JP2007201697A - Branching connector - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a branching connector that is capable of fully reducing communication errors by suppressing distortion in waveform, and also, capable of reducing the number of connection nodes and topology restrictions in a communication line even though having a simple constitution. <P>SOLUTION: The branching connector is used for branching a communication wire constituting the communication line into a plurality of the communication wires at a branching point. The branching connector has filter circuits that attenuate a signal in a frequency band of a reflected wave occurring in each communication wire while being respectively interposed in each communication wire connected to the branching point. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

本発明は、分岐コネクタに関し、特に車載多重通信用の通信線路の分岐部に配置され、分岐によって形成されるスタブ内の反射において生じるリンギングを防止することにより各通信装置間で安定した通信を行うことができる分岐コネクタを提供するものである。   The present invention relates to a branch connector, and in particular, is arranged at a branch portion of a communication line for in-vehicle multiplex communication, and performs stable communication between communication devices by preventing ringing caused by reflection in a stub formed by the branch. A branch connector is provided.

従来より、ＦＡ（ファクトリーオートメーション）機器や自動車では、通信線の本数を減らすために制御ユニットやセンサおよびアクチュエータ間での多重通信が行われている。特に自動車では、安全性、快適性、経済性などの様々な要請から電装機器の数が増え続けている。車載では３３ｋｐｓ前後の低速な多重通信では、一本の信号線と車体を用いて通信線路を構成し、数十ｂｐｓ〜１０Ｍｂｐｓの高速な多重通信では、撚り対線（ツイストペア線）が通信線（バス）として用いられる。後者の代表的な例としてはＣＡＮ（Controller Area Network)の規格に準拠した車載ＬＡＮ（以下、ＣＡＮに準拠する車載ＬＡＮによる通信をＣＡＮ通信という）がある。   Conventionally, in FA (factory automation) equipment and automobiles, multiplex communication is performed among control units, sensors, and actuators in order to reduce the number of communication lines. Especially in automobiles, the number of electrical equipment continues to increase due to various demands such as safety, comfort and economy. In a vehicle, in a low-speed multiplex communication of about 33 kps, a communication line is configured using one signal line and a vehicle body. In a high-speed multiplex communication of several tens of bps to 10 Mbps, a twisted pair wire (twisted pair wire) is a communication line ( Used as a bus). A typical example of the latter is an in-vehicle LAN conforming to a CAN (Controller Area Network) standard (hereinafter, communication using an in-vehicle LAN conforming to CAN is referred to as CAN communication).

ＣＡＮ通信では、電子制御ユニット（ＥＣＵ:Electronic Control Unit）間は例えば図１０のようにバス（以下、ＣＡＮバスという）のトポロジで接続される。また、ＣＡＮバスを構成する各通信線路９０はツイストペア線であり、ＣＡＮバスの分岐点９１にはコネクタを用いることもあるが、ＥＣＵ９２内部のプリントパターンの分岐で構成されることもある。   In CAN communication, electronic control units (ECUs) are connected with a topology of a bus (hereinafter referred to as a CAN bus) as shown in FIG. 10, for example. Further, each communication line 90 constituting the CAN bus is a twisted pair line, and a connector may be used at a branch point 91 of the CAN bus, but it may be constituted by a branch of a print pattern inside the ECU 92.

とりわけ近年は、ＥＣＵ９２の数が増加しており、これはバス負荷を増大させると共に、インピーダンス不整合の発生場所を増加させる原因ともなる。このインピーダンス不整合は反射波を発生させる原因となり、反射を繰り返して複雑な波形となる。特に、ＣＡＮにおいては、ＣＡＮバスに対してドミナントとレセシブの接続が行われ、レセシブではスリーステート状態である。ゆえに、図１１に示すように、通信波形の歪み９４が大きくなって通信エラーの発生する危険が増加する。そこで、ドミナントの時に発生する波形歪み９３も含めてこれらの波形歪み９３，９４を取り除くために、分岐点９１におけるインピーダンス不整合を無くすことが考えられてきた。   In particular, in recent years, the number of ECUs 92 has increased, which increases the bus load and causes the occurrence of impedance mismatches. This impedance mismatch causes a reflected wave to be generated, resulting in a complicated waveform due to repeated reflection. In particular, in CAN, dominant and recessive connections are made to the CAN bus, and recessive is in a three-state state. Therefore, as shown in FIG. 11, the distortion 94 of the communication waveform increases and the risk of occurrence of a communication error increases. Therefore, in order to remove these waveform distortions 93 and 94 including the waveform distortion 93 generated at the dominant time, it has been considered to eliminate the impedance mismatch at the branch point 91.

すなわち、パルストランスやインピーダンス変換回路などのインピーダンス整合回路を用いて分岐点９１から見たインピーダンスを整合させることにより、原理的には反射を無くすことができ、これによって波形歪み９３，９４を取り除くことができるとするものである。   That is, by matching the impedance viewed from the branch point 91 using an impedance matching circuit such as a pulse transformer or an impedance conversion circuit, in principle, reflection can be eliminated, thereby eliminating the waveform distortions 93 and 94. It is supposed to be possible.

特開平１０−１２６４２５号公報（特許文献１）にはバス分岐点での反射ノイズを低減するために、メインバスとスタブバスとの間にインピーダンスを変化させることができるＭＯＳ型トランジスタを介在させて接続点でのインピーダンス整合を図るインピーダンス整合回路を設けることが記載されている。   In Japanese Patent Laid-Open No. 10-126425 (Patent Document 1), a MOS transistor capable of changing impedance is interposed between the main bus and the stub bus in order to reduce reflection noise at the bus branch point. It is described that an impedance matching circuit for impedance matching at a point is provided.

また、図１２のように、パッシブスターネットワークを構成することにより、インピーダンス不整合をなくすことも提案されている。   In addition, as shown in FIG. 12, it has been proposed to eliminate impedance mismatch by configuring a passive star network.

特開平１０−１２６４２５号公報JP-A-10-126425

ところが、パルストランスやインピーダンス変換回路は大きくならざるを得ないので装置が大型化する原因となり、自動車内の狭い空間に配索されるＣＡＮバスの分岐点に大型のインピーダンス整合回路を形成することはできない。また、インピーダンス整合回路は複雑にならざるを得ないので、その製造コストを引き上げる原因となるという問題もある。加えて、前記インピーダンス不整合は、接続点９１のみならず、トランシーバ、プリントパターン、コネクタ、ツイストペア線のほつれ、終端などによっても生じることがあり、全ての部分においてインピーダンスを完全に整合させて反射が全く生じないようにすることは不可能である。   However, since the pulse transformer and the impedance conversion circuit must be large, the device becomes large, and it is impossible to form a large impedance matching circuit at the branch point of the CAN bus routed in a narrow space in the automobile. Can not. Further, since the impedance matching circuit has to be complicated, there is a problem in that the manufacturing cost is increased. In addition, the impedance mismatch may be caused not only by the connection point 91 but also by fraying and termination of the transceiver, printed pattern, connector, twisted pair wire, etc. It is impossible to prevent it from occurring at all.

