JP2007068349A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 広範な出力電流範囲での高効率化を図りつつ、出力の安定性を確保することが可能なスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】 出力電流Ｉoutの増加過程と減少過程とで、スイッチング周波数の切換電流値を互いに異ならせる（増加過程切換電流値Ｉ１または減少過程切換電流値Ｉ２）。また、減少過程切換電流値Ｉ２のほうが増加過程切換電流値Ｉ１よりも低くなるように設定する。出力電流Ｉoutの大きさ応じて、より高効率のスイッチング周波数（低スイッチング周波数ｆ１または高スイッチング周波数ｆ２）に切り換えることが可能となる。また、切換の際の出力電流Ｉoutの往復動作（ハンチング）を回避させることができる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、直流入力電圧をスイッチングして得られるスイッチング出力を電力変換トランスの出力巻線に取り出すように構成されたスイッチング電源装置に関する。

従来より、スイッチング電源装置として種々のタイプのものが提案され、実用に供されている。その多くは、電力変換トランスの入力巻線に接続されたスイッチング回路でのスイッチング動作によって直流入力電圧をスイッチングし、スイッチング出力を電力変換トランスの出力巻線に取り出す方式である。このようなスイッチング回路でのスイッチング動作に伴い、出力巻線に現れる電圧は、整流回路によって整流された後、平滑回路によって直流に変換されて出力される。

このスイッチング電源装置では、電力損失をなるべく抑え、装置全体での変換効率を向上させることが重要である。ここで、この電力損失は主にスイッチング回路内で発生し、スイッチング回路内での電力損失には、スイッチング素子のオン・オフ状態の切換時に発生するスイッチング損失と、スイッチング素子がオン状態のときに発生するオン状態損失とが存在する。

これら両損失間では、出力電流の大きさに応じて、どちらが支配的になるかが変わってくる。具体的には、出力電流が大きい場合（例えば、通常の定格負荷領域の場合）には、スイッチング素子を流れる電流も大きく、また、共振回路を利用したいわゆるゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ；Zero Volt Switching）動作によってスイッチング損失を低減することが可能なので、スイッチング損失よりもオン状態損失のほうが支配的となる。一方、出力電流が小さい場合（例えば、低負荷領域の場合）には、スイッチング素子を流れる電流も小さくなると共に上述のＺＶＳを実現するのが困難となるので、逆にオン状態損失よりもスイッチング損失のほうが支配的となる。なお、出力電流が小さい場合にＺＶＳが困難となるのは、共振回路のインダクタに蓄えられるエネルギーが小さくなるためである。

ここで、このスイッチング損失は、スイッチング素子の周波数（スイッチング周波数）に依存するものである。具体的には、このスイッチング周波数が増加するに従って、単位時間当たりのスイッチング回数も増えるので、スイッチング損失も増加することになる。

そこで、例えば特許文献１〜３には、出力電流の大きさに応じて、スイッチング周波数を変化させるようにしたスイッチング電源装置が開示されている。

特開２０００−２０１４７３号公報 特開２００４−３２８８３４号公報 特開平１０−３２３０２７号公報

ここで、これら特許文献１〜３によれば、例えば上記のようにスイッチング損失のほうが支配的となる出力電流の小さい場合には、スイッチング周波数を低く設定することで、装置の効率を向上させることが可能である。

ところが、これらの周波数切換手法では、出力電流が所定の切換点に達したときに周波数切換を実行していることから、切換時の一時的なデューティ比変動に起因して、周波数切換点付近での出力電流の往復動作（ハンチング）が生じてしまう。よって、周波数切換の際に装置の出力が不安定となり、切換の際に発生するノイズも大きくなってしまう。

このようにして、周波数切換点付近において出力電流の往復動作が生じてしまう従来の技術では、広範な出力電流範囲での高効率化を図りつつ、出力の安定性を確保するのが困難であった。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、広範な出力電流範囲での高効率化を図りつつ、出力の安定性を確保することが可能なスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明のスイッチング電源装置は、直流入力電圧をスイッチングすることによりパルス電圧を生成するスイッチング素子と、このスイッチング素子により生成されたパルス電圧を変圧するトランスと、このトランスによって変圧されたパルス電圧に基づいて直流出力電圧を生成する出力回路と、上記出力回路の出力電流を検知する出力電流検知回路と、この出力電流検知回路によって検知された出力電流が増加過程にある場合には、出力電流が第１の電流値になったとき、上記スイッチング素子のスイッチング周波数を第１の周波数からこの第１の周波数よりも高い第２の周波数へと切り換える一方、検知された出力電流が減少過程にある場合には、出力電流が上記第１の電流値よりも小さい第２の電流値になったときに、上記スイッチング周波数を第２の周波数から第１の周波数へと切り換える切換手段とを備えたものである。

本発明のスイッチング電源装置では、スイッチング素子が所定のスイッチング周波数で動作することにより、直流入力電圧からパルス電圧が生成される。そしてこのパルス電圧がトランスによって変圧され、変圧されたパルス電圧に基づいて、出力回路により直流出力電圧が生成される。また、出力電流検知回路によって、出力回路からの出力電流が随時検知される。ここで、検知された出力電流が増加過程にある場合には、出力電流が第１の電流値になったとき、切換手段によってスイッチング周波数が第１の周波数からこの第１の周波数よりも高い第２の周波数へと切り換えられる一方、検知された出力電流が減少過程にある場合には、出力電流が第１の電流値よりも小さい第２の電流値になったときに、切換手段によって、スイッチング周波数が第２の周波数から第１の周波数へと切り換えられる。すなわち、検知された出力電流の増加過程と減少過程とではスイッチング周波数の切換電流値が互いに異なると共に、減少過程に適用される第２の電流値のほうが増加過程に適用される第１の電流値よりも低く設定され、その結果、周波数切換の際の出力電流の往復動作が回避される。

