰＦとしては、図４および図５にて示したように極めて良好な特性を有し、このような力率特性によれば、電源高調波歪み規制をクリアすることができ、実用上充分な力率が得られているといえる。このようにして図１に示す本実施形態の電源回路は、アクティブフィルタを備える電源回路が有する各種の問題を解決した力率改善電源を得ているものである。

（第２実施形態）

図６に、第１実施形態のスイッチング電源回路の変形例である第２実施形態のスイッチング電源回路を示す。この図において、図１に示すと同一部分については同一符号を付して説明を省略する。第２実施形態のスイッチング電源回路においては力率改善回路１１が備えられる。この力率改善回路１１では、図１に示した力率改善回路１０の構成に対して、低速型のバイパスダイオードＤ１Ａを追加して設けている。このバイパスダイオードＤ１Ａは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子にアノードを接続し、平滑コンデンサＣｉの正極端子にカソードを接続している。したがって、この力率改善回路１１においては、力率改善回路１０の入力側に対してバイパスダイオードＤ１Ａが並列に接続されていることになる。このようにすることによって、ブリッジ整流回路Ｄｉからの整流電流は、バイパスダイオードＤ１Ａにも分岐して流れることになるので、力率改善ダイオードＤ１に流れる整流電流量は低減する。これにより、力率改善ダイオードＤ１におけるスイッチング損失が低減され電力変換効率が向上する。特に、重負荷傾向となる力率改善ダイオードＤ１に流れる電流の量が大きくなるので、効率の改善効果が顕著となる。

（二次側回路の変形例）

その他の第１実施形態および第２実施形態の変形例として、二次側回路の変形例を図７および図８に示す。

図７に示す電源回路は、二次側整流回路として倍電圧全波整流回路を備える。すなわち、二次巻線Ｎ２についてセンタータップを施すことで、このセンタータップを境界にして二次巻線部Ｎ２Ａ、二次巻線部Ｎ２Ｂに２分割する。二次巻線部Ｎ２Ａ、二次巻線部Ｎ２Ｂには、同じ所定巻数（ターン数）が設定される。二次巻線Ｎ２のセンタータップは、二次側アースに接続される。また、二次巻線Ｎ２における二次巻線部Ｎ２Ａ側の端部に対しては二次側直列共振コンデンサＣ３Ａを直列に接続し、二次巻線Ｎ２における二次巻線部Ｎ２Ｂ側の端部に対しては二次側直列共振コンデンサＣ３Ｂを直列に接続する。これにより、二次巻線部Ｎ２Ａの漏れインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサＣ３Ａのキャパシタンスから成る第１の二次側直列共振回路と、二次巻線部Ｎ２Ｂの漏れインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサＣ３Ｂのキャパシタンスから成る第２の二次側直列共振回路とが形成される。

そして、二次巻線Ｎ２における二次巻線部Ｎ２Ａ側の端部を、二次側直列共振コンデンサＣ３Ａの直列接続を介して整流ダイオードＤｏ１のアノードと整流ダイオードＤｏ２のカソードとの接続点に対して接続する。また、二次巻線Ｎ２における二次巻線部Ｎ２Ｂ側の端部を、二次側直列共振コンデンサＣ３Ｂの直列接続を介して、整流ダイオードＤｏ３のアノードと整流ダイオードＤｏ４のカソードとの接続点に対して接続する。そして、整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ３の各カソードは、平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。平滑コンデンサＣｏの負極端子は二次側アースに接続される。また、整流ダイオードＤｏ２、整流ダイオードＤｏ４の各アノードの接続点は二次側アースに接続する。