これらに加えて、インピーダンス整合を行うために通信線に介在させるインピーダンスそのものによって信号が減衰するため、分岐する数が多ければ多いほど、インピーダンス整合回路によってＳ／Ｎ比を低下させることもあり、結果的にインピーダンス整合を行っても通信エラー率の低減につながらないこともある。   In addition to these, since the signal is attenuated by the impedance itself interposed in the communication line for impedance matching, the larger the number of branches, the lower the S / N ratio by the impedance matching circuit. Even if impedance matching is performed, the communication error rate may not be reduced.

一方、車載ＬＡＮはコストの関係でインピーダンス整合回路を設けることができず、通信エラー率を低くする必要があるので、スタブのケーブル長やバストポロジなどに制約を加えるなどして、波形歪みを低減することが行われているが、それだけでは接続するＥＣＵ数の増加に対応することはできなくなっている。   On the other hand, the in-vehicle LAN cannot provide an impedance matching circuit due to cost, and it is necessary to reduce the communication error rate. Therefore, the waveform distortion is reduced by limiting the cable length of the stub and the bus topology. However, it is not possible to cope with the increase in the number of connected ECUs.

パッシブスターネットワークによる解決法も通信線路を構成する各スタブ９５の長さを同じにする必要があり、特に車載においてはワイヤハーネスの配索に大きな制約となる。さらに、インピーダンス整合のためには大きな損失となる比較的大きなインピーダンスを通信線路中に介在させる必要があるので、スタブ９５の長さにも制約が生じる。   In the solution using the passive star network, the lengths of the stubs 95 constituting the communication line need to be the same, and in particular, in the case of in-vehicle use, the wiring harness is greatly restricted. Furthermore, since a relatively large impedance that causes a large loss needs to be interposed in the communication line for impedance matching, the length of the stub 95 is also limited.

このために自動車全体のネットワーク設計が困難になり、規模によってはゲートウェイを追加してバスを分割する必要が生じ、これによってシステム全体のコストアップの原因となるという問題がある。   For this reason, it becomes difficult to design a network for the entire automobile, and depending on the scale, it is necessary to add a gateway to divide the bus, which causes an increase in the cost of the entire system.

本発明は前記問題を考慮に入れてなされたものであり、簡素な構成でありながら、波形の歪みを抑えて通信エラーを十分に低減することができ、通信線路における接続ノード数やトポロジの制約を低くすることができる分岐コネクタを提供することを課題とする。   The present invention has been made in consideration of the above-mentioned problems, and while having a simple configuration, it is possible to sufficiently suppress communication errors by suppressing waveform distortion, and to limit the number of connection nodes and topology in a communication line. It is an object of the present invention to provide a branch connector capable of lowering the height.

前記課題を解決するため、本発明は、
通信線路を構成する通信線を分岐点において複数に分岐する分岐コネクタであって、
分岐点に接続される各通信線のそれぞれに介在し、各通信線内において発生する反射波の周波数帯域の信号を減衰させるフィルタ回路を有することを特徴とする分岐コネクタを提供している。 In order to solve the above problems, the present invention provides:
A branch connector for branching a communication line constituting a communication line into a plurality of branch points,
A branch connector is provided that includes a filter circuit that is interposed in each communication line connected to a branch point and attenuates a signal in a frequency band of a reflected wave generated in each communication line.

前記構成によれば、フィルタ回路が通信線内において発生する反射波の周波数帯域の信号を減衰させるので、通信線内において反射波が反射する度にこの反射波を減衰させる。信号の山（または谷）はフィルタ回路を１回通るだけであるのに対し、反射波の山（または谷）は反射する度にフィルタ回路を通って減衰するので、信号に対する反射波の減衰量を大きくすることができる。ゆえに、フィルタ回路を１回通過することにより得られる反射波の減衰量は小さく設定しても、反射波の影響による波形歪みの影響を通信エラーが生じない程度に小さくすることができる。   According to the above configuration, since the filter circuit attenuates the signal in the frequency band of the reflected wave generated in the communication line, the reflected wave is attenuated every time the reflected wave is reflected in the communication line. The peak (or valley) of the signal passes through the filter circuit only once, whereas the peak (or valley) of the reflected wave attenuates through the filter circuit every time it is reflected. Can be increased. Therefore, even if the attenuation amount of the reflected wave obtained by passing through the filter circuit once is set small, the influence of the waveform distortion due to the influence of the reflected wave can be reduced to the extent that no communication error occurs.

通常の通信では、フィルタ回路は信号帯域以外の信号成分を減衰させるように設計するが、車載通信においては反射によるリンギングの周波数帯域以外は、減衰量を可能な限り小さくすることができるものであることが好ましい。実際、フィルタ回路による減衰量は反射波による波形歪みの影響が論理判断の基準となる閾値に達しない程度に小さく抑えられる程度でよいので、通信線路を介して通信する信号についてはほとんど減衰させることがない。   In normal communication, the filter circuit is designed to attenuate signal components other than the signal band, but in vehicle communication, the attenuation can be made as small as possible except in the frequency band of ringing due to reflection. It is preferable. In fact, the amount of attenuation by the filter circuit should be small enough that the influence of the waveform distortion due to the reflected wave does not reach the threshold value that is the basis of the logic judgment, so that the signal that is communicated via the communication line is almost attenuated. There is no.

また、本発明は、
差動伝送の平衡通信線路を構成する一対の通信線を一対の分岐点においてそれぞれ複数に分岐する分岐コネクタであって、
一方の分岐点に接続される各通信線のそれぞれに介在し、各通信線内において発生する反射波の周波数帯域の信号を減衰させるフィルタ回路を有することを特徴とする分岐コネクタを提供している。 The present invention also provides:
A branch connector for branching a pair of communication lines constituting a balanced communication line for differential transmission into a plurality of pairs at a pair of branch points,
Provided is a branch connector having a filter circuit which is interposed in each communication line connected to one branch point and attenuates a signal in a frequency band of a reflected wave generated in each communication line. .

