JP2006170620A - ジャイロセンサ - Google Patents

Abstract

【課題】 電源電圧の変動があっても感度や零点の補正を必要としないジャイロセンサを提供する。
【解決手段】 ＣＶ変換部３と、センシングエレメント１の素子感度に関わる電圧を発生する、高電圧発生部６と駆動バッファ５では、電源電圧ＶＣＣに依存しない第１基準電圧ＶrefAを用いて信号処理を行い、駆動信号制御部４、出力信号生成部７では、電源電圧ＶＣＣに比例した第２基準電圧ＶrefBを用いて信号処理を行うと共に、可動部１１の振動状態を電源電圧ＶＣＣに比例した目標値となるよう一定に保つ振幅一定制御を行うことで、感度や零点が電源電圧ＶＣＣの変動に応じた大きさとなる出力信号Ｖ_YAW を提供する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、静電駆動・容量検出型のジャイロセンサに関する。

従来より、物体に加わる角速度の検出にジャイロセンサが用いられており、その一つとして、静電駆動・容量検出型のジャイロセンサが知られている。
このジャイロセンサは、図１７に示すように、予め設定された可動平面内で変位可能な可動部を備えたセンシングエレメント１０１と、センシングエレメントを駆動して、可動平面に直交する軸を中心とした回転の角速度を検出する検出回路１０２とからなる（例えば、特許文献１参照。）。

このうち、センシングエレメント１０１は、可動平面内にて予め設定された駆動方向に沿って可動部を振動させるための静電気力を、可動部との間に発生させる駆動電極と、駆動方向に沿った可動部の変位に応じて容量が変化するモニタ用可変容量キャパシタを可動部と共に形成するモニタ電極と、可動平面内にて駆動方向に直交する直交方向に沿った可動部の変位に応じて容量が変化するセンス用可変容量キャパシタを可動部と共に形成するセンス電極とが設けられている。

このように構成されたセンシングエレメント１０１では、可動電極と駆動電極との間の印加電圧を適宜制御することにより、可動部を駆動方向に沿って定常的に振動させる。この状態で、可動平面に直交する軸を中心とした回転がセンシングエレメント１０１に加わると、可動部には、回転の角速度の大きさに応じたコリオリ力が作用して、直交方向に沿った振動が発生する。

一方、検出回路１０２は、予め設定された基準電圧Ｖref を生成する基準電圧生成部１０８と、基準電圧Ｖref を増幅して可動電極に印加するバイアス電圧ＶＫ（＝ｋ_RK・Ｖref）を発生させる高電圧発生部１０６と、基準電圧Ｖrefに比例したオフセット電圧を有する正弦波の駆動信号ＶＤ(ｔ)を発生させる駆動バッファ１０５と、基準電圧Ｖref をオフセット電圧として、モニタ用可変容量キャパシタの容量変化（即ち、駆動信号による可動部の振動状態）に従って電圧レベルが変化するモニタ信号ＶＭ(ｔ)、及びセンス用可変容量キャパシタの容量変化（即ち、可動部に生じたコリオリ力による可動部の振動状態）に従って電圧レベルが変化するセンス信号ＶＳ(ｔ)を生成するＣＶ変換部１０３と、ＣＶ変換部３が生成するモニタ信号に基づいて予め設定された条件で可動部の駆動方向への振動が継続するように駆動バッファ１０５が生成する駆動信号ＶＤ(ｔ)の振幅や位相を制御する駆動信号制御部１０４と、ＣＶ変換部１０３が生成するセンス信号ＶＳ(ｔ)に基づき、基準電圧Ｖref に比例するオフセット電圧を有し、可動部に生じたコリオリ力の大きさ、即ちセンシングエレメント１０１に加わった角速度の大きさに応じて電圧レベルが変化する出力信号Ｖ_YAW を生成する出力信号生成部１０７とを備えている。

そして、電源電圧ＶＣＣの変動に依存することなく、安定した出力信号Ｖ_YAW が得られるように、基準電圧生成部１０８は、バンドギャップ電圧を用いる等して、電源電圧ＶＣＣに依存しない基準電圧Ｖref を発生させるように構成されている。

つまり、このように構成されたジャイロセンサでは、可動部を駆動する駆動力は、可動電極と駆動電極との間の電位差に依存し、センシングエレメント１０１からモニタ信号ＶＭ（ｔ）やセンス信号ＶＳ（ｔ）を抽出するＣＶ変換部１０３の変換ゲインは、モニタ電極やセンス電極と可動電極との間の電位差に依存する。また、センシングエレメント１０１に加わった角速度からコリオリ力への変換ゲイン（以下「素子感度」と称する。）は、上記駆動力によって駆動された可動部の振動状態に依存する。

このため、基準電圧Ｖref が電源電圧ＶＣＣに依存して変化すると、素子感度やＣＶ変換部１０３を含む検出回路１０２の回路特性が変化し、ジャイロセンサの感度、即ち、角速度から出力信号Ｖ_YAW への変換ゲイン（以下「センサ感度」と称する。）が変化してしまい、高精度な検出結果が得られない。

しかも、この場合、センシングエレメント１０１（可動部）の駆動状態の変化と、センシングエレメント１０１から抽出した信号を処理する検出回路１０２の動作状態の変化とが相乗的にセンサ感度に影響を及ぼすため、電源電圧ＶＣＣの変動に基づくセンサ感度の変動は、電源電圧ＶＣＣに比例せず、その結果、変動を補償することも困難であった。
特表２００１−５１５２０１号公報

ところで、このようなジャイロセンサを利用する装置では、一般的に、ジャイロセンサが出力する出力信号Ｖ_YAW を、ＡＤ変換器によりデジタル値に変換し、このデジタル値をマイクロコンピュータ（マイコン）に取り込んで処理するように構成される。

そして、ＡＤ変換器では、一般的に、入力レンジを最大限に確保するため、ＡＤ変換の基準となる基準電圧を、電源電圧ＶＣＣを分圧することで生成している。
また、出力信号Ｖ_YAW は予め設定されたオフセット電圧を中心にして変化する両極性の信号であるため、マイコンでは、通常、ＡＤ変換器が出力するデジタル値の値域の中心値、即ち、電源電圧ＶＣＣの１／２を零点として処理するように設定される。

この設定に従って、ジャイロセンサでは、例えば電源電圧ＶＣＣの定格値が５Ｖであれば、出力信号Ｖ_YAW のオフセット電圧（零点）も２．５Ｖに設定されることになる。
つまり、ジャイロセンサが出力する出力信号Ｖ_YAW の零点は、基準電圧Ｖref に基づいて設定されるため、電源電圧ＶＣＣが変動しても一定値に保持されるが、マイコンが認識する零点は電源電圧ＶＣＣに比例して変化する。このため、何らかの原因で電源電圧ＶＣＣが定格値から変動すると、マイコンが認識する零点が出力信号Ｖ_YAW の零点からずれてしまい、角速度の検出精度が低下するという問題があった。

また、電源電圧ＶＣＣが変動した場合、ジャイロセンサが出力する出力信号Ｖ_YAW に変化はないが、ＡＤ変換器の検出範囲（ダイナミックレンジ）が変化することにより、ＡＤ変換器が出力するデジタル値１ビット当たりの出力信号Ｖ_YAW の大きさ、即ちＡＤ変換器での変換比率が変化してしまうため、この意味でも角速度の検出精度が低下するという問題があった。

これらの検出精度の低下を防止するためには、電源電圧ＶＣＣ又は電源電圧ＶＣＣに連動した基準電圧Ｖref の変動を検出して、その検出結果に基づいて零点や感度のずれ補正する処理をマイコンに実行させることが考えられるが、この場合、マイコンの負荷を増加させてしまうという問題もあった。

本発明は、上記問題点を解決するために、電源電圧の変動があっても感度や零点の補正を必要としないジャイロセンサを提供することを目的とする。

上記目的を達成するためになされた第一発明のジャイロセンサにおいて、角速度の検出に用いるセンシングエレメントは、可動平面内で変位可能な可動部と、可動部に接続された可動電極と、可動平面内にて予め設定された駆動方向に沿って可動部を振動させる静電気力を、可動部との間に発生させるための駆動電極と、駆動方向に沿った可動部の変位に応じて容量が変化するモニタ用可変容量キャパシタを可動部と共に形成するモニタ電極と、可動平面内にて駆動方向に直交する直交方向に沿った可動部の変位に応じて容量が変化するセンス用可変容量キャパシタを可動部と共に形成するセンス電極とを備える。