このようにして、二次巻線部Ｎ２Ａ，二次側直列共振コンデンサＣ３Ａ、整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２、および平滑コンデンサＣｏから成る、第１の二次側直列共振回路を備える第１の倍電圧半波整流回路と、二次巻線部Ｎ２Ｂ，二次側直列共振コンデンサＣ３Ｂ、整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２、および平滑コンデンサＣｏから成る、第２の二次側直列共振回路を備える第２の倍電圧半波整流回路とが形成されることになる。このようにして平滑コンデンサＣｏに対しては、二次巻線Ｎ２の交番電圧の、一方の極性の半周期では、二次巻線部Ｎ２Ｂの誘起電圧と二次側直列共振コンデンサＣ３Ｂの両端電圧の重畳電位による整流電流の充電が行われ、他方の極性の半周期では、二次巻線部Ｎ２Ａの誘起電圧と二次側直列共振コンデンサＣ３Ａの両端電圧の重畳電位による整流電流の充電が行われることとなる。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅｏとしては、二次巻線部Ｎ２Ａ、二次巻線部Ｎ２Ｂの誘起電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られることになる。つまり、倍電圧全波整流回路が得られる。

図８に示す電源回路では、二次巻線Ｎ２と二次側直列共振コンデンサＣ３の直列接続回路（二次側直列共振回路）に接続される二次側整流回路として、４本の整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２、整流ダイオードＤｏ３、整流ダイオードＤｏ４から成るブリッジ整流回路と、１本の平滑コンデンサＣｏから成るブリッジ全波整流回路を備える。二次巻線Ｎ２の巻き終わり端部は、二次側直列共振コンデンサＣ３を介して整流ダイオードＤｏ１のアノードと整流ダイオードＤｏ２のカソードの接続点に接続する。また、二次巻線Ｎ２の巻始め端部を、整流ダイオードＤｏ３のアノードと整流ダイオードＤｏ４のカソードの接続点に接続する。整流ダイオードＤｏ１のカソードと整流ダイオードＤｏ３のカソードを平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。平滑コンデンサＣｏの負極端子は二次側アース電位にて、整流ダイオードＤｏ２のアノードと整流ダイオードＤｏ４のアノードの接続点と接続される。

このようにして形成される全波整流回路によっては、二次巻線Ｎ２に誘起される交番電圧の一方の半周期において、ブリッジ整流回路の整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ４の組が導通して、平滑コンデンサＣｏに対して整流電流を充電する動作が得られる。また、二次巻線Ｎ２に誘起される交番電圧の他方の半周期においては、整流ダイオードＤｏ２、整流ダイオードＤｏ３の組が導通して平滑コンデンサＣｏに対して整流電流を充電する動作が得られる。これによって平滑コンデンサＣｏの両端電圧として、二次巻線Ｎ２に誘起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの二次側直流出力電圧Ｅｏが生成される。

（第３実施形態）

図９に、第１実施形態のスイッチング電源回路の変形例である第３実施形態のスイッチング電源回路を示す。この図において、図１に示すと同一部分については同一符号を付して説明を省略する。第１実施形態のスイッチング電源回路と第３実施形態のスイッチング電源回路との差異は、力率改善回路１０に替えて力率改善回路１２を用いる点にあり、上述したように、力率改善回路１２における同一符号を付した、フィルタコンデンサＣＮの容量は１μＦ、力率改善インダクタＬｏのインダクタンス値は５６μＨであり、さらに、力率改善ダイオードＤ１も力率改善回路１０におけると同様のものである。異なる点は、力率改善ダイオードＤ１と力率改善インダクタＬｏとの配置を入れ替えた点にある。

力率改善回路１２の作用は、基本的に力率改善回路１０と大きくかわるところはなく、一次側の直列共振の共振電流に基づき交流入力電流ＩＡＣを流し、力率改善を図る点においては力率改善回路１０と同様である。すなわち、一次側直列共振コンデンサＣ２に流入する電流および力率改善インダクタＬｏに流れる電流の一部が力率改善ダイオードＤ１を介して流れ、これにより交流入力電流ＩＡＣの導通期間を拡大して力率改善を図るものである。