前記構成によれば、平衡線路を不平衡線路として使用することになるが、フィルタ回路が差動伝送を行う一対の通信線のうち一方の通信線内において発生する反射波の周波数帯域の信号を減衰させるので、通信線内において反射波が反射する度にこの反射波が減衰することになり、通信する信号の減衰をほとんど生じさせることがなく、反射波の影響によるリンギングなどの波形歪みを通信エラーが生じない程度に早期に小さくすることができる。線路が不平衡となることによるジッタは、ＣＡＮの信号周波数帯ではほとんど影響を考慮する必要はない。   According to the above configuration, the balanced line is used as the unbalanced line, but the signal in the frequency band of the reflected wave generated in one communication line of the pair of communication lines in which the filter circuit performs differential transmission. Since the signal is attenuated, the reflected wave is attenuated each time the reflected wave is reflected in the communication line, causing almost no attenuation of the signal to be communicated, and communicating waveform distortion such as ringing due to the influence of the reflected wave. It can be reduced as early as no error occurs. Jitter caused by unbalanced lines hardly needs to be considered in the CAN signal frequency band.

前記フィルタ回路は、抵抗とコイルの並列接続回路であることが好ましい。前記構成によれば、信号に比べて周波数帯域が高い反射波を減衰させるために十分なインピーダンスを得ることができる。   The filter circuit is preferably a parallel connection circuit of a resistor and a coil. According to the said structure, sufficient impedance can be obtained in order to attenuate the reflected wave whose frequency band is high compared with a signal.

前述したように、本発明によれば、分岐した通信線に介在させるフィルタ回路のインピーダンスを可能な限り小さく抑えられるので、フィルタ回路を介在させたことによる信号の減衰によってＳ／Ｎ比が大きく低下することがない。ゆえに、分岐コネクタによる分岐の数を増やしたり、スタブのケーブル長を比較的自由に引き延ばすことができ、バストポロジに加える制約を小さくすることができる。   As described above, according to the present invention, the impedance of the filter circuit interposed in the branched communication line can be suppressed as small as possible, so that the S / N ratio is greatly reduced due to signal attenuation caused by the filter circuit interposed. There is nothing to do. Therefore, the number of branches by the branch connector can be increased, the cable length of the stub can be extended relatively freely, and the restrictions imposed on the bus topology can be reduced.

また、本発明の分岐コネクタは分岐部に設けるだけで通信線路全体における波形歪みを低減できる。つまり、通信線やＥＣＵなどの各ノードにおける設計変更や通信線路の設計変更を行う必要が全くない。さらに、分岐コネクタに設けたフィルタ回路はインピーダンス整合をとるものではないので、ノード数や通信線路の配線トポロジによってフィルタ回路の特性を調整する必要がない。   In addition, the branch connector of the present invention can reduce waveform distortion in the entire communication line only by being provided at the branch portion. That is, there is no need to change the design of each node such as the communication line or the ECU or the design change of the communication line. Furthermore, since the filter circuit provided in the branch connector does not achieve impedance matching, it is not necessary to adjust the characteristics of the filter circuit according to the number of nodes and the wiring topology of the communication line.

前記通信線路が一対の通信線を用いて差動伝送を行う平衡線路であるときに、一方の通信線だけに前記フィルタ回路を介在させることにより、分岐コネクタの製造コストを削減しながら、反射波を減衰させることができる。この場合、一方の通信線だけへのフィルタ介在によって線路の平衡が崩れることになるが、信号周波数付近ではフィルタ回路のインピーダンスを十分小さくできるので、通信品質においてジッタの影響が問題になることはない。   When the communication line is a balanced line that performs differential transmission using a pair of communication lines, the filter circuit is interposed only in one communication line, thereby reducing the manufacturing cost of the branch connector and reflecting waves. Can be attenuated. In this case, although the balance of the line is lost due to the filter only on one of the communication lines, the impedance of the filter circuit can be sufficiently reduced near the signal frequency, so that the influence of jitter does not become a problem in the communication quality. .

フィルタ回路が抵抗とコイルの並列接続回路である場合は、高い周波数帯域に生じる反射波をフィルタ回路によって効率的に減衰させることができると共に、フィルタ回路を構成する部品点数が少ないので、分岐コネクタの製造コストを抑えることができる。また、抵抗とコイルは受動素子であって能動素子を含まないので、フィルタ回路を駆動するための電源が不要である。   When the filter circuit is a parallel connection circuit of a resistor and a coil, a reflected wave generated in a high frequency band can be efficiently attenuated by the filter circuit, and the number of parts constituting the filter circuit is small. Manufacturing cost can be reduced. Further, since the resistor and the coil are passive elements and do not include an active element, a power source for driving the filter circuit is not necessary.

図１は本発明の第１実施例に係る分岐コネクタ１Ａ，１Ｂを用いた車載ＬＡＮ網２の全体構成を示す図である。図１において、３Ａ，３Ｂ…は特性インピーダンスＺ０の通信線路であり、４Ａ，４Ｂ…は通信線路３Ａ，３Ｂ…を介して接続されるＥＣＵ、５Ａ，５Ｂ…は通信線路３Ｍ，３Ｎの先端部に取り付けられる終端である。ＥＣＵ４Ａ〜４Ｆは通信線路３Ａ〜３Ｆを介して分岐コネクタ１Ａに接続され、ＥＣＵ４Ｇ〜４Ｌは通信線路３Ｇ〜３Ｌを介して分岐コネクタ１Ｂに接続されており、両分岐コネクタ１Ａ，１Ｂは通信線路３Ｏによって接続されている。なお、以下の説明において、特に区別が必要でないときは、分岐コネクタ１Ａ，１Ｂ…、通信線路３Ａ，３Ｂ…、ＥＣＵ４ａ，４ｂ…をそれぞれ符号１，３，４を用いて表す。   FIG. 1 is a diagram showing an overall configuration of an in-vehicle LAN network 2 using branch connectors 1A and 1B according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 1, 3A, 3B,... Are communication lines having characteristic impedance Z0, 4A, 4B,... Are connected via communication lines 3A, 3B,. It is the terminal attached to The ECUs 4A to 4F are connected to the branch connector 1A via the communication lines 3A to 3F, the ECUs 4G to 4L are connected to the branch connector 1B via the communication lines 3G to 3L, and both the branch connectors 1A and 1B are connected to the communication line 3O. Connected by. In the following description, the branch connectors 1A, 1B..., The communication lines 3A, 3B..., The ECUs 4a, 4b.