そして、本発明のジャイロセンサでは、基準電圧発生手段が、外部から供給される電源電圧の大きさによらず一定値となる固定基準電圧を発生させる。
また、バイアス電圧生成手段は、固定基準電圧を増幅することで、可動電極に印加するバイアス電圧を生成し、駆動信号生成手段は、固定基準電圧に比例したオフセット電圧を有する駆動信号を生成する。更に、容量・電圧変換手段は、固定基準電圧に比例したオフセット電圧を有し、モニタ用可変容量キャパシタの容量変化に従って電圧レベルが変化するモニタ信号、及びセンス用可変容量キャパシタの容量変化に従って電圧レベルが変化するセンス信号を生成する。

つまり、可動電極，駆動電極，モニタ電極，センス電極には、固定基準電圧に基づいて生成したバイアス電圧やオフセット電圧を印加することにより、可動部を駆動する駆動力や、モニタ信号やセンス信号の変換ゲインが、電源電圧の変動によらず一定となるように構成されている。

そして、位相制御手段が、モニタ信号に基づいて、可動部の振動が継続するように駆動信号の位相を制御し、振幅制御手段が、モニタ信号の振幅（可動部の変位の振幅）又はモニタ信号を微分してなるシフト信号の振幅（可動部の変位速度の振幅）が、電源電圧に比例した目標値と一致するように駆動信号の振幅を制御する。

つまり、振幅制御手段は、可動部を支持する部位の経年変化による機械的な劣化や、周囲温度に応じた空気の粘性の変化等があったとしても、可動部の振動状態（モニタ信号の振幅又はシフト信号の振幅）、ひいては素子感度を一定に保持するようにされている。

なお、可動部の駆動方向に沿った変位をｘＤ(ｔ)、可動部の駆動方向に沿った速度をｖＤ(ｔ)、検出すべき角速度をΩ、角速度Ωに基づいて発生するコリオリ力をＦｃ、可動部の質量をｍとすると、これらの関係は、（１）式で表すことができ、可動部の直交方向への変位は、このコリオリ力Ｆｃに比例する。

Ｆｃ＝２・ｍ・ｖＤ(ｔ)・Ω （１）
また、可動部の駆動方向への振動の駆動周波数をｆ_d （但し、ω_d ＝２・π・ｆ_d ）とすると、可動部の駆動方向に沿った変位の振幅ｘＤａと変位の速度ｖＤａのとの間には、（２）式の関係が成立する。

ｖＤａ＝ω_d ・ｘＤａ （２）
（１）式から分かるように、可動部の駆動方向に沿った速度の振幅ｖＤａが一定であれば、角速度Ωとコリオリ力Ｆｃ、ひいてはセンス信号ＶＳ(ｔ)の振幅との関係も一定になる。

従って、可動部の変位速度の振幅ｖＤａに比例したシフト信号の振幅が一定となるように制御することで、素子感度を一定に保つことができ、特に、駆動周波数ｆ_d （ひいては駆動角周波数ω_d ）の変動を無視できる場合には、可動部の変位の振幅ｘＤａに比例したモニタ信号の振幅が一定となるように制御することで、素子感度を一定に保つことができるのである。

また、本発明では出力信号生成手段が、容量・電圧変換手段が生成するセンス信号に基づいて、電源電圧に比例したオフセット電圧を有し、可動部の直交方向に沿った振動の振幅に従って電圧レベルが変化する出力信号を生成する。

つまり、外部に出力する出力信号の零点が、電源電圧に従って変動するように構成されている。
このように、本発明のジャイロセンサにおいては、素子感度に関わる電圧を発生する部位（バイアス電圧生成手段、駆動信号生成手段）と容量・電圧変換手段では、電源電圧に依存しない固定基準電圧に比例したバイアス電圧やオフセット電圧を用いて信号処理を行う。また、それ以外の部位のうち、少なくとも外部に供給する出力信号を生成する部位（出力信号生成手段）や、可動部の振動状態を制御する部位（振幅制御手段）では、電源電圧に比例した電圧を用いて信号処理を行う。更に、素子感度が、電源電圧に比例した一定値となるように、可動部の振動状態を制御するようにされている。

従って、本発明のジャイロセンサによれば、可動部の振動状態が一定に制御されているので、センシングエレメントに加わる角速度に比例したセンス信号を一定の感度にて安定して抽出することができる。

しかも、本発明のジャイロセンサによれば、モニタ信号又はシフト信号の振幅を一定にする制御に用いる目標値が電源電圧に比例するようにされているため、電源電圧の変動に応じてＡＤ変換の変換比率が変化しても、これと同じ比率でセンス信号（可動部の直交方向への変位）の振幅、ひいては出力信号の振幅（感度）を変化させることができ、更に、このセンス信号は、電源電圧に比例したオフセット電圧を有する出力信号、即ち、電源電圧に応じて零点が変動する出力信号に変換される。

つまり、電源電圧の変動があっても、出力信号を利用するマイクロコンピュータ等にて感度や零点の補正を必要としないジャイロセンサを提供することができる。
次に、第二発明のジャイロセンサでは、振幅制御手段の代わりに、モニタ信号の振幅又はモニタ信号を微分してなるシフト信号の振幅に基づいて、出力信号生成手段に設けられた増幅回路のゲインを変化させることにより、可動部の振動状態に基づくセンス信号の変動を補償する補償手段と、電源電圧の大きさに基づいて、出力信号生成手段がセンス信号の増幅に用いる増幅回路のゲインを変化させることにより、出力信号の感度を調整する調整手段とを備える以外は、第一発明のジャイロセンサと同様に構成されている。

つまり、補償手段は、補償後のセンス信号の感度（角速度からセンス信号の振幅への変換率）が常に一定となるように制御するため、調整手段を、例えば、出力信号をデジタル値に変換するＡＤ変換器の変換比率が、電源電圧の変動に応じて変化した分だけ、センサ感度を変化させるように設定することにより、第一発明と同様の効果を得ることができる。

また、第三発明のジャイロセンサでは、振幅制御手段の代わりに、電源電圧の大きさに基づいて、出力信号生成手段にてセンス信号の増幅に用いられる増幅回路のゲインを変化させることにより、出力信号の感度を調整する調整手段を備えると共に、出力信号生成手段にてセンス信号の増幅に用いられる増幅回路のゲインの温度特性が、センス信号の温度特性を相殺するように設定されている以外は、第一発明のジャイロセンサと同様に構成されている。

このように構成された本発明のジャイロセンサでは、温度変動によるセンス信号の感度の変動を相殺できると共に、調整手段によって、電源電圧の変動に応じて出力信号の感度も調整することができるため、センシングエレメントの振動状態（ひいてはセンス信号の感度）の変動が主として温度変化によって生じる場合には、第一及び第二発明のジャイロセンサと同様の効果を得ることができる。

以下に本発明の実施形態を図面と共に説明する。
［第１実施形態］
図１は、本発明が適用された第１実施形態の静電駆動・容量検出型のジャイロセンサの構成を示すブロック図である。

本実施形態のジャイロセンサは、二次元平面内を変位可能な可動部１１を備えるセンシングエレメント１と、センシングエレメント１を駆動して、外部から可動部１１に加わった角速度を検出する検出回路２とからなり、いわゆる振動ジャイロとして構成されたものである。

このうち、センシングエレメント１を構成する可動部１１は、矩形状を有し、四隅から延設された梁を介して、単結晶シリコン材料等で形成された基板上に支持され、基板面に沿った可動平面内にて変位するように構成されている。

そして、可動部１１には、バイアス電圧ＶＫが印加される可動電極１２が設けられ、また、可動部１１の周囲には、基板面に沿ったｘ軸方向に可動部１１を変位させる静電気力を、可動部１１との間に発生させるための一対の駆動電極１３ａ，１３ｂと、ｘ軸方向への可動部１１の変位に応じて容量が相補的に変化する一対の可変容量キャパシタ（以下「モニタ用可変容量キャパシタ」と称する。）Ｃ_M1，Ｃ_M2を、可動部１１と共に形成する一対のモニタ電極１５ａ，１５ｂと、ｘ軸方向に直交し且つ基板面に沿ったｙ軸方向への可動部１１の変位に応じて、容量が相補的に変化する一対の可変容量キャパシタ（以下「センス用可変容量キャパシタ」と称する。）Ｃ_S1，Ｃ_S2を、可動部１１と共に形成する一対のセンス電極１７ａ，１７ｂとが配置されている。

なお、センシングエレメント１の具体的な構造については、マイクロマシン技術に基づくいわゆるマイクロジャイロのセンシングエレメントとして従来より周知であるため（例えば、特開２０００−８１３３５号、特開２００１−１５３６５９号等参照）、詳しい説明は省略する。