（第３実施形態の要部の動作波形と測定データ）

図９に示す第３実施形態のスイッチング電源回路の要部の動作波形を図１０に示し、測定データを図１１および図１２に示す。

図１０は、力率改善回路１０の主要部の動作波形を商用交流電源周期により示している。図１０の上段より下段に向かって、交流入力電圧ＶＡＣ（図９を参照）、交流入力電流ＩＡＣ（図９を参照）、電圧Ｖ２（図９を参照）、電流Ｉ１（図９を参照）、電流Ｉ２（図９を参照）、二次側直流出力電圧Ｅｏのリップル成分であるΔＥｏの各々を示す。図９の電圧Ｖ２、電流Ｉ１および電流Ｉ２の波形図で斜線を施した部分は、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング波形と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。ここで、力率改善ダイオードＤ１に流れる電流Ｉ１は、上述したように共振電流に基づくものであり、この電流によって交流入力電流ＩＡＣの流通期間が拡大されることを図９は表している。また、二次側直流出力電圧Ｅｏは、所定値である１７５Ｖ（ボルト）を平均値として、交流入力電圧ＶＡＣの半分の周期の１００ｍＶｐ−ｐ（ピークツーピーク値）のリップル電圧が重畳する。

図１１は、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの入力電圧条件下において負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗ（最大負荷電力）の範囲での負荷変動に対する整流平滑電圧Ｅｉ、力率ＰＦ、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣを示している。また、図１２は、負荷電力を３００Ｗ（最大負荷電力）一定とする負荷条件下で、交流入力電圧ＶＡＣの値を８５Ｖから１４４Ｖまで変化させた範囲における、整流平滑電圧Ｅｉ、力率ＰＦおよび電力変換効率ηＡＣ→ＤＣを示している。

整流平滑電圧Ｅｉは、図１１に示すように、軽負荷となるほど緩やかに上昇する傾向となっているが、負荷変動に対しては、負荷電力の値が１００Ｗ以上では、ほぼ一定の値に収まっている。一方、交流入力電圧ＶＡＣの変化に対しては、ほぼ比例して変化するものとなる。また、力率ＰＦは、図４に示すように、負荷の電力量が大きくなるにしたがい、大きくなり、負荷電力５０Ｗから３００Ｗの範囲では０．７５に達し、実用上充分な力率値が得られているといえる。なお、交流入力電圧ＶＡＣの変動に対しては、図１２に示すように、ほぼ一定で、０．９以上の高力率の特性となる。

また、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣについては、図１１および図１２に示すようにして、負荷電力の値が１００Ｗあたりでピークとなるが、負荷変動に対しては、ほぼ一定とみてよい特性で、負荷電力５０Ｗから負荷電力３００Ｗの範囲で９０％以上の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが得られている。交流入力電圧ＶＡＣの変動に対しては、８５Ｖから１４４Ｖの範囲で、ほぼ一定の９０％以上を維持している。

図９に示した第３実施形態のスイッチング電源回路では、図２１に背景技術として示すスイッチング電源回路の場合よりも電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが向上している。これは、主としては、力率改善回路１２を備える構成としたことで、アクティブフィルタを不要としたことによる。すなわち、本実施形態では、アクティブフィルタを備える場合のように前段と後段の２つの電力変換効率値の積により総合効率が低下することはない。

また、第３実施形態のスイッチング電源回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品の点数削減が図られる。つまりアクティブフィルタは、図２１を参照した説明からも分かるように、スイッチング素子Ｑ１０３と、これらを駆動するための力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０等を始め、多くの部品により構成される。これに対し、第３実施形態のスイッチング電源回路においては、力率改善のために必要な追加部品として、フィルタコンデンサＣＮ、力率改善ダイオードＤ１、力率改善インダクタＬｏを備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数とすることができる。これにより、力率改善機能を有する電源回路として、図２１に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。

また、第３実施形態のスイッチング電源回路では、Ｅ級共振形コンバータおよび力率改善回路１０の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図２５に示したアクティブフィルタと比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。特に、Ｅ級スイッチングコンバータに入力される電流を直流電流にちかづけることができるのでスイッチングノイズのレベルは非常に小さなものとできる。さらに加えて、第３実施形態のスイッチング回路においては、一次側の直列共振回路とともに二次側の直列共振回路を備えるので極めて僅かな周波数の変化によって二次側直流出力電圧Ｅｏを所定電圧に維持することができ、ノイズフィルタの設計も容易なものとできる。このような理由から、１個のコモンモードチョークコイルＣＭＣと２個のアクロスコンデンサＣＬから成る１段のノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、１個のフィルタコンデンサＣＮのみにより十分な対策が可能である。