本発明のスイッチング電源装置では、第１の周波数と第２の周波数との周波数差が大きくなるのに応じて、あるいは第１の電流値および第２の電流値が大きくなるのに応じて、第１の電流値と前記第２の電流値との電流値差が大きくなるように、これら第１の電流値および第２の電流値を再設定するようにするのが好ましい。これらのように構成した場合、周波数差や切換の電流値が大きくなるのに応じて上記出力電流の往復動作の振幅が大きくなっても、電流値差もこれに応じて大きくなるので、確実に往復動作が回避される。

本発明のスイッチング電源装置では、第１の電流値と第２の電流値との電流値対をｎ対（ｎ＝２以上の整数）用いることにより、スイッチング周波数を（ｎ＋１）段階に切り換えるようにしてもよい。

本発明のスイッチング電源装置によれば、検知された出力電流の増加過程と減少過程とでスイッチング周波数の切換電流値を互いに異ならせると共に、減少過程に適用される第２の電流値のほうが増加過程に適用される第１の電流値よりも低くなるようにしたので、出力電流の大きさ応じてより高効率のスイッチング周波数に切り換えると共に切換の際の出力電流の往復動作を回避させることができ、広範な出力電流範囲での高効率化を図りつつ、出力の安定性を確保することが可能となる。

以下、本発明を実施するための最良の形態（以下、単に実施の形態という。）について、図面を参照して詳細に説明する。

図１は、本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表すものである。このスイッチング電源装置は、高圧バッテリ１１から供給される高圧の直流入力電圧Ｖinをより低い直流出力電圧Ｖoutに変換し、図示しない低圧バッテリに供給して負荷１２を駆動するＤＣ−ＤＣコンバータとして機能するものであり、例えばハイブリッド車等の車載用に好適に用いられるものである。

このスイッチング電源装置は、１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に設けられたスイッチング回路２と、１次側巻線３１および２次側巻線３２Ａ，３２Ｂを有するトランス３と、このトランス３の２次側に設けられた整流回路４と、この整流回路４に接続された平滑回路５と、スイッチング回路２を駆動する駆動回路９とを備えている。そして１次側高圧ラインＬ１Ｈの入力端子Ｔ１と１次側低圧ラインＬ１Ｌの入力端子Ｔ２との間には、高圧バッテリ１１から出力される直流入力電圧Ｖinが印加されるようになっている。

このスイッチング電源装置はまた、トランス３の１次側に配置され、直流入力電圧Ｖinまたは入力電流Ｉinをそれぞれ検出する入力電圧検出回路６１および入力電流検出回路６２と、トランス３の２次側に配置され、直流出力電圧Ｖoutを検出する出力電圧検出回路６３と、スイッチング回路２におけるスイッチング動作を制御する制御部８と、このスイッチング動作を制御するための後述する周波数切換テーブル７１を記憶する記憶部７とを備えている。

スイッチング回路２は、４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を有しており、フルブリッジ型の回路構成となっている。具体的には、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の一端同士が互いに接続されると共に、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の一端同士が互いに接続されている。また、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３の他端同士が互いに接続されると共にスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の他端同士が互いに接続され、これら他端同士は、それぞれ入力端子Ｔ１，Ｔ２に接続されている。スイッチング回路２はこのような構成により、駆動回路９から供給される駆動信号ＳＧ１〜ＳＧ４に応じて、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に印加される直流入力電圧Ｖinを入力交流電圧（パルス電圧）に変換するようになっている。

なお、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、例えば電界効果型トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ；Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolor Transistor）などのスイッチ素子から構成される。

トランス３は、１次側巻線３１と、一対の２次側巻線３２Ａ，３２Ｂとを有している。このうち、１次側巻線３１は、その一端がスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の一端同士に接続され、その他端がスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の一端同士に接続されている。すなわち、この１次側巻線３１は、スイッチング回路２にＨブリッジ接続されるようになっている。一方、２次側巻線３２Ａ，３２Ｂの一端同士は互いに接続され、接地ラインＬＧ上を平滑回路５を介して出力端子Ｔ４に導かれている。つまり、後述する整流回路４は、センタタップ型のものである。このような構成によりトランス３は、スイッチング回路２によって生成された入力交流電圧を降圧し、２次側巻線３２Ａ，３２Ｂの各端部から、互いに１８０度位相が異なる出力交流電圧を出力するようになっている。なお、この場合の降圧の度合いは、１次側巻線３１と２次側巻線３２Ａ，３２Ｂとの巻数比によって定まる。

整流回路４は、一対の整流ダイオード４Ａ，４Ｂからなる単相全波整流型のものである。整流ダイオード４Ａのアノードはトランス３の２次側巻線３２Ａの他端に接続され、整流ダイオード４Ｂのアノードはトランス３の２次側巻線３２Ｂの他端に接続されている。また、これら整流ダイオード４Ａ，４Ｂのカソード同士は互いに接続され、出力ラインＬＯに接続されている。つまり、この整流回路４はセンタタップ型のカソードコモン接続の構成となっており、トランス３からの出力交流電圧の各半波期間を、それぞれ整流ダイオード４Ａ，４Ｂによって個別に整流して直流電圧を得るようになっている。

平滑回路５は、チョークコイル５１と出力平滑コンデンサ５２とを含んで構成されている。チョークコイル５１は出力ラインＬＯに挿入配置されており、その一端は整流ダイオード４Ａ，４Ｂのカソード同士に接続され、その他端は出力端子Ｔ３に接続されている。また、出力平滑コンデンサ５２は、出力ラインＬＯ（具体的には、チョークコイル５１の他端）と接地ラインＬＧとの間に接続されている。また、接地ラインＬＧの端部には、出力端子Ｔ４が設けられている。このような構成により平滑回路５は、整流回路４で整流された直流電圧を平滑化して直流出力電圧Ｖoutを生成し、これを出力端子Ｔ３，Ｔ４から低圧バッテリ（図示せず）に給電するようになっている。

