CN112448586B - Llc谐振电源转换器以及用于控制其的方法和控制器 - Google Patents

Llc谐振电源转换器以及用于控制其的方法和控制器 Download PDF

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Abstract

本发明题为“LLC谐振电源转换器以及用于控制其的方法和控制器”。本发明公开了LLC谐振电源转换器以及用于控制其的方法和控制器。至少一个示例性实施方案是一种操作LLC转换器的方法，该方法包括：测量指示通过LLC转换器的变压器的初级绕组的电流的值，该测量在耦接到初级绕组的电控开关的第一开关周期的第一导通时间期间进行，并且该测量产生电流波形；计算电流波形的斜率；以及基于斜率控制切换电控开关的频率。

Description

LLC谐振电源转换器以及用于控制其的方法和控制器
技术领域
本申请涉及电源转换器的技术领域，并且具体地讲涉及电感器-电感器-电容器谐振电源转换器。
背景技术
谐振电源转换器利用电源转换器的初级侧上的谐振电路来产生施加到变压器的初级绕组的交流电(AC)信号。谐振电源转换器的初级侧上的电控开关用于产生AC信号并由初级侧控制器控制。施加到初级绕组的AC信号在变压器两端传递以在变压器的次级绕组上产生AC信号。然后，对次级绕组上的AC信号进行整流以向负载供应直流电(DC)电压。
当以一谐振或接近其来操作时，谐振电源转换器具有其最佳效率。然而，由于因素诸如设备的制造公差、设备的使用年限和设备的温度，谐振电源转换器的实际谐振频率可随时间推移而变化。
发明内容
一个示例性实施方案是一种操作电感器-电感器-电容器(LLC)转换器的方法，所述方法包括：测量指示通过LLC转换器的变压器的初级绕组的电流的值，所述测量在耦接到所述初级绕组的电控开关的第一开关周期的第一导通时间期间进行，并且所述测量产生电流波形；计算所述电流波形的斜率；以及基于所述斜率控制切换所述电控开关的频率。
在示例性方法中，控制频率还可包括基于电流波形的斜率设定电控开关在后续开关周期中的后续导通时间。设定电控开关在后续开关周期中的后续导通时间还可包括如果电流波形的斜率指示第一导通时间是谐振半周期或短于谐振半周期，则相对于第一导通时间增大后续导通时间。设定电控开关在后续开关周期中的后续导通时间还可包括如果电流波形的斜率指示第一导通时间长于谐振半周期，则相对于第一导通时间减小后续导通时间。控制频率还可包括基于电流波形的斜率控制电控开关在紧接后续开关周期中的后续导通时间。
在示例性方法中，控制频率还可包括：在电控开关的第一导通时间期间计算电流波形的斜率；以及基于电流波形的斜率结束第一导通时间。结束第一导通时间还可包括当斜率指示第一导通时间超过谐振半周期时结束第一导通时间。
另一个示例性实施方案是一种用于LLC转换器的控制器，该控制器包括：高栅极端子、低栅极端子和电流感测端子；和频率控制器，该频率控制器耦接到高栅极端子、低栅极端子和电流感测端子。所述频率控制器可被配置为：在第一开关周期期间使所述高栅极端子生效持续第一生效时间；测量指示经由所述电流感测端子的电流的值，所述测量在所述第一生效时间期间进行，并且所述测量产生电流波形；计算所述电流波形的斜率；以及基于所述斜率控制使所述高栅极端子生效的频率。
在示例性控制器中，当频率控制器控制使高栅极端子生效的频率时，频率控制器可被进一步配置为基于第一开关周期中的电流波形的斜率来设定高栅极端子在后续开关周期中的生效时间。当频率控制器设定高栅极端子在后续开关周期中的生效时间时，频率控制器可被进一步配置为如果第一开关周期中的电流波形的斜率指示第一生效时间是谐振半周期或短于谐振半周期，则增大高栅极端子在后续开关周期中的生效时间。当频率控制器设定高栅极端子在后续开关周期中的生效时间时，频率控制器可被进一步配置为如果第一开关周期中的电流波形的斜率指示第一生效时间长于谐振半周期，则减小高栅极端子在后续开关周期中的生效时间。当频率控制器控制频率时，频率控制器可被进一步配置为基于电流波形的斜率来设定高栅极端子在紧接后续开关周期中的生效时间。
在示例性控制器中，当频率控制器控制频率时，频率控制器可被进一步配置为：在第一生效时间期间计算电流波形的斜率；以及基于电流波形的斜率结束第一生效时间。当频率控制器结束第一生效时间时，频率控制器可被进一步配置为在斜率指示第一生效时间超过谐振半周期时结束第一生效时间。