また、スイッチング素子Ｑ１と二次側の整流ダイオードＤｏ１および整流ダイオードＤｏ２、さらに、力率改善ダイオードＤ１、力率改善インダクタＬｏなどもスイッチング素子Ｑ１に同期して動作するものである。したがって、アース電位としては、図２５の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定させることができる。

また、第３実施形態のスイッチング電源回路により得られる力率ＰＦとしては、図１１および図１２にて示したように、特に大電力領域において、極めて良好な特性を有し、このような力率特性によれば、電源高調波歪み規制をクリアすることができ、実用上充分な力率が得られているといえる。このようにして図９に示す第３実施形態の電源回路は、アクティブフィルタを備える電源回路が有する各種の問題を解決した力率改善電源を得ているものである。

（第４実施形態）

図１３に、第３実施形態のスイッチング電源回路の変形例である第４実施形態のスイッチング電源回路を示す。この図において、図９に示すと同一部分については同一符号を付して説明を省略する。第４実施形態のスイッチング電源回路においては力率改善回路１３が備えられる。この力率改善回路１３では、図９に示した力率改善回路１２の構成に対して、低速型のバイパスダイオードＤ１Ａを追加して設けている。このバイパスダイオードＤ１Ａは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子にアノードを接続し、平滑コンデンサＣｉの正極端子にカソードを接続している。したがって、この力率改善回路１１においては、力率改善回路１０の入力側に対してバイパスダイオードＤ１Ａが並列に接続されていることになる。このようにすることによって、ブリッジ整流回路Ｄｉからの整流電流は、バイパスダイオードＤ１Ａにも分岐して流れることになるので、力率改善ダイオードＤ１に流れる整流電流量は低減する。これにより、力率改善ダイオードＤ１におけるスイッチング損失が低減され電力変換効率が向上する。特に、重負荷傾向となる力率改善ダイオードＤ１に流れる電流の量が大きくなるので、効率の改善効果が顕著となる。

その他の第３実施形態および第４実施形態の変形例として、図７および図８に示す二次側回路の変形例を用いることができる。

（第５実施形態）

図１４に、第３実施形態のスイッチング電源回路の変形例である第５実施形態のスイッチング電源回路を示す。この図において、図９に示すと同一部分については同一符号を付して説明を省略する。第３実施形態のスイッチング電源回路と第５実施形態のスイッチング電源回路との差異は、力率改善回路１２に替えて力率改善回路１４を用いる点にある。力率改善回路１４においては、固定のインダクタンス値を有するものであった力率改善インダクタＬｏに替えて、インダクタンス値を可変とすることができる制御トランスＰＲＴを用いる点が力率改善回路１２と異なるものである。

そして、制御トランスＰＲＴを制御するために、ブリッジ整流回路Ｄｉに流れる電流に応じた信号ＳＤｉを検出する回路、整流平滑電圧Ｅｉの大きさに応じた信号ＳＥｉを検出する回路、信号ＳＤｉの大きさおよび／または信号ＳＥｉの大きさに応じて制御トランスＰＲＴのインダクタンスを制御する力率制御回路３を備える点が、さらに、図９に示す第３実施形態のスイッチング電源回路と相異する。なお、上述したように、力率改善回路１４における同一符号を付した、フィルタコンデンサＣＮの容量は１μＦであり、力率改善ダイオードＤ１は力率改善回路１２におけると同様のものである。

ブリッジ整流回路Ｄｉに流れる電流に応じた信号ＳＤｉの検出は、抵抗Ｒ５１の両端の電圧を検出することによって行い、整流平滑電圧Ｅｉの大きさに応じた信号ＳＥｉの検出は、整流平滑電圧Ｅｉを抵抗Ｒ５２と抵抗Ｒ５３とで分圧することによって行った。