このように構成されたセンシングエレメント１では、可動電極１２と駆動電極１３ａ，１３ｂとの間の印加電圧を適宜制御することにより、可動部１１をｘ軸方向に沿って定常的に振動させることができる。そして、可動部１１を振動させた状態で、可動平面に直交する軸を中心とした回転がセンシングエレメント１に加わると、可動部１１には、回転の角速度の大きさに応じたコリオリ力が作用して、ｙ軸方向に沿った振動が発生する。この時、ｘ軸方向の振動状態は、モニタ用可変容量キャパシタＣ_M1，Ｃ_M2の容量変化となって現れ、また、ｙ軸方向の振動状態は、センス用可変容量キャパシタＣ_S1，Ｃ_S2の容量変化となって現れる。

具体的には、図２に示すように、駆動電極１３ａ，１３ｂに、同一振幅ＶＤａ、同一オフセット電圧ＶＤｂ（≧ＶＤａ）を有し、互いに逆相の正弦波からなる駆動信号ＶＤ１(ｔ)，ＶＤ２(ｔ)を印加し、また、可動電極１２には、一定のバイアス電圧ＶＫ（≧ＶＤａ＋ＶＤｂ）を印加して駆動するものとする。

このとき、駆動周波数をｆ_d 、駆動角速度をω_d （＝２・π・ｆ_d ）とすると、駆動信号ＶＤ１(ｔ)，ＶＤ２(ｔ)は、（３）（４）式で表され、この駆動信号ＶＤ１(ｔ)，ＶＤ２(ｔ)により、可動部１１と駆動電極１３ａ，１３ｂとの間に生じる静電気力ＦＤ１(ｔ)，ＦＤ２(ｔ)は、（５）（６）式で表される。但し、ｋ_VDは可動部１１の構造等によって決まる比例定数である。

ＶＤ１(ｔ)＝ ＶＤａ・ｓｉｎω_dｔ＋ＶＤｂ （３）
ＶＤ２(ｔ)＝−ＶＤａ・ｓｉｎω_dｔ＋ＶＤｂ （４）
ＦＤ１(ｔ)＝ｋ_VD・[ＶＫ−ＶＤ１(ｔ)]² （５）
ＦＤ２(ｔ)＝ｋ_VD・[ＶＫ−ＶＤ２(ｔ)]² （６）
そして、可動部１１を駆動する駆動力ＦＤ(ｔ)は、その向きを図中右方向を正とすると（７）式で表され、この（７）式に（３）〜（６）式を代入して整理すると（８）（９）式が得られる。

ＦＤ(ｔ)＝ＦＤ２(ｔ)−ＦＤ１(ｔ) （７）
＝ＦＤａ・ｓｉｎω_dｔ （８）
ＦＤａ＝４・ｋ_VD・ＶＤａ・（ＶＫ−ＶＤｂ） （９）
また、駆動力ＦＤ(ｔ)が加えられることによる可動部１１のｘ軸方向への変位をｘＤ(ｔ)とすると、可動部１１のｘ軸方向への変位速度ｖＤ(ｔ)は（１０）にて表され、これにより変位の振幅ｘＤａと変位速度の振幅ｖＤａに関して（１１ａ）が得られる。更に、変位の振幅ｘＤａは、駆動力の振幅ＦＤａに比例するため、（１１ｂ）に示す関係式が得られる。

また、可動部に加えられる角速度をΩ、可動部の質量をｍとすると、この時発生するコリオリ力Ｆｃは、（１２）式にて表される。
Ｆｃ＝２・ｍ・ｖＤ(ｔ)・Ω （１２）
そして、コリオリ力Ｆｃが作用することによる可動部１１のｙ軸方向への変位をｙｃとすると、ｙｃはコリオリ力Ｆｃに比例し、（１２）式からわかるように、コリオリ力Ｆｃは可動部１１のｘ軸方向への変位速度ｖＤ(ｔ)に比例することから、（１１ａ）式を考慮すると、ｙｃの振幅ｙｃａに関して（１３ａ）式に示す関係が得られる。

ｙｃａ∝ｖＤａ＝ω_d・ｘＤａ （１３ａ）
また、変位速度の振幅ｖＤａは、（１１ｂ）式に示すように、駆動角周波数ω_d と駆動力ＦＤ(ｔ)の振幅ＦＤａとに比例し、駆動力ＦＤ(ｔ)の振幅ＦＤａは、（９）式に示すように、駆動信号の振幅ＶＤａと、バイアス電圧ＶＫと駆動信号のオフセット電圧ＶＤｂの差に比例することから、ｙｃの振幅ｙｃａに関して（１３ｂ）式に示す関係が得られる。

ｙｃａ∝ω_d・ＶＤａ・(ＶＫ−ＶＤｂ) （１３ｂ）
つまり、センシングエレメント１では、（８）（９）式から明らかなように、可動部１１に加わる駆動力ＦＤ(ｔ)の振幅は、駆動信号の振幅ＶＤａ，駆動信号のオフセット電圧ＶＤｂ，及びバイアス電圧ＶＫによって決定され、また、角速度Ωの検出感度は、（１３ｂ）式から明らかなように、駆動信号の駆動角周波数ω_d ，振幅ＶＤａ，オフセット電圧ＶＤｂ、及びバイアス電圧ＶＫによって決定される。

次に、検出回路２は、外部から供給される電源電圧ＶＣＣ（本実施形態では定格値が５Ｖ）に依存することなく、一定の第１基準電圧ＶrefA（本実施形態では２．５Ｖ）を発生させる第１基準電圧発生部８と、電源電圧ＶＣＣに比例した第２基準電圧ＶrefB（本実施形態ではＶＣＣ／２）を発生させる第２基準電圧発生部９と、第１基準電圧ＶrefAを増幅することで、可動電極１２に印加するバイアス電圧ＶＫ（＝ｋ_RK・ＶrefA）を発生させる高電圧発生部６と、第１基準電圧ＶrefAに比例したオフセット電圧ＶＤｂを有する正弦波の駆動信号ＶＤ１(ｔ)，ＶＤ２(ｔ)を発生させる駆動バッファ５と、第１基準電圧ＶrefAをオフセット電圧として、モニタ用可変容量キャパシタＣ_M1，Ｃ_M2の容量変化（即ち、可動部１１のｘ軸方向への振動状態）に従って電圧レベルが変化するモニタ信号ＶＭ１(ｔ)，ＶＭ２(ｔ)、及びセンス用可変容量キャパシタＣ_S1，Ｃ_S2の容量変化（即ち、可動部１１のｙ軸方向への振動状態）に従って電圧レベルが変化するセンス信号ＶＳ１(ｔ)，ＶＳ２(ｔ)を生成するＣＶ変換部３とを備えている。

また、検出回路２は、ＣＶ変換部３が生成するモニタ信号ＶＭ１(ｔ)，ＶＭ２(ｔ)に基づいて、予め設定された条件で可動部１１のｘ軸方向への振動が継続するように駆動バッファ５が生成する駆動信号ＶＤ１(ｔ)，ＶＤ２(ｔ)の振幅や位相を制御する駆動信号制御部４と、ＣＶ変換部３が生成するセンス信号ＶＳ１(ｔ)，ＶＳ２(ｔ)に基づき、第２基準電圧ＶrefBをオフセット電圧として、可動部１１に作用するコリオリ力Ｆｃ、即ちセンシングエレメント１に加わった角速度Ωに応じて電圧レベルが変化する出力信号Ｖ_YAW を生成する出力信号生成部７とを備えている。

以下、検出回路２を構成する各部の詳細について説明する。但し、以下では、図中において抵抗やキャパシタを表す符号を、その回路定数（抵抗値，容量）を表す場合にも用いるものとする。
［第１基準電圧発生部］
第１基準電圧発生部８は、図３（ａ）に示すように、演算増幅器ＯＰ_BG、トランジスタＱ_BG1 ，Ｑ_BG2 、抵抗Ｒ_BG1 〜Ｒ_BG3 により構成され、トランジスタＱ_BG1 ，Ｑ_BG2 のバンドギャップ電圧を利用して参照電圧Ｖ_BG（約１．２Ｖ）を発生させる周知のバンドギャップレファレンス回路８１と、演算増幅器ＯＰ_RA、抵抗Ｒ_RAH ，Ｒ_RAL により構成され、参照電圧Ｖ_BG を増幅して第１基準電圧ＶrefAを生成する周知の非反転増幅回路８２からなる。