入力電圧検出回路６１は、１次側高圧ラインＬ１Ｈ上の接続点Ｐ１と、後述する制御部８内の演算部８１との間に挿入配置されている。入力電圧検出回路６１はこのような構成により、スイッチング電源装置へ供給される直流入力電圧Ｖinを検出すると共に、この直流入力電圧Ｖinの大きさに対応する入力電圧検出電圧Ｖ１を演算部８１へ出力するようになっている。なお、この入力電圧検出回路６１の具体的な回路構成としては、例えば、接続点Ｐ１と接地との間に配置された図示しない分圧抵抗よって、直流入力電圧Ｖinを検出すると共にこれに応じた入力電圧検出電圧Ｖ１を生成するものが挙げられる。

入力電流検出回路６２は、カレントトランス６２０と、ダイオード６２Ｄと、抵抗器６２Ｒとから構成されている。カレントトランス６２０の１次側巻線６２１は、１次側低圧ラインＬ１Ｌに挿入配置（具体的には、入力端子Ｔ２とスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の他端同士との間に配置）されており、２次側巻線６２２の一端は接地される一方、他端はダイオード６２Ｄのアノードに接続されている。また、ダイオード６２Ｄのカソードは抵抗器６２Ｒの一端に接続され、これらダイオード６２Ｄのカソードおよび抵抗器６２Ｒの一端は互いに、後述する制御部８内の演算部８１に接続されている。なお、抵抗器６２Ｒの他端は、２次側巻線６２２の一端と共に接地されている。入力電流検出回路６２はこのような構成（半波整流回路の構成）により、カレントトランス６２０の１次側巻線６２１を流れる入力電流Ｉinを検出すると共に、この入力電流Ｉinの大きさに対応する入力電流検出電圧Ｖ２を演算部８１へ出力するようになっている。なお、この入力電流検出回路６２の配置は図１に示したものには限られず、例えば１次側高圧ラインＬ１Ｈに挿入配置（具体的には、入力端子Ｔ１とスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３の他端同士との間に配置）するようにしてもよく、また、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の一端同士から１次側巻線３１を介してスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の一端同士に至る経路内に挿入配置するようにしてもよい。後者の場合、入力電流検出回路６２を、いわゆる全波整流回路により構成すればよい。

出力電圧検出回路６３は、出力ラインＬＯ上の接続点Ｐ２と、後述する制御部８内の演算部８１との間に挿入配置されている。出力電圧検出回路６３はこのような構成により、スイッチング電源装置の直流出力電圧Ｖoutを検出すると共に、この直流出力電圧Ｖoutの大きさに対応する出力電圧検出電圧Ｖ３を演算部８１へ出力するようになっている。なお、この出力電圧検出回路６３の具体的な回路構成としては、上記した入力電圧検出回路６１の場合と同様に、例えば、接続点Ｐ２と接地との間に配置された図示しない分圧抵抗よって、直流出力電圧Ｖoutを検出すると共にこれに応じた出力電圧検出電圧Ｖ３を生成するものが挙げられる。

制御部８は、演算部８１と、差動増幅器８２と、発振回路８３と、この発振回路８３に接続された周波数切換部８４と、差動増幅器８２および発振回路８３と駆動回路９との間に配置された比較器８５とを有している。制御部８はこのような構成により、直流出力電圧Ｖoutが一定に保たれるように駆動回路９の動作を制御すると共に、演算部８１によって算出されるスイッチング電源装置の出力電流Ｉoutの大きさに応じてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング周波数が切り替わるように、駆動回路９の動作を制御するようになっている。なお、これらのうち演算部８１は、例えばマイクロコンピュータなどにより構成される。

ここで、図２を参照して、制御部８によるスイッチング周波数の切換制御について簡単に説明する。図２は、スイッチング電源装置の出力電流Ｉoutと効率との関係の一例を表したものであり、横軸が出力電流Ｉout（Ａ）を、縦軸が効率（％）を、それぞれ表している。また、グラフＧ１，Ｇ２はそれぞれ、スイッチング周波数を、低スイッチング周波数ｆ１（例えば、ｆ１＝６０ｋＨｚ）および高スイッチング周波数ｆ２（例えば、ｆ２＝１１５ｋＨｚ）に固定した場合の特性を表しており、電流値Ｉ１，Ｉ２は、これら低スイッチング周波数ｆ１と高スイッチング周波数ｆ２との切換電流値を表している。

この図２から分かるように、本実施の形態のスイッチング電源装置では、出力電流Ｉoutが増加過程にある場合、増加過程切換電流値Ｉ１において、低スイッチング周波数ｆ１から高スイッチング周波数ｆ２への周波数切換動作がなされる一方、逆に出力電流Ｉoutが減少過程にある場合には、減少過程切換電流値Ｉ２において、高スイッチング周波数ｆ２から低スイッチング周波数ｆ１への周波数切換動作がなされるようになっている。すなわち、出力電流Ｉoutの増加過程と減少過程とではスイッチング周波数の切換電流値が互いに異なると共に、減少過程切換電流値Ｉ２のほうが増加過程切換電流値Ｉ１よりも低く設定されるようになっている。また、出力電流Ｉoutが大きい場合（例えばこの場合、符号Ｐ４で示した約４０Ａよりも大きい出力電流領域）には、高スイッチング周波数ｆ２の場合の特性Ｇ２のほうが低スイッチング周波数ｆ１の場合の特性Ｇ１よりも高効率となっており、逆に出力電流Ｉoutが小さい場合（例えばこの場合、約４０Ａよりも小さい出力電流領域）には、低スイッチング周波数ｆ１の場合の特性Ｇ１のほうが高スイッチング周波数ｆ２の場合の特性Ｇ２よりも高効率となっている。制御部８によってこのようなスイッチング周波数の切換制御がなされることから、本実施の形態のスイッチング電源装置では、出力電流Ｉoutの大きさ応じてより高効率のスイッチング周波数に切り換わると共に、切換の際の出力電流Ｉoutの往復動作（ハンチング）が回避されるようになっている。なお、制御部８によるスイッチング周波数の切換制御についての詳細は、後述する。

