JPH05130775A - 共振形フオワ−ドコンバータ - Google Patents
共振形フオワ−ドコンバータInfo
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- JPH05130775A JPH05130775A JP3313308A JP31330891A JPH05130775A JP H05130775 A JPH05130775 A JP H05130775A JP 3313308 A JP3313308 A JP 3313308A JP 31330891 A JP31330891 A JP 31330891A JP H05130775 A JPH05130775 A JP H05130775A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 共振電流を大幅に小さくして共振電流による
電力損失を低減し，電力効率を向上させること。 【構成】 直流電源と，この直流電源に直列接続された
１次巻線とこの１次巻線と磁気的に結合された２次巻線
とを有する変圧器と，その変圧器の１次巻線と直列に接
続されたスイッチング素子と共振用キャパシタンスと，
前記変圧器の２次巻線に直列に接続された整流用ダイオ
ードと，この整流用ダイオ−ドと前記変圧器の２次巻線
とに跨がって接続されたフリ−ホイリング・ダイオ−ド
と，出力フィルタと，前記スイッチング素子に制御信号
を与えてその導通を制御する制御回路とを備えたゼロ電
圧スイッチングの共振形コンバータにおいて，小電流領
域では所定のインダクタンスを有し，所定の電圧積分印
加に対しては磁気飽和を呈して小さなインダクタンスと
なる可飽和インダクタを前記変圧器の１次巻線と前記ス
イッチング素子とに直列に接続する。
電力損失を低減し，電力効率を向上させること。 【構成】 直流電源と，この直流電源に直列接続された
１次巻線とこの１次巻線と磁気的に結合された２次巻線
とを有する変圧器と，その変圧器の１次巻線と直列に接
続されたスイッチング素子と共振用キャパシタンスと，
前記変圧器の２次巻線に直列に接続された整流用ダイオ
ードと，この整流用ダイオ−ドと前記変圧器の２次巻線
とに跨がって接続されたフリ−ホイリング・ダイオ−ド
と，出力フィルタと，前記スイッチング素子に制御信号
を与えてその導通を制御する制御回路とを備えたゼロ電
圧スイッチングの共振形コンバータにおいて，小電流領
域では所定のインダクタンスを有し，所定の電圧積分印
加に対しては磁気飽和を呈して小さなインダクタンスと
なる可飽和インダクタを前記変圧器の１次巻線と前記ス
イッチング素子とに直列に接続する。
Description
【産業上の利用分野】本発明は，実質的に印加電圧がゼ
ロの状態でスイッチング素子をスイッチングさせる共振
形フォワ−ドコンバ−タに関する。
ロの状態でスイッチング素子をスイッチングさせる共振
形フォワ−ドコンバ−タに関する。
【従来の技術】近来，スイッチング素子の接合キャパシ
タンスによるスイッチング電力損失を低減するために，
実質的に印加電圧がゼロの状態でスイッチング素子をス
イッチングさせるゼロ電圧スイッチング技術が電力コン
バ−タに適用されるようになってきている。ゼロ電圧ス
イッチングする従来の１次側共振の準共振コンバ−タ，
および１次側と２次側の共振をもつ多モ−ド共振形コン
バ−タの場合には，スイッチング素子のスイッチング電
力損失を低減できるが，しかしスイッチング素子の電圧
が負荷電流の増大時に過大となったり, 回路の共振電流
が大きくなるためスイッチング素子を含めて容量の大き
な電子部品を用いる必要があり，これらの電力損失が大
きくなってしまうという欠点がある。このような問題点
を，図８に示す従来の共振形コンバ−タを例として説明
すると，１は直流電源，２はそれぞれ図示の極性の１次
巻線２Ａと２次巻線２Ｂを有するトランス，３はＭＯＳ
ＦＥＴ又はバイポ−ラトランジスタなどからなるスイッ
チング素子，４はスイッチング素子３に並列接続された
共振用コンデンサ，５’は共振用線形インダクタンスで
あり，通常，接続配線のインダクタンスとトランス２と
のリ−ケイジインダクタンスとの和に相当するインダク
タンスＬr が用いられるが，これだけでは不足の場合に
は別途所望の値の線形インダクタンスを与える個別の線
形インダクタが直列に付加される。また，トランス２の
２次巻線２Ｂには直列に整流用ダイオ−ド６が接続さ
れ，これら２次巻線２Ｂと整流用ダイオ−ド６に跨がっ
てフリ−ホイリング・ダイオ−ド７が接続される。さら
に，平滑用インダクタ８と平滑用コンデンサ９とからな
る出力フィルタがフリーホイリング・ダイオ−ド７と出
力端子１０，１０’との間に接続される。さらにまた，
トランス２の２次巻線２Ｂには共振用コンデンサ１１が
並列に接続され，制御回路１２は出力端子１０，１０’
間の直流出力電圧を設定電圧に維持するような制御信号
をスイッチング素子３に与える。ここではこの共振形コ
ンバ−タの詳しい説明は省略するが，負荷電流増大時の
スイッチング素子３オフ時の電圧を過大とせずに, 広い
電流範囲のゼロ電圧スイチングを実現できる特徴があ
る。その典型的な動作波形を図９に示す。しかし図９に
示すようにゼロ電圧スイッチングをさせるためには，逆
方向の共振電流が流れた分だけ順方向の共振電流を多く
流さねばならないので，大きな共振電流を流す必要があ
り, この共振電流により回路内の損失を増大させ, 効率
を低下させる。特に軽負荷時は共振電流と出力電流との
比率が増大するため, 著しく電力効率が低下するという
問題がある。
タンスによるスイッチング電力損失を低減するために，
実質的に印加電圧がゼロの状態でスイッチング素子をス
イッチングさせるゼロ電圧スイッチング技術が電力コン
バ−タに適用されるようになってきている。ゼロ電圧ス
イッチングする従来の１次側共振の準共振コンバ−タ，
および１次側と２次側の共振をもつ多モ−ド共振形コン
バ−タの場合には，スイッチング素子のスイッチング電
力損失を低減できるが，しかしスイッチング素子の電圧
が負荷電流の増大時に過大となったり, 回路の共振電流
が大きくなるためスイッチング素子を含めて容量の大き
な電子部品を用いる必要があり，これらの電力損失が大
きくなってしまうという欠点がある。このような問題点
を，図８に示す従来の共振形コンバ−タを例として説明
すると，１は直流電源，２はそれぞれ図示の極性の１次
巻線２Ａと２次巻線２Ｂを有するトランス，３はＭＯＳ
ＦＥＴ又はバイポ−ラトランジスタなどからなるスイッ