即ち、バンドギャップレファレンス回路８１では、トランジスタＱ_BG1 ，Ｑ_BG2 のベースが互いに接続され、更に、演算増幅器ＯＰ_BG の非反転入力端子にも接続されている。また、トランジスタＱ_BG1 のコレクタは、演算増幅器ＯＰ_BG の非反転入力端子に接続されると共に、抵抗Ｒ_BG1 を介して演算増幅器ＯＰ_BGの出力端子に接続され、トランジスタＱ_BG1 のエミッタは接地されている。また、トランジスタＱ_BG2 のコレクタは、演算増幅器ＯＰ_BGの反転入力端子に接続されると共に、抵抗Ｒ_BG2 を介して演算増幅器ＯＰ_BGの出力端子に接続され、トランジスタＱ_BG2 のエミッタは、抵抗Ｒ_BG3 を介して接地されている。

一方、非反転増幅回路８２では、演算増幅器ＯＰ_RA の反転入力端子が抵抗Ｒ_RAH を介して演算増幅器ＯＰ_RA の出力端子に接続されると共に、抵抗Ｒ_RAL を介して接地され、演算増幅器ＯＰ_RA の非反転入力端子に、バンドギャップレファレンス回路８１が生成する参照電圧Ｖ_BG が印加されるように構成されている。

なお、抵抗値Ｒ_BG1 〜Ｒ_BG3 は、参照電圧Ｖ_BG の温度変動が小さくなるように設定されている。
このように構成された第１基準電圧発生部８の出力である第１基準電圧ＶrefAは、（１４）式で表される。但し、本実施形態では、電源電圧ＶＣＣの定格値（５Ｖ）の中間値（２．５Ｖ）となるように抵抗値Ｒ_RAH ，Ｒ_RAL は設定されている。

［第２基準電圧発生部］
第２基準電圧発生部９は、図３（ｂ）に示すように、抵抗Ｒ_RPH ，Ｒ_RPL により構成され、外部から供給される電源電圧ＶＣＣを分圧する分圧回路９１と、出力端子と反転入力端子とが接続され、分圧回路９１での分圧電圧が非反転入力端子に印加された演算増幅器ＯＰ_RPにより構成され、分圧電圧に等しい第２基準電圧ＶrefBを出力するバッファ回路９２とからなる。

このように構成された第２基準電圧発生部９の出力である第２基準電圧ＶrefBは（１５）式で表される。但し、本実施形態では、第２基準電圧ＶrefBが電源電圧ＶＣＣの１／２となるように、抵抗値Ｒ_RPH ，Ｒ_RPL は同じ値（Ｒ_RPH ＝Ｒ_RPL ）に設定されている。

つまり、第１基準電圧発生部８が発生させる第１基準電圧ＶrefAは、電源電圧ＶＣＣに依存することなく常に一定値となり、一方、第２基準電圧発生部９が発生させる第２基準電圧ＶrefBは、電源電圧ＶＣＣに依存（比例）して電圧値が変動するようにされている。
［高電圧発生部］
高電圧発生部６は、図４に示すように、電源電圧ＶＣＣを昇圧して昇圧電圧ＶＢを生成する昇圧回路６１と、演算増幅器ＯＰ_K1、抵抗Ｒ_KH ，Ｒ_KL からなり、昇圧回路６１から電源供給を受けて動作し、第１基準電圧ＶrefAを増幅してバイアス電圧ＶＫ（＞ＶＣＣ）を生成する周知の非反転増幅回路６２からなる。

即ち、非反転増幅回路６２は、演算増幅器ＯＰ_K1 の出力端子と反転入力端子との間に抵抗Ｒ_KH が接続されると共に、演算増幅器ＯＰ_K1 の反転入力端子は抵抗Ｒ_KL を介して接地され、演算増幅器ＯＰ_K1 の非反転入力端子には第１基準電圧ＶrefAが印加されるように構成されている。なお、昇圧回路６１は、電源電圧ＶＣＣの許容最低電圧の時でも、バイアス電圧ＶＫより大きな昇圧電圧ＶＢを発生させるように構成されている。

このように構成された非反転増幅回路６２の出力であるバイアス電圧ＶＫは、（１６）式にて表される。但し、ｋ_RK は非反転増幅回路６２の増幅率であり（１７）式にて表される。

ＶＫ＝ｋ_RK・ＶrefA （１６）
ｋ_RK＝Ｒ_KH／Ｒ_KL＋１ （１７）
［駆動バッファ］
駆動バッファ５は、図４に示すように、駆動信号制御部４が出力する電流信号である制御信号Ｉ_VG(ｔ)を、電圧信号Ｖ_G1(ｔ)に変換するＩＶ変換回路５１と、電圧信号Ｖ_G1(ｔ)を反転させた電圧信号Ｖ_G2(ｔ)を生成する反転増幅回路５２と、電圧信号Ｖ_G1(ｔ)を増幅して駆動電極１３ａに印加する駆動信号ＶＤ１(ｔ)を生成する反転増幅回路５３と、電圧信号Ｖ_G2(ｔ)を増幅して駆動電極１３ｂに印加する駆動信号ＶＤ２(ｔ)を生成する反転増幅回路５４と、バイアス電圧ＶＫを分圧して、参照電圧ＶrefSを生成する分圧回路５５とからなる。

なお、ＩＶ変換回路５１は、演算増幅器ＯＰ_B1、抵抗Ｒ_DO からなり、演算増幅器ＯＰ_B1の出力端子と反転入力端子との間に抵抗Ｒ_DOが接続されると共に、反転入力端子に制御信号Ｉ_VG(ｔ)が印加され、非反転入力端子に第１基準電圧ＶrefAが印加されるように構成されている。

また、反転増幅回路５２は、演算増幅器ＯＰ_B2、抵抗Ｒ_DI2 ，Ｒ_DF2 により構成された周知のものであり、演算増幅器ＯＰ_B2 の出力端子と反転入力端子との間に抵抗Ｒ_DF2 が接続され、反転入力端子には抵抗Ｒ_DI2 を介して電圧信号Ｖ_G1(ｔ)が印加され、非反転入力端子には第１基準電圧ＶrefAが印加されるように構成されている。但し、反転増幅回路５２の増幅率は１（即ち、Ｒ_DI2＝Ｒ_DF2 ）に設定されている。

つまり、電圧信号Ｖ_G1(ｔ)，Ｖ_G2(ｔ)は、（１８）（１９）式で表され、第１基準電圧ＶrefAをオフセット電圧として電圧レベルが変化する。
Ｖ_G1(ｔ)＝−Ｉ_VG(ｔ)・Ｒ_D0＋ＶrefA （１８）
Ｖ_G2(ｔ)＝−｛Ｖ_G1(ｔ)−ＶrefA｝＋ＶrefA
＝Ｉ_VG(ｔ)・Ｒ_D0＋ＶrefA （１９）
反転増幅回路５３，５４は、反転増幅回路５２と同様に演算増幅器を中心に構成された周知のものである。即ち、反転増幅回路５３は、演算増幅器ＯＰ_B3 の出力端子と反転入力端子との間には、抵抗Ｒ_DF3 が接続され、反転入力端子には抵抗Ｒ_DI3 を介して電圧信号Ｖ_G1(ｔ)が印加され、非反転入力端子には参照電圧ＶrefSが印加されるように構成されている。また、反転増幅回路５４は、演算増幅器ＯＰ_B4 の出力端子と反転入力端子との間には、抵抗Ｒ_DF4 が接続され、反転入力端子には抵抗Ｒ_DI4 を介して電圧信号Ｖ_G2(ｔ)が印加され、非反転入力端子には参照電圧ＶrefSが印加されるように構成されている。

但し、反転増幅回路５３，５４の増幅率はいずれもαＤ（＝Ｒ_DF3／Ｒ_DI3＝Ｒ_DF4／Ｒ_DI4）に設定されている。
つまり、駆動信号ＶＤ１(ｔ)，ＶＤ２(ｔ)は、（２０）（２１）式で表される。また、参照電圧ＶrefSは（２２）式、分圧回路５５の分圧比ｋ_RD は（２３）式で表される。

ＶＤ１(ｔ)＝−αＤ・｛Ｖ_G1(ｔ)−ＶrefS｝＋ＶrefS （２０）
ＶＤ２(ｔ)＝−αＤ・｛Ｖ_G2(ｔ)−ＶrefS｝＋ＶrefS （２１）
ＶrefS＝ｋ_RD・ＶＫ （２２）
ｋ_RD＝Ｒ_DL／（Ｒ_DH＋Ｒ_DL） （２３）
なお、駆動信号ＶＤ１(ｔ)，ＶＤ２(ｔ)のオフセット電圧ＶＤｂは、Ｉ_VG(ｔ)＝０の時、即ちＶ_G1(ｔ)＝Ｖ_G2(ｔ)＝ＶrefAの時の値であるため、これを（２０）又は（２１）式に代入して整理すると、（２４）式が得られる。