図１の説明に戻り、演算部８１は、直流出力電圧Ｖoutを一定に保つために所定の基準電圧Ｖ４を差動増幅器８２へ出力すると共に、出力電流Ｉoutを算出し、図３に示したような記憶部７に記憶されている周波数切換テーブル７１を参照して、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング周波数を決定するものである。このスイッチング周波数の決定動作については、具体的には、入力電圧検出回路６１によって生成される入力電圧検出電圧Ｖ１と、入力電流検出回路６２によって生成される入力電流検出電圧Ｖ２と、出力電圧検出回路６３によって生成される出力電圧検出電圧Ｖ３とに基づいて出力電流Ｉoutを算出すると共に、算出された出力電流Ｉoutが現在増加過程または減少過程のいずれであるか、およびその出力電流Ｉoutの大きさに応じて、スイッチング周波数を決定するようになっている。より具体的には、図３から分かるように、出力電流Ｉoutが増加過程にある場合、Ｉout＜増加過程切換電流値Ｉ１では低スイッチング周波数ｆ１と、Ｉ１≦Ｉoutでは高スイッチング周波数ｆ２（＞ｆ１）と決定される一方、出力電流Ｉoutが減少過程にある場合、Ｉout≦減少過程切換電流値Ｉ２では低スイッチング周波数ｆ１と、Ｉ２＜Ｉoutでは高スイッチング周波数ｆ２と決定される。このようにしてスイッチング周波数ｆ１，ｆ２が決定され、これら周波数ｆ１，ｆ２の大きさに応じた電圧Ｖ６が、周波数切換回路８４へ出力されるようになっている。

なお、出力電流Ｉoutが現在、増加過程であるか、あるいは減少過程であるかは、例えば、現在の算出値と、それよりも単位時間前の算出値との差分をとることによって判断される。また、この出力電流Ｉoutは、以下の式（１）に基づいて算出されるようになっている。
直流入力電圧Ｖin／直流出力電圧Ｖout＝出力電流Ｉout／入力電流Ｉin＝ｎ …（１）
（ｎ；トランス３の１次側巻線３１と２次側巻線３２Ａ，３２Ｂとの巻数比）

差動増幅器８２は、演算部８１から出力される所定の基準電圧Ｖ４と、出力電圧検出回路６３によって生成される出力電圧検出電圧Ｖ３との差分を増幅し、比較器８５における基準電圧Ｖ５を、比較器８５へ出力するものである。

発振回路８３は、周波数切換回路８４と共に周波数を切換可能な発振パルスＰＬＳ１を生成し、比較器８５へ出力するものである。また、この周波数切換部８４は、ＮＰＮトランジスタ８４Ｔと、抵抗器８４Ｒ１，８４Ｒ２と、コンデンサ８４Ｃとを有している。具体的には、ＮＰＮトランジスタ８４Ｔのベースには、演算回路８１から出力されるスイッチング周波数ｆ１，ｆ２の大きさに応じた電圧Ｖ６が印加され、エミッタは接地され、コレクタは接続点Ｐ３に接続されている。また、抵抗器８４Ｒ１の一端は発振回路８３の入力端子に接続され、その他端は接続点Ｐ３においてＮＰＮトランジスタ８４Ｔのコレクタおよび抵抗器８４Ｒ２の一端に接続され、抵抗器８４Ｒ２の他端は接地されている。また、コンデンサ８４Ｃは、抵抗器８４Ｒ１，８４Ｒ２およびＮＰＮトランジスタ８４Ｔとは並列に、発振回路８３と接地との間に接続されている。このような構成により周波数切換回路８４では、電圧Ｖ６の大きさに応じてＮＰＮトランジスタ８４Ｔのオン・オフ状態を切り換えることで抵抗値を変化させ、発振回路８３で生成される発振パルス１の周波数を切り換えるようになっている。具体的には、電圧Ｖ６が低スイッチング周波数ｆ１に応じたものである場合には、ＮＰＮトランジスタ８４Ｔがオフ状態となり、抵抗器８４Ｒ１，８４Ｒ２の直列接続から抵抗値が決定される一方、電圧Ｖ６が高スイッチング周波数ｆ２に応じたものである場合には、ＮＰＮトランジスタ８４Ｔがオン状態となり、抵抗器８４Ｒ１のみから抵抗値が決定され、その結果、前者よりも後者の場合ほうが抵抗値が低くなり、発振パルスＰＬＳ１の周波数がより高くなるようになっている。

比較器８５は、差動増幅器８２から出力される基準電圧Ｖ５の電位と、発振回路８３から出力される発振パルスＰＬＳ１の電位との大小を比較し、その比較結果に基づいて駆動回路９の制御パルスＰＬＳ２を生成するものである。具体的には、例えば図４に示したように、制御パルスＰＬＳ１（図４（Ａ））の電位が基準電圧Ｖ５（図４（Ｂ））の電位よりも低い場合には、制御パルスＰＬＳ２（図４（Ｃ））の電位は「Ｈ」レベルとなる一方、逆に制御パルスＰＬＳ１の電位が基準電圧Ｖ５の電位よりも高い場合には、制御パルスＰＬＳ２の電位は「Ｌ」レベルとなる。よって、例えば図中の矢印Ｐ５で示したように、基準電圧Ｖ５の電位が低くなると、図中の矢印Ｐ６で示したように、それに応じて制御パルスＰＬＳ２における「Ｈ」レベル状態の期間が短くなり、デューティ比が下がるようになっている。