また、図１５に制御トランスＰＲＴの一の構造例を示す。制御トランスＰＲＴは、４本の磁極を有し、同一形状のコアＣＲ１１とコアＣＲ１２とを組み合わせた立体コアと、巻線Ｎｏと、巻線Ｎｃとを有して形成される。そして、巻線Ｎｏと巻線Ｎｃとは、図１５に示すように直交して磁極に巻回されている。このような構造を有する制御トランスＰＲＴの巻線Ｎｏは力率改善インダクタＬｏとして機能し、巻線Ｎｃに流れる電流の大きさによって、力率改善インダクタＬｏのインダクタンス値を制御することができる。本実施形態に用いる制御トランスＰＲＴでは、巻線Ｎｃに流れる電流の値が５ｍＡ（ミリ・アンペア）の場合には制御トランスＰＲＴの巻線Ｎｏにより形成される力率改善インダクタＬｏの値は８０μＨ（マイクロ・ヘンリー）であり、巻線Ｎｃに流れる電流の値が５０ｍＡの場合には力率改善インダクタＬｏの値は２０μＨである特性のものを採用した。

力率制御回路３は、通常の電圧電流変換器であり、信号ＳＤｉの大きさおよび／または信号ＳＥｉの大きさに応じて制御トランスＰＲＴの巻線Ｎｃに流れる電流の大きさを制御する。これにより、信号ＳＤｉの大きさおよび／または信号ＳＥｉの大きさに応じて力率改善インダクタＬｏのインダクタンス値を制御して、ブリッジ整流回路Ｄｉに流れる電流の変化に応じ、または、整流平滑電圧Ｅｉの大きさの変化に応じ、さらには、ブリッジ整流回路Ｄｉに流れる電流の変化、および、整流平滑電圧Ｅｉの大きさの変化に応じ、力率が良好となるように力率改善インダクタＬｏのインダクタンス値を調整することができる。

このような制御トランスＰＲＴを構成要素とする力率改善回路１４を有する第５実施形態のスイッチング電源回路の特性を図１６および図１７に示す。なお、各部の動作波形は、図１０におけると同様であるので説明を省略する。

図１６は、交流入力電圧ＶＡＣの値が１００Ｖの入力電圧条件下において負荷電力Ｐｏの値が、０Ｗ（無負荷）から３００Ｗ（最大負荷電力）の範囲での負荷変動に対する整流平滑電圧Ｅｉ、力率ＰＦ、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣを示している。また、図１７は、負荷電力を３００Ｗ（最大負荷電力）一定とする負荷条件下で、交流入力電圧ＶＡＣの値を８５Ｖから１４４Ｖまで変化させた範囲における、整流平滑電圧Ｅｉ、力率ＰＦおよび電力変換効率ηＡＣ→ＤＣを示している。ここで、図１６および図１７において、実線は、力率改善インダクタＬｏとしてインダクタンスの値が変化する制御トランスＰＲＴを用いた場合の特性であり、破線は力率改善インダクタＬｏとして固定のインダクタンス値を有する固定インダクタを用いる場合の特性である。

整流平滑電圧Ｅｉは、図１６に示すように、制御トランスＰＲＴを用いた場合には、負荷変動に対しては、固定インダクを用いる場合に較べて、低負荷領域で整流電圧が上昇している。これは、低負荷時に力率が大幅に改善されたことに対応して、ブリッジ整流回路Ｄｉから平滑コンデンサＣｉに電流が流れる期間が上昇し整流平滑電圧Ｅｉの値も上昇している。一方、交流入力電圧ＶＡＣの変化に対しては、整流平滑電圧Ｅｉは、ほぼ比例して変化するものとなる。また、力率ＰＦは、図１６に示すように、負荷の電力量が小さい領域で、大きく改善しており、負荷の大きさが１５Ｗから３００Ｗの範囲では負荷変動によらず０．７５に達し、実用上充分な力率値が得られているといえる。なお、交流入力電圧ＶＡＣの変動に対しては、図１２に示すように、ほぼ一定で、０．９以上の高力率の特性となる。

また、電力変換効率ηＡＣ→ＤＣについては、図１６および図１７に示すようにして、負荷変動に対しては、負荷電力の値が１００Ｗあたりでピークとなるが、ほぼ一定とみてよい特性で、負荷電力５０Ｗから負荷電力３００Ｗの範囲で９０％以上の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが得られている。交流入力電圧ＶＡＣの変動に対しては、８５Ｖから１４４Ｖの範囲で、ほぼ一定の９０％以上を維持している。

