JP2007201697A - 分岐コネクタ - Google Patents

Abstract

【課題】簡素な構成でありながら、波形の歪みを抑えて通信エラーを十分に低減することができ、通信線路における接続ノード数やトポロジの制約を低くすることができる分岐コネクタを提供する。
【解決手段】通信線路を構成する通信線を分岐点において複数に分岐する分岐コネクタであって、分岐点に接続される各通信線のそれぞれに介在し、各通信線内において発生する反射波の周波数帯域の信号を減衰させるフィルタ回路を有することを特徴とする分岐コネクタを提供している。
【選択図】図１

Description

本発明は、分岐コネクタに関し、特に車載多重通信用の通信線路の分岐部に配置され、分岐によって形成されるスタブ内の反射において生じるリンギングを防止することにより各通信装置間で安定した通信を行うことができる分岐コネクタを提供するものである。

従来より、ＦＡ（ファクトリーオートメーション）機器や自動車では、通信線の本数を減らすために制御ユニットやセンサおよびアクチュエータ間での多重通信が行われている。特に自動車では、安全性、快適性、経済性などの様々な要請から電装機器の数が増え続けている。車載では３３ｋｐｓ前後の低速な多重通信では、一本の信号線と車体を用いて通信線路を構成し、数十ｂｐｓ〜１０Ｍｂｐｓの高速な多重通信では、撚り対線（ツイストペア線）が通信線（バス）として用いられる。後者の代表的な例としてはＣＡＮ（Controller Area Network)の規格に準拠した車載ＬＡＮ（以下、ＣＡＮに準拠する車載ＬＡＮによる通信をＣＡＮ通信という）がある。

ＣＡＮ通信では、電子制御ユニット（ＥＣＵ:Electronic Control Unit）間は例えば図１０のようにバス（以下、ＣＡＮバスという）のトポロジで接続される。また、ＣＡＮバスを構成する各通信線路９０はツイストペア線であり、ＣＡＮバスの分岐点９１にはコネクタを用いることもあるが、ＥＣＵ９２内部のプリントパターンの分岐で構成されることもある。

とりわけ近年は、ＥＣＵ９２の数が増加しており、これはバス負荷を増大させると共に、インピーダンス不整合の発生場所を増加させる原因ともなる。このインピーダンス不整合は反射波を発生させる原因となり、反射を繰り返して複雑な波形となる。特に、ＣＡＮにおいては、ＣＡＮバスに対してドミナントとレセシブの接続が行われ、レセシブではスリーステート状態である。ゆえに、図１１に示すように、通信波形の歪み９４が大きくなって通信エラーの発生する危険が増加する。そこで、ドミナントの時に発生する波形歪み９３も含めてこれらの波形歪み９３，９４を取り除くために、分岐点９１におけるインピーダンス不整合を無くすことが考えられてきた。

すなわち、パルストランスやインピーダンス変換回路などのインピーダンス整合回路を用いて分岐点９１から見たインピーダンスを整合させることにより、原理的には反射を無くすことができ、これによって波形歪み９３，９４を取り除くことができるとするものである。

特開平１０−１２６４２５号公報（特許文献１）にはバス分岐点での反射ノイズを低減するために、メインバスとスタブバスとの間にインピーダンスを変化させることができるＭＯＳ型トランジスタを介在させて接続点でのインピーダンス整合を図るインピーダンス整合回路を設けることが記載されている。

また、図１２のように、パッシブスターネットワークを構成することにより、インピーダンス不整合をなくすことも提案されている。

特開平１０−１２６４２５号公報

ところが、パルストランスやインピーダンス変換回路は大きくならざるを得ないので装置が大型化する原因となり、自動車内の狭い空間に配索されるＣＡＮバスの分岐点に大型のインピーダンス整合回路を形成することはできない。また、インピーダンス整合回路は複雑にならざるを得ないので、その製造コストを引き上げる原因となるという問題もある。加えて、前記インピーダンス不整合は、接続点９１のみならず、トランシーバ、プリントパターン、コネクタ、ツイストペア線のほつれ、終端などによっても生じることがあり、全ての部分においてインピーダンスを完全に整合させて反射が全く生じないようにすることは不可能である。