另一个示例性实施方案是LLC转换器，该LLC转换器包括：初级侧；次级侧。所述初级侧可包括：高端电控开关，所述高端电控开关被配置为基于控制输入将输入电压耦接到开关节点；低端电控开关，所述低端电控开关被配置为基于控制输入将所述开关节点耦接到地；变压器的初级绕组，所述初级绕组具有耦接到所述开关节点的第一引线；电容器，所述电容器耦接在所述变压器的第二引线和地之间；和LLC控制器，所述LLC控制器耦接到所述高端电控开关的所述控制输入、所述低端电控开关的所述控制输入和所述初级绕组的所述第二引线。次级侧可以包括：变压器的次级绕组；和次级整流器，该次级整流器耦接在LLC转换器的变压器与输出电压之间。所述LLC控制器可被配置为：测量指示通过所述初级绕组的电流的值，所述测量在所述高端电控开关在第一开关周期的第一导通时间期间进行，并且所述测量产生电流波形；计算所述电流波形的斜率；以及基于所述斜率控制切换所述高端电控开关的频率。
在示例性LLC转换器中，当LLC控制器控制频率时，LLC控制器可被进一步配置为基于电流波形的斜率设定高端电控开关在后续开关周期中的后续导通时间。当LLC控制器设定高端电控开关在后续开关周期中的后续导通时间时，LLC控制器可被进一步配置为如果电流波形的斜率指示第一导通时间是谐振半周期或短于谐振半周期，则相对于第一导通时间增大后续导通时间。当LLC控制器设定高端电控开关在后续开关周期中的后续导通时间时，LLC控制器可被进一步配置为如果电流波形的斜率指示第一导通时间长于谐振半周期，则相对于第一导通时间减小后续导通时间。当LLC控制器控制频率时，LLC控制器可被进一步配置为基于电流波形的斜率控制高端电控开关在紧接后续开关周期中的后续导通时间。
在示例性LLC转换器中，当LLC控制器控制频率时，LLC控制器可被进一步配置为：在高端电控开关的第一导通时间期间计算电流波形的斜率；以及当斜率指示第一导通时间超过谐振半周期时结束第一导通时间。
附图说明
为了详细描述示例性实施方案，现在将参照附图，在附图中：
图1示出了根据至少一些实施方案的LLC转换器；
图2示出了根据至少一些实施方案的以一谐振来操作的LLC转换器的一组示例性波形；
图3示出了根据至少一些实施方案的以低于谐振来操作的LLC转换器的一组示例性波形；
图4示出了根据至少一些实施方案的以高于谐振来操作的LLC转换器的一组示例性波形；
图5示出了根据至少一些实施方案的方法的流程图；
图6示出了根据至少一些实施方案的方法的流程图；
图7示出了根据至少一些实施方案的用于LLC转换器的控制器的框图；并且
图8示出了根据至少一些实施方案的方法。
定义
各种术语用来指特定***部件。不同公司可用不同名称来指一种部件–本文献并非意于在名称不同而功能相同的部件之间作出区分。在下面的讨论中以及在权利要求书中，术语“包括”和“包含”以开放形式使用，并且因此，这些术语应被解释成意指“包括但不限于……”。另外，术语“耦合”或“耦接”旨在意指间接连接或直接连接。因此，如果第一器件耦接至第二器件，则该连接可通过直接连接或通过经由其他器件和连接的间接连接进行。
就电气设备(无论是独立式还是作为集成电路的一部分)而言，术语“输入”和“输出”是指到电气设备的电连接，并且不应被视为需要操作的动词。例如，差分放大器(诸如运算放大器)可具有第一差分输入和第二差分输入，并且这些“输入”限定到运算放大器的电连接，并且不应被理解为需要运算放大器的信号输入。
“控制器”应指(单独或组合)被配置为读取输入并响应输入驱动输出的单个电路部件、专用集成电路(ASIC)、具有控制软件的微控制器、数字信号处理器(DSP)、具有控制软件的处理器、或现场可编程门阵列(FPGA)。
具体实施方式
以下讨论涉及本发明的各种实施方案。虽然这些实施方案中的一个或多个实施方案可能是优选的，但所公开的实施方案不应解释为或以其他方式用来限制包括权利要求书在内的本公开的范围。另外，本领域技术人员应当理解，以下描述具有广泛应用，并且对任何实施方案的讨论仅意指该实施方案的示例，而并非旨在表示包括权利要求书在内的本公开的范围限于该实施方案。
示例性实施方案涉及控制电感器-电感器-电容器(LLC)谐振电源转换器的切换频率。更具体地讲，示例性实施方案涉及基于变压器的初级绕组的电流波形的斜率来控制LLC谐振电源转换器的切换频率。在一些情况下，频率控制包括基于与第一开关周期中的第一导通时间相关联的斜率计算，设定高端电控开关在后续开关周期中的导通时间或导电时间。例如，如果斜率指示频率低于谐振频率，则针对后续开关周期略微增大频率。并且如果斜率指示频率与谐振频率匹配，然后为了确保LLC谐振转换器以一谐振或略微低于谐振来操作，则针对后续开关周期略微减小频率。在这些示例性实施方案中，在稳态操作中，操作频率在以一谐振来操作和以略微低于谐振来操作之间来回切换。在其他情况下，当斜率指示切换频率略微低于谐振时，以每个导通时间结束高端电控开关的导通时间或导电时间。说明书现在向读者描述了示例性谐振电源转换器。