チング素子，４はスイッチング素子３に並列接続された
共振用コンデンサ，５’は共振用線形インダクタンスで
あり，通常，接続配線のインダクタンスとトランス２と
のリ−ケイジインダクタンスとの和に相当するインダク
タンスＬr が用いられるが，これだけでは不足の場合に
は別途所望の値の線形インダクタンスを与える個別の線
形インダクタが直列に付加される。また，トランス２の
２次巻線２Ｂには直列に整流用ダイオ−ド６が接続さ
れ，これら２次巻線２Ｂと整流用ダイオ−ド６に跨がっ
てフリ−ホイリング・ダイオ−ド７が接続される。さら
に，平滑用インダクタ８と平滑用コンデンサ９とからな
る出力フィルタがフリーホイリング・ダイオ−ド７と出
力端子１０，１０’との間に接続される。さらにまた，
トランス２の２次巻線２Ｂには共振用コンデンサ１１が
並列に接続され，制御回路１２は出力端子１０，１０’
間の直流出力電圧を設定電圧に維持するような制御信号
をスイッチング素子３に与える。ここではこの共振形コ
ンバ−タの詳しい説明は省略するが，負荷電流増大時の
スイッチング素子３オフ時の電圧を過大とせずに, 広い
電流範囲のゼロ電圧スイチングを実現できる特徴があ
る。その典型的な動作波形を図９に示す。しかし図９に
示すようにゼロ電圧スイッチングをさせるためには，逆
方向の共振電流が流れた分だけ順方向の共振電流を多く
流さねばならないので，大きな共振電流を流す必要があ
り, この共振電流により回路内の損失を増大させ, 効率
を低下させる。特に軽負荷時は共振電流と出力電流との
比率が増大するため, 著しく電力効率が低下するという
問題がある。
【発明が解決しようとする課題】共振用線形インダクタ
ンス５’は，そのインダクタンスが大きいほど共振用コ
ンデサ４の値を小さくでき共振電流を低減できるが, 出
力電力が取れなくなる。その比率Ｌ／Ｃは出力電力に見
合った値を選択する必要があり，所望の共振動作と出力
特性を満足するには, 共振用コンデンサ４としてキャパ
シタンスの大きなもの用いなければならず，前述のよう
に共振用コンデンサ４の充放電電流が大きな値となる。
したがって，ゼロ電圧スイッチングによりスイッチング
素子３のスイッチング損失は十分に低減されるものの，
スイッチング素子３, 共振用線形インダクタンス５’,
およびトランス２の巻線を通して流れる電流が大きくな
るため電力損失が増大し，電力効率を低下させてしま
う。本発明は，小さな共振キャパシタンスの採用を可能
とし, 共振キャパシタンスの充放電電流を大幅に低減さ
せながら所望の共振動作を得, 広範囲の負荷電流にわた
ってスイッチング素子の電圧を過大とすることなく, ゼ
ロ電圧スイッチング動作を実現し, 電力効率を向上させ
ることを課題としている。
ンス５’は，そのインダクタンスが大きいほど共振用コ
ンデサ４の値を小さくでき共振電流を低減できるが, 出
力電力が取れなくなる。その比率Ｌ／Ｃは出力電力に見
合った値を選択する必要があり，所望の共振動作と出力
特性を満足するには, 共振用コンデンサ４としてキャパ
シタンスの大きなもの用いなければならず，前述のよう
に共振用コンデンサ４の充放電電流が大きな値となる。
したがって，ゼロ電圧スイッチングによりスイッチング
素子３のスイッチング損失は十分に低減されるものの，
スイッチング素子３, 共振用線形インダクタンス５’,
およびトランス２の巻線を通して流れる電流が大きくな
るため電力損失が増大し，電力効率を低下させてしま
う。本発明は，小さな共振キャパシタンスの採用を可能
とし, 共振キャパシタンスの充放電電流を大幅に低減さ
せながら所望の共振動作を得, 広範囲の負荷電流にわた
ってスイッチング素子の電圧を過大とすることなく, ゼ
ロ電圧スイッチング動作を実現し, 電力効率を向上させ
ることを課題としている。
【課題を解決するための手段】本発明は，直流電源と，
この直流電源に直列接続された１次巻線とこの１次巻線
と磁気的に結合された２次巻線とを有する変圧器と，こ
の変圧器の１次巻線と直列に接続されたスイッチング素
子と共振キャパシタンスと，前記変圧器の２次巻線に直
列に接続された整流用ダイオードと，この整流用ダイオ
−ドと前記変圧器の２次巻線とに跨がって接続されたフ
リ−ホイリング・ダイオ−ドと，出力フィルタと，前記
スイッチング素子に制御信号を与えてその導通を制御す
る制御回路とを備えたゼロ電圧スイッチングの共振形コ
ンバータにおいて，小電流領域では所定のインダクタン
スを有し，所定の電圧積分印加に対しては磁気飽和を呈
して小さなインダクタンスとなる可飽和インダクタを前
記変圧器の１次巻線と前記スイッチング素子とに直列に
接続したものである。
この直流電源に直列接続された１次巻線とこの１次巻線
と磁気的に結合された２次巻線とを有する変圧器と，こ
の変圧器の１次巻線と直列に接続されたスイッチング素
子と共振キャパシタンスと，前記変圧器の２次巻線に直
列に接続された整流用ダイオードと，この整流用ダイオ
−ドと前記変圧器の２次巻線とに跨がって接続されたフ
リ−ホイリング・ダイオ−ドと，出力フィルタと，前記
スイッチング素子に制御信号を与えてその導通を制御す
る制御回路とを備えたゼロ電圧スイッチングの共振形コ
ンバータにおいて，小電流領域では所定のインダクタン
スを有し，所定の電圧積分印加に対しては磁気飽和を呈
して小さなインダクタンスとなる可飽和インダクタを前
記変圧器の１次巻線と前記スイッチング素子とに直列に
接続したものである。
【実施例】図１により本発明の１実施例について説明す
るが，同図において図８で示した記号と同一の記号のも
のについては相当する部材を示し，Ｌr は共振用インダ
クタンスの一部分又は全部を与える接続配線のインダク
タンスとトランス２とのリーケイジ・インダクタンスと
の和に相当するインダクタンスを示し，５は本発明の主
要な構成部品の１つであり，図２に示すような特性を有
する可飽和インダクタである。この可飽和インダクタ５
は，前記スイッチング素子のオフ時に直流電源１の正極
からトランス２の１次巻線２Ａおよび可飽和インダクタ
５を通して流れる小電流の共振期間には大きなインダク
タンスを回路に与え，前記スイッチング素子３のオン時
には磁気飽和してそのインダクタンスが急減するよう構
成されている。したがって，前記インダクタンスＬr に
加えて可飽和インダクタ５の非飽和時のインダクタンス
を共振インダクタンスとして利用することで、共振イン
ダクタンスを従来より大幅に大きくし，共振用コンデン
サ４のキャパシタンスを従来より大幅に小さく，例えば