これらに加えて、インピーダンス整合を行うために通信線に介在させるインピーダンスそのものによって信号が減衰するため、分岐する数が多ければ多いほど、インピーダンス整合回路によってＳ／Ｎ比を低下させることもあり、結果的にインピーダンス整合を行っても通信エラー率の低減につながらないこともある。

一方、車載ＬＡＮはコストの関係でインピーダンス整合回路を設けることができず、通信エラー率を低くする必要があるので、スタブのケーブル長やバストポロジなどに制約を加えるなどして、波形歪みを低減することが行われているが、それだけでは接続するＥＣＵ数の増加に対応することはできなくなっている。

パッシブスターネットワークによる解決法も通信線路を構成する各スタブ９５の長さを同じにする必要があり、特に車載においてはワイヤハーネスの配索に大きな制約となる。さらに、インピーダンス整合のためには大きな損失となる比較的大きなインピーダンスを通信線路中に介在させる必要があるので、スタブ９５の長さにも制約が生じる。

このために自動車全体のネットワーク設計が困難になり、規模によってはゲートウェイを追加してバスを分割する必要が生じ、これによってシステム全体のコストアップの原因となるという問題がある。

本発明は前記問題を考慮に入れてなされたものであり、簡素な構成でありながら、波形の歪みを抑えて通信エラーを十分に低減することができ、通信線路における接続ノード数やトポロジの制約を低くすることができる分岐コネクタを提供することを課題とする。

前記課題を解決するため、本発明は、
通信線路を構成する通信線を分岐点において複数に分岐する分岐コネクタであって、
分岐点に接続される各通信線のそれぞれに介在し、各通信線内において発生する反射波の周波数帯域の信号を減衰させるフィルタ回路を有することを特徴とする分岐コネクタを提供している。

前記構成によれば、フィルタ回路が通信線内において発生する反射波の周波数帯域の信号を減衰させるので、通信線内において反射波が反射する度にこの反射波を減衰させる。信号の山（または谷）はフィルタ回路を１回通るだけであるのに対し、反射波の山（または谷）は反射する度にフィルタ回路を通って減衰するので、信号に対する反射波の減衰量を大きくすることができる。ゆえに、フィルタ回路を１回通過することにより得られる反射波の減衰量は小さく設定しても、反射波の影響による波形歪みの影響を通信エラーが生じない程度に小さくすることができる。

通常の通信では、フィルタ回路は信号帯域以外の信号成分を減衰させるように設計するが、車載通信においては反射によるリンギングの周波数帯域以外は、減衰量を可能な限り小さくすることができるものであることが好ましい。実際、フィルタ回路による減衰量は反射波による波形歪みの影響が論理判断の基準となる閾値に達しない程度に小さく抑えられる程度でよいので、通信線路を介して通信する信号についてはほとんど減衰させることがない。

また、本発明は、
差動伝送の平衡通信線路を構成する一対の通信線を一対の分岐点においてそれぞれ複数に分岐する分岐コネクタであって、
一方の分岐点に接続される各通信線のそれぞれに介在し、各通信線内において発生する反射波の周波数帯域の信号を減衰させるフィルタ回路を有することを特徴とする分岐コネクタを提供している。

前記構成によれば、平衡線路を不平衡線路として使用することになるが、フィルタ回路が差動伝送を行う一対の通信線のうち一方の通信線内において発生する反射波の周波数帯域の信号を減衰させるので、通信線内において反射波が反射する度にこの反射波が減衰することになり、通信する信号の減衰をほとんど生じさせることがなく、反射波の影響によるリンギングなどの波形歪みを通信エラーが生じない程度に早期に小さくすることができる。線路が不平衡となることによるジッタは、ＣＡＮの信号周波数帯ではほとんど影響を考慮する必要はない。

前記フィルタ回路は、抵抗とコイルの並列接続回路であることが好ましい。前記構成によれば、信号に比べて周波数帯域が高い反射波を減衰させるために十分なインピーダンスを得ることができる。