图1示出了根据至少一些实施方案的LLC谐振电源转换器。特别地，图1的LLC谐振电源转换器100(下面称为“LLC转换器100”)包括通过变压器106耦接的初级侧102和次级侧104。在图1中从左到右工作，LLC转换器100包括呈高端场效应晶体管(FET)108的示例性形式的高端电控开关。高端FET 108具有耦接到输入直流电(DC)电压(下面称为输入电压VDC)的漏极112、以及耦接到开关节点116的源极114。高端FET 108的栅极118经由高栅极端子122耦接到LLC控制器120。当LLC控制器120通过栅极118的生效发出命令时，高端FET 108将开关节点116(以及因此变压器106)耦接到输入电压VDC。图1还包括呈低端FET 110的示例性形式的低端电控开关。低端FET 110具有耦接到开关节点116的漏极124、以及耦接到初级侧102上的地的源极126。低端FET 110的栅极128经由低栅极端子130耦接到LLC控制器120。当LLC控制器120通过栅极128的生效发出命令时，低端FET 110将开关节点116耦接到初级侧上的地。在操作中，LLC控制器120另选地将开关节点116耦接到输入电压VDC并然后分别经由高端FET 108和低端FET 110耦接到地，从而在开关节点116处产生交流电(AC)信号(并且因此将AC信号施加到变压器106)。为了不将输入电压VDC短接到地，LLC控制器120被设计和构造成使得高端FET 108和低端FET110不被同时地命令导通(即，在各个栅极的生效之间存在死区或死区时间)。
开关节点116耦接到变压器106的初级绕组132。图1中的初级绕组132被示出为分离的电感，其中初级绕组132的漏电感由漏电感134表示，而初级绕组132的初级电感由初级电感136(与金属芯138相关联的初级电感)表示。与初级绕组132串联的是电容器140。也就是说，电容器140耦接在初级绕组132的第二端子或连接与初级侧102上的地之间。漏电感134、初级电感136和电容器140因此在初级侧102上产生储能电路或LLC谐振电路。根据LLC转换器100的具体设计，附加电感器可包括在电路中(例如，在开关节点116与漏电感134之间)。被驱动到开关节点116的AC信号具有可处于储能电路的谐振频率处或接近其的频率。
仍然参考图1，变压器106还包括耦接到全波整流器144的次级绕组142。在图1所示的示例性次级侧104具有中心抽头146，该中心抽头耦接到次级侧104上的公共端。次级绕组142的其他端子耦接到示例性地示出为两个二极管的示例性全波整流器144。在其他情况下，中心抽头146可以是电浮置的，并且剩余的两个端子耦接到具有四个二极管的另一个示例性桥式整流器。在另外的情况下，次级侧上的整流可通过电控开关(诸如同步整流器(SR)FET)进行，并且在示例性情况下，LLC控制器120可诸如通过一个或多个整流器端子156来控制SR FET。示例性全波整流器144耦接到平滑电容器148，该平滑电容器对由全波整流器144产生的整流信号进行滤波以产生输出电压VOUT。在示例性***中，负载被示例性地示出为耦接在输出电压VOUT两端的电阻器RL(下面称为“负载RL”)。
在示例性***中，LLC控制器120可以感测输出电压VOUT作为整体控制策略的一部分。特别地，示例性***具有分压器，该分压器示例性地包括串联耦接的电阻器150和电阻器152。电阻器150耦接到输出电压VOUT，并且电阻器152耦接到地或在次级侧104上的公共端。电阻器150和152在它们之间限定感测节点154，并且感测节点154耦接到LLC控制器120的反馈端子158。因此，分压器产生提供给反馈端子158的输出电压VOUT的缩放表示。
在操作中，高端FET 108和低端FET 110交替地将开关节点116耦接到输入电压VDC和地，从而产生施加到初级绕组132的AC信号。施加到初级绕组132的AC信号在变压器106两端传递，以在次级绕组142上产生AC信号(其中初级绕组上的AC信号与次级绕组上的AC信号之间的电压关系基于变压器的匝数比)。然后，在次级绕组142上产生的AC信号由示例性桥式整流器144整流并平滑以产生施加到负载RL的输出电压VOUT。
LLC控制器120控制开关节点116处的AC信号的频率(即，控制到高端FET 108和低端FET 110的栅极信号的生效的频率)。根据示例性实施方案，基于若干信号而管理或控制施加到高端FET 108和低端FET 110的栅极信号的频率，以及因此开关节点116处的AC信号的基频。一个示例性信号可以是表示在反馈端子158处感测到的输出电压的信号。LLC控制器120使用的另一个示例性信号可以是表示开关节点116处的在开关节点端子160处感测到的AC信号的信号。又一个示例性信号是表示在电流感测端子162处感测到的初级绕组132中的电流的信号。