０．１倍以下にすることを容易に可能とし, ＭＨｚクラ
スの変換周波数を採用した場合は, 共振用コンデンサ４
を省略して前記スイッチング素子の出力キャパシタンス
をだけで所望の共振キャパシタンスを得ることが可能で
ある。共振キャパシタンスの値が小さいことはその共振
電流が小さくなり，共振電流による電力損失を小さくす
るとができるのである。なお，制御回路１２は直流出力
端子１０，１０’間の直流出力電圧を検出し，その電圧
が一定になるような制御信号をスイッチング素子３に与
え，その制御信号はオン時間制御，オフ時間制御，ター
ンオン時点制御, また主電流値を介在させた電流モード
制御によるオン時間制御などのいずれか，又はこれらの
複数を組み合わせた制御を与える。次に上述の理解を深
めるために，図３をも用いて本発明の代表的な１つの動
作モ−ドについて説明を行う。以下の説明では可飽和イ
ンダクタ５は所定の電流値で飽和するものとして述べる
が，その構成手段により，印加された電圧を時間で積分
した電圧積分値に対応して磁気飽和するとするのが正確
である。しかし，一つの定常状態の動作説明ではこの電
圧積分値に対応する電流値が存在するので，この電流値
を見掛上の飽和電流値と考えることで，以下の説明と同
様の扱いができる。なお，図３において，Ｖ4 はスイッ
チング素子３の両端の電圧，つまり共振用コンデンサ４
の両端の電圧波形，Ｉ1 とＩ2 はトランス２の１次巻線
２Ａ，２次巻線２Ｂをそれぞれ流れる電流波形，Ｖ2 は
トランス２の２次巻線２Ｂの両端の電圧波形である。 期間１（ｔ０≦ｔ≦ｔ１） スイッチング素子３がオン状態にあり，可飽和インダク
タ５は磁気飽和状態である。このときスイッチング素子
３には，２次側のインダクタ８の電流を１次側に換算し
た電流とトランス２の励磁電流との和に等しい電流が流
れている。 期間２（ｔ１≦ｔ≦ｔ２） 時刻ｔ１でスイッチング素子３をオフさせると，それま
でスイッチング素子３を流れていた電流が共振用コンデ
ンサ４に流れ込む。これに伴い共振用コンデンサ４が充
電され，その端子間電圧Ｖ4 が急速に上昇して直流電源
１の電圧Ｖ1 と同じ電圧値に至った時点で，トランス２
の巻線に印加されていた電圧がゼロとなる。この間, 共
振用コンデンサ４の電圧Ｖ4 はほぼ直線的に上昇する。
これはインダクタ８が直流平滑用として, 通常十分大き
い値を有し, その電流はこの間ほぼ一定であり, トラン
スの励磁電流もこの間の変化は小さいため, 共振用コン
デンサ４の充電電流はほぼ一定となるからである。トラ
ンス２の巻線電圧がゼロとなると, 今までその電圧によ
って逆バイアスされていたフリ−ホイリング・ダイオ−
ド７が導通を開始して，フリ−ホイリング・ダイオ−ド
７と整流用ダイオ−ド６とでトランス２の２次巻線２Ｂ
を短絡状態にする。この時刻をｔ２とする。 期間３（ｔ２≦ｔ≦ｔ３） 時刻ｔ２でトランス２の２次巻線２Ｂが短絡されるの
で，トランス２の励磁電流は, この期間ほぼ一定に保た
れる。共振用コンデンサ４に流れ込んでいる充電電流
は，フリ−ホイリング・ダイオ−ド７が導通を始めたこ
とにより負荷電流がフリ−ホイリング・ダイオ−ド７に
移行し始め，減少を始めるが，接続配線のインダクタン
スとトランス２のリ−ケイジインダクタンスＬｒと可飽
和インダクタ５の飽和インダクタンスＬｓｓ（Ｌｒと同
レベル以下）が存在するために，直ちにゼロにはならな
い。これらのインダクタンスの和と共振用コンデンサ４
で決まる共振で, 共振用コンデンサ４の電圧Ｖ4 はさら
に上昇を続ける。共振用コンデンサ４を充電している電
流Ｉl はこの共振で減少して行き，その充電電流がトラ
ンス２の励磁電流の値まで減少すると，整流用ダイオ−
ド６がオフし, トランス２の２次巻線２Ｂの短絡状態が
解除される。この時刻をｔ３とする。 期間４（ｔ３≦ｔ≦ｔ４） 整流用ダイオ−ド６がオフし, トランス２の２次巻線２
Ｂの短絡状態が解除されと, トランス２の励磁インダク
タンスＬｍ, 可飽和インダクタ５の飽和インダクタンス
Ｌｓｓ, 共振用コンデンサ４, ２次側の共振用コンデン
サ１１, および接続配線のインダクタンスとトランス２
のリ−ケイジインダクタンスＬｒが共振回路を形成す
る。この共振に従い共振用コンデサ４と１１の電圧が変
化する。次に, 可飽和インダクタ５の電流が磁気飽和電
流値にまで減少したところで，可飽和インダクタ５は磁
気飽和状態から脱し, 可飽和インダクタ５のインダクタ
ンスは非飽和インダクタンスＬｓｎに変化し, トランス
２の励磁インダクタンスと同レベルの値である大きい値
となる。可飽和インダクタ５が磁気飽和状態から脱する
時刻をｔ４とする。 期間５（ｔ４≦ｔ≦ｔ５） 時刻ｔ４で，可飽和インダクタ５が磁気飽和状態から脱
すると，トランス２の励磁インダクタンスＬｍ, 可飽和
インダクタ５の非飽和インダクタンスＬｓｎ,共振用コ
ンデンサ４, ２次側の共振用コンデンサ１１, 接続配線
のインダクタンスとトランス２のリ−ケイジインダクタ
ンスＬｒが共振回路を形成する。この共振に従い共振用
コンデサ４と１１は充放電され電圧が変化する。整流用
ダイオ−ド６の共振用コンデサ１１が充放電されゼロに
なったところで, 整流用ダイオ−ド６が導通し, トラン
ス２の２次巻線２Ｂは整流用ダイオ−ド６とフリ−ホイ
リング・ダイオ−ド７で短絡される。この時刻をｔ５と
する。 期間６（ｔ５≦ｔ≦ｔ６） 時刻ｔ５でトランス２の巻線が短絡されると, 可飽和イ
ンダクタ５の非飽和インダクタンスＬｓｎ, 共振用コン
デンサ４, および接続配線のインダクタンスとトランス
２のリ−ケイジインダクタンスＬｒが共振回路を形成す
る。この共振に従い共振用コンデサ４はさらに放電され
る。時刻５までに,可飽和インダクタ５の非飽和インダ
クタンスに共振用コンデンサ４の放電方向の電流として
蓄えられたエネルギによって共振用コンデサ４は放電を
続ける。この共振用コンデンサ４の電圧がゼロになった
ところで，スイッチング素子３の逆並列ダイオ−ド（Ｍ
ＯＳＦＥＴの場合はそのボディダイオ−ド）が導通す
る。この時刻をｔ６とする。 期間７（ｔ６≦ｔ≦ｔ７） スイッチング素子３のボディダイオ−ド又はそれと並列
接続されたダイオ−ドが導通している期間に，スイッチ
ング素子３をタ−ンオンさせると，印加電圧がゼロの状
態でのターンオンスイッチングが実現できる。この動作
モ−ドでは, すでに時刻ｔ５で整流用ダイオード６が導
通し, トランス２の巻線は短絡されているので, 直流電
源電圧Ｖ1 のほとんどを可飽和インダクタ５が負担し，
直線的に順方向に向かって電流が増え，飽和電流値まで