前記車載ＬＡＮ網２は例えばビットレートが５００ｋｂｐｓであるＣＡＮの規格に準拠するものであり、通信線路３はＣＡＮバスを構成し、その特性インピーダンスは例えば１２０Ωである。また、通信線路３を構成する一対の通信線は互いに撚りあわしてなるツイストペアケーブルである。   The in-vehicle LAN network 2 conforms to a CAN standard having a bit rate of 500 kbps, for example, and the communication line 3 forms a CAN bus, and its characteristic impedance is, for example, 120Ω. The pair of communication lines constituting the communication line 3 is a twisted pair cable formed by twisting each other.

前記ＥＣＵ４には図示を省略するが通信線路３を介して通信を行うＣＡＮ通信手段が形成されており、一つのＥＣＵ４が通信線路３に対して信号を送信し、他のＥＣＵ４が通信線路３を介して受信し、必要なデータを受けとることにより送受信を行うことができる。終端５は通信線路３の解放端における反射を防止するために通信線路３Ｍ，３Ｎの特性インピーダンスに合わせて取り付けられる終端抵抗である。   Although not shown, the ECU 4 is formed with CAN communication means for performing communication via the communication line 3. One ECU 4 transmits a signal to the communication line 3, and the other ECU 4 transmits the communication line 3. Can be transmitted and received by receiving necessary data. The termination 5 is a termination resistor attached in accordance with the characteristic impedance of the communication lines 3M and 3N in order to prevent reflection at the open end of the communication line 3.

図２は、図１における分岐コネクタ１Ａの内部回路の構成を示す図である。図２に示すように、分岐コネクタ１Ａは通信線路３を構成する各通信線３Ａａ〜３Ｏａ，３Ａｂ〜３Ｏｂを分岐点１０ａ，１０ｂにおいて分岐するものであり、この分岐点１０ａ，１０ｂに接続される各通信線３Ａａ〜３Ｏａ，３Ａｂ〜３Ｏｂのそれぞれに同じフィルタ１１…を介在させている。また、各通信線３Ａａ〜３Ｏａ，３Ａｂ〜３Ｏｂはそれぞれコネクタ１２によって接続される。なお、図２では分岐コネクタ１Ａを例示しているが、図１に示す分岐コネクタ１Ｂも同様の構成であるから、その詳細な構成の説明を省略する。   FIG. 2 is a diagram showing a configuration of an internal circuit of the branch connector 1A in FIG. As shown in FIG. 2, the branch connector 1A branches the communication lines 3Aa to 3Oa and 3Ab to 3Ob constituting the communication line 3 at the branch points 10a and 10b, and is connected to the branch points 10a and 10b. The same filter 11 is interposed in each of the communication lines 3Aa to 3Oa and 3Ab to 3Ob. The communication lines 3Aa to 3Oa and 3Ab to 3Ob are connected to each other by a connector 12. Although FIG. 2 illustrates the branch connector 1A, the branch connector 1B shown in FIG. 1 has the same configuration, and thus detailed description of the configuration is omitted.

前記分岐点１０ａ，１０ｂは図２において幾らかの長さを有する導体であるように記載しており、幾らかの長さの導体によって形成されるが、分岐点１０ａ，１０ｂを構成する導体は、事実上一点において分岐していると見なせるように、分岐点１０ａ，１０ｂとフィルタ回路１１をできる限り近接させて接続することが好ましい。   The branch points 10a and 10b are described as conductors having some length in FIG. 2 and are formed by conductors having some length, but the conductors constituting the branch points 10a and 10b are However, it is preferable to connect the branch points 10a and 10b and the filter circuit 11 as close to each other as possible so that it can be regarded as branching at one point in practice.

前記フィルタ回路１１は何れも受動素子である抵抗ＲとコイルＬを並列に接続してなる並列接続回路であり、このフィルタ回路１１を構成する各素子Ｒ，Ｌの大きさは通信線路３の長さＬｓの最大値や、その特性インピーダンスＺ０によって定められる。   The filter circuit 11 is a parallel connection circuit in which a resistor R and a coil L, which are passive elements, are connected in parallel. The size of each element R, L constituting the filter circuit 11 is the length of the communication line 3. It is determined by the maximum value of the length Ls and its characteristic impedance Z0.

そこで、まずリンギングの発生原因について考慮するために、図３を用いて、前記分岐点１０ａ，１０ｂにおいて、各通信線３Ａａ〜３Ｏａ，３Ａｂ〜３Ｏｂがフィルタ回路１１を介することなく直接的に接続された場合を考慮する。このとき、通信線路３Ａの方向から内部抵抗ｒを有するバスドライバ１３が電圧振幅Ｖ０で特性インピーダンスＺ０の通信線路３Ａを駆動すると、駆動端の電圧レベルＶ１はＶ０×Ｚ０／（Ｚ０＋ｒ）まで上昇する。そして、その信号は通信線路３Ａ内を進行波として進み、分岐点１０ａ，１０ｂまで到達する。   Therefore, in order to consider the cause of the occurrence of ringing, the communication lines 3Aa to 3Oa and 3Ab to 3Ob are directly connected without passing through the filter circuit 11 at the branch points 10a and 10b with reference to FIG. Consider the case. At this time, when the bus driver 13 having the internal resistance r from the direction of the communication line 3A drives the communication line 3A having the voltage impedance V0 and the characteristic impedance Z0, the voltage level V1 at the drive end rises to V0 × Z0 / (Z0 + r). . Then, the signal travels as a traveling wave in the communication line 3A and reaches the branch points 10a and 10b.

前記分岐点１０ａ，１０ｂにおける分岐がｎ本（図３の例の場合はｎ＝４）であるとすると、前記進行波は分岐点１０ａ，１０ｂに到達すると、突然線路インピーダンスがＺ０／ｎに低下するため、電圧レベルが（ｎ−２）／ｎ倍に低下する。このため、分岐点１０ａ，１０ｂにおいて、下記の式（１）に示す電圧Ｖ２の大きさの反射波が通信線路３Ａをバスドライバ１３の方向に戻っていく。
Ｖ２＝−Ｖ０×Ｚ０／（Ｚ０＋ｒ）×（１−（ｎ−２）／ｎ） … 式（１） Assuming that there are n branches at the branch points 10a and 10b (n = 4 in the example of FIG. 3), when the traveling wave reaches the branch points 10a and 10b, the line impedance suddenly decreases to Z0 / n. Therefore, the voltage level decreases to (n−2) / n times. For this reason, at the branch points 10a and 10b, a reflected wave having a voltage V2 shown in the following formula (1) returns to the bus driver 13 through the communication line 3A.
V2 = -V0 * Z0 / (Z0 + r) * (1- (n-2) / n) ... Formula (1)

つまり、通信線路３Ａによる減衰が無視できるとすれば、駆動端ではオーバーシュートの山の高さはＶ０×Ｚ０／（Ｚ０＋ｒ）×（１−（ｎ−２）／ｎ）であり、また、ピーク点の位置は駆動端での波形立ち上がりの位置から、駆動波形の立ち上がり時間の２倍のところになる。   That is, if the attenuation due to the communication line 3A is negligible, the height of the overshoot peak at the drive end is V0 × Z0 / (Z0 + r) × (1- (n−2) / n), and the peak The position of the point is twice the drive waveform rise time from the waveform rise position at the drive end.