特别地，示例性***中的电流感测端子162耦接到初级电流感测电路，该初级电流感测电路例示性地示出为电容器164和电阻器166。电容器164和电阻器166串联耦接，并且在示例性***中，电容器164和电阻器166并联耦接到电容器140。在示例性***中，电流感测端子162耦接在电容器164和电阻器166之间限定的节点170处。因此，经由电流感测端子162，示例性LLC控制器120可以测量指示通过变压器106的初级绕组132的电流的值。说明书现在转向一组示例性波形来解释***的操作。
图2示出了根据至少一些实施方案的以一谐振来操作的LLC转换器的一组示例性波形。特别地，图2包括曲线200，该曲线示出了随时间变化的初级电流(实线)以及磁化电流(虚线)。图2还包括曲线202和曲线204，该曲线202示出了驱动到高栅极端子122(图1)的高栅极信号，该曲线204示出了驱动到低栅极端子130(图1)的低栅极信号。以初级电流在对应时间上绘制栅极端子的信号。此外，出于讨论的目的，假设栅极端子上的信号生效为高，但这不应被理解为限制。
当LLC转换器以一谐振来操作时，初级电流波形或初级电流信号是正弦的，如曲线200所示，其在两个方向上具有通过初级绕组的电流。为了产生电流，高栅极端子和低栅极端子交替地生效。特别地，高栅极信号的生效使高端FET 108(图1)导通，该高端FET将输入电压VDC耦接到开关节点116(图1)。低栅极信号的生效使低端FET 110(图1)导通，该低端FET将开关节点116耦接到初级侧102(图1)上的地。
图2还示出了感兴趣的示例性时间段。特别地，在高栅极信号或低栅极信号的任何两个一致性特征之间限定开关周期。出于讨论的目的，图2中的开关周期PR被示出为曲线202中高栅极信号的连续上升沿之间的时间。切换频率是开关周期的倒数。在示例性开关周期PR内，首先使高栅极信号生效，然后使低栅极信号生效。特别地，在示例性开关周期PR内，高栅极信号具有生效时间或导通时间206，并且低栅极信号具有生效时间或导通时间208。为了确保高端FET 108和低端FET 110两者不同时地导通(从而将输入电压VDC短接到初级侧上的地)，在高栅极信号的下降沿和低栅极信号的上升沿之间存在第一死区时间210。此外，出于相同的原因，在低栅极信号的下降沿和高栅极信号的上升沿(下一个开关周期开始时的上升沿)之间存在第二死区时间212。因此，在每个示例性开关周期PR内，存在与高栅极信号相关联的导通时间206、第一死区时间210、与低栅极信号相关联的导通时间208、和第二死区时间212。考虑到死区时间210和212与导通时间206和208相比是相对短的时间段，高栅极信号的导通时间206应被视为半周期，并且类似地，低栅极信号的导通时间208应被视为半周期。由于图2的示例性波形被示出为处于LLC转换器的储能电路的谐振处，因此导通时间206为谐振半周期，并且类似地导通时间208为谐振半周期。
随着开关周期增大，导通时间206和导通时间208成比例地增大。相反地，随着开关周期减小，导通时间206和导通时间208成比例地减小。就切换频率而言，随着切换频率减小，导通时间206和导通时间208增大。并且随着切换频率增大，导通时间206和导通时间208减小。就导通时间而言，高栅极信号的导通时间206的增大导致低栅极信号的导通时间208的增大，反之亦然。高栅极信号的导通时间206的减小导致低栅极信号的导通时间208的减小，反之亦然。
再次考虑示出初级电流的曲线200。当如图所示以一谐振来操作时，初级电流是正弦的。曲线200中的初级电流信号的斜率随时间推移稳定地变化。换句话说，曲线200中的初级电流信号的一阶导数随时间推移稳定地变化。示例性实施方案涉及基于初级电流信号的斜率来控制切换频率。为了更全面地描述基于初级电流信号的斜率来控制切换频率，当LLC转换器以谐振之外的谐振来操作时，说明书现在转向示例性波形。
图3示出了根据至少一些实施方案的以低于谐振来操作的LLC转换器的一组示例性波形。特别地，图3包括曲线300，该曲线示出了在以低于谐振来操作的情况下(即，在低于谐振频率的切换频率处)随时间变化的初级电流(实线)以及磁化电流(虚线)。图3还包括示出高栅极信号的曲线302和示出低栅极信号的曲线304。如前所述，以初级电流在对应时间上绘制栅极端子的信号，并且出于讨论的目的，假设栅极端子上的信号生效为高。
当LLC转换器以低于谐振来操作时，初级电流信号不再是正弦的。相反，初级电流信号具有各种“平坦”点，诸如高栅极信号的导通时间308期间的区域306、和低栅极信号的导通时间312期间的区域310。如图所示的“平坦”点实际上是波形的具有由较低并联谐振频率限定的频率的一部分，并且因此在一些情况下，与初级信号相比看起来“平坦”。如果开关周期PL长于谐振周期，则当初级电流为正时，随着将输入电压VDC继续施加到开关节点116(图1)抵抗储能电路的电流下降，初级电流形状改变，从而引起区域306。类似地，当初级电流为负时，随着将初级侧上的地持续耦接到开关节点116抵抗储能电路的电流上升，初级电流趋于变平，从而引起区域310。