増加したところで可飽和インダクタ５が磁気飽和に至
る。この時刻をｔ７とする。この間，出力には電力が供
給されないが、トランス２の２次巻線２Ｂは短絡されて
いるのでトランス２の磁束変化はなく, トランス２の電
圧負担の増加とはならない。 期間８（ｔ７≦ｔ≦ｔ８） 時刻ｔ７で可飽和インダクタ５が磁気飽和すると，直流
電源１の電圧Ｖ1 のすべてを接続配線のインダクタンス
とトランス２のリ−ケイジ・インダクタンスと可飽和イ
ンダクタ５の飽和インダクタンスＬｓｓが分担する。
この和のインダクタンスは小さいので，スイッチング素
子３と整流用ダイオ−ド６の電流は急速に増加し, 整流
用ダイオード６の電流が, 時刻ｔ８でインダクタ８の電
流に等しくなると, フリ−ホイリング・ダイオ−ド７が
逆バイアスされオフする。フリ−ホイリング・ダイオ−
ド７がオフすると, トランス２の２次巻線２Ｂに直流電
源１の電圧Ｖ１の巻数換算された電圧が現われ, スイッ
チング素子３，トランス２, および整流用ダイオード６
を介して直流電源１から２次側に電力が供給される。こ
の後，期間１の動作に戻り，前述と同じ動作を繰り返
す。各部の波形は図３のようになる。以上の動作につい
ては，用いる回路部品の定数の相違などによって, 各期
間の順番など動作が若干異なる期間もあるが，この共振
形フォワ−ドコンバ−タの特徴である可飽和インダクタ
５の非飽和インダクタンスＬｓｎの値が大きいことを利
用し, 共振期間にその電流の向きが反転し, その蓄積エ
ネルギでゼロ電圧スイッチングを実現する基本的動作は
同じであるので省略する。以上説明したように, この実
施例ではスイッチング素子３と整流用ダイオ−ド６をと
もにゼロ電圧でオンオフすることができる。しかもこの
ゼロ電圧スイッチングを実現するスイッチング素子３の
オフ期間中の共振に対し, １次側に挿入した可飽和イン
ダクタ５の非飽和領域のインダクタンスＬｓｎを利用し
ており, その値を大きくすることができるため, スイッ
チイング素子３と整流用ダイオ−ド６と並列の共振用コ
ンデンサ１１の値を小さくすることができる。ＭＨｚク
ラスの変換周波数で動作させた場合, 共振用コンデンサ
４を省略してスイッチング素子の接合キャパシタンスな
どからなる出力キャパシタンスだけで共振キャパシタン
スを満足させることができる。したがって, この共振電
流は従来の非共振のフォワ−ドコンバ−タのトランスの
励磁電流と同程度の小さい電流ですむため, スイッチン
グ素子, トランスの巻線電流, 整流用ダイオ−ドの電流
は従来の非共振のフォワ−ドコンバ−タと同程度であ
り, 広範囲の負荷電流に対してゼロ電圧スイッチングを
実現するための回路電流の増加がほとんどなく, 高周波
で高効率のコンバ−タを作ることができる。また，本発
明の共振形フォワ−ドコンバ−タは共振キャパシタンス
を大幅に小さくできるので，負荷電流の増加に伴い共振
時間を短縮できる。つまり，負荷電流が増大すると，ト
ランス２のリ−ケ−ジインダクタンスと接続配線のイン
ダクタンスとの和に相当するインダクタンスＬr と可飽
和インダクタ５の飽和インダクタンスＬｓｓと共振用コ
ンデンサ４との共振作用によりスイッチング素子３のオ
フ期間が短縮され，そのオン期間が長くなるので，負荷
電流の増大による出力電圧の低下を自己補償できる。ま
た共振キャパシタンスを大幅に小さくできることによ
り，共振回路におけるインダクタンスＬr が効果的に作
用して共振回路のリセット時間を短縮することができ
る。また，２次側の共振用キンデンサ１１を含めたキャ
パシタンスと共振インダクタンスとを適正にすることに
より，図３に示すようにスイッチング素子３のピ−ク電
圧部を平坦化でき，これによりスイッチング素子３に印
加される電圧ピークを制限しながら，共振回路のリセッ
ト時間を短縮できる。次に図４により本発明の他の１実
施例を説明すると，図１に示した記号と同一の記号のも
のは相当する部材を示し，この実施例では図１に示した
実施例における２次側の共振用コンデンサ１１を省略し
ており, 整流用ダイオ−ド６はタ−ンオフ時, ゼロ電圧
タ−ンオフとならない。その典型的な動作波形を図５に
示す。この実施例は, 整流用ダイオ−ド６の接合キャパ
シタンスが小さく、スイッチイング素子３をゼロ電圧ス
イッチイングすれば十分な変換周波数で動作させるとき
に適する。２次側回路で共振を行わない点が図１の実施
例と異なるが, 本発明の特徴である１次側のスイッチン
グ素子をゼロ電圧スイッチングする主要な動作について
は，図１に示した実施例とほぼ同じであるので動作説明
は省略する。可飽和インダクタ５は図２に示す特性を持
ち，所定の電流値で飽和するものとして説明してきた。
このような特性を得るには，可飽和インダクタ５に使用
するコアが図６に示す磁性特性を持てば良い。また角形
ヒステリシスを持つコアにギャップを設けることで，同
様の特性を得ることができる。図２の鎖線で示すように
可飽和インダクタの飽和特性を非対象とすると，本共振
形コンバ−タのスイッチング素子がタ−ンオン後，順方
向飽和までの時間を短縮し，出力に対するデッドタイム
を小さくし，出力電力を増加させることができる。この
ような非対象の可飽和インダクタを得るには，コアのギ
ャップに磁気バイアス用のマグネットを挿入するか，或
いはバイアス巻線を巻き，電流バイアスを加えることで
可能である。また，これまで可飽和インダクタ５は所定
の電流で磁気飽和する特性をもつものとして説明してき
たが，図７ａに示すように，ギャップを持たない角形ヒ
ステリシスのコアに巻いた巻線５Ａと線形インダクタ５
Ｂとの組み合わせでも同様の動作を可能とする可飽和イ
ンダクタを作ることができる。しかし，この場合は可飽
和インダクタは所定の電流値で飽和するのではなく，角
形コアの電圧積分値で飽和する動作となる。並列に接続
した線形インダクタの電流値で，可飽和インダクタが飽
和するように見掛上動作するが，実際は角形コアの電圧
積分値で飽和動作をする。しかし，この見掛け上の飽和
電流値を考えることで，この可飽和インダクタを使用し
た本発明の共振形フォワ−ドコンバータの定常動作は前
述した動作説明と同様に説明できる。ただし，前記線形
インダクタの電流は入出力の条件が変われば変化するの
で，前述の動作説明に対応させるには，見掛上の可飽和
インダクタの飽和電流が入出力状態により変化するもの
として考えることになる。また図７ａに示す手段では、
巻線５Ａの抵抗に主電流により生じた電圧降下が，並列
接続された線形インダクタ５Ｂにかかるため、線形イン
ダクタ５Ｂと巻線５Ａとの間に循環電流発生する。この