前述したように、本発明によれば、分岐した通信線に介在させるフィルタ回路のインピーダンスを可能な限り小さく抑えられるので、フィルタ回路を介在させたことによる信号の減衰によってＳ／Ｎ比が大きく低下することがない。ゆえに、分岐コネクタによる分岐の数を増やしたり、スタブのケーブル長を比較的自由に引き延ばすことができ、バストポロジに加える制約を小さくすることができる。

また、本発明の分岐コネクタは分岐部に設けるだけで通信線路全体における波形歪みを低減できる。つまり、通信線やＥＣＵなどの各ノードにおける設計変更や通信線路の設計変更を行う必要が全くない。さらに、分岐コネクタに設けたフィルタ回路はインピーダンス整合をとるものではないので、ノード数や通信線路の配線トポロジによってフィルタ回路の特性を調整する必要がない。

前記通信線路が一対の通信線を用いて差動伝送を行う平衡線路であるときに、一方の通信線だけに前記フィルタ回路を介在させることにより、分岐コネクタの製造コストを削減しながら、反射波を減衰させることができる。この場合、一方の通信線だけへのフィルタ介在によって線路の平衡が崩れることになるが、信号周波数付近ではフィルタ回路のインピーダンスを十分小さくできるので、通信品質においてジッタの影響が問題になることはない。

フィルタ回路が抵抗とコイルの並列接続回路である場合は、高い周波数帯域に生じる反射波をフィルタ回路によって効率的に減衰させることができると共に、フィルタ回路を構成する部品点数が少ないので、分岐コネクタの製造コストを抑えることができる。また、抵抗とコイルは受動素子であって能動素子を含まないので、フィルタ回路を駆動するための電源が不要である。

図１は本発明の第１実施例に係る分岐コネクタ１Ａ，１Ｂを用いた車載ＬＡＮ網２の全体構成を示す図である。図１において、３Ａ，３Ｂ…は特性インピーダンスＺ０の通信線路であり、４Ａ，４Ｂ…は通信線路３Ａ，３Ｂ…を介して接続されるＥＣＵ、５Ａ，５Ｂ…は通信線路３Ｍ，３Ｎの先端部に取り付けられる終端である。ＥＣＵ４Ａ〜４Ｆは通信線路３Ａ〜３Ｆを介して分岐コネクタ１Ａに接続され、ＥＣＵ４Ｇ〜４Ｌは通信線路３Ｇ〜３Ｌを介して分岐コネクタ１Ｂに接続されており、両分岐コネクタ１Ａ，１Ｂは通信線路３Ｏによって接続されている。なお、以下の説明において、特に区別が必要でないときは、分岐コネクタ１Ａ，１Ｂ…、通信線路３Ａ，３Ｂ…、ＥＣＵ４ａ，４ｂ…をそれぞれ符号１，３，４を用いて表す。

前記車載ＬＡＮ網２は例えばビットレートが５００ｋｂｐｓであるＣＡＮの規格に準拠するものであり、通信線路３はＣＡＮバスを構成し、その特性インピーダンスは例えば１２０Ωである。また、通信線路３を構成する一対の通信線は互いに撚りあわしてなるツイストペアケーブルである。

前記ＥＣＵ４には図示を省略するが通信線路３を介して通信を行うＣＡＮ通信手段が形成されており、一つのＥＣＵ４が通信線路３に対して信号を送信し、他のＥＣＵ４が通信線路３を介して受信し、必要なデータを受けとることにより送受信を行うことができる。終端５は通信線路３の解放端における反射を防止するために通信線路３Ｍ，３Ｎの特性インピーダンスに合わせて取り付けられる終端抵抗である。

図２は、図１における分岐コネクタ１Ａの内部回路の構成を示す図である。図２に示すように、分岐コネクタ１Ａは通信線路３を構成する各通信線３Ａａ〜３Ｏａ，３Ａｂ〜３Ｏｂを分岐点１０ａ，１０ｂにおいて分岐するものであり、この分岐点１０ａ，１０ｂに接続される各通信線３Ａａ〜３Ｏａ，３Ａｂ〜３Ｏｂのそれぞれに同じフィルタ１１…を介在させている。また、各通信線３Ａａ〜３Ｏａ，３Ａｂ〜３Ｏｂはそれぞれコネクタ１２によって接続される。なお、図２では分岐コネクタ１Ａを例示しているが、図１に示す分岐コネクタ１Ｂも同様の構成であるから、その詳細な構成の説明を省略する。