再次考虑示出初级电流的曲线300。当如图所示以低于谐振来操作时，曲线300中的初级电流信号的斜率不随时间推移稳定地变化。例如，在转变到与区域306相关联的时间段中，斜率具有突然改变。又如，在转变到与区域310相关联的时间段中，斜率具有突然改变。如将在下文更详细地讨论，示例性实施方案测量或感测区域306和/或310的存在，作为LLC转换器以低于谐振来操作的指示。现在，说明书转向相反的情况，以高于谐振来操作。
图4示出了根据至少一些实施方案的示出以高于谐振来操作的LLC转换器的一组示例性波形。特别地，图4包括曲线400，该曲线示出了在以高于谐振来操作的情况下(即，在高于谐振频率的切换频率处)随时间变化的初级电流(实线)以及磁化电流(虚线)。图4还包括示出高栅极信号的曲线402和示出低栅极信号的曲线404。如前所述，以初级电流在对应时间上绘制栅极端子的信号，并且出于讨论的目的，假设栅极端子上的信号生效为高。
当LLC转换器以高于谐振来操作时，初级电流信号再次不再是正弦的。相反，初级电流信号具有初级电流信号的斜率突然改变的各种区域，诸如高栅极信号的导通时间408之后的区域406、和低栅极信号的导通时间412之后的区域410。即，如果开关周期PS短于谐振周期，则当初级电流为正时，随着输入电压VDC与开关节点116(图1)断开连接，初级电流趋于突然减小，从而引起区域406。类似地，当初级电流为负时，随着低栅极信号404被禁用，初级电流趋于突然增大，从而引起区域410。
再次考虑示出初级电流的曲线400。当如图所示以高于谐振来操作时，曲线300中的初级电流信号的斜率不随时间推移稳定地变化。例如，在转变到与区域406相关联的时间段中，斜率具有到更负斜率的突然改变。又如，在转变到与区域410相关联的时间段中，斜率具有从正斜率到更正斜率的突然改变。
各种示例性实施方案可使用LLC转换器是以低于谐振(即，切换频率为低的)来操作还是以一谐振来操作的这些指示中的一些或全部。更具体地讲，示例性实施方案基于初级电流信号的斜率来控制切换频率。呈现了两个示例性实施方案，以基于斜率控制每个开关周期中的导通时间的实施方案开始，使得切换频率在每个开关周期中刚好低于谐振。
图5示出了根据至少一些实施方案的方法的流程图。特别地，图5示出了示例性方法，其中LLC转换器100(图1)由LLC控制器120(图1)以刚好低于谐振(即，切换频率刚好低于谐振)来操作。特别地，图5示出了方法，其中基于初级电流信号的斜率来控制每个开关周期中的导通时间。
同时地参考图1和图5。出于解释的目的，首先考虑图5的方法相对于在每个导通时间(例如，每个开关周期一次)中的高端FET 108操作。示例性方法开始(框500)，并且前进至设定导通时间最大值(框502)。导通时间最大值表示示例性***在任何开关周期中将保持高端FET 108导通的最长导通时间。然后，示例性方法前进至驱动器接通(图5中的“DRV接通”)(框504)。示例性方法中的驱动器接通使高栅极端子122生效，并且因此使高端FET 108导通。现在跳过驱动器导通时间计数器计数(框506)，示例性方法前进至检查初级电流斜率变化(框508)。更具体地讲，在示例性***中检查初级电流斜率变化(框508)包括测量指示通过变压器106的初级绕组132的电流的值，该测量诸如通过LLC控制器120经由电流感测端子162读取节点170处的电压的值进行。由于高端FET108在示例性方法的该部分期间是导通的，因此测量在高端FET 108的导通时间期间进行。更具体地讲，控制频率可包括在高端FET108的导通时间期间计算初级电流信号的斜率，并且基于初级电流信号的斜率结束导通时间(再次框508)。结束初级电流信号的斜率变化可以是例如指示区域306(图3)的斜率变化，诸如斜率具有突然改变。因此，在这些示例性实施方案中，当斜率指示导通时间超过LLC转换器100的储能电路的谐振半周期时，结束导通时间。当检测到指示导通时间应结束的斜率变化时，示例性方法转变到驱动器关断(框510)。
图5的示例性方法还示出了两个安全特征。第一安全特征包括框502中设定的导通时间最大值。也就是说，并非在等待指示导通时间应结束的斜率变化的框508内而循环，示例性方法通过确定高端FET 108的导通时间是否已超过导通时间最大值(框512)而循环。如果不是，则示例再次经由驱动器导通时间计数器计数(框506)来计数，并且再次进入关于斜率的确定(框508)。然而，如果高端FET 108的导通时间已超过导通时间最大值(再次框512，“是”路径)，则示例性方法转变到驱动器关断(框510)。在示例性***中，导通时间最大值是安全机制，以确保在***中感测电流的某处发生故障的情况下，LLC转换器仍然将保持操作，尽管处于频率低于储能电路的谐振频率处。第二安全特征由“故障/保护”框(框514)示出。故障/保护(框514)在发生故障(诸如过电压或过电流事件)的情况下关断电路。