循環電流は出力電力を増加すると前述の巻線５Ａの直流
電圧降下が増加するため大きくなる。しかもデッドタイ
ムを増加させる方向であり，出力電力を低下させる。こ
の影響を低減するには，線形インダクタ５Ｂの巻線抵抗
を巻線５Ａの抵抗に対し十分大きくし，循環電流を小さ
く押さえることが必要である。このため線形インダクタ
５Ｂに直列に抵抗５Ｃを接続している。図７ｂはこの循
環電流の問題を解決する手段である。可飽和インダクタ
の主巻線５ａと別に補助巻線５ｄを設け，この補助巻線
５ｄに線形インダクタ５Ｂを接続することで，主巻線の
直流電圧降下による望ましくない電流バイアスをなく
し，出力電力の低下を防止するとができる。これは、主
電流による直流電圧降下は補助巻線には現れないので，
線形インダクタンスの直流電流はゼロとなるため，出力
電力を低下させるバイアス電流をなくすことができる。
また図７ｃに示す構成をとると，一つのコアに一体化す
るとができる。この例では角形コア５ｅに巻かれた可飽
和インダクタの主巻線５ａに加えて，補助巻線５ｄの１
ターンを主巻線５ａに結合するようコア５ｅの内部を通
して巻き，さらに主巻線５ａとの結合が無いよう線形イ
ンダクタ５Ｂを図示のようにコア５ｅの外面に適正回数
巻き，その両端を短絡する。この様な構成では，コアの
外面に巻いた巻線が線形インダクタンス５Ｂを形成し，
前述の可飽和インダクタの非飽和インダクタンスの特性
を実現できる。また，図７ｂ，図７ｃに示す構成の可飽
和インダクタ５は，一つの定常状態に対応した見掛け上
の特性を前述した図２の鎖線で示した特性として容易に
実現できる。なお，前記実施例ではいずれも１次側だけ
に可飽和インダクタを設けたが，２次側にも２次巻線と
整流用ダイオ−ドと直列に可飽和インダクタを接続し
て，１次側の可飽和インダクタの非飽和インダクタンス
の一部を２次側の可飽和インダクタに分担させることに
より，整流用ダイオ−ドに印加されるピ−ク電圧を低減
できる。
るが，同図において図８で示した記号と同一の記号のも
のについては相当する部材を示し，Ｌr は共振用インダ
クタンスの一部分又は全部を与える接続配線のインダク
タンスとトランス２とのリーケイジ・インダクタンスと
の和に相当するインダクタンスを示し，５は本発明の主
要な構成部品の１つであり，図２に示すような特性を有
する可飽和インダクタである。この可飽和インダクタ５
は，前記スイッチング素子のオフ時に直流電源１の正極
からトランス２の１次巻線２Ａおよび可飽和インダクタ
５を通して流れる小電流の共振期間には大きなインダク
タンスを回路に与え，前記スイッチング素子３のオン時
には磁気飽和してそのインダクタンスが急減するよう構
成されている。したがって，前記インダクタンスＬr に
加えて可飽和インダクタ５の非飽和時のインダクタンス
を共振インダクタンスとして利用することで、共振イン
ダクタンスを従来より大幅に大きくし，共振用コンデン
サ４のキャパシタンスを従来より大幅に小さく，例えば
０．１倍以下にすることを容易に可能とし, ＭＨｚクラ
スの変換周波数を採用した場合は, 共振用コンデンサ４
を省略して前記スイッチング素子の出力キャパシタンス
をだけで所望の共振キャパシタンスを得ることが可能で
ある。共振キャパシタンスの値が小さいことはその共振
電流が小さくなり，共振電流による電力損失を小さくす
るとができるのである。なお，制御回路１２は直流出力
端子１０，１０’間の直流出力電圧を検出し，その電圧
が一定になるような制御信号をスイッチング素子３に与
え，その制御信号はオン時間制御，オフ時間制御，ター
ンオン時点制御, また主電流値を介在させた電流モード
制御によるオン時間制御などのいずれか，又はこれらの
複数を組み合わせた制御を与える。次に上述の理解を深
めるために，図３をも用いて本発明の代表的な１つの動
作モ−ドについて説明を行う。以下の説明では可飽和イ
ンダクタ５は所定の電流値で飽和するものとして述べる
が，その構成手段により，印加された電圧を時間で積分
した電圧積分値に対応して磁気飽和するとするのが正確
である。しかし，一つの定常状態の動作説明ではこの電
圧積分値に対応する電流値が存在するので，この電流値
を見掛上の飽和電流値と考えることで，以下の説明と同
様の扱いができる。なお，図３において，Ｖ4 はスイッ
チング素子３の両端の電圧，つまり共振用コンデンサ４
の両端の電圧波形，Ｉ1 とＩ2 はトランス２の１次巻線
２Ａ，２次巻線２Ｂをそれぞれ流れる電流波形，Ｖ2 は
トランス２の２次巻線２Ｂの両端の電圧波形である。 期間１（ｔ０≦ｔ≦ｔ１） スイッチング素子３がオン状態にあり，可飽和インダク
タ５は磁気飽和状態である。このときスイッチング素子
３には，２次側のインダクタ８の電流を１次側に換算し
た電流とトランス２の励磁電流との和に等しい電流が流
れている。 期間２（ｔ１≦ｔ≦ｔ２） 時刻ｔ１でスイッチング素子３をオフさせると，それま
でスイッチング素子３を流れていた電流が共振用コンデ
ンサ４に流れ込む。これに伴い共振用コンデンサ４が充
電され，その端子間電圧Ｖ4 が急速に上昇して直流電源
１の電圧Ｖ1 と同じ電圧値に至った時点で，トランス２
の巻線に印加されていた電圧がゼロとなる。この間, 共
振用コンデンサ４の電圧Ｖ4 はほぼ直線的に上昇する。
これはインダクタ８が直流平滑用として, 通常十分大き
い値を有し, その電流はこの間ほぼ一定であり, トラン
スの励磁電流もこの間の変化は小さいため, 共振用コン
デンサ４の充電電流はほぼ一定となるからである。トラ
ンス２の巻線電圧がゼロとなると, 今までその電圧によ
って逆バイアスされていたフリ−ホイリング・ダイオ−
ド７が導通を開始して，フリ−ホイリング・ダイオ−ド
７と整流用ダイオ−ド６とでトランス２の２次巻線２Ｂ
を短絡状態にする。この時刻をｔ２とする。 期間３（ｔ２≦ｔ≦ｔ３） 時刻ｔ２でトランス２の２次巻線２Ｂが短絡されるの
で，トランス２の励磁電流は, この期間ほぼ一定に保た
れる。共振用コンデンサ４に流れ込んでいる充電電流
は，フリ−ホイリング・ダイオ−ド７が導通を始めたこ
とにより負荷電流がフリ−ホイリング・ダイオ−ド７に
移行し始め，減少を始めるが，接続配線のインダクタン
スとトランス２のリ−ケイジインダクタンスＬｒと可飽
和インダクタ５の飽和インダクタンスＬｓｓ（Ｌｒと同
レベル以下）が存在するために，直ちにゼロにはならな
い。これらのインダクタンスの和と共振用コンデンサ４
で決まる共振で, 共振用コンデンサ４の電圧Ｖ4 はさら
に上昇を続ける。共振用コンデンサ４を充電している電