前記分岐点１０ａ，１０ｂは図２において幾らかの長さを有する導体であるように記載しており、幾らかの長さの導体によって形成されるが、分岐点１０ａ，１０ｂを構成する導体は、事実上一点において分岐していると見なせるように、分岐点１０ａ，１０ｂとフィルタ回路１１をできる限り近接させて接続することが好ましい。

前記フィルタ回路１１は何れも受動素子である抵抗ＲとコイルＬを並列に接続してなる並列接続回路であり、このフィルタ回路１１を構成する各素子Ｒ，Ｌの大きさは通信線路３の長さＬｓの最大値や、その特性インピーダンスＺ０によって定められる。

そこで、まずリンギングの発生原因について考慮するために、図３を用いて、前記分岐点１０ａ，１０ｂにおいて、各通信線３Ａａ〜３Ｏａ，３Ａｂ〜３Ｏｂがフィルタ回路１１を介することなく直接的に接続された場合を考慮する。このとき、通信線路３Ａの方向から内部抵抗ｒを有するバスドライバ１３が電圧振幅Ｖ０で特性インピーダンスＺ０の通信線路３Ａを駆動すると、駆動端の電圧レベルＶ１はＶ０×Ｚ０／（Ｚ０＋ｒ）まで上昇する。そして、その信号は通信線路３Ａ内を進行波として進み、分岐点１０ａ，１０ｂまで到達する。

前記分岐点１０ａ，１０ｂにおける分岐がｎ本（図３の例の場合はｎ＝４）であるとすると、前記進行波は分岐点１０ａ，１０ｂに到達すると、突然線路インピーダンスがＺ０／ｎに低下するため、電圧レベルが（ｎ−２）／ｎ倍に低下する。このため、分岐点１０ａ，１０ｂにおいて、下記の式（１）に示す電圧Ｖ２の大きさの反射波が通信線路３Ａをバスドライバ１３の方向に戻っていく。
Ｖ２＝−Ｖ０×Ｚ０／（Ｚ０＋ｒ）×（１−（ｎ−２）／ｎ） … 式（１）

つまり、通信線路３Ａによる減衰が無視できるとすれば、駆動端ではオーバーシュートの山の高さはＶ０×Ｚ０／（Ｚ０＋ｒ）×（１−（ｎ−２）／ｎ）であり、また、ピーク点の位置は駆動端での波形立ち上がりの位置から、駆動波形の立ち上がり時間の２倍のところになる。

同じく、図３において、電源振幅Ｖ０でバスを駆動していた１の方向のバスドライバ１３が電圧Ｖ０を０に駆動した場合、−Ｖ０の電圧振幅を持つ進行波が内部抵抗ｒを通って特性インピーダンスＺ０の通信線路３Ａへと出て行くことになる。したがって、アンダーシュートの波形はオーバーシュートと対照的になる（但し、ＣＡＮの場合は、信号は立ち下がり駆動ではなく、バスドライバがカットオフされるだけであるため、送信端の入力インピーダンスが高くなり、波形はオーバーシュートと非対称的になる。）

このようにして生じた反射波は通信線３Ａ内を往復してオーバーシュートおよびアンダーシュートの繰り返しとなり、リンギングが発生する。

本発明の分岐コネクタ１は前記リンギングの発生原因を考慮して通信線路３Ａ，３Ｂ…にフィルタ回路１１を挿入するものであり、このフィルタ回路１１を通信線３Ａａ，３Ｂａ…，３Ａｂ、３Ｂｂ…に介在させることにより、反射によって生じる波形歪みだけを効果的に減衰させることができるようにフィルタ回路１１を構成する抵抗ＲおよびコイルＬの大きさ（説明を簡単にするために、それぞれ、符号Ｒ，Ｌを用いて表す）。