相对于图5的讨论假设驱动器接通(框504)是相对于高端FET 108的，并且因此电流的测量在高端FET 108的导通时间期间进行。然而，如果接通事件是相对于低端FET 110的，则该方法同样有效，并且在这种情况下，该方法寻找与图3的与低端FET 110相关联的区域310(而不是与高端FET 108相关联的区域306)相关联的斜率变化。在一些情况下，图5的示例性方法针对高端FET 108和低端FET 110两者操作，并且因此可在每个开关周期中对频率进行两次调整。说明书现在转向第二示例性实施方案。
图6示出了根据至少一些实施方案的方法的流程图。特别地，图6示出了示例性方法，其中LLC转换器100(图1)由LLC控制器120(图1)通过以储能电路的谐振来操作和刚好低于储能电路的谐振来操作之间切换或交替来操作。特别地，图6示出了方法，其中基于先前开关周期中的初级电流信号的斜率来控制每个开关周期中的导通时间。
同时地参考图1和图6。出于解释的目的，首先考虑图6的方法相对于高端FET 108在各种开关周期中的导通时间操作。示例性方法开始(框600)，并且前进至设定初始驱动器导通时间(框602)。根据示例性实施方案，初始驱动器导通时间被设定为短于储能电路的预期谐振半周期。换句话讲，初始切换频率被设定为高于储能电路的预期谐振频率。现在跳过驱动器导通时间增大(框604)，示例性方法前进至驱动器接通(框606)，其中使高端FET 108导通。然后，示例性方法在其中驱动器导通时间计数器正在计数(框608)的决策框处循环。当导通时间达到驱动器导通时间(再次框608，第一次通过达到初始驱动器导通时间进行)时，然后示例性方法前进至驱动器关断(框610)，其中使高端FET 108非导通(并且在死区时间之后，使低端FET 110导通)。在示例性方法正在决策框608内循环的同时，LLC控制器120测量指示通过变压器106的初级绕组132的电流的值。换句话讲，在高端FET 108的导通时间期间，LLC控制器120正在测量指示通过初级绕组132的电流的值，并且因此产生电流波形或初级电流信号。
然后，示例性方法前进至确定在导通时间期间是否发生初级电流斜率变化(框612)。更具体地讲，框612的确定可包括计算初级电流信号的与导通时间相关联的斜率，以及确定是否发生指示导通时间长于谐振半周期的斜率变化。换句话讲，框612的确定可为开关周期中的切换频率是否低于LLC转换器100的储能电路的谐振频率。考虑到初始驱动器导通时间被设定为短于储能电路的预期谐振半周期(框602)，在通过图6的示例性方法的前几个环中，将不会发现指示导通时间长于谐振半周期的斜率变化，并且在通过示例性方法的那些前几个环中，确定(在框612处)采用“否”路径。现在跳过确定框614，示例性方法后退到驱动器导通时间增大(框604)。换句话讲，通过图6的示例性方法的前几个环的切换频率在每个环中减小。在示例性实施方案中，通过驱动器导通时间(框604)的每次迭代实现的减小可为100纳秒(ns)或更小，在一些情况下为50ns，并且在特定情况下为10ns(例如，约0.1赫兹的切换频率变化)。
在图6的示例性方法中的某个时刻处，驱动器导通时间增大(框604)将导致高端FET 108的导通时间匹配储能电路的谐振半周期，然后驱动器导通时间增大(框604)将导致高端FET 108的导通时间略微长于储能电路的谐振半周期。就切换频率而言，在图6的示例性方法中的某个时刻处，切换频率将降低到储能电路的谐振频率，然后切换频率将降低到刚好低于储能电路的谐振频率。在图6的示例性方法中的某个时刻处，将对在先前导通时间期间发生指示导通时间长于储能电路的谐振半周期的斜率变化进行确定(框612)，并且因此(框612的)确定的退出采取“是”路径。在根据图6控制高端FET 108的情况下，斜率变化可以是指示区域306(图3)的斜率变化。无论用于感测区域306的存在的精确斜率检测如何，然后示例性方法前进至驱动器导通时间减小(框616)。在示例性实施方案中，通过驱动器导通时间(框616)的每次迭代实现的增大可为100纳秒(ns)或更小，在一些情况下为50ns，并且在特定情况下为10ns(例如，约0.1赫兹的切换频率变化)。然后，示例性方法后退到驱动器接通(框606)。因此，高端FET 108在后续(此处紧接后续)开关周期中的导通时间基于初级电流信号的斜率(在先前开关周期中)。假设储能电路的谐振频率稳定，因此图6的示例性方法以储能电路的谐振来操作和刚好低于储能电路的谐振来操作之间切换或交替。