ＶＤｂ＝｛−αＤ＋（αＤ＋１）・ｋ_RK・ｋ_RD｝・ＶrefA （２４）
（１６）（２４）式からわかるように、高電圧発生部６が生成するバイアス電圧ＶＫ、及び駆動バッファ５が生成する駆動信号ＶＤ１(ｔ)，ＶＤ２(ｔ)のオフセット電圧ＶＤｂは、電源電圧ＶＣＣの変動によらず常に一定の値となるようにされている。
［ＣＶ変換部］
次に、ＣＶ変換部３は、モニタ電極１５ａ，１５ｂ、及びセンス電極１７ａ，１７ｂのそれぞれに一つずつ接続されたＣＶ変換アンプ３１〜３４からなる（図１参照）。

なお、ＣＶ変換アンプ３１〜３４は、いずれも同様の構成をしているため、ここでは、ＣＶ変換アンプ３１についてのみ説明する。
ＣＶ変換アンプ３１は、図５に示すように、出力端子と反転入力端子との間に抵抗Ｒ_MF とキャパシタＣ_MF とが並列接続されると共に、非反転入力端子に第１基準電圧ＶrefAが印加され、反転入力端子がモニタ電極１５ａに接続された演算増幅器ＯＰからなる。

なお、抵抗Ｒ_MF 及びキャパシタＣ_MF は、（２５）に示す関係を有するように設定される。このため、以下の説明では、抵抗Ｒ_MF に流れる電流を無視する。
Ｒ_MF≫１／（２・π・ｆ_d・Ｃ_MF） （２５）
モニタ用可変容量キャパシタの容量をＣ_M1(ｔ)、その蓄積電荷をＱ_M1(ｔ)その両端電圧をＶ_CM、キャパシタＣ_MFの両端電圧をＶ_MF(ｔ)、その蓄積電荷をＱ_MF(ｔ)とすると、ＣＶ変換アンプ３１の出力であるモニタ信号をＶＭ１(ｔ)とすると、（２６）〜（２９）式が成立する。

Ｑ_M1(ｔ)＝Ｃ_M1(ｔ)・Ｖ_CM （２６）
Ｑ_MF(ｔ)＝Ｃ_MF・Ｖ_MF（ｔ） （２７）
Ｖ_CM＝ＶＫ−ＶrefA （２８）
Ｖ_MF(ｔ)＝ＶrefA−ＶＭ１(ｔ) （２９）
キャパシタＣ_M1(ｔ)，Ｃ_MFを流れる電流が等しいこと、即ち（２６）式を微分したものと（２７）式を微分したものが等しいことから、（２６）〜（２９）式に基づいて（３０）式が得られる。

なお、可動部１１のｘ軸方向への変位ｘＤ(ｔ)は、駆動力ＦＤ(ｔ)から位相が９０°遅れる。また、モニタ用可変容量キャパシタＣ_M1(ｔ)の静止容量をＣＭｂ、容量変化の振幅をＣＭａとして、変位ｘＤ(ｔ)とキャパシタ容量Ｃ_M1(ｔ)とは位相が逆相となるように設定したとすると、モニタ用可変容量キャパシタＣ_M1(ｔ)は、（３１）式で表される。なお、振幅ＣＭａは、（３２）式に示すように、変位ｘＤ(ｔ)の振幅ｘＤａに比例する。但し、αＭは、可動部１１の構造等によって決まる比例係数である。

Ｃ_M1(ｔ)＝ＣＭａ・ｃｏｓω_dｔ＋ＣＭｂ （３１）
ＣＭａ＝αＭ・ｘＤａ （３２）
更に、（３１）式を代入した（３０）式を積分することにより（３３）式が得られる。但し、ｋ_CMは、変換ゲインであり、（３４）式にて表される。

ＶＭ１(ｔ)＝−ｋ_CM・ＣＭａ・ｃｏｓω_dｔ＋ＶrefA （３３）
ｋ_CM＝（ＶＫ−ＶrefA）／Ｃ_MF （３４）
これと同様に、モニタ電極１５ｂに接続されたＣＶ変換アンプ３２の出力であるモニタ信号ＶＭ２(ｔ)も求めることができる。但し、キャパシタ容量Ｃ_M2(ｔ)はキャパシタ容量Ｃ_M1(ｔ)とは逆相になるため（３５）式で表され、モニタ信号ＶＭ２(ｔ)は（３６）式で表される。

Ｃ_M2(ｔ)＝−ＣＭａ・ｃｏｓω_dｔ＋ＣＭｂ （３５）
ＶＭ２(ｔ)＝ｋ_CM・ＣＭａ・ｃｏｓω_dｔ＋ＶrefA （３６）
また、同様にして、センス用可変容量キャパシタの容量Ｃ_S1(ｔ)，Ｃ_S2(ｔ)は、（３８）（３９）式により、センス電極１７ａ，１７ｂに接続されたＣＶ変換アンプ３３，３４の出力であるセンス信号ＶＳ１(ｔ)，ＶＳ２(ｔ)は、（４１）（４２）式により表される。

但し、演算増幅器ＯＰの出力端子と反転入力端子との間に接続される抵抗とキャパシタをＲ_SF，Ｃ_SFとし、両者は（３７）式に示す関係を有するように設定されているものとする。また、ＣＳｂは、センス用可変容量キャパシタＣ_S1(ｔ)，Ｃ_S2(ｔ)の静止容量、ＣＳａは可動部１１のｙ軸方向への変位に基づくキャパシタＣ_S1(ｔ)，Ｃ_S2(ｔ)の容量変化の振幅である。また、θは、駆動力ＦＤ(ｔ)を基準としたときの位相であり、角速度Ωの向きにより、０°又は１８０°となる。また、振幅ＣＳａは、（４０）式に示すように、ｙ軸方向の変位ｙｃ(ｔ)の振幅ｙｃａに比例する。但し、αＳは、可動部１１の構造、及びｘ軸方向への駆動状態によって決まる比例係数である。また、（４１）（４２）式中のｋ_CSは、変換ゲインであり、（４３）式にて表される。

Ｒ_SF≫１／（２・π・ｆ_d・Ｃ_SF） （３７）
Ｃ_S1(ｔ)＝ＣＳａ・ｓｉｎ（ω_dｔ＋θ）＋ＣＳｂ （３８）
Ｃ_S2(ｔ)＝−ＣＳａ・ｓｉｎ（ω_dｔ＋θ）＋ＣＳｂ （３９）
ＣＳａ＝αＳ・ｙｃａ （４０）
ＶＳ１(ｔ)＝−ｋ_CS・ＣＳａ・ｓｉｎ（ω_dｔ＋θ）＋ＶrefA （４１）
ＶＳ２(ｔ)＝ｋ_CS・ＣＳａ・ｓｉｎ（ω_dｔ＋θ）＋ＶrefA （４２）
ｋ_CS＝（ＶＫ−ＶrefA）／Ｃ_SF （４３）
つまり、ＣＶ変換アンプ３１〜３４は、モニタ電極１５ａ，１５ｂ、センス電極１７ａ，１７ｂに、第１基準電圧ＶrefAを印加し、この第１基準電圧ＶrefAをオフセット電圧としたモニタ信号ＶＭ１(ｔ)，ＶＭ２(ｔ)、センス信号ＶＳ１(ｔ)，ＶＳ２(ｔ)を生成し、しかも、電源電圧ＶＣＣの変動によらず、変換ゲインｋ_CM，ｋ_CSが一定に保持されるように構成されている。
［駆動信号制御部］
駆動信号制御部４は、ＣＶ変換部３から供給されるモニタ信号ＶＭ１(ｔ)，ＶＭ２(ｔ)の差分を増幅して合成モニタ信号ＶＭ(ｔ)を生成する差動増幅器４１と、合成モニタ信号ＶＭ(ｔ)の位相を９０°シフトさせる位相シフタ４２と、合成モニタ信号ＶＭ(ｔ)を全波整流する全波整流器４４と、全波整流器４４の出力を増幅する誤差増幅器４５と、位相シフタ４２の出力を電流信号に変換し、その変換利得が誤差増幅器４５の出力に従って変化する可変利得器４３とからなる（図１参照）。