同じく、図３において、電源振幅Ｖ０でバスを駆動していた１の方向のバスドライバ１３が電圧Ｖ０を０に駆動した場合、−Ｖ０の電圧振幅を持つ進行波が内部抵抗ｒを通って特性インピーダンスＺ０の通信線路３Ａへと出て行くことになる。したがって、アンダーシュートの波形はオーバーシュートと対照的になる（但し、ＣＡＮの場合は、信号は立ち下がり駆動ではなく、バスドライバがカットオフされるだけであるため、送信端の入力インピーダンスが高くなり、波形はオーバーシュートと非対称的になる。）   Similarly, in FIG. 3, when the bus driver 13 in the direction 1 driving the bus with the power supply amplitude V0 drives the voltage V0 to 0, a traveling wave having a voltage amplitude of −V0 passes through the internal resistance r and is characteristic. It goes out to the communication line 3A of impedance Z0. Therefore, the waveform of the undershoot is in contrast to the overshoot (however, in the case of CAN, the signal is not driven by the falling edge but only the bus driver is cut off, so that the input impedance of the transmission end becomes high. The waveform becomes asymmetric with overshoot.)

このようにして生じた反射波は通信線３Ａ内を往復してオーバーシュートおよびアンダーシュートの繰り返しとなり、リンギングが発生する。   The reflected wave generated in this way reciprocates in the communication line 3A and repeats overshoot and undershoot, and ringing occurs.

本発明の分岐コネクタ１は前記リンギングの発生原因を考慮して通信線路３Ａ，３Ｂ…にフィルタ回路１１を挿入するものであり、このフィルタ回路１１を通信線３Ａａ，３Ｂａ…，３Ａｂ、３Ｂｂ…に介在させることにより、反射によって生じる波形歪みだけを効果的に減衰させることができるようにフィルタ回路１１を構成する抵抗ＲおよびコイルＬの大きさ（説明を簡単にするために、それぞれ、符号Ｒ，Ｌを用いて表す）。   The branch connector 1 according to the present invention inserts a filter circuit 11 into the communication lines 3A, 3B... In consideration of the cause of the ringing, and the filter circuit 11 is connected to the communication lines 3Aa, 3Ba..., 3Ab, 3Bb. By interposing, the size of the resistor R and the coil L constituting the filter circuit 11 so that only the waveform distortion caused by the reflection can be effectively attenuated (in order to simplify the explanation, the symbols R, L is used).

再び、図２に戻り、分岐部に本発明の分岐コネクタ１を設けた場合の動作を考慮する。図２において、通信線路３Ａの方向から内部抵抗ｒのバスドライバ１３が電圧振幅Ｖ０で特性インピーダンスＺ０の線路を駆動すると、その進行波はコネクタ１との接続点に到達し、まず通信線路３Ａに介在させた抵抗ＲとコイルＬの並列接続回路にぶつかる。ここで、抵抗ＲとコイルＬの並列接続回路からなるフィルタ回路１１は、実際のＬがＤＣ抵抗成分を持つため図４（Ａ）のような等価回路で模擬でき、図４（Ｂ）に示すような周波数特性を持つローパスフィルタである。   Returning to FIG. 2 again, the operation when the branch connector 1 of the present invention is provided at the branch portion will be considered. In FIG. 2, when the bus driver 13 having the internal resistance r drives the line having the characteristic impedance Z0 with the voltage amplitude V0 from the direction of the communication line 3A, the traveling wave reaches the connection point with the connector 1 and first reaches the communication line 3A. It hits the parallel connection circuit of the interposed resistor R and coil L. Here, the filter circuit 11 composed of a parallel connection circuit of the resistor R and the coil L can be simulated by an equivalent circuit as shown in FIG. 4A because the actual L has a DC resistance component, as shown in FIG. This is a low-pass filter having such frequency characteristics.

ここで、線路インピーダンスＺ０は、本来の通信線路３ＡのインピーダンスＺ０にローパスフィルタ回路１１のインピーダンスを直列に合成した大きさになるが、フィルタ回路１１のインピーダンスの値が十分に小さいため、信号帯域ではほとんど反射は発生しない。インピーダンス不整合となるのは、フィルタ回路１１を通った後のスタブ合流点においてである。   Here, the line impedance Z0 has a magnitude obtained by combining the impedance Z0 of the original communication line 3A and the impedance of the low-pass filter circuit 11 in series. However, since the impedance value of the filter circuit 11 is sufficiently small, Almost no reflection occurs. Impedance mismatching occurs at the stub junction after passing through the filter circuit 11.

図４（Ｂ）に示すＡは通信する信号の周波数帯域を示しており、Ｂは反射波の周波数帯域を示している。本実施例の場合、ＣＡＮ通信手段による通信データのビットレートを５００ｋｂｐｓとする例を示しているので、前記信号の周波数帯域Ａはビットレート周波数の１〜５倍に相当する２５０ｋＨｚ〜１．２５ＭＨｚである。一方、反射波の周波数帯域Ｂは通信線路３の長さＬｓの最大値から下限が求められる。   In FIG. 4B, A indicates the frequency band of the signal to be communicated, and B indicates the frequency band of the reflected wave. In the case of the present embodiment, an example is shown in which the bit rate of communication data by the CAN communication means is 500 kbps, so the frequency band A of the signal is 250 kHz to 1.25 MHz corresponding to 1 to 5 times the bit rate frequency. is there. On the other hand, the lower limit of the frequency band B of the reflected wave is obtained from the maximum value of the length Ls of the communication line 3.

以下、前記フィルタ回路の定数（抵抗ＲとコイルＬの大きさ）を定める方法の一例を説明する。しかしながら、本発明は以下の実施例の説明において示す具体的な数値に限定されるものでないことはいうまでもない。   Hereinafter, an example of a method for determining the constants of the filter circuit (the size of the resistor R and the coil L) will be described. However, it goes without saying that the present invention is not limited to the specific numerical values shown in the description of the following examples.