駆動回路９は、スイッチング回路２内のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を駆動するためのものである。具体的には、比較器８５から出力される制御パルスＰＬＳ２に基づいて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対する駆動信号ＳＧ１〜ＳＧ４をそれぞれ出力するようになっている。より具体的には、制御パルスＰＬＳ２のデューティ比または周波数の変化に従って、それぞれ、直流出力電圧Ｖoutを一定に保つように制御すると共に、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング周波数（低スイッチング周波数ｆ１または高スイッチング周波数ｆ２）を切り換えるようになっている。

ここで、整流回路４および平滑回路５が、本発明における「出力回路」の一具体例に対応する。また、入力電圧検出回路６１、入力電流検出回路６２、出力電圧検出回路６３および演算部８１が、本発明における「出力電流検知回路」の一具体例に対応する。また、制御部８が、本発明における「切換手段」の一具体例に対応する。また、減少過程切換電流値Ｉ２が本発明における「第２の電流値」の一具体例に対応し、増加過程切換電流値Ｉ１が本発明における「第１の電流値」の一具体例に対応する。また、低スイッチング周波数ｆ１が本発明における「第１の周波数」に対応し、高スイッチング周波数ｆ２が本発明における「第２の周波数」に対応する。

次に、以上のような構成のスイッチング電源装置の動作について説明する。まず、スイッチング電源装置の基本動作について説明する。

スイッチング回路２は、高圧バッテリ１１から入力端子Ｔ１，Ｔ２を介して供給される直流入力電圧Ｖinをスイッチングして入力交流電圧を生成し、これをトランス３の１次側巻線３１に供給する。トランス３の２次側巻線３２Ａ，３２Ｂからは、変圧（ここでは、降圧）された出力交流電圧が取り出される。

整流回路４は、この出力交流電圧を整流ダイオード４Ａ，４Ｂによって整流する。これにより、出力ラインＬＯと接地ラインＬＧとの間に整流出力が発生する。

平滑回路５は、この出力ラインＬＯと接地ラインＬＧとの間に生じる整流出力を平滑化し、出力端子Ｔ３，Ｔ４から直流出力電圧Ｖoutを出力する。そしてこの直流出力電圧Ｖoutが図示しない低圧バッテリに給電されると共に、負荷１２が駆動される。

また、この直流出力電圧Ｖoutは、出力電圧検出回路６３によって随時検出されている。この出力電圧検出回路６３から出力される直流出力電圧Ｖoutに応じた電圧Ｖ３は、演算部８１から出力される基準電圧Ｖ４との電位差に応じて、差動増幅器８２によって差動増幅され、基準電圧Ｖ５として比較器８５へ入力する。比較器８５では、基準電圧Ｖ５の電位と、発振回路８３から出力される発振パルスＰＬＳ１の電位との大小が比較され、直流出力電圧Ｖoutの大きさに応じたデューティ比からなる制御パルスＰＬＳ２が、駆動回路９へ出力される。そしてこの制御パルスＰＬＳ２に基づく駆動信号ＳＧ１〜ＳＧ４が、それぞれスイッチング回路２内のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４へ供給され、直流出力電圧Ｖoutが一定に保たれるように制御がなされる。具体的には、直流出力電圧Ｖoutが所定の電圧よりも高い場合には、それに応じて基準電圧Ｖ５の電位が下がり、制御パルスＰＬＳ２のデューティ比が低くなることで、直流出力電圧Ｖoutが低下する。一方、逆に直流出力電圧Ｖoutが所定の電圧よりも低い場合には、それに応じて基準電圧Ｖ５の電位が上がり、制御パルスＰＬＳ２のデューティ比が高くなることで、直流出力電圧Ｖoutが増加する。

次に、図１、図３、図５および図６を参照して、本発明の主な特徴である、制御部８によるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング周波数の切換制御について詳細に説明する。

ここで、図５は、制御部８によるスイッチング周波数の切換制御を流れ図で表したものである。また、図６は、この切換制御の一例（図２に対応するもの）を、（Ａ）出力電流Ｉoutが増加過程にある場合と、（Ｂ）出力電流Ｉoutが減少過程にある場合とに分けて特性図で表したものであり、横軸が出力電流Ｉout（Ａ）を、縦軸が効率（％）を、それぞれ表している。

まず、制御部８内の演算部８１が、入力電圧検出回路６１から出力される入力電圧検出電圧Ｖ１と、入力電流検出回路６２から出力される入力電流検出電圧Ｖ２と、出力電圧検出回路６３から出力される出力電圧検出電圧Ｖ３とに基づいて、前述の式（１）を用いることにより、出力電流Ｉoutを算出する（図５のステップＳ１０１）。また、同じく演算部８が、現在の算出値と、それよりも単位時間前の算出値との差分をとることにより、算出された出力電流Ｉoutについて、現在、増加しているのか否かを判断する（ステップＳ１０２）。

例えば図６（Ａ）に示したように、現在、出力電流Ｉoutが増加過程にあると判断した場合（ステップＳ１０２：Ｙ→ステップＳ１０３）、次に、演算部８１は、記憶部７に記憶されている周波数切換テーブル７１（図３）を参照し、出力電流Ｉoutが増加過程切換電流値Ｉ１よりも小さいか否かを判断する（ステップＳ１０４）。