图6的示例性方法还示出了两个安全特征。第一安全特征包括确定开关周期中的导通时间是否超过导通时间最大值(框614)。在示例性***中，导通时间最大值是安全机制，以确保在***中感测电流的某处发生故障的情况下，LLC转换器仍然将保持为操作的。因此，如果高端FET 108的导通时间超过导通时间最大值(框614)，则示例性方法转变到驱动器接通(框606)并继续操作，尽管处于频率低于储能电路的谐振频率处。第二安全特征由“故障/保护”框(框618)示出。故障/保护(框618)减小驱动器导通时间(框616)，并且因此增大频率，而与关于斜率的确定(在框612处)无关。如果我们考虑当以刚好低于LLC转换器的谐振频率来操作或以LLC转换器的谐振频率来操作时发生最佳功率传输，则增大频率因此在输出上发生过载或短路的情况下减小输送到LLC转换器的输出的功率量。
相对于图6的讨论假设驱动器接通(框606)是相对于高端FET 108的，并且因此电流的测量在高端FET 108的导通时间期间进行。然而，如果接通事件是相对于低端FET 110的，则该方法同样有效，并且因此该方法寻找与图3的与低端FET 110相关联的区域310(而不是与高端FET 108相关联的区域306)相关联的斜率变化。说明书现在转向示例性LLC控制器120。
图7示出了根据至少一些实施方案的LLC控制器的框图。特别地，图7示出了用于谐振电源转换器的LLC控制器120的框图，其中LLC控制器120可以是单片构造的集成电路。示例性LLC控制器120包括高栅极端子122、低栅极端子130、开关节点端子160、电流感测端子162、整流器端子156和反馈端子158，它们都在相同的相对位置处，如图1所示；然而，端子的物理放置是任意的，并且因此示例性端子的位置不是限制性的。此外，省略将存在的附加端子(例如，电源端子、接地端子)，以免使图过度复杂。
示例性LLC控制器120包括FET驱动器700。FET驱动器700被设计和构造成用适当的信号驱动高端FET和低端FET的栅极。因此，FET驱动器700包括耦接到高栅极端子122的高端输出702、以及耦接到低栅极端子130的低端输出704。FET驱动器700响应于从频率控制器706提供的信号驱动各个栅极端子。在示例性***中，因此FET驱动器700包括高端输入708和低端输入710，它们各自都耦接到频率控制器706。在大多数的操作情况下，到FET的栅极的栅极信号的生效是互斥的，并且因此来自频率控制器706的单个信号可能足以从频率控制器706提供所需信息，但是所提供的两个输入也使频率控制器706能够提供附加命令和信息，诸如停止操作的命令(例如，当高端输入和低端输入都解除生效时)。
频率控制器706限定分别耦接到FET驱动器700的高端输入708和低端输入710的高端输出712和低端输出714。频率控制器706还限定耦接到开关节点端子160的感测输入716。示例性频率控制器706可经由开关节点端子160和感测输入716来感测开关节点116(图1)处的AC信号。频率控制器706还限定耦接到电流感测端子162的电流感测输入718。经由电流感测端子162和电流感测输入718，示例性频率控制器706可按照上面讨论的各种实施方案中的任一个来感测初级电流并实现高端FET和低端FET的切换频率的控制。即，频率控制器706可经由频率控制器内的数字电路和模拟电路的任何组合来实现示例性实施方案，包括混合电路和/或其中一些或所有功能由处理器或微控制器执行的软件或固件实现的电路。
示例性LLC控制器120还包括次级控制器720。次级控制器720示例性地耦接到整流器端子156和反馈端子158。在LLC控制器120主动控制次级侧上的整流的情况下，次级控制器720可提供信号以经由整流器端子156驱动一个或多个SR FET。此外，在示例性实施方案中，次级控制器720经由反馈端子158感测输出电压，并且向频率控制器706提供反馈信号。特别地，在示例性情况下，次级控制器720可与频率控制器706电流隔离。次级控制器720可通过任何合适的隔离方法(诸如通过电容耦合)发送反馈信号(由线722示出)。
图8示出了根据至少一些实施方案的方法。特别地，该方法开始(框800)并且包括：测量指示通过LLC转换器的变压器的初级绕组的电流的值，该测量在耦接到初级绕组的电控开关的第一开关周期的第一导通时间期间进行，并且该测量产生电流波形(框802)；计算电流波形的斜率(框804)；以及基于斜率控制切换电控开关的频率(框806)。然后，该方法结束(框808)，可能立即针对下一个导通时间或在下一个开关周期中重新开始。
附图中的许多电连接被示为没有中间器件的直接耦合，但在上面的描述中并未如此明确说明。然而，对于在附图中示出的没有中间设备的电连接，该段落应充当权利要求的先行基础，以用于引用任何电连接作为“直接耦接”。
上述讨论意在说明本发明的原理和各种实施方案。一旦完全理解了上述公开的内容，对于本领域技术人员来说许多变型形式和修改形式就将变得显而易见。以下权利要求书被解释为旨在包含所有此类变型形式和修改形式。

Claims (12)