再び、図２に戻り、分岐部に本発明の分岐コネクタ１を設けた場合の動作を考慮する。図２において、通信線路３Ａの方向から内部抵抗ｒのバスドライバ１３が電圧振幅Ｖ０で特性インピーダンスＺ０の線路を駆動すると、その進行波はコネクタ１との接続点に到達し、まず通信線路３Ａに介在させた抵抗ＲとコイルＬの並列接続回路にぶつかる。ここで、抵抗ＲとコイルＬの並列接続回路からなるフィルタ回路１１は、実際のＬがＤＣ抵抗成分を持つため図４（Ａ）のような等価回路で模擬でき、図４（Ｂ）に示すような周波数特性を持つローパスフィルタである。

ここで、線路インピーダンスＺ０は、本来の通信線路３ＡのインピーダンスＺ０にローパスフィルタ回路１１のインピーダンスを直列に合成した大きさになるが、フィルタ回路１１のインピーダンスの値が十分に小さいため、信号帯域ではほとんど反射は発生しない。インピーダンス不整合となるのは、フィルタ回路１１を通った後のスタブ合流点においてである。

図４（Ｂ）に示すＡは通信する信号の周波数帯域を示しており、Ｂは反射波の周波数帯域を示している。本実施例の場合、ＣＡＮ通信手段による通信データのビットレートを５００ｋｂｐｓとする例を示しているので、前記信号の周波数帯域Ａはビットレート周波数の１〜５倍に相当する２５０ｋＨｚ〜１．２５ＭＨｚである。一方、反射波の周波数帯域Ｂは通信線路３の長さＬｓの最大値から下限が求められる。

以下、前記フィルタ回路の定数（抵抗ＲとコイルＬの大きさ）を定める方法の一例を説明する。しかしながら、本発明は以下の実施例の説明において示す具体的な数値に限定されるものでないことはいうまでもない。

本実施例に示す通信線路３は特性インピーダンスＺ０が１２０Ωであるツイストペア線であるから、その信号伝搬速度はおよそ５ｎｓ／ｍである。したがって、通信線路３Ａ，３Ｂ…（以下、分岐点１０ａ，１０ｂから分岐する部分の通信線路３Ａ，３Ｂ…をスタブ３Ａ，３Ｂ…という）の長さＬｓを４ｍとすると往復で８ｍとなるので、前記反射波によるリンギングが生じる１／４波長は８×５＝４０ｎｓとなる。一般式で書けば、最低リンギング周波数ｆは通信線路３の長さをＬｓとするときに、下記の式（２）に示すように求められる。
ｆ＝２５／Ｌｓ … 式（２）

つまり、スタブ３Ａ，３Ｂ…の長さＬｓを４ｍとするとき最低リンギング周波数ｆは６．２５ＭＨｚとなり、前記反射波の周波数帯域Ｂは６．２５ＭＨｚ以上となる。

さらに、ビットレートが５００ｋｂｐｓのＣＡＮ通信の場合、１ビットの幅ｂが２μｓであるから、４ｍのスタブ３Ａ，３Ｂ…内の反射波によるリンギングは、１ビットの通信中に１２．５波入ることになる。すなわち、スタブ３Ａ，３Ｂ…の接続点１０ａ，１０ｂとバス駆動点の間の反射波は４×１２．５＝５０回のフィルタ回路１１による減衰を受けることになる。

したがって、反射波の周波数帯域Ｂでは、スタブ３Ａ，３Ｂ…上で分岐点１０ａ，１０ｂの直前に入れられたフィルタ回路１１を往復で２×５０＝１００回通り、これによる減衰を受ける。

全体としての減衰が−６ｄＢ得られれば、反射波の電圧振幅を１桁下げることができるため、フィルタ回路１１を１回通過する時に得られる減衰を−ｘとして、１／１０の減衰を得るためのｘの最大値を式（３）のように求めることができる。
（１＋ｘ）＾（４×２５×ｂ／Ｌｓ）＜１／１０ … 式（３）
但し、前記式（３）および以下の各式において、＾は、べき乗を表している。

式（３）の両辺の対数をとって、式（４）となり、この式（４）を整理すると式（５）〜式（７）に示すように必要な減衰ｘの大きさを求めることができる。
（１００×ｂ／Ｌｓ）×ｌｏｇ（１＋ｘ）＜−１ … 式（４）
ｌｏｇ（１＋ｘ）＜−Ｌｓ／（１００×ｂ） … 式（５）
ｘ＜＜１のときｌｏｇ（１＋ｘ）＝ｘの近似が成り立つから
ｘ＜−Ｌｓ／（１００×ｂ） … 式（６）
ｘ＜−２０×ｌｏｇ（１＋Ｌｓ／（１００×ｂ）） [ｄＢ] … 式（７）