出力電流Ｉoutが増加過程切換電流値Ｉ１よりも小さいと判断した場合（ステップＳ１０４：Ｙ）、演算部８１は、スイッチング周波数を低スイッチング周波数ｆ１に決定し、そのようなスイッチング周波数となるような制御を行う（ステップＳ１０８）。具体的には、演算部８１から周波数切換回路８４へ、ＮＰＮトランジスタ８４Ｔがオフ状態となるような電圧Ｖ６が供給されることで、発振パルスＰＬＳ１および制御パルスＰＬＳ２の周波数が低くなり、スイッチング周波数が低スイッチング周波数ｆ１となるような駆動信号ＳＧ１〜ＳＧ４が、それぞれスイッチング回路２内のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４へ供給される。

一方、出力電流Ｉoutが増加過程切換電流値Ｉ１以上であると判断した場合（ステップＳ１０４：Ｎ）、演算部８１は、スイッチング周波数を高スイッチング周波数ｆ２に決定し、そのようなスイッチング周波数となるような制御を行う（ステップＳ１０９）。具体的には、演算部８１から周波数切換回路８４へ、ＮＰＮトランジスタ８４Ｔがオン状態となるような電圧Ｖ６が供給されることで、発振パルスＰＬＳ１および制御パルスＰＬＳ２の周波数が高くなり、スイッチング周波数が高スイッチング周波数ｆ２となるような駆動信号ＳＧ１〜ＳＧ４が、それぞれスイッチング回路２内のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４へ供給される。これにより、例えば図６（Ａ）中の矢印Ｐ７で示したように、出力電流Ｉoutの大きさ応じて、より高効率のスイッチング周波数へ切り換える（低スイッチング周波数ｆ１に対応するグラフＧ１から、高スイッチング周波数ｆ２に対応するグラフＧ２へと切り換える）ことができる。

また、ステップＳ１０２において、現在、出力電流Ｉoutが増加していないと判断した場合（ステップＳ１０２：Ｎ）、次に演算部８１は、この出力電流Ｉoutが、現在減少しているか否かを判断する（ステップＳ１０５）。減少していないと判断した場合（ステップＳ１０５：Ｎ）、出力電流Ｉoutが変化していないことになるので、ステップＳ１０１へと戻る。

一方、ステップＳ１０５において、現在、出力電流Ｉoutが減少していると判断した場合には（ステップＳ１０５：Ｙ）、例えば図６（Ｂ）に示したように、出力電流Ｉoutが現在、減少過程にあることになる（ステップＳ１０６）。次に、演算部８１は、やはり周波数切換テーブル７１（図３）を参照して、出力電流Ｉoutが減少過程切換電流値Ｉ２以下であるか否かを判断する（ステップＳ１０７）。出力電流Ｉoutが減少過程切換電流値Ｉ２よりも大きいと判断した場合（ステップＳ１０７：Ｎ）、演算部８１は、スイッチング周波数を高スイッチング周波数ｆ２に決定し、そのようなスイッチング周波数となるような制御を行う（ステップＳ１０９）。一方、出力電流Ｉoutが減少過程切換電流値Ｉ２以下であると判断した場合（ステップＳ１０７：Ｙ）、演算部８１は、スイッチング周波数を低スイッチング周波数ｆ１に決定し、そのようなスイッチング周波数となるような制御を行う（ステップＳ１０８）。これにより、例えば図６（Ｂ）中の矢印Ｐ８で示したように、減少過程の場合も出力電流Ｉoutの大きさ応じて、より高効率のスイッチング周波数へ切り換える（高スイッチング周波数ｆ２に対応するグラフＧ２から、低スイッチング周波数ｆ１に対応するグラフＧ１へと切り換える）ことができる。

最後に、制御部８は、このようなスイッチング周波数の切換制御処理を終了するか否かを判断する（ステップＳ１１０）。そして例えばユーザによる操作等により、終了しないと判断した場合には（ステップＳ１１０：Ｎ）、切換制御処理（ステップＳ１０１〜Ｓ１０９）を続行する一方、終了すると判断した場合には（ステップＳ１１０：Ｙ）、処理を終了させる。以上で、制御部８によるスイッチング周波数の切換制御が終了する。

次に、図６〜図８を参照して、本実施の形態の周波数切換制御による電圧電流特性と、従来（比較例）の周波数切換制御による電圧電流特性とについて、比較しつつ説明する。

ここで、図７は、縦軸を直流出力電圧Ｖout、横軸を出力電流Ｉoutとした電圧電流特性を表したものであり、図７（Ａ）は本実施の形態の周波数切換制御による電圧電流特性を、図７（Ｂ）は比較例の周波数切換制御による電圧電流特性を、それぞれ表している。また、図８は、比較例に係る周波数切換制御を特性図で表したものであり、図６（Ａ），（Ｂ）に対応するものである。具体的には、この比較例では、図中の矢印Ｐ１０３で示したように出力電流Ｉoutの増加過程および減少過程のいずれの場合においても、所定の切換電流値Ｉ０において、低スイッチング周波数ｆ１に対応するグラフＧ１と、高スイッチング周波数ｆ２に対応するグラフＧ２とが、相互に切り換えられるようになっている。

まず、図７（Ｂ）に示した比較例に係る電圧電流特性では、図中の矢印Ｐ１０２で示したように出力電流Ｉoutの増加過程および減少過程のいずれの場合においても、符号Ｐ１０１で示したように、切換電流値Ｉ０付近で直流出力電流Ｖoutが大きく上下に揺れた波形となっており、出力が不安定となっていることが分かる。これは、スイッチング周波数の切換の際に一時的なデューティ比変動が生じるため、直流出力電圧Ｖoutおよび出力電流Ｉoutが変動してしまい、切換電流値Ｉ０付近での出力電流Ｉoutの往復動作（ハンチング）が発生してしまうからである。すなわち、符号Ｐ１０２で示したように、切換電流値Ｉ０付近で、低スイッチング周波数ｆ１と高スイッチング周波数ｆ２との間で何度も交互に切り替わってしまうことから、装置の出力が不安定となり、切り換えの際に発生するノイズも大きくなってしまうのである。