流Ｉl はこの共振で減少して行き，その充電電流がトラ
ンス２の励磁電流の値まで減少すると，整流用ダイオ−
ド６がオフし, トランス２の２次巻線２Ｂの短絡状態が
解除される。この時刻をｔ３とする。 期間４（ｔ３≦ｔ≦ｔ４） 整流用ダイオ−ド６がオフし, トランス２の２次巻線２
Ｂの短絡状態が解除されと, トランス２の励磁インダク
タンスＬｍ, 可飽和インダクタ５の飽和インダクタンス
Ｌｓｓ, 共振用コンデンサ４, ２次側の共振用コンデン
サ１１, および接続配線のインダクタンスとトランス２
のリ−ケイジインダクタンスＬｒが共振回路を形成す
る。この共振に従い共振用コンデサ４と１１の電圧が変
化する。次に, 可飽和インダクタ５の電流が磁気飽和電
流値にまで減少したところで，可飽和インダクタ５は磁
気飽和状態から脱し, 可飽和インダクタ５のインダクタ
ンスは非飽和インダクタンスＬｓｎに変化し, トランス
２の励磁インダクタンスと同レベルの値である大きい値
となる。可飽和インダクタ５が磁気飽和状態から脱する
時刻をｔ４とする。 期間５（ｔ４≦ｔ≦ｔ５） 時刻ｔ４で，可飽和インダクタ５が磁気飽和状態から脱
すると，トランス２の励磁インダクタンスＬｍ, 可飽和
インダクタ５の非飽和インダクタンスＬｓｎ,共振用コ
ンデンサ４, ２次側の共振用コンデンサ１１, 接続配線
のインダクタンスとトランス２のリ−ケイジインダクタ
ンスＬｒが共振回路を形成する。この共振に従い共振用
コンデサ４と１１は充放電され電圧が変化する。整流用
ダイオ−ド６の共振用コンデサ１１が充放電されゼロに
なったところで, 整流用ダイオ−ド６が導通し, トラン
ス２の２次巻線２Ｂは整流用ダイオ−ド６とフリ−ホイ
リング・ダイオ−ド７で短絡される。この時刻をｔ５と
する。 期間６（ｔ５≦ｔ≦ｔ６） 時刻ｔ５でトランス２の巻線が短絡されると, 可飽和イ
ンダクタ５の非飽和インダクタンスＬｓｎ, 共振用コン
デンサ４, および接続配線のインダクタンスとトランス
２のリ−ケイジインダクタンスＬｒが共振回路を形成す
る。この共振に従い共振用コンデサ４はさらに放電され
る。時刻５までに,可飽和インダクタ５の非飽和インダ
クタンスに共振用コンデンサ４の放電方向の電流として
蓄えられたエネルギによって共振用コンデサ４は放電を
続ける。この共振用コンデンサ４の電圧がゼロになった
ところで，スイッチング素子３の逆並列ダイオ−ド（Ｍ
ＯＳＦＥＴの場合はそのボディダイオ−ド）が導通す
る。この時刻をｔ６とする。 期間７（ｔ６≦ｔ≦ｔ７） スイッチング素子３のボディダイオ−ド又はそれと並列
接続されたダイオ−ドが導通している期間に，スイッチ
ング素子３をタ−ンオンさせると，印加電圧がゼロの状
態でのターンオンスイッチングが実現できる。この動作
モ−ドでは, すでに時刻ｔ５で整流用ダイオード６が導
通し, トランス２の巻線は短絡されているので, 直流電
源電圧Ｖ1 のほとんどを可飽和インダクタ５が負担し，
直線的に順方向に向かって電流が増え，飽和電流値まで
増加したところで可飽和インダクタ５が磁気飽和に至
る。この時刻をｔ７とする。この間，出力には電力が供
給されないが、トランス２の２次巻線２Ｂは短絡されて
いるのでトランス２の磁束変化はなく, トランス２の電
圧負担の増加とはならない。 期間８（ｔ７≦ｔ≦ｔ８） 時刻ｔ７で可飽和インダクタ５が磁気飽和すると，直流
電源１の電圧Ｖ1 のすべてを接続配線のインダクタンス
とトランス２のリ−ケイジ・インダクタンスと可飽和イ
ンダクタ５の飽和インダクタンスＬｓｓが分担する。
この和のインダクタンスは小さいので，スイッチング素
子３と整流用ダイオ−ド６の電流は急速に増加し, 整流
用ダイオード６の電流が, 時刻ｔ８でインダクタ８の電
流に等しくなると, フリ−ホイリング・ダイオ−ド７が
逆バイアスされオフする。フリ−ホイリング・ダイオ−
ド７がオフすると, トランス２の２次巻線２Ｂに直流電
源１の電圧Ｖ１の巻数換算された電圧が現われ, スイッ
チング素子３，トランス２, および整流用ダイオード６
を介して直流電源１から２次側に電力が供給される。こ
の後，期間１の動作に戻り，前述と同じ動作を繰り返
す。各部の波形は図３のようになる。以上の動作につい
ては，用いる回路部品の定数の相違などによって, 各期
間の順番など動作が若干異なる期間もあるが，この共振
形フォワ−ドコンバ−タの特徴である可飽和インダクタ
５の非飽和インダクタンスＬｓｎの値が大きいことを利
用し, 共振期間にその電流の向きが反転し, その蓄積エ
ネルギでゼロ電圧スイッチングを実現する基本的動作は
同じであるので省略する。以上説明したように, この実
施例ではスイッチング素子３と整流用ダイオ−ド６をと
もにゼロ電圧でオンオフすることができる。しかもこの
ゼロ電圧スイッチングを実現するスイッチング素子３の
オフ期間中の共振に対し, １次側に挿入した可飽和イン
ダクタ５の非飽和領域のインダクタンスＬｓｎを利用し
ており, その値を大きくすることができるため, スイッ
チイング素子３と整流用ダイオ−ド６と並列の共振用コ
ンデンサ１１の値を小さくすることができる。ＭＨｚク
ラスの変換周波数で動作させた場合, 共振用コンデンサ
４を省略してスイッチング素子の接合キャパシタンスな
どからなる出力キャパシタンスだけで共振キャパシタン
スを満足させることができる。したがって, この共振電
流は従来の非共振のフォワ−ドコンバ−タのトランスの
励磁電流と同程度の小さい電流ですむため, スイッチン
グ素子, トランスの巻線電流, 整流用ダイオ−ドの電流
は従来の非共振のフォワ−ドコンバ−タと同程度であ
り, 広範囲の負荷電流に対してゼロ電圧スイッチングを
実現するための回路電流の増加がほとんどなく, 高周波
で高効率のコンバ−タを作ることができる。また，本発
明の共振形フォワ−ドコンバ−タは共振キャパシタンス
を大幅に小さくできるので，負荷電流の増加に伴い共振
時間を短縮できる。つまり，負荷電流が増大すると，ト
ランス２のリ−ケ−ジインダクタンスと接続配線のイン
ダクタンスとの和に相当するインダクタンスＬr と可飽
和インダクタ５の飽和インダクタンスＬｓｓと共振用コ
ンデンサ４との共振作用によりスイッチング素子３のオ
フ期間が短縮され，そのオン期間が長くなるので，負荷
電流の増大による出力電圧の低下を自己補償できる。ま
た共振キャパシタンスを大幅に小さくできることによ
り，共振回路におけるインダクタンスＬr が効果的に作
用して共振回路のリセット時間を短縮することができ
る。また，２次側の共振用キンデンサ１１を含めたキャ