（第６実施形態）

図１８に、第１実施形態のスイッチング電源回路の変形例である第６実施形態のスイッチング電源回路を示す。この図において、図１に示す第１実施形態におけると同一部分については同一符号を付して説明を省略する。第１実施形態のスイッチング電源回路と第６実施形態のスイッチング電源回路との差異は、力率改善回路１に替えて力率改善回路１５を用いる点にある。力率改善回路１５においては、固定のインダクタンスを有するものであった力率改善インダクタＬｏに替えて、インダクタンス値を可変とすることができる制御トランスＰＲＴを用いる点が力率改善回路１と異なるものである。

そして、図１４に示す第５実施形態と同様に、制御トランスＰＲＴ、信号ＳＤｉを検出する回路、信号ＳＥｉを検出する回路、力率制御回路３を備える点が、さらに、図１に示す第１実施形態のスイッチング電源回路と相異する。これらの部分については、同一の符号を付して、説明を省略する。

第６実施形態のスイッチング電源回路の特性データは省略するが、第５実施形態と同様に負荷の電力が低領域から高領域まで、良好な力率特性を有することを特徴とする。なお、第１実施形態および第２実施形態におけると同様に、二次回路の変形例を第５実施形態および第６実施形態にも適応することができるものである。

図１４に示した第５実施形態のスイッチング電源回路および図１８に示した第６実施形態のスイッチング電源回路では、図２１に背景技術として示すスイッチング電源回路の場合よりも電力変換効率ηＡＣ→ＤＣが向上している。これは、主としては、力率改善回路１４および力率改善回路１５を備える構成としたことで、アクティブフィルタを不要としたことによる。すなわち、本実施形態では、アクティブフィルタを備える場合のように前段と後段の２つの電力変換効率値の積により総合効率が低下することはない。

また、第５実施形態のスイッチング電源回路および第６実施形態のスイッチング電源回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品の点数削減が図られる。つまりアクティブフィルタは、図２１を参照した説明からも分かるように、スイッチング素子Ｑ１０３と、これらを駆動するための力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０等を始め、多くの部品により構成される。これに対し、第３実施形態のスイッチング電源回路においては、力率改善のために必要な追加部品として、フィルタコンデンサＣＮ、力率改善ダイオードＤ１、力率改善インダクタＬｏを備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数とすることができる。これにより、力率改善機能を有する電源回路として、図２１に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。

また、第５実施形態のスイッチング電源回路および第６実施形態のスイッチング電源回路では、Ｅ級共振形コンバータおよび力率改善回路１４、力率改善回路１５の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図２５に示したアクティブフィルタと比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。特に、Ｅ級スイッチングコンバータに入力される電流を直流電流にちかづけることができるのでスイッチングノイズのレベルは非常に小さなものとできる。さらに加えて、第５実施形態のスイッチング電源回路および第６実施形態のスイッチング電源回路においては、一次側の直列共振回路とともに二次側の直列共振回路を備えるので極めて僅かな周波数の変化によって二次側直流出力電圧Ｅｏを所定電圧に維持することができ、ノイズフィルタの設計も容易なものとできる。このような理由から、１個のコモンモードチョークコイルＣＭＣと２個のアクロスコンデンサＣＬから成る１段のノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、１個のフィルタコンデンサＣＮのみにより十分な対策が可能である。

また、スイッチング素子Ｑ１と二次側の整流ダイオードＤｏ１および整流ダイオードＤｏ２、さらに、力率改善ダイオードＤ１、制御トランスＰＲＴなどもスイッチング素子Ｑ１に同期して動作するものである。したがって、アース電位としては、図２５の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定させることができる。