このうち、差動増幅器４１は、図６に示すように、演算増幅器ＯＰ_DM と抵抗Ｒ_DM1 〜Ｒ_DM4 により構成された周知のものである。即ち、演算増幅器ＯＰ_DMの出力端子と反転入力端子との間には抵抗Ｒ_DM2 が接続され、演算増幅器ＯＰ_DM 反転入力端子には抵抗Ｒ_DM1 を介してモニタ信号ＶＭ１(ｔ)が印加され、演算増幅器ＯＰ_DM 非反転入力端子には抵抗Ｒ_DM3 を介してモニタ信号ＶＭ２(ｔ)、及び抵抗Ｒ_DM4 を介して第２基準電圧ＶrefBが印加されている。なお、抵抗Ｒ_DM1 〜Ｒ_DM4 は、（４４）（４５）式に示す関係を有するように設定されている。

Ｒ_DMI＝Ｒ_DM1＝Ｒ_DM3 （４４）
Ｒ_DMF＝Ｒ_DM2＝Ｒ_DM4 （４５）
このように構成された差動増幅器４１の出力である合成モニタ信号ＶＭ(ｔ)は、（４６）式で表される。但しＶＭａは、合成モニタ信号ＶＭ(ｔ)の振幅であり（４７）式で表される。

ＶＭ(ｔ)＝Ｒ_DMF／Ｒ_DMI・｛ＶＭ２(ｔ)−ＶＭ１(ｔ)｝＋ＶrefB
＝ＶＭａ・ｃｏｓω_dｔ＋ＶrefB （４６）
ＶＭａ＝Ｒ_DMF／Ｒ_DMI・２ＣＭａ／Ｃ_MF・（ＶＫ−ＶrefA） （４７）
次に、位相シフタ４２は、演算増幅器ＯＰ_PS、抵抗Ｒ_PSI ，Ｒ_PSF 、キャパシタＣ_PSI ，Ｃ_PSF によりバンドパスフィルタとして構成された周知のアクティブフィルタからなる。即ち、演算増幅器ＯＰ_PS の出力端子と反転入力端子との間には、抵抗Ｒ_PSF 及びキャパシタＣ_PSF が並列接続され、演算増幅器ＯＰ_PSの反転入力端子には、キャパシタＣ_PSI ，抵抗Ｒ_PSI からなる直列回路を介して合成モニタ信号ＶＭ(ｔ)が印加され、演算増幅器ＯＰ_PSの非反転入力端子には、第２基準電圧ＶrefBが印加されている。そして、抵抗Ｒ_PSI ，Ｒ_PSF 、キャパシタＣ_PSI ，Ｃ_PSF は、駆動周波数ｆ_d 付近で位相が９０°シフトするように、その回路定数が設定されている。

このように構成された位相シフタ４２の出力であるシフト信号Ｖ_PS(ｔ)は、（４８）式で表される。但し、Ｇ_PSは駆動周波数ｆ_d における位相シフタ４２のゲインである。
Ｖ_PS(ｔ)＝Ｇ_PS・ＶＭａ・ｓｉｎω_dｔ＋ＶrefB （４８）
次に、全波整流器４４は、第２基準電圧ＶrefBを零点として全波整流する周知の全波整流回路４４１と、抵抗Ｒ_FWR ，キャパシタＣ_FWR からなり、全波整流回路の出力電流を平滑化して、合成モニタ信号ＶＭ(ｔ)の振幅ＶＭａに比例した電圧レベルを有する検出信号Ｖ_FWR を生成する周知の平滑回路４４２とからなる。

なお、全波整流器４４の出力電流Ｉ_FWR (ｔ)は（４９）式で表され、これを平滑化した検出信号Ｖ_FWR は（５０）式で表される。但し、ｋ_FWR は、回路で決まる定数である。
Ｉ_FWR(ｔ)＝ｋ_FWR・｜ＶＭ(ｔ)−ＶrefB｜ （４９）
Ｖ_FWR＝２／π・ｋ_FWR・Ｒ_FWR・ＶＭａ （５０）
次に、誤差増幅器４５は、抵抗Ｒ_EAH ，Ｒ_EAL により構成され、電源電圧ＶＣＣを分圧して目標電圧ＶrefRを生成する分圧回路４５１と、演算増幅器ＯＰ_EA、抵抗Ｒ_EAI ，Ｒ_EAF 、キャパシタＣ_EAI ，Ｃ_EAF により構成され、全波整流器４４にて生成された検出信号Ｖ_FWR と目標電圧ＶrefRとの差分を誤差を増幅する周知の反転増幅回路４５２とからなる。

即ち、反転増幅回路４５２では、演算増幅器ＯＰ_EA の出力端子と反転入力端子との間に抵抗Ｒ_EAF 、キャパシタＣ_EAF からなる並列回路が接続され、演算増幅器ＯＰ_EA の反転入力端子には、抵抗Ｒ_EAI ，キャパシタＣ_EAI からなる並列回路を介して検出信号Ｖ_FWR が印加され、演算増幅器ＯＰ_EA の非反転入力端子には、目標電圧ＶrefRが印加されている。

このように構成された誤差増幅器４５の出力である誤差信号Ｖ_EA(ｔ)は、（５１）式で表される。但し、目標電圧ＶrefRは、（５２）で表される。
Ｖ_EA＝−Ｒ_EAF／Ｒ_EAI・（Ｖ_FWR−ＶrefR）＋ＶrefR （５１）
ＶrefR＝Ｒ_EAL／（Ｒ_EAL＋Ｒ_EAH）・ＶＣＣ （５２）
次に、可変利得器４３は、周知の電圧・電流変換回路からなり、位相シフタ４２の出力であるシフト信号Ｖ_PS(ｔ)と、第２基準電圧ＶrefBとの差に比例した電流信号である制御信号Ｉ_VG(ｔ)を生成する。

そして、可変利得器４３が生成する制御信号Ｉ_VG(ｔ)は（５３）式で表される。但し、電圧・電流変換の変換係数ｋ_VG(Ｖ_EA)は、誤差増幅器４５の出力Ｖ_EA応じて、Ｖ_EAが大きいほど大きくなるように設定されている。

Ｉ_VG(ｔ)＝ｋ_VG(Ｖ_EA)・｛Ｖ_PS(ｔ)−ＶrefB｝ （５３）
このように構成された駆動信号制御部４では、何らかの原因で可動部１１のｘ軸方向への変位ｘＤ(ｔ)の振幅ｘＤａが大きくなると、モニタ用可変容量キャパシタの容量変化の振幅ＣＭａ、ひいては合成モニタ信号ＶＭ(ｔ)の振幅ＶＭａが大きくなり、合成モニタ信号ＶＭ(ｔ)を全波整流した検出信号Ｖ_FWR が高くなる（（３２）（４７）（５０）式参照）。すると、誤差信号Ｖ_EAが低くなることにより、可変利得器４３の変換係数ｋ_VG(Ｖ_EA)が低くなり、制御信号Ｉ_VG(ｔ)の振幅が小さくなる（（５１）（５３）式参照）。その結果、駆動信号ＶＤ１(ｔ)，ＶＤ２(ｔ)の振幅ＶＤａが小さくなることにより（（１８）〜（２１）式参照）、可動部１１を駆動する駆動力ＦＤ(ｔ)の振幅ＦＤａ、ひいては可動部１１の振幅ｘＤａが減少する（（９）式参照）。

逆に、何らかの原因で可動部１１の振幅ｘＤａが小さくなると、駆動信号制御部４が生成する制御信号Ｉ_VG(ｔ)の振幅が大きくなり、ひいては駆動信号ＶＤ１(ｔ)，ＶＤ２(ｔ)の振幅ＶＤａが大きくなることにより、可動部１１の振幅ｘＤａが増大する。

つまり、駆動信号制御部４は、可動部１１のｘ軸方向への変位の振幅ｘＤａが、一定の大きさに保持されるように、駆動信号ＶＤ１(ｔ)，ＶＤ２(ｔ)の振幅を制御する（以下「振幅一定制御」と称する。）するようにされている。

また、可動部１１の振幅ｘＤａが一定に保持されている時は、（５４）式がほぼ成立する。
Ｖ_FWR≒ＶrefR （５４）
この（５４）式に（３２）（４７）（５０）（５２）式を代入して整理すると（５５）式が得られる。

つまり、駆動信号制御部４の誤差増幅器４５では、合成モニタ信号ＶＭ(ｔ)の振幅を表す検出信号Ｖ_FWR が、電源電圧ＶＣＣに比例した目標電圧ＶrefRと一致するように可変利得器４３の変換係数ｋ_VGを制御しているため、可動部１１の振幅一定制御の目標値は、（５５）式からもわかるように、電源電圧ＶＣＣに比例した一定の大きさとなるようにされている。