これに対して、図７（Ａ）に示した本実施の形態に係る電圧電流特性では、図中の矢印Ｐ１０，Ｐ１２でそれぞれ示したように出力電流Ｉoutの増加過程および減少過程のいずれの場合においても、符号Ｐ９，Ｐ１１でそれぞれ示したように、増加過程切換電流値Ｉ１および減少過程切換電流値Ｉ２付近で直流出力電流Ｖoutがほとんど上下に揺れておらず、出力が安定化されていることが分かる。これは、図２や図７（Ａ）に示したように、出力電流Ｉoutの増加過程と減少過程とでは、スイッチング周波数の切換電流値が互いに異なる（増加過程切換電流値Ｉ１または減少過程切換電流値Ｉ２）と共に、減少過程切換電流値Ｉ２のほうが、増加過程切換電流値Ｉ１よりも低く設定されているためである。つまり、増加過程では、符号Ｐ１０で示したように、増加過程切換電流値Ｉ１付近で低スイッチング周波数ｆ１から高スイッチング周波数ｆ２へ切り替わった際に、比較例の場合と同様に一時的なデューティ比変動により、符号Ｐ９で示したようにわずかな出力変動が生じる。しかしながら、このときは出力電流Ｉoutが一時的に減少過程となっていることから、この増加過程切換電流値Ｉ１において再び周波数が（高スイッチング周波数ｆ２から低スイッチング周波数ｆ１へ）切り替わることはなく、出力電流Ｉoutが減少過程切換電流値Ｉ２を下回らない限り、増加過程における出力電流Ｉoutの往復動作（ハンチング）が回避される。また、減少過程でも同様に、符号Ｐ１２で示したように、減少過程切換電流値Ｉ２付近で高スイッチング周波数ｆ２から低スイッチング周波数ｆ１へ切り替わった際に、符号Ｐ１１で示したようにわずかな出力変動が生じるが、このときは出力電流Ｉoutが一時的に増加過程となっていることから、この減少過程切換電流値Ｉ２において再び周波数が（低スイッチング周波数ｆ１から高スイッチング周波数ｆ２へ）切り替わることはなく、出力電流Ｉoutが増加過程切換電流値Ｉ１を上回らない限り、減少過程における出力電流Ｉoutの往復動作（ハンチング）が回避される。

以上のように、本実施の形態では、出力電流Ｉoutの増加過程と減少過程とでスイッチング周波数の切換電流値を互いに異ならせる（増加過程切換電流値Ｉ１または減少過程切換電流値Ｉ２）と共に、減少過程切換電流値Ｉ２のほうが増加過程切換電流値Ｉ１よりも低くなるようにしたので、出力電流Ｉoutの大きさ応じてより高効率のスイッチング周波数（低スイッチング周波数ｆ１または高スイッチング周波数ｆ２）に切り換えると共に切換の際の出力電流Ｉoutの往復動作（ハンチング）を回避させることができ、広範な出力電流範囲での高効率化を図りつつ、出力の安定性を確保することが可能となる。

また、例えばこれら増加過程切換電流値Ｉ１または減少過程切換電流値Ｉ２を、実際に効率改善を図りたい出力電流範囲内に設定すれば、より効果的に効率を向上させることが可能となる。

以上、実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明はこの実施の形態に限定されず、種々の変形が可能である。

例えば、図９の矢印Ｐ１４で示したように、低スイッチング周波数ｆ３（グラフＧ３に対応）と高スイッチング周波数ｆ４（グラフＧ４に対応）との周波数差が大きくなるのに応じて、矢印Ｐ１４で示したように、減少過程切換電流値Ｉ４と増加過程切換電流値Ｉ３との電流値差が大きくなるように（この場合、増加過程切換電流値がＩ１からＩ３へと増加）、周波数切換テーブル７１内の切換電流値を再設定するようにしてもよい。このように構成した場合、周波数差が大きくなるのに応じて一時的なデューティ比変動も大きくなり、たとえ出力電流Ｉoutの往復動作の振幅が大きくなったとしても、両切換電流値間の電流差もこれに応じて大きくなるので、確実に往復動作を回避することができる。

また、例えば図１０の切換電流幅Ｗ１，Ｗ２でそれぞれ示したように、減少過程切換電流値や増加過程切換電流値が大きくなるのに応じて（減少過程切換電流値がＩ２からＩ６へ、増加過程切換電流値がＩ１からＩ５へ）、減少過程切換電流値と増加過程切換電流値との電流値差が大きくなるように（切換電流幅がＷ１からＷ２へ）、周波数切換テーブル７１内の切換電流値を再設定するようにしてもよい。なお、この図において、グラフＧ５，Ｇ６はそれぞれ、低スイッチング周波数ｆ５，ｆ６に対応するものであり、これらグラフＧ５，Ｇ６の交点を符号Ｐ１５で表している。このように構成した場合、切換電流値が大きくなるのに応じて負荷抵抗値が減少し、たとえ出力電流Ｉoutの往復動作の振幅が大きくなったとしても、両切換電流値間の電流差もこれに応じて大きくなるので、確実に往復動作を回避することができる。