また、第５実施形態のスイッチング電源回路および第６実施形態のスイッチング電源回路により得られる力率ＰＦとしては、良好な特性が得られ、特に、力率改善回路１４および力率改善回路１５は、ブリッジ整流回路Ｄｉに流れる電流に応じた信号ＳＤｉの大きさおよび／または整流平滑電圧Ｅｉの大きさに応じた信号ＳＥｉの大きさに応じて制御トランスＰＲＴのインダクタンスを制御する力率制御回路３を備えることによって負荷の大小にかかわらず極めて良好な特性を有し、このような力率特性によれば、電源高調波歪み規制をクリアすることができ、実用上充分な力率が得られているといえる。このようにして、第５実施形態のスイッチング電源回路および第６実施形態のスイッチング電源回路は、アクティブフィルタを備える電源回路が有する各種の問題を解決した力率改善電源を得ているものである。

なお、これまでに説明した実施形態の電源回路の具体的設計例は、交流入力電圧ＶＡＣは、１００Ｖの商用交流電源が入力されることを前提としているのであるが、本発明は、交流入力電圧ＶＡＣの値として、特に限定があるものではない、例えば、２００Ｖの商用交流電源入力に対応した設計として場合にも、本願発明に基づいた構成とすることで同様の効果が得られる。また、例えば、一次側電圧共振形コンバータの細部の回路形態や、二次側直列共振回路を含んで形成する二次側整流回路の構成などは他にも考えられるものである。また、スイッチング素子については、例えばＩＧＢＴ(Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ)、バイポーラトランジスタなど、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子を選定することも考えられる。また、上記各実施形態では、他励式のスイッチングコンバータを挙げているが、自励式として構成した場合にも本発明は適用できる。

第１実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態のスイッチング電源回路が備えるコンバータトランスの構造例を示す断面図である。 第１実施形態の電源回路における要部の動作を商用交流電源周期により示す波形図である。 第１実施形態の電源回路についての、負荷変動に対する整流平滑電圧、力率、およびＡＣ→ＤＣ電力変換効率の特性を示す図である。 第１実施形態の電源回路についての、交流入力電圧変動に対する整流平滑電圧、力率、およびＡＣ→ＤＣ電力変換効率の特性を示す図である。 第２実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 実施形態の電源回路に対応する二次側の変形例としての構成例を示す回路図である。 実施形態の電源回路に対応する二次側の変形例としての構成例を示す回路図である。 第３実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 第３実施形態の電源回路における要部の動作を商用交流電源周期により示す波形図である。 第３実施形態の電源回路についての、負荷変動に対する整流平滑電圧、力率、およびＡＣ→ＤＣ電力変換効率の特性を示す図である。 第３実施形態の電源回路についての、交流入力電圧変動に対する整流平滑電圧、力率、およびＡＣ→ＤＣ電力変換効率の特性を示す図である。 第４実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 第５実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 制御トランスＰＲＴの構造図である。 第５実施形態の電源回路についての、負荷変動に対する整流平滑電圧、力率、およびＡＣ→ＤＣ電力変換効率の特性を示す図である。 第５実施形態の電源回路についての、交流入力電圧変動に対する整流平滑電圧、力率、およびＡＣ→ＤＣ電力変換効率の特性を示す図である。 第６実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 背景技術に示すアクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。 背景技術に示すアクティブフィルタの動作を説明する波形図である。 背景技術に示すアクティブフィルタを実装した電源回路の構成例を示す回路図である。 背景技術に示すアクティブフィルタの動作を説明する波形図である。 背景技術に示すアクティブフィルタを実装した電源回路において得られる交流入力電圧と交流入力電流の波形を示した波形図である。 背景技術に示すアクティブフィルタを実装した電源回路の負荷変動に対する電力変換効率、力率、整流平滑電圧の各特性について示した特性図である。 背景技術に示すアクティブフィルタを実装した電源回路の交流入力電圧変動に対する電力変換効率、力率、整流平滑電圧の各特性について示した特性図である。