さらに、（５５）（１２）式からわかるように、素子感度が電源電圧ＶＣＣに比例した一定値になるように制御されている。
［出力信号生成部］
出力信号生成部７は、ＣＶ変換部３から供給されるセンス信号ＶＳ１(ｔ)，ＶＳ２(ｔ)の差分を増幅して合成センス信号ＶＳ(ｔ)を生成する差動増幅器７１と、位相シフタ４２が出力するシフト信号Ｖ_PS(ｔ)を用いて合成センス信号ＶＳ(ｔ)の同期検波を行う同期検波回路７２と、同期検波回路７２が出力する検波信号Ｖ_PSD を平滑化するローパスフィルタ（ＬＰＦ）７３と、ＬＰＦ７３の出力を調整・増幅して出力信号Ｖ_YAW を生成する調整・増幅回器７４とからなる（図１参照）。

このうち、差動増幅器７１は、図７に示すように、演算増幅器ＯＰ_DS と抵抗Ｒ_DS1 〜Ｒ_DS4 により構成された周知のものである。即ち、演算増幅器ＯＰ_DS の出力端子と反転入力端子との間には抵抗Ｒ_DS2 が接続され、演算増幅器ＯＰ_DS の反転入力端子には、抵抗Ｒ_DS1 を介してセンス信号ＶＳ１(ｔ)が印加され、演算増幅器ＯＰ_DS の非反転入力端子には、抵抗Ｒ_DS3 を介してセンス信号ＶＳ２(ｔ)、及び抵抗Ｒ_DS4 を介して第２基準電圧ＶrefBが印加されている。なお、抵抗Ｒ_DS1 〜Ｒ_DS4 は、（５６）（５７）式に示す関係を有するように設定されている。

Ｒ_DSI＝Ｒ_DS1＝Ｒ_DS3 （５６）
Ｒ_DSF＝Ｒ_DS2＝Ｒ_DS4 （５７）
このように構成された差動増幅器７１の出力である合成センス信号ＶＳ(ｔ)は、（５８）式で表される。但し、ＶＳａは、合成センス信号ＶＳ(ｔ)の振幅であり（５９）式で表される。また、差動増幅器７１におけるゲインをｋ_DS（＝Ｒ_DSF／Ｒ_DSI）とする。

ＶＳ(ｔ)＝ｋ_DS・｛ＶＳ２(ｔ)−ＶＳ１(ｔ)｝＋ＶrefB
＝ＶＳａ・ｓｉｎ(ω_dｔ＋θ)＋ＶrefB （５８）
ＶＳａ＝ｋ_DS・２ＣＳａ／Ｃ_SF・（ＶＫ−ＶrefA） （５９）
次に同期検波回路７２は、出力端子と非反転入力端子とが接続された演算増幅器ＯＰ_PSD1からなり、非反転入力端子に印加される合成センス信号ＶＳ(ｔ)をそのまま出力するバッファ回路７２１と、出力端子と反転入力端子との間に抵抗Ｒ_PSD2が接続され、非反転入力端子に第２基準電圧ＶrefBが印加された演算増幅器ＯＰ_PSD2 からなり、抵抗Ｒ_PSD1 を介して反転入力端子に印加される合成センス信号ＶＳ(ｔ)を、極性を反転させて出力する反転増幅回路７２２と、反転入力端子に印加された第２基準電圧ＶrefBをしきい値電圧として、非反転入力端子に印加されるシフト信号Ｖ_PS(ｔ)を２値化するコンパレータ７２３と、コンパレータ７２３の出力に従って、バッファ回路７２１の出力又は反転増幅回路７２２の出力のいずれかを選択的に出力するスイッチ７２４とからなる。

つまり、同期検波回路７２は、合成センス信号ＶＳ(ｔ)から、シフト信号Ｖ_PS(ｔ)に同期した成分を取り出すように構成されており、その出力Ｖ_PSD (ｔ)は、（６０）で表される。なお、このような同期検波回路７２は、公知技術（例えば、特開２００３−６５７６８号を参照。）であるため、ここではその詳細については説明を省略する。

次に、ＬＰＦ７３は、演算増幅器ＯＰ_LP、抵抗Ｒ_LP1 〜Ｒ_LP3 、キャパシタＣ_LP1 〜Ｃ_LP2 により反転増幅型の二次フィルタとして構成された周知のアクティブフィルタからなる。即ち、演算増幅器ＯＰ_LP の出力端子と反転入力端子との間には、キャパシタＣ_LP2 が接続され、一端が演算増幅器ＯＰ_LP の反転入力端子に接続された抵抗Ｒ_LP3 の他端と演算増幅器ＯＰ_LPの出力端子との間には、抵抗Ｒ_LP2 が接続されている。また、この抵抗Ｒ_LP3 の他端は、キャパシタＣ_LP1 を介して接地されると共に、抵抗Ｒ_LP1 を介して同期検波回路７２の出力Ｖ_PSD (ｔ)が印加され、更に、演算増幅器ＯＰ_LP の非反転入力端子には、第２基準電圧ＶrefBが印加されている。

このように構成されたＬＰＦ７３の出力の平均値Ｖ_LPDCは（６１）式で表される。但し、ＬＰＦ７３のゲインをｋ_LP（＝Ｒ_LP2 ／Ｒ_LP1 ）とする。
Ｖ_LPDC＝−ｋ_LP・(２／π)・ＶＳａ・ｃｏｓθ＋ＶrefB （６１）
次に、調整・増幅回路７４は、感度調整用の反転増幅回路７４１と、零点調整用の分圧回路７４２及びバッファ回路７４３と、反転増幅回路７４１の出力とバッファ回路７４３の出力とを加算，増幅して出力信号Ｖ_YAW を生成する加算増幅回路７４４とからなる。

反転増幅回路７４１は、演算増幅器ＯＰ_DC1 、抵抗Ｒ_DC1 ，Ｒ_DC2 からなる周知のものであり、抵抗Ｒ_DC1 ，Ｒ_DC2 のトリミングによって、反転増幅回路７４１のゲインｋ₁₂（＝Ｒ_DC2 ／Ｒ_DC1 ）を調整できるようにされている。

分圧回路７４２は、抵抗Ｒ_DC3 ，Ｒ_DC4 により電源電圧ＶＣＣを分圧するように構成され、また、バッファ回路７４３は、出力端子と反転入力端子とが接続された演算増幅器ＯＰ_DC2 からなる周知のものであり、分圧回路７４２が生成した分圧電圧をそのまま出力するように構成されている。なお、分圧回路７４２を構成する抵抗Ｒ_DC3 ，Ｒ_DC4 のトリミングにより、分圧回路７４２の分圧比ｋ₃₄（＝Ｒ_DC4 ／（Ｒ_DC3 ＋Ｒ_DC4 ））、ひいてはバッファ回路７４３が出力する調整電圧を調整できるようにされている。

加算増幅回路７４４は、演算増幅器ＯＰ_DC3 ，抵抗Ｒ_DC5 〜Ｒ_DC7 からなる周知のものであり、演算増幅器ＯＰ_DC3 の出力端子と反転入力端子との間には、抵抗Ｒ_DC7 が接続され、反転入力端子には、抵抗Ｒ_DC5 を介して反転増幅回路７４１の出力が印加されると共に、抵抗Ｒ_DC6 を介してバッファ回路７４３の出力が印加され、非反転入力端子には、第２基準電圧ＶrefBが印加されている。

このように構成された加算増幅回路７４４の出力、即ち出力信号Ｖ_YAW は、（６２）〜（６５）式で表される。但し、加算増幅回路７４４における反転増幅回路７４１の出力に対するゲインをｋ₅₇（＝Ｒ_DC7 ／Ｒ_DC5 ）、バッファ回路７４３の出力に対するゲインをｋ₆₇（＝Ｒ_DC7 ／Ｒ_DC6 ）とする。

Ｖ_YAW ＝ｋ₅₇・ｋ₁₂・(Ｖ_LPDC−ＶrefB)−k₆₇・(k₃₄・ＶＣＣ−ＶrefB)＋ＶrefB
＝ｋ_SE・ＣＳａ・(ＶＫ−ＶrefA)＋ｋ_OF1・ＶrefB＋ｋ_OF2・ＶＣＣ （６２）
ｋ_SE ＝−ｋ₅₇・ｋ₁₂・ｋ_LP・ｋ_DS・(２／π)・(２／Ｃ_SF)・ｃｏｓθ （６３）
ｋ_OF1 ＝ｋ₆₇＋１ （６４）
ｋ_OF2 ＝−ｋ₆₇・ｋ₃₄ （６５）
つまり、反転増幅回路７４１のゲインｋ₁₂ を調整することで、出力信号Ｖ_YAW の感度（ｋ_SE・(ＶＫ−ＶrefA)）を、また、分圧回路７４２の分圧比ｋ₃₄ を調整することで、出力信号Ｖ_YAW の零点（ｋ_OF1・ＶrefB＋ｋ_OF2・ＶＣＣ）を調整できるようにされている。