式（７）を図示すると、図５に示すようになる。図５はスタブ３Ａ，３Ｂ…が短ければ反射波の周波数は大きくなるため、フィルタ回路１１の減衰量を少なく設定でき、逆にスタブ３Ａ，３Ｂ…が５ｍ以上である場合はフィルタ回路１１の減衰量を上げなければならないことを示している。しかしながら、車載ＬＡＮでは５ｍ以上のスタブ３Ａ，３Ｂ…が必要となることはまずないので、ここではスタブ３Ａ，３Ｂ…の長さを４ｍまでで十分であるとして設計する例を示す。したがって、周波数帯域Ｂにおける必要減衰量Ｘを−０．１７２ｄＢとする。

一方、通信信号の周波数帯域Ａでは、例えば分岐ユニット１が直列に接続できる個数を最大３個とすると、通信信号は最大で合計６つのフィルタ回路１１を通ることになる。ゆえに、一つのフィルタ回路を通すときの減衰−ｙがあまりにも大きいとノイズマージンが取れなくなる。許容される減衰を−ｘとすれば、一般式は式（８）のようになる。例えば減衰ｘを１５％以下とすると、式（９）のようになる。
（１＋ｙ）＾６＞１−ｘ … 式（８）
ｙ＞０．０１１７６（−０．１０２８[ｄＢ]） … 式（９）

従って、スタブ３Ａ，３Ｂ…の長さＬｓが４ｍであり、分岐ユニット１を直列に最大３個並べる場合には、図４（Ｂ）に示すフィルタ回路１１の周波数特性を、通信信号の周波数帯域Ａにおいては上限となる減衰量Ｙ（−０．１０２８ｄＢ）以下の減衰に留め、周波数帯域Ｂにおいては反射波を少なくとも必要な減衰量Ｘ（−０．１７２ｄＢ）以上減衰させるように、抵抗ＲとコイルＬの大きさを設定する。これにより、最も効率的に反射波だけを取り除くことができるフィルタ回路１１を設計することができる。

図６，７は本発明の分岐ユニット１を用いて分岐することによって得られる効果を比較して示す図である。また、図６は図３に示すように分岐点１０ａ，１０ｂにおいて、スタブ３Ａ，３Ｂ…を直接的に接続した場合に生じる波形を示しており、図７は図４（Ｂ）に示すように分岐点１０ａ，１０ｂにおいて各スタブ３Ａ，３Ｂ…に抵抗Ｒ＝１０Ω、コイルＬ＝０．３μＨの並列接続回路からなるフィルタ回路１１を介在させて接続した場合に生じる波形を示している。

図６，７を比較すると明らかであるように、スタブ３Ａ，３Ｂ…を分岐点１０ａ，１０ｂに直接的に接続した状態では信号Ｓのレベルが切り替わる時点において信号波に生じるリンギングＲ１は次に信号Ｓのレベルが切り替わるまで影響を与えているので、これによって通信不良が生じることが分かる。一方、反射波の周波数帯域Ｂにおいて前記必要減衰量Ｘ以上減衰させる特性を有するフィルタ回路１１を介在させた場合には、リンギングＲ２は早期に減衰するので、信号Ｓの伝搬に悪影響を及ぼすことがない。

一方、信号Ｓの振幅は図６に示す、フィルタ回路１１を設けない場合と、図７に示すフィルタ回路１１を介在させた場合においてほとんど変化がなく、信号Ｓがフィルタ回路１１を通ることによる減衰量はＳ／Ｎ比を低下させるものではないことが分かる。したがって、前記フィルタ回路１１を分岐点１０ａ，１０ｂにおいて各スタブ３Ａ，３Ｂ…に介在させることにより、リンギングなど、反射波の影響によるノイズだけを効果的に取り除くことができる。