パシタンスと共振インダクタンスとを適正にすることに
より，図３に示すようにスイッチング素子３のピ−ク電
圧部を平坦化でき，これによりスイッチング素子３に印
加される電圧ピークを制限しながら，共振回路のリセッ
ト時間を短縮できる。次に図４により本発明の他の１実
施例を説明すると，図１に示した記号と同一の記号のも
のは相当する部材を示し，この実施例では図１に示した
実施例における２次側の共振用コンデンサ１１を省略し
ており, 整流用ダイオ−ド６はタ−ンオフ時, ゼロ電圧
タ−ンオフとならない。その典型的な動作波形を図５に
示す。この実施例は, 整流用ダイオ−ド６の接合キャパ
シタンスが小さく、スイッチイング素子３をゼロ電圧ス
イッチイングすれば十分な変換周波数で動作させるとき
に適する。２次側回路で共振を行わない点が図１の実施
例と異なるが, 本発明の特徴である１次側のスイッチン
グ素子をゼロ電圧スイッチングする主要な動作について
は，図１に示した実施例とほぼ同じであるので動作説明
は省略する。可飽和インダクタ５は図２に示す特性を持
ち，所定の電流値で飽和するものとして説明してきた。
このような特性を得るには，可飽和インダクタ５に使用
するコアが図６に示す磁性特性を持てば良い。また角形
ヒステリシスを持つコアにギャップを設けることで，同
様の特性を得ることができる。図２の鎖線で示すように
可飽和インダクタの飽和特性を非対象とすると，本共振
形コンバ−タのスイッチング素子がタ−ンオン後，順方
向飽和までの時間を短縮し，出力に対するデッドタイム
を小さくし，出力電力を増加させることができる。この
ような非対象の可飽和インダクタを得るには，コアのギ
ャップに磁気バイアス用のマグネットを挿入するか，或
いはバイアス巻線を巻き，電流バイアスを加えることで
可能である。また，これまで可飽和インダクタ５は所定
の電流で磁気飽和する特性をもつものとして説明してき
たが，図７ａに示すように，ギャップを持たない角形ヒ
ステリシスのコアに巻いた巻線５Ａと線形インダクタ５
Ｂとの組み合わせでも同様の動作を可能とする可飽和イ
ンダクタを作ることができる。しかし，この場合は可飽
和インダクタは所定の電流値で飽和するのではなく，角
形コアの電圧積分値で飽和する動作となる。並列に接続
した線形インダクタの電流値で，可飽和インダクタが飽
和するように見掛上動作するが，実際は角形コアの電圧
積分値で飽和動作をする。しかし，この見掛け上の飽和
電流値を考えることで，この可飽和インダクタを使用し
た本発明の共振形フォワ−ドコンバータの定常動作は前
述した動作説明と同様に説明できる。ただし，前記線形
インダクタの電流は入出力の条件が変われば変化するの
で，前述の動作説明に対応させるには，見掛上の可飽和
インダクタの飽和電流が入出力状態により変化するもの
として考えることになる。また図７ａに示す手段では、
巻線５Ａの抵抗に主電流により生じた電圧降下が，並列
接続された線形インダクタ５Ｂにかかるため、線形イン
ダクタ５Ｂと巻線５Ａとの間に循環電流発生する。この
循環電流は出力電力を増加すると前述の巻線５Ａの直流
電圧降下が増加するため大きくなる。しかもデッドタイ
ムを増加させる方向であり，出力電力を低下させる。こ
の影響を低減するには，線形インダクタ５Ｂの巻線抵抗
を巻線５Ａの抵抗に対し十分大きくし，循環電流を小さ
く押さえることが必要である。このため線形インダクタ
５Ｂに直列に抵抗５Ｃを接続している。図７ｂはこの循
環電流の問題を解決する手段である。可飽和インダクタ
の主巻線５ａと別に補助巻線５ｄを設け，この補助巻線
５ｄに線形インダクタ５Ｂを接続することで，主巻線の
直流電圧降下による望ましくない電流バイアスをなく
し，出力電力の低下を防止するとができる。これは、主
電流による直流電圧降下は補助巻線には現れないので，
線形インダクタンスの直流電流はゼロとなるため，出力
電力を低下させるバイアス電流をなくすことができる。
また図７ｃに示す構成をとると，一つのコアに一体化す
るとができる。この例では角形コア５ｅに巻かれた可飽
和インダクタの主巻線５ａに加えて，補助巻線５ｄの１
ターンを主巻線５ａに結合するようコア５ｅの内部を通
して巻き，さらに主巻線５ａとの結合が無いよう線形イ
ンダクタ５Ｂを図示のようにコア５ｅの外面に適正回数
巻き，その両端を短絡する。この様な構成では，コアの
外面に巻いた巻線が線形インダクタンス５Ｂを形成し，
前述の可飽和インダクタの非飽和インダクタンスの特性
を実現できる。また，図７ｂ，図７ｃに示す構成の可飽
和インダクタ５は，一つの定常状態に対応した見掛け上
の特性を前述した図２の鎖線で示した特性として容易に
実現できる。なお，前記実施例ではいずれも１次側だけ
に可飽和インダクタを設けたが，２次側にも２次巻線と
整流用ダイオ−ドと直列に可飽和インダクタを接続し
て，１次側の可飽和インダクタの非飽和インダクタンス
の一部を２次側の可飽和インダクタに分担させることに
より，整流用ダイオ−ドに印加されるピ−ク電圧を低減
できる。
【発明の効果】以上述べたように本発明では，直流電源
１の正極からトランス２の１次巻線２Ａおよび可飽和イ
ンダクタ５を通して流れる電流が小電流の領域では予め
定められたインダクタンスを回路に与え，電流の増加ま
たは両端の電圧積分で磁気飽和してそのインダクタンス
が急減するよう構成された可飽和インダクタ５を共振用
キャパシタンスおよびスイッチング素子に直列に接続し
たので，共振キャパシタンスを大幅に小さくすることが
でき, ゼロ電圧スイッチングを達成するための共振電流
を大幅に低減でき、共振電流による電力損失を小さく
し，電力効率を向上させることができる。また，共振キ
ャパシタンスを大幅に小さくしても可飽和インダクタの
効果により，スイッチング素子に印加される電圧のピー
ク値の上昇を押さえることができる。したがって，従来
の非共振のフォワードコンバータと同程度の耐圧・電流
のスイッチング素子を使用できる。また，共振キャパシ
タンスを大幅に小さくできるので，変換周波数がＭＨｚ
クラスの共振形フォワードコンバータではスイッチング
素子の出力キャパシタンスだけで所望の大きさの共振キ
ャパシタンスを満足できるので，共振用コンデンサを省
略できる。また，共振キャパシタンスを大幅に小さくで
きるので，トランスのリ−ケ−ジインダクタンスや接続
配線のインダクタンスが効果的に作用し，同一変換周波
数ではスイッチング素子３のオフ時間が短縮され，オン
時間が長くなるため，負荷電流の増大による出力電圧の
低下を自己補償できる。また，共振キャパシタンスを大