1.一种操作电感器-电感器-电容器LLC转换器的方法，所述方法包括：
测量指示通过LLC转换器的变压器的初级绕组的电流的值，所述测量在耦接到所述初级绕组的电控开关的第一开关周期的第一导通时间期间进行，并且所述测量产生电流波形；
计算所述电流波形的斜率；以及
基于所述斜率控制切换所述电控开关的频率。
2.根据权利要求1所述的方法，其中控制频率还包括基于所述电流波形的所述斜率设定所述电控开关在后续开关周期中的后续导通时间。
3.根据权利要求2所述的方法，其中设定所述电控开关在所述后续开关周期中的所述后续导通时间还包括选自包括以下项的组中的至少一者：如果所述电流波形的所述斜率指示所述第一导通时间是谐振半周期或短于所述谐振半周期，则相对于所述第一导通时间增大所述后续导通时间；以及如果所述电流波形的所述斜率指示所述第一导通时间长于谐振半周期，则相对于所述第一导通时间减小所述后续导通时间。
4.根据权利要求1所述的方法，其中控制频率还包括：
在所述电控开关的所述第一导通时间期间计算所述电流波形的所述斜率；以及
基于所述电流波形的所述斜率结束所述第一导通时间。
5.一种用于电感器-电感器-电容器LLC转换器的控制器，所述控制器包括：
高栅极端子、低栅极端子和电流感测端子；
频率控制器，所述频率控制器耦接到所述高栅极端子、所述低栅极端子和所述电流感测端子，所述频率控制器被配置为：
在第一开关周期期间使所述高栅极端子生效持续第一生效时间；
测量指示经由所述电流感测端子的电流的值，所述测量在所述第一生效时间期间进行，并且所述测量产生电流波形；
计算所述电流波形的斜率；以及
基于所述斜率控制使所述高栅极端子生效的频率。
6.根据权利要求5所述的控制器，其中当所述频率控制器控制使所述高栅极端子生效的频率时，所述频率控制器被进一步配置为基于所述第一开关周期中的所述电流波形的所述斜率来设定所述高栅极端子在后续开关周期中的生效时间。
7.根据权利要求6所述的控制器，其中当所述频率控制器设定所述高栅极端子在所述后续开关周期中的所述生效时间时，所述频率控制器被进一步配置为选自包括以下项的组中的至少一者：如果所述第一开关周期中的所述电流波形的所述斜率指示所述第一生效时间是谐振半周期或短于所述谐振半周期，则增大所述高栅极端子在所述后续开关周期中的所述生效时间；以及如果所述第一开关周期中的所述电流波形的所述斜率指示所述第一生效时间长于谐振半周期，则减小所述高栅极端子在所述后续开关周期中的所述生效时间。
8.根据权利要求5所述的控制器，其中当所述频率控制器控制频率时，所述频率控制器被进一步配置为：
在所述第一生效时间期间计算所述电流波形的所述斜率；以及
基于所述电流波形的所述斜率结束所述第一生效时间。
9.一种电感器-电感器-电容器LLC转换器，包括：
初级侧，所述初级侧包括：
高端电控开关，所述高端电控开关被配置为基于控制输入将输入电压耦接到开关节点；
低端电控开关，所述低端电控开关被配置为基于控制输入将所述开关节点耦接到地；
变压器的初级绕组，所述初级绕组具有耦接到所述开关节点的第一引线；
电容器，所述电容器耦接在所述变压器的第二引线和地之间；
LLC控制器，所述LLC控制器耦接到所述高端电控开关的所述控制输入、所述低端电控开关的所述控制输入和所述初级绕组的所述第二引线；
次级侧，所述次级侧包括：
所述变压器的次级绕组；
次级整流器，所述次级整流器耦接在所述LLC转换器的所述变压器与输出电压之间；
所述LLC控制器被配置为：
测量指示通过所述初级绕组的电流的值，所述测量在所述高端电控开关在第一开关周期的第一导通时间期间进行，并且所述测量产生电流波形；
计算所述电流波形的斜率；以及
基于所述斜率控制切换所述高端电控开关的频率。
10.根据权利要求9所述的LLC转换器，其中当所述LLC控制器控制频率时，所述LLC控制器被进一步配置为基于所述电流波形的所述斜率设定所述高端电控开关在后续开关周期中的后续导通时间。
11.根据权利要求10所述的LLC转换器，其中当所述LLC控制器设定所述高端电控开关在所述后续开关周期中的所述后续导通时间时，所述LLC控制器被进一步配置为选自包括以下项的组中的至少一者：如果所述电流波形的所述斜率指示所述第一导通时间是谐振半周期或短于谐振半周期，则相对于所述第一导通时间增大所述后续导通时间；以及如果所述电流波形的所述斜率指示所述第一导通时间长于谐振半周期，则相对于所述第一导通时间减小所述后续导通时间。
12.根据权利要求9所述的LLC转换器，其中当所述LLC控制器控制频率时，所述LLC控制器被进一步配置为：
在所述高端电控开关的所述第一导通时间期间计算所述电流波形的所述斜率；以及
当所述斜率指示所述第一导通时间超过谐振半周期时结束所述第一导通时间。
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