本実施例に示す通信線路３は特性インピーダンスＺ０が１２０Ωであるツイストペア線であるから、その信号伝搬速度はおよそ５ｎｓ／ｍである。したがって、通信線路３Ａ，３Ｂ…（以下、分岐点１０ａ，１０ｂから分岐する部分の通信線路３Ａ，３Ｂ…をスタブ３Ａ，３Ｂ…という）の長さＬｓを４ｍとすると往復で８ｍとなるので、前記反射波によるリンギングが生じる１／４波長は８×５＝４０ｎｓとなる。一般式で書けば、最低リンギング周波数ｆは通信線路３の長さをＬｓとするときに、下記の式（２）に示すように求められる。
ｆ＝２５／Ｌｓ … 式（２） Since the communication line 3 shown in the present embodiment is a twisted pair line having a characteristic impedance Z0 of 120Ω, the signal propagation speed is about 5 ns / m. Therefore, if the length Ls of the communication lines 3A, 3B... (Hereinafter referred to as the communication lines 3A, 3B... That are branched from the branch points 10a, 10b is referred to as stubs 3A, 3B. The quarter wavelength at which ringing due to the reflected wave occurs is 8 × 5 = 40 ns. If it writes with a general formula, the minimum ringing frequency f will be calculated | required as shown in the following formula | equation (2), when the length of the communication line 3 is set to Ls.
f = 25 / Ls (2)

つまり、スタブ３Ａ，３Ｂ…の長さＬｓを４ｍとするとき最低リンギング周波数ｆは６．２５ＭＨｚとなり、前記反射波の周波数帯域Ｂは６．２５ＭＨｚ以上となる。   That is, when the length Ls of the stubs 3A, 3B,... Is 4 m, the minimum ringing frequency f is 6.25 MHz, and the frequency band B of the reflected wave is 6.25 MHz or more.

さらに、ビットレートが５００ｋｂｐｓのＣＡＮ通信の場合、１ビットの幅ｂが２μｓであるから、４ｍのスタブ３Ａ，３Ｂ…内の反射波によるリンギングは、１ビットの通信中に１２．５波入ることになる。すなわち、スタブ３Ａ，３Ｂ…の接続点１０ａ，１０ｂとバス駆動点の間の反射波は４×１２．５＝５０回のフィルタ回路１１による減衰を受けることになる。   Further, in the case of CAN communication with a bit rate of 500 kbps, the 1-bit width b is 2 μs, so that ringing due to reflected waves in the 4 m stubs 3A, 3B... Enters 12.5 waves during 1-bit communication. become. That is, the reflected wave between the connection points 10a, 10b of the stubs 3A, 3B... And the bus driving point is attenuated by the filter circuit 11 4 × 12.5 = 50 times.

したがって、反射波の周波数帯域Ｂでは、スタブ３Ａ，３Ｂ…上で分岐点１０ａ，１０ｂの直前に入れられたフィルタ回路１１を往復で２×５０＝１００回通り、これによる減衰を受ける。   Therefore, in the frequency band B of the reflected wave, the filter circuit 11 placed immediately before the branch points 10a and 10b on the stubs 3A, 3B...

全体としての減衰が−６ｄＢ得られれば、反射波の電圧振幅を１桁下げることができるため、フィルタ回路１１を１回通過する時に得られる減衰を−ｘとして、１／１０の減衰を得るためのｘの最大値を式（３）のように求めることができる。
（１＋ｘ）＾（４×２５×ｂ／Ｌｓ）＜１／１０ … 式（３）
但し、前記式（３）および以下の各式において、＾は、べき乗を表している。 If the overall attenuation is -6 dB, the voltage amplitude of the reflected wave can be reduced by an order of magnitude, so that the attenuation obtained when passing through the filter circuit 11 once is -x to obtain an attenuation of 1/10. The maximum value of x can be obtained as shown in Equation (3).
(1 + x) ^ (4 × 25 × b / Ls) <1/10 Equation (3)
However, in the formula (3) and the following formulas, ^ represents a power.

式（３）の両辺の対数をとって、式（４）となり、この式（４）を整理すると式（５）〜式（７）に示すように必要な減衰ｘの大きさを求めることができる。
（１００×ｂ／Ｌｓ）×ｌｏｇ（１＋ｘ）＜−１ … 式（４）
ｌｏｇ（１＋ｘ）＜−Ｌｓ／（１００×ｂ） … 式（５）
ｘ＜＜１のときｌｏｇ（１＋ｘ）＝ｘの近似が成り立つから
ｘ＜−Ｌｓ／（１００×ｂ） … 式（６）
ｘ＜−２０×ｌｏｇ（１＋Ｌｓ／（１００×ｂ）） [ｄＢ] … 式（７） Taking the logarithm of both sides of equation (3), equation (4) is obtained, and when this equation (4) is arranged, the required magnitude of attenuation x can be obtained as shown in equations (5) to (7). it can.
(100 × b / Ls) × log (1 + x) <− 1 Expression (4)
log (1 + x) <− Ls / (100 × b) (5)
Since x << 1 holds, an approximation of log (1 + x) = x holds. x << − Ls / (100 × b) (6)
x <−20 × log (1 + Ls / (100 × b)) [dB] (7)

式（７）を図示すると、図５に示すようになる。図５はスタブ３Ａ，３Ｂ…が短ければ反射波の周波数は大きくなるため、フィルタ回路１１の減衰量を少なく設定でき、逆にスタブ３Ａ，３Ｂ…が５ｍ以上である場合はフィルタ回路１１の減衰量を上げなければならないことを示している。しかしながら、車載ＬＡＮでは５ｍ以上のスタブ３Ａ，３Ｂ…が必要となることはまずないので、ここではスタブ３Ａ，３Ｂ…の長さを４ｍまでで十分であるとして設計する例を示す。したがって、周波数帯域Ｂにおける必要減衰量Ｘを−０．１７２ｄＢとする。   Expression (7) is illustrated in FIG. In FIG. 5, since the frequency of the reflected wave increases if the stubs 3A, 3B... Are short, the attenuation amount of the filter circuit 11 can be set small, and conversely, if the stubs 3A, 3B. Indicates that the amount must be increased. However, in the in-vehicle LAN, the stubs 3A, 3B,... Of 5 m or more are rarely required, so here, an example in which the length of the stubs 3A, 3B,. Therefore, the required attenuation amount X in the frequency band B is set to −0.172 dB.