また、上記実施の形態では、スイッチング周波数の切換制御を２段階（低スイッチング周波数ｆ１および高スイッチング周波数ｆ２）で行う場合について説明したが、例えば図１１に示したように、増加過程切換電流値と減少過程切換電流値との電流対をそれぞれ複数設け（この場合、増加過程切換電流値Ｉ８，Ｉ１０および減少過程切換電流値Ｉ７，Ｉ９のそれぞれ２つずつ）、スイッチング周波数が多段階に切り替わる（この場合、３段階）ようにしてもよい。具体的には、これら複数の電流対をそれぞれ記憶部７内の周波数切換テーブル７１に記憶しておくと共に、例えば出力電流Ｉoutの増加過程では、増加過程切換電流値Ｉ７において、低スイッチング周波数ｆ７（グラフＧ７に対応）から中スイッチング周波数ｆ８（グラフＧ８に対応）へ切り換えるようにすると共に、増加過程切換電流値Ｉ９において、中スイッチング周波数ｆ８から高スイッチング周波数ｆ９（グラフＧ９に対応）へ切り換えるようにする。また、例えば出力電流Ｉoutの減少過程では、減少過程切換電流値Ｉ１０において、高スイッチング周波数ｆ９から中スイッチング周波数ｆ８へ切り換えるようにすると共に、減少過程切換電流値Ｉ８において、中スイッチング周波数ｆ８から低スイッチング周波数ｆ７へ切り換えるようにする。このように構成した場合、上記実施の形態と同様の作用により、いずれの切換電流値付近においても、出力電流Ｉoutの往復動作が回避され、出力の安定性が確保される。よって、３つ以上のスイッチング周波数に対応するグラフ（この場合、グラフＧ７〜Ｇ９）を相互に切り換えることができ、より広範な出力電流範囲で高効率化を図ることが可能となる。

また、上記実施の形態では、スイッチング回路２をいわゆるフルブリッジ型により構成した場合について説明してきたが、例えばいわゆるハーフブリッジ型やチョッパ型、フォワード型、フライバック型などの種々の構成に適用することが可能である。

また、上記実施の形態では、周波数切換テーブル７１を記憶部７に記憶しておく場合について説明したが、この周波数切換テーブル７１の内容を、スイッチング電源装置の外部から演算部８１に入力するように構成してもよい。

さらに、上記実施の形態では、入力電流検出回路６２をカレントトランス６２０を用いて構成したが、この入力電流検出回路６２を、例えばホールセンサを用いて構成するようにしてもよい。

本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 図１に示した制御部によるスイッチング周波数の切換制御を説明するための特性図である。 図１に示した記憶部に記憶されている周波数切換テーブルを表す図である。 図１に示した比較器の動作を説明するためのタイミング波形図である。 スイッチング周波数の切換制御を表す流れ図である。 出力電流が増加過程または減少過程にある場合の周波数切換制御を説明するための特性図である。 図１および比較例に係る周波数切換制御による効果を比較する特性図である。 比較例に係るスイッチング周波数の切換制御を説明するための特性図である。 本発明の変形例に係るスイッチング周波数の切換制御を説明するための特性図である。 本発明の他の変形例に係るスイッチング周波数の切換制御を説明するための特性図である。 本発明の他の変形例に係るスイッチング周波数の切換制御を説明するための特性図である。

符号の説明

１１…高圧バッテリ、１２…負荷、２…スイッチング回路、３…トランス、３１…１次側巻線、３２Ａ，３２Ｂ…２次側巻線、４…整流回路、４Ａ，４Ｂ…整流ダイオード、５…平滑回路、５１…チョークコイル、５２…出力平滑コンデンサ、６１…入力電圧検出回路、６２…入力電流検出回路、６３…出力電圧検出回路、７…記憶部、７１…周波数切換テーブル、８…制御部、８１…演算部、８２…差動増幅器、８３…発振回路、８４…周波数切換回路、８５…比較器、９…駆動回路、Ｓ１〜Ｓ４…スイッチング素子、Ｔ１，Ｔ２…入力端子、Ｔ３，Ｔ４…出力端子、Ｌ１Ｈ…１次側高圧ライン、Ｌ１Ｌ…１次側低圧ライン、ＬＯ…出力ライン、ＬＧ…接地ライン、Ｐ１〜Ｐ３…接続点、Ｖin…直流入力電圧、Ｉin…入力電流、Ｖout…直流出力電圧、Ｉout…出力電流、Ｉ２，Ｉ４，Ｉ６，Ｉ８，Ｉ１０…減少過程切換電流値、Ｉ１，Ｉ３，Ｉ５，Ｉ７，Ｉ９…増加過程切換電流値、ｆ１，ｆ３，ｆ５，ｆ７…低スイッチング周波数、ｆ８…中スイッチング周波数、ｆ２，ｆ４，ｆ６，ｆ９…高スイッチング周波数、Ｗ１，Ｗ２…切換電流幅、Ｖ１〜Ｖ６…電圧、ＳＧ１〜ＳＧ４…スイッチング信号、ＰＬＳ１…発振パルス、ＰＬＳ２…駆動パルス。

Claims (4)

1. 直流入力電圧をスイッチングすることによりパルス電圧を生成するスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子により生成されたパルス電圧を変圧するトランスと、
   前記トランスによって変圧されたパルス電圧に基づいて直流出力電圧を生成する出力回路と、
   前記出力回路の出力電流を検知する出力電流検知回路と、
   前記出力電流検知回路によって検知された出力電流が増加過程にある場合には、出力電流が第１の電流値になったとき、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を第１の周波数からこの第１の周波数よりも高い第２の周波数へと切り換える一方、検知された前記出力電流が減少過程にある場合には、出力電流が前記第１の電流値よりも小さい第２の電流値になったときに、前記スイッチング周波数を前記第２の周波数から前記第１の周波数へと切り換える切換手段と
   を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記切換手段は、前記第１の周波数と前記第２の周波数との周波数差が大きくなるのに応じて、前記第１の電流値と前記第２の電流値との電流値差が大きくなるように、これら第１の電流値および第２の電流値を再設定する
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記切換手段は、前記第１の電流値および前記第２の電流値が大きくなるのに応じて、第１の電流値と第２の電流値との電流値差が大きくなるように、これら第１の電流値および第２の電流値を再設定する
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記切換手段は、前記第１の電流値と前記第２の電流値との電流値対をｎ対（ｎ＝２以上の整数）用いることにより、前記スイッチング周波数を（ｎ＋１）段階に切り換える
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。

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