符号の説明

１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、３ 力率制御回路、
１０、１１，１２，１３，１４，１５ 力率改善回路
ＡＣ 商用交流電源、Ｂ ボビン、Ｃ１、Ｃ１１、 コンデンサ
Ｃ２ 一次側直列共振コンデンサ、Ｃ３、Ｃ３Ａ、Ｃ３Ｂ 二次側直列共振コンデンサ
ＣＬ アクロスコンデンサ、ＣＭＣ コモンモードチョークコイル
ＣＮ フィルタコンデンサ、Ｃｉ、Ｃｏ、Ｃｏｕｔ 平滑コンデンサ
ＣＲ１、ＣＲ２、ＣＲ１１、ＣＲ１２ コア、Ｄ１ 力率改善ダイオード
Ｄ１１、Ｄｏ１、Ｄｏ２、Ｄｏ３，Ｄｏ４ 整流ダイオード
Ｄ１Ａ バイパスダイオード、ＤＤ ボディダイオード
Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｅｉ 整流平滑電圧
Ｅｏ 二次側直流出力電圧、Ｇ ギャップ、Ｉ１、Ｉ２ 電流、ＩＡＣ 交流入力電流
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ１０、 インダクタ、Ｌｏ 力率改善インダクタ
ＬＦＴ ラインフィルタトランス、Ｎ１ 一次巻線、Ｎ２ 二次巻線
Ｎ２Ａ 二次巻線部、Ｎ２Ｂ 二次巻線部、Ｎｃ、Ｎｏ 巻線
ＰＣＣ チョークコイル、ＰＦ 力率
ＰＩＴ コンバータトランス、ＰＲＴ 制御トランス
Ｑ１０１、Ｑ１０２、Ｑ１０３ スイッチング素子
Ｒ５１、Ｒ５２、Ｒ５３ 抵抗、ＳＤｉ、ＳＥｉ 信号
Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４ 端子、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３ 電圧、ＶＡＣ 交流入力電圧
ηＡＣ→ＤＣ 電力変換効率

Claims (6)

1. 交流電源からの交流電力を入力して整流平滑化する整流素子と平滑コンデンサとを具備して形成され、前記平滑コンデンサの両端電圧として整流平滑電圧を生成する整流平滑回路と、
   前記整流平滑電圧が一方の端子に印加されるチョークコイルと、
   前記チョークコイルの他方の端子に一次巻線の一方の端子が接続される漏れインダクを有するコンバータトランスと、
   前記一次巻線の他方の端子が一次側直列共振コンデンサと接続され、前記漏れインダクタの生成する一次側インダクタンス成分と前記一次側直列共振コンデンサの容量とによって支配される一次側共振周波数を有する一次側直列共振回路と、
   前記チョークコイルの前記他方の端子に接続され、前記一次側直列共振回路に交流電力を供給するスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子を駆動する発振・ドライブ回路と、
   前記コンバータトランスの二次巻線が二次側直列共振コンデンサと接続され、前記漏れインダクタの生成する二次側インダクタンス成分と前記二次側直列共振コンデンサの容量とによって支配される二次側共振周波数を有する二次側直列共振回路と、
   前記二次側直列共振回路から二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、
   前記一次側直列共振回路に流れる電流の一方向の成分に応じた電流を前記交流電源から流すとともに、前記整流素子からの電流を前記平滑コンデンサに流すための力率改善ダイオードと力率改善インダクタとフィルタコンデンサとを具備する力率改善回路と、
   を備えるスイッチング電源回路。
2. 前記一次側共振周波数と前記二次側共振周波数とがほぼ等しい周波数に設定される請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. さらに、前記整流素子からの整流電流を前記平滑コンデンサにバイパスするバイパスダイオードを前記整流素子と前記平滑コンデンサとの間に接続した請求項１に記載のスイッチング電源回路。
4. 前記力率改善ダイオードの一方の端子と前記力率改善インダクタの一方の端子が前記一次側直列共振コンデンサに接続され、前記力率改善ダイオードの他方の端子が前記平滑コンデンサに接続され、前記力率改善インダクタの他方の端子が前記整流素子に接続されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
5. 前記力率改善ダイオードの一方の端子と前記力率改善インダクタの一方の端子が前記一次側直列共振コンデンサに接続され、前記力率改善インダクタの他方の端子が前記平滑コンデンサに接続され、前記力率改善ダイオードの他方の端子が前記整流素子に接続されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
6. 前記力率改善インダクタのインダクタンスの値が、前記整流素子に流れる電流に応じて変化することを特徴とする請求項４または請求項５のいずれか一項に記載のスイッチング電源回路。

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