一方、通信信号の周波数帯域Ａでは、例えば分岐ユニット１が直列に接続できる個数を最大３個とすると、通信信号は最大で合計６つのフィルタ回路１１を通ることになる。ゆえに、一つのフィルタ回路を通すときの減衰−ｙがあまりにも大きいとノイズマージンが取れなくなる。許容される減衰を−ｘとすれば、一般式は式（８）のようになる。例えば減衰ｘを１５％以下とすると、式（９）のようになる。
（１＋ｙ）＾６＞１−ｘ … 式（８）
ｙ＞０．０１１７６（−０．１０２８[ｄＢ]） … 式（９） On the other hand, in the frequency band A of the communication signal, for example, if the maximum number of branch units 1 that can be connected in series is three, the communication signal passes through a total of six filter circuits 11 at maximum. Therefore, if the attenuation −y when passing through one filter circuit is too large, a noise margin cannot be obtained. If the allowable attenuation is −x, the general formula is as shown in Formula (8). For example, when the attenuation x is 15% or less, Equation (9) is obtained.
(1 + y) ^ 6> 1-x (8)
y> 0.01176 (-0.1028 [dB]) ... Formula (9)

従って、スタブ３Ａ，３Ｂ…の長さＬｓが４ｍであり、分岐ユニット１を直列に最大３個並べる場合には、図４（Ｂ）に示すフィルタ回路１１の周波数特性を、通信信号の周波数帯域Ａにおいては上限となる減衰量Ｙ（−０．１０２８ｄＢ）以下の減衰に留め、周波数帯域Ｂにおいては反射波を少なくとも必要な減衰量Ｘ（−０．１７２ｄＢ）以上減衰させるように、抵抗ＲとコイルＬの大きさを設定する。これにより、最も効率的に反射波だけを取り除くことができるフィルタ回路１１を設計することができる。   Therefore, when the length Ls of the stubs 3A, 3B... Is 4 m and a maximum of three branch units 1 are arranged in series, the frequency characteristics of the filter circuit 11 shown in FIG. In A, the attenuation is limited to an attenuation Y (−0.1028 dB) or less, which is the upper limit, and in the frequency band B, the resistance R and the resistance R are attenuated so that the reflected wave is attenuated by at least the necessary attenuation X (−0.172 dB). The size of the coil L is set. Thereby, it is possible to design the filter circuit 11 that can most efficiently remove only the reflected wave.

図６，７は本発明の分岐ユニット１を用いて分岐することによって得られる効果を比較して示す図である。また、図６は図３に示すように分岐点１０ａ，１０ｂにおいて、スタブ３Ａ，３Ｂ…を直接的に接続した場合に生じる波形を示しており、図７は図４（Ｂ）に示すように分岐点１０ａ，１０ｂにおいて各スタブ３Ａ，３Ｂ…に抵抗Ｒ＝１０Ω、コイルＬ＝０．３μＨの並列接続回路からなるフィルタ回路１１を介在させて接続した場合に生じる波形を示している。   FIGS. 6 and 7 are diagrams for comparing the effects obtained by branching using the branch unit 1 of the present invention. 6 shows waveforms generated when the stubs 3A, 3B... Are directly connected at the branch points 10a and 10b as shown in FIG. 3, and FIG. 7 shows the waveform as shown in FIG. .. Shows waveforms generated when the stubs 3A, 3B,... At the branch points 10a, 10b are connected to the stubs 3A, 3B,.

図６，７を比較すると明らかであるように、スタブ３Ａ，３Ｂ…を分岐点１０ａ，１０ｂに直接的に接続した状態では信号Ｓのレベルが切り替わる時点において信号波に生じるリンギングＲ１は次に信号Ｓのレベルが切り替わるまで影響を与えているので、これによって通信不良が生じることが分かる。一方、反射波の周波数帯域Ｂにおいて前記必要減衰量Ｘ以上減衰させる特性を有するフィルタ回路１１を介在させた場合には、リンギングＲ２は早期に減衰するので、信号Ｓの伝搬に悪影響を及ぼすことがない。   6 and 7, when the stubs 3A, 3B... Are directly connected to the branch points 10a and 10b, the ringing R1 generated in the signal wave at the time when the level of the signal S is switched is the next signal. Since the influence is exerted until the level of S is switched, it is understood that this causes a communication failure. On the other hand, when the filter circuit 11 having the characteristic of attenuating more than the necessary attenuation amount X in the frequency band B of the reflected wave is interposed, the ringing R2 is attenuated early, which may adversely affect the propagation of the signal S. Absent.

一方、信号Ｓの振幅は図６に示す、フィルタ回路１１を設けない場合と、図７に示すフィルタ回路１１を介在させた場合においてほとんど変化がなく、信号Ｓがフィルタ回路１１を通ることによる減衰量はＳ／Ｎ比を低下させるものではないことが分かる。したがって、前記フィルタ回路１１を分岐点１０ａ，１０ｂにおいて各スタブ３Ａ，３Ｂ…に介在させることにより、リンギングなど、反射波の影響によるノイズだけを効果的に取り除くことができる。   On the other hand, the amplitude of the signal S hardly changes between the case where the filter circuit 11 shown in FIG. 6 is not provided and the case where the filter circuit 11 shown in FIG. It can be seen that the amount does not reduce the S / N ratio. Therefore, by interposing the filter circuit 11 at each of the stubs 3A, 3B... At the branch points 10a, 10b, only noise due to the influence of the reflected wave, such as ringing, can be effectively removed.

また、本実施例に示すフィルタ回路１１は抵抗ＲとコイルＬの並列接続回路であるから、フェライトコアをフィルタとして用いる場合のようにインピーダンスの実効成分と無効成分の大きさに相関関係がないので、各素子Ｒ，Ｌの大きさを自在に設定して必要な周波数特性を有するフィルタ回路１１を容易に形成することができ、かつ、フィルタ回路１１への電源供給が不要であるから、分岐コネクタ１の小型化に寄与する。しかしながら、本発明はこのフィルタ回路１１の構成に限定されるものではなく、増幅器などの能動素子を組み合わせてさらに効果的に反射波を減衰させるように構成されていてもよい。さらに、フィルタ回路１１を構成する素子として抵抗ＲやコイルＬ以外の受動素子を組み合わせて用いてもよい。   Further, since the filter circuit 11 shown in this embodiment is a parallel connection circuit of the resistor R and the coil L, there is no correlation between the magnitude of the effective component and the ineffective component as in the case where the ferrite core is used as a filter. The filter circuit 11 having the necessary frequency characteristics can be easily formed by freely setting the size of each element R, L, and power supply to the filter circuit 11 is not required. 1 contributes to downsizing. However, the present invention is not limited to the configuration of the filter circuit 11 and may be configured to attenuate the reflected wave more effectively by combining active elements such as an amplifier. Furthermore, passive elements other than the resistor R and the coil L may be used in combination as elements constituting the filter circuit 11.