また、本実施例に示すフィルタ回路１１は抵抗ＲとコイルＬの並列接続回路であるから、フェライトコアをフィルタとして用いる場合のようにインピーダンスの実効成分と無効成分の大きさに相関関係がないので、各素子Ｒ，Ｌの大きさを自在に設定して必要な周波数特性を有するフィルタ回路１１を容易に形成することができ、かつ、フィルタ回路１１への電源供給が不要であるから、分岐コネクタ１の小型化に寄与する。しかしながら、本発明はこのフィルタ回路１１の構成に限定されるものではなく、増幅器などの能動素子を組み合わせてさらに効果的に反射波を減衰させるように構成されていてもよい。さらに、フィルタ回路１１を構成する素子として抵抗ＲやコイルＬ以外の受動素子を組み合わせて用いてもよい。

図８は本発明の第２実施例に係る分岐コネクタ２０の構成を示す図である。図８に示す分岐コネクタ２０が図２に示す第１実施例の分岐コネクタ１と異なる点はスタブ３Ａ，３Ｂ…を構成する通信線３Ａａ…，３Ａｂ…のうち一方の通信線３Ａａ…（３Ａｂ…であってもよい）のみにフィルタ回路１１を介在させた点である。

すなわち、本発明の分岐コネクタ２０は分岐点１０ａ，１０ｂにおけるインピーダンス整合をとるものではなく、分岐点１０ａ，１０ｂに生じる反射波を減衰させるフィルタ回路１１を介在させるものであるから、とりわけ差動伝搬の通信線路３Ａ，３Ｂ…においては、一方の通信線３Ａａ…（または３Ａｂ…）だけにフィルタ回路１１を介在させただけであっても、反射波を効率的に減衰させることができる。

また、一対の通信線３Ａａ…，３Ａｂ…の両方にフィルタ回路１１を介在させる場合に比べて、分岐コネクタ２０の製造コストを削減できるという利点もある。

図９は本実施例の分岐ユニット２０を用いて分岐することによって得られる効果を比較して示す図である。図９に示すように、図７と同じ条件のフィルタ回路１１を用いて形成された第２実施例の分岐コネクタ２０を用いた場合に、図７と比較してほぼ遜色がない程度にリンギングＲ３は早期に減衰するので、信号Ｓの伝搬に悪影響を及ぼすことがないことが分かる。

線路が不平衡になることによるジッタは、位相特性から起こる群遅延により発生するが、ＣＡＮの周波数帯域ではほとんど問題にならない。

本発明の分岐コネクタを用いる車載ＬＡＮ網の全体構成を示す図である。 第１実施例の分岐コネクタの構成を示す図である。 反射波が生じる過程を説明するための図である。 （Ａ）はフィルタ回路の等価回路を示す図であり、（Ｂ）はフィルタ回路の周波数特性を示す図である。 通信線路の長さと必要な減衰量の関係を示す図である。 反射波によって生じるリンギングの例を示す図である。 第１実施例の分岐コネクタによって減衰する反射波を示す図である。 第２実施例の分岐コネクタの構成を示す図である。 第２実施例の分岐コネクタによって減衰する反射波を示す図である。 バス型の車載ＬＡＮ網の構成を示す図である。 通信波形に生じる歪みの影響を説明する図である。 スター接続した車載ＬＡＮ網の構成を説明する図である。

符号の説明

１、２０ 分岐コネクタ
３ 通信線路
１１ フィルタ回路
Ｒ 抵抗
Ｌ コイル
Ｓ 信号
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３ リンギング（反射波）

Claims (3)

1. 通信線路を構成する通信線を分岐点において複数に分岐する分岐コネクタであって、
   分岐点に接続される各通信線のそれぞれに介在し、各通信線内において発生する反射波の周波数帯域の信号成分を減衰させるフィルタ回路を有することを特徴とする分岐コネクタ。
2. 差動伝送の平衡通信線路を構成する一対の通信線を一対の分岐点においてそれぞれ複数に分岐する分岐コネクタであって、
   一方の分岐点に接続される各通信線のそれぞれに介在し、通信路内において発生する反射波の周波数帯域の信号成分を減衰させるフィルタ回路を有することを特徴とする分岐コネクタ。
3. 前記フィルタ回路は、抵抗とコイルの並列接続回路である請求項１または請求項２に記載の分岐コネクタ。

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