幅に小さくなるのに伴い，トランスのリ−ケ−ジインダ
クタンスや接続配線のインダクタンスの作用が顕著にな
り，共振回路のリセット時間を短縮できる。
１の正極からトランス２の１次巻線２Ａおよび可飽和イ
ンダクタ５を通して流れる電流が小電流の領域では予め
定められたインダクタンスを回路に与え，電流の増加ま
たは両端の電圧積分で磁気飽和してそのインダクタンス
が急減するよう構成された可飽和インダクタ５を共振用
キャパシタンスおよびスイッチング素子に直列に接続し
たので，共振キャパシタンスを大幅に小さくすることが
でき, ゼロ電圧スイッチングを達成するための共振電流
を大幅に低減でき、共振電流による電力損失を小さく
し，電力効率を向上させることができる。また，共振キ
ャパシタンスを大幅に小さくしても可飽和インダクタの
効果により，スイッチング素子に印加される電圧のピー
ク値の上昇を押さえることができる。したがって，従来
の非共振のフォワードコンバータと同程度の耐圧・電流
のスイッチング素子を使用できる。また，共振キャパシ
タンスを大幅に小さくできるので，変換周波数がＭＨｚ
クラスの共振形フォワードコンバータではスイッチング
素子の出力キャパシタンスだけで所望の大きさの共振キ
ャパシタンスを満足できるので，共振用コンデンサを省
略できる。また，共振キャパシタンスを大幅に小さくで
きるので，トランスのリ−ケ−ジインダクタンスや接続
配線のインダクタンスが効果的に作用し，同一変換周波
数ではスイッチング素子３のオフ時間が短縮され，オン
時間が長くなるため，負荷電流の増大による出力電圧の
低下を自己補償できる。また，共振キャパシタンスを大
幅に小さくなるのに伴い，トランスのリ−ケ−ジインダ
クタンスや接続配線のインダクタンスの作用が顕著にな
り，共振回路のリセット時間を短縮できる。
【図１】本発明にかかる共振形フォワ−ドコンバータの
一実施例を示す図である。
一実施例を示す図である。
【図２】本発明に用いる可飽和インダクタの特性を示す
図である。
図である。
【図３】前記実施例を説明するための各部の波形を示す
図である。
図である。
【図４】本発明にかかる共振形フォワ−ドコンバータの
他の一実施例を示す図である。
他の一実施例を示す図である。
【図５】前記実施例の各部の波形を示す図である。
【図６】本発明に用いる可飽和インダクタに使用するコ
アの特性を示す図である
アの特性を示す図である
【図７】本発明に用いる可飽和インダクタの構成例を示
す図である
す図である
【図８】従来の共振形コンバータの一例を示す図であ
る。
る。
【図９】従来の共振形コンバータを説明するための各部
の波形を示す図である。
の波形を示す図である。
１・・・・直流電源 ２・・・・１次巻線２Ａと２次巻線２Ｂとを有するトラ
ンス ３・・・・スイッチング素子 ４・・・・共振用コンデンサ ５・・・・可飽和インダクタ ６・・・・整流用ダイオード ７・・・・フリーホイーリングダイオード ８・・・・平滑用インダクタ ９・・・・平滑用コンデンサ １０，１０’・・・直流出力端子 １１・・・・共振用コンデンサ １２・・・・制御回路
ンス ３・・・・スイッチング素子 ４・・・・共振用コンデンサ ５・・・・可飽和インダクタ ６・・・・整流用ダイオード ７・・・・フリーホイーリングダイオード ８・・・・平滑用インダクタ ９・・・・平滑用コンデンサ １０，１０’・・・直流出力端子 １１・・・・共振用コンデンサ １２・・・・制御回路
Claims (6)
- 【請求項１】 直流電源と，この直流電源に直列接続さ
れた１次巻線と該１次巻線と磁気的に結合された２次巻
線とを有する変圧器と，該変圧器の１次巻線と直列に接
続されたスイッチング素子と共振キャパシタンスと，前
記変圧器の２次巻線に直列に接続された整流用ダイオー
ドと，該整流用ダイオ−ドと前記変圧器の２次巻線とに
跨がって接続されたフリ−ホイリング・ダイオ−ドと，
出力フィルタと，前記スイッチング素子に制御信号を与
えてその導通を制御する制御回路とを備えたゼロ電圧ス
イッチングの共振形コンバータにおいて，小電流領域で
は所定のインダクタンスを有し，所定の電圧積分印加に
対しては磁気飽和を呈して小さなインダクタンスとなる
可飽和インダクタを前記変圧器の１次巻線と前記スイッ
チング素子とに直列に接続したことを特徴とする共振形
フォワードコンバ−タ。 - 【請求項２】 請求項１に記載の共振形コンバ−タにお
いて，前記共振キャパシタンスが、前記スイッチング素
子の出力キャパシタンスであることを特徴とする共振形
フォワ−ドコンバ−タ。 - 【請求項３】 請求項１に記載の共振形コンバ−タにお
いて，前記共振キャパシタンスが，前記スイッチング素
子の出力キャパシタンスとこのスイッチング素子に並列
に接続された共振用コンデンサのキャパシタンスとから
なることを特徴とする共振形フォワードコンバ−タ。 - 【請求項４】 請求項１に記載の共振形コンバ−タにお
いて，前記可飽和インダクタを角形ヒステリシスのコア
に巻かれた第１の巻線と線形インダクタを並列接続し構
成することを特徴とする共振形フォワ−ドコンバ−タ。 - 【請求項５】 請求項１に記載の共振形コンバ−タにお
いて，前記可飽和インダクタを角形ヒステリシスのコア
に巻かれた第１の巻線と該第１の巻線に磁気結合された
第２の巻線を設け, 該第２の巻線に並列に線形インダク
タを接続し構成することを特徴とする共振形フォワ−ド
コンバ−タ。 - 【請求項６】 請求項１に記載の共振形コンバ−タにお
いて，前記可飽和インダクタを角形ヒステリシスのコア
に巻かれた第１の巻線と該第１の巻線に磁気結合された
第２の巻線と, 該第２の巻線に並列接続され前記第１の
巻線と磁気結合させない第３の巻線で構成することを特
徴とする共振形フォワ−ドコンバ−タ。
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|---|---|---|---|
| JP31330891A JP3199423B2 (ja) | 1991-11-01 | 1991-11-01 | 共振形フォワードコンバ−タ |
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|---|---|---|---|
| JP31330891A JP3199423B2 (ja) | 1991-11-01 | 1991-11-01 | 共振形フォワードコンバ−タ |
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