図８は本発明の第２実施例に係る分岐コネクタ２０の構成を示す図である。図８に示す分岐コネクタ２０が図２に示す第１実施例の分岐コネクタ１と異なる点はスタブ３Ａ，３Ｂ…を構成する通信線３Ａａ…，３Ａｂ…のうち一方の通信線３Ａａ…（３Ａｂ…であってもよい）のみにフィルタ回路１１を介在させた点である。   FIG. 8 is a diagram showing the configuration of the branch connector 20 according to the second embodiment of the present invention. 8 differs from the branch connector 1 of the first embodiment shown in FIG. 2 in that one of the communication lines 3Aa ..., 3Ab ... constituting the stubs 3A, 3B ... (3Ab ...). The filter circuit 11 is interposed only in the above-described case.

すなわち、本発明の分岐コネクタ２０は分岐点１０ａ，１０ｂにおけるインピーダンス整合をとるものではなく、分岐点１０ａ，１０ｂに生じる反射波を減衰させるフィルタ回路１１を介在させるものであるから、とりわけ差動伝搬の通信線路３Ａ，３Ｂ…においては、一方の通信線３Ａａ…（または３Ａｂ…）だけにフィルタ回路１１を介在させただけであっても、反射波を効率的に減衰させることができる。   That is, the branch connector 20 of the present invention does not take impedance matching at the branch points 10a and 10b, but has a filter circuit 11 for attenuating the reflected wave generated at the branch points 10a and 10b. In the communication lines 3A, 3B..., Even if the filter circuit 11 is interposed only in one of the communication lines 3Aa (or 3Ab...), The reflected wave can be attenuated efficiently.

また、一対の通信線３Ａａ…，３Ａｂ…の両方にフィルタ回路１１を介在させる場合に比べて、分岐コネクタ２０の製造コストを削減できるという利点もある。   Further, there is an advantage that the manufacturing cost of the branch connector 20 can be reduced as compared with the case where the filter circuit 11 is interposed in both of the pair of communication lines 3Aa.

図９は本実施例の分岐ユニット２０を用いて分岐することによって得られる効果を比較して示す図である。図９に示すように、図７と同じ条件のフィルタ回路１１を用いて形成された第２実施例の分岐コネクタ２０を用いた場合に、図７と比較してほぼ遜色がない程度にリンギングＲ３は早期に減衰するので、信号Ｓの伝搬に悪影響を及ぼすことがないことが分かる。   FIG. 9 is a diagram comparing the effects obtained by branching using the branch unit 20 of this embodiment. As shown in FIG. 9, when the branch connector 20 of the second embodiment formed using the filter circuit 11 under the same conditions as in FIG. 7 is used, the ringing R3 is almost inferior to that in FIG. Is attenuated early, it can be seen that the propagation of the signal S is not adversely affected.

線路が不平衡になることによるジッタは、位相特性から起こる群遅延により発生するが、ＣＡＮの周波数帯域ではほとんど問題にならない。   Jitter due to unbalanced lines is caused by group delay caused by phase characteristics, but hardly causes a problem in the CAN frequency band.

本発明の分岐コネクタを用いる車載ＬＡＮ網の全体構成を示す図である。It is a figure which shows the whole structure of the vehicle-mounted LAN network using the branch connector of this invention. 第１実施例の分岐コネクタの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the branch connector of 1st Example. 反射波が生じる過程を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the process in which a reflected wave arises. （Ａ）はフィルタ回路の等価回路を示す図であり、（Ｂ）はフィルタ回路の周波数特性を示す図である。(A) is a figure which shows the equivalent circuit of a filter circuit, (B) is a figure which shows the frequency characteristic of a filter circuit. 通信線路の長さと必要な減衰量の関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the length of a communication line, and required attenuation amount. 反射波によって生じるリンギングの例を示す図である。It is a figure which shows the example of the ringing produced by a reflected wave. 第１実施例の分岐コネクタによって減衰する反射波を示す図である。It is a figure which shows the reflected wave attenuate | damped by the branch connector of 1st Example. 第２実施例の分岐コネクタの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the branch connector of 2nd Example. 第２実施例の分岐コネクタによって減衰する反射波を示す図である。It is a figure which shows the reflected wave attenuate | damped by the branch connector of 2nd Example. バス型の車載ＬＡＮ網の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of a bus-type vehicle-mounted LAN network. 通信波形に生じる歪みの影響を説明する図である。It is a figure explaining the influence of the distortion which arises in a communication waveform. スター接続した車載ＬＡＮ網の構成を説明する図である。It is a figure explaining the structure of the vehicle-mounted LAN network star-connected.

符号の説明Explanation of symbols

１、２０ 分岐コネクタ
３ 通信線路
１１ フィルタ回路
Ｒ 抵抗
Ｌ コイル
Ｓ 信号
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３ リンギング（反射波） 1, 20 Branch connector 3 Communication line 11 Filter circuit R Resistance L Coil S Signal R1, R2, R3 Ringing (reflected wave)

Claims (3)

通信線路を構成する通信線を分岐点において複数に分岐する分岐コネクタであって、
分岐点に接続される各通信線のそれぞれに介在し、各通信線内において発生する反射波の周波数帯域の信号成分を減衰させるフィルタ回路を有することを特徴とする分岐コネクタ。 A branch connector for branching a communication line constituting a communication line into a plurality of branch points,
A branch connector comprising a filter circuit that is interposed in each communication line connected to a branch point and attenuates a signal component in a frequency band of a reflected wave generated in each communication line. 差動伝送の平衡通信線路を構成する一対の通信線を一対の分岐点においてそれぞれ複数に分岐する分岐コネクタであって、
一方の分岐点に接続される各通信線のそれぞれに介在し、通信路内において発生する反射波の周波数帯域の信号成分を減衰させるフィルタ回路を有することを特徴とする分岐コネクタ。 A branch connector for branching a pair of communication lines constituting a balanced communication line for differential transmission into a plurality of pairs at a pair of branch points,
A branch connector having a filter circuit which is interposed in each communication line connected to one branch point and attenuates a signal component in a frequency band of a reflected wave generated in the communication path. 前記フィルタ回路は、抵抗とコイルの並列接続回路である請求項１または請求項２に記載の分岐コネクタ。   The branch connector according to claim 1, wherein the filter circuit is a parallel connection circuit of a resistor and a coil.

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