また、（６２）式からは、出力信号Ｖ_YAW の零点（ｋ_OF1・ＶrefB＋ｋ_OF2・ＶＣＣ）が電源電圧ＶＣＣに比例して変化することがわかる。更に、（６２）式右辺第１項（ｋ_SE・ＣＳａ・(ＶＫ−ＶrefA)）、に含まれる容量変化の振幅ＣＳａが、（４０）（１３ａ）式に示されているように、可動部のｘ軸方向への変位の振幅ｘＤａに比例し、その振幅ｘＤａは（５５）（５２）式に示されているように、目標電圧ＶrefR、ひいては電源電圧ＶＣＣに比例することから、出力信号Ｖ_YAW の感度が電源電圧ＶＣＣに比例して変化することがわかる。

以上説明したように、本実施形態のジャイロセンサにおいては、ＣＶ変換部３と、センシングエレメント１の素子感度に関わる電圧を発生する、高電圧発生部６と駆動バッファ５では、電源電圧ＶＣＣに依存しない第１基準電圧ＶrefAを用いて信号処理を行い、それ以外の駆動信号制御部４、出力信号生成部７では、電源電圧ＶＣＣに比例した第２基準電圧ＶrefBを用いて信号処理を行うと共に、可動部１１に対して振幅一定制御を行うようにされている。

具体的には、可動電極１２や駆動電極１３ａ，１３ｂに印加するバイアス電圧ＶＫや駆動信号ＶＤ１(ｔ)，ＶＤ２(ｔ)のオフセット電圧ＶＤｂを、第１基準電圧ＶrefAに基づいて生成することで、可動部１１の駆動力を、電源電圧ＶＣＣの変動によらず一定に保持し、可動部１１の振幅一定制御により、センシングエレメント１の素子感度を一定に保持するようにされている。更に、モニタ電極１５ａ，１５ｂやセンス電極１７ａ，１７ｂに印加する電圧として、第１基準電圧ＶrefAを用いることにより、電源電圧ＶＣＣの変動によらず一定の変換ゲインにて、センシングエレメント１からモニタ信号ＶＭ１(ｔ)，ＶＭ２(ｔ)やセンス信号ＶＳ１(ｔ)，ＶＳ２(ｔ)を検出するようにされている。

従って、本実施形態のジャイロセンサによれば、温度変動等により可動部１１の振動状態が変化したとしても、振幅一定制御と電源電圧ＶＣＣに非依存の各種印加電圧によって、センシングエレメント１の素子感度、ひいてはセンス信号ＶＳ（ｔ）の感度が一定に保たれるため、このセンス信号ＶＳ（ｔ）に基づいて、安定した出力信号Ｖ_YAW を得ることができる。

また、本実施形態のジャイロセンサによれば、出力信号Ｖ_YAW の零点（オフセット電圧）が、電源電圧ＶＣＣに比例して零点（オフセット電圧）が変化するだけでなく、振幅一定制御の目標電圧ＶrefRが電源電圧ＶＣＣに比例して変化するため、電源電圧ＶＣＣの変動によってＡＤ変換の変換比率が変化したとしても、これと同じ比率でセンス信号ＶＳ（ｔ）の感度、ひいては出力信号Ｖ_YAW の感度を変化させることができる。

つまり、電源電圧ＶＣＣの変動があっても、出力信号Ｖ_YAW を利用するマイクロコンピュータなどにて感度や零点の補正を必要としないジャイロセンサを提供することができる。

なお、本実施形態において、第１基準電圧発生部８が基準電圧発生手段、第１基準電圧ＶrefAが固定基準電圧、高電圧発生部６がバイアス電圧生成手段、駆動バッファ５が駆動信号生成手段、ＣＶ変換部３が容量・電圧変換手段、差動増幅器４１，位相シフタ４２が位相制御手段、出力信号生成部７が出力信号生成手段、全波整流器４４，誤差増幅器４５，可変利得器４３が振幅制御手段、ｘ軸方向が可動方向、ｙ軸方向が直交方向に相当する。
［第２実施形態］
次に、第２実施形態について説明する。

本実施形態のジャイロセンサは、第１実施形態のものとは、駆動信号制御部の構成が一部異なるだけであるため、この相違する部分を中心に説明する。
即ち、本実施形態のジャイロセンサにおいて、駆動信号制御部４ａでは、図８に示すように、全波整流器４４は、差動増幅器４１が出力する合成モニタ信号ＶＭ(ｔ)の代わりに、位相シフタ４２が出力するシフト信号Ｖ_PS(ｔ)を全波整流するように構成されている。

ところで、温度変化があった場合、センシングエレメント１の母材のヤング率などの影響により、可動部１１の変位ｘＤ(ｔ)の振幅ｘＤａだけでなく、駆動角周波数ω_d も変化する。この場合、変位ｘＤ(ｔ)の振幅ｘＤａを一定に制御しても、変位速度ｖＤ(ｔ)の振幅ｖＤａは一定とならないため、（１２）式から明らかなように、素子感度を一定とすることができない。

しかしながら、上述のように構成された本実施形態のジャイロセンサによれば、可動部１１の振幅ｘＤａを一定に制御するのではなく、駆動角周波数ω_d の変動も含めた、変位速度ｖＤ(ｔ)の振幅ｖＤａ（＝ω_d ・ｘＤａ）を一定に制御するため、振幅ｘＤａを制御する第１実施形態のジャイロセンサと比較して、素子感度をより精度良く一定に保つことができる。

具体的には、位相シフタ４２の伝達関数Ｇ(ｓ)は、（６６）〜（６９）式で表される。

（５７）式を、ｓ＝ｊωとして変形すると（７０）式が得られる。

（７０）式に基づき、Ｈ＝２０，Ｑ＝０．５とした場合の位相シフタ４２の周波数特性を図９に示す。図９から明らかなように、ω_d ／ω₀ が、１より十分に小さくなるように設計すると（例えばω_d ／ω₀ ＝０．０１）、入出力信号の位相差はほぼ９０°となる。

そして、ω_d ／ω₀ ＜＜１であれば、伝達関数Ｇ(ｊω_d )の利得は、（７１）式で近似することができる。

つまり、位相シフタ４２の利得は、駆動角周波数ω_d に比例する。また、位相シフタ４２の入力となる合成モニタ信号ＶＭ(ｔ)の振幅ＶＭａは、可動部１１の振幅ｘＤａに比例するため、位相シフタ４２の出力であるシフト信号Ｖ_PS(ｔ)の振幅ＶＰＳａは、駆動角周波数ω_d ，振幅ｘＤａのいずれにも比例し、ひいては変位ｘＤ(ｔ)の微分値である変位速度ｖＤ(ｔ)の振幅ｖＤａ（＝ω_d ・ｘＤａ）に比例することになる。従って、このシフト信号Ｖ_PS(ｔ)を用いて駆動信号ＶＤ１(ｔ)，ＶＤ２(ｔ)の振幅ＶＤａを制御することにより、変位速度ｖＤ(ｔ)の振幅ｖＤａを一定に保つことができ、その結果、センシングエレメント１の素子感度、ひいてはセンス信号ＶＳ（ｔ）の感度を、より精度よく一定に保つことができるのである。
［第３実施形態］
次に、第３実施形態について説明する。

本実施形態のジャイロセンサは、第１実施形態のものとは、構成の一部が異なるだけであるため、この相違する部分を中心に説明する。
即ち、本実施形態のジャイロセンサにおいて、駆動信号制御部４ｂは、図１０（ａ）に示すように、可変利得器４３，全波整流器４４，誤差増幅器４５の代わりに、位相シフタ４２が出力するシフト信号Ｖ_PS(ｔ)を矩形波に整形する波形整形器４６を備え、また、出力信号生成部７ｂは、差動増幅器７１，同期検波回路７２の代わりに、差動増幅器７１ｂ，同期検波回路７２ｂを備えている。そして、波形整形器４６の出力が、駆動バッファ５ｂ及び同期検波回路７２ｂに供給されるように構成されている。

なお、駆動バッファ５ｂは、図１０（ｂ）に示すように、波形整形器４６の出力に従って、ハイレベル（バイアス電圧ＶＫ）とローレベル（接地電圧：０Ｖ）とを相補的に交互に繰り返す駆動信号ＶＤ１(ｔ)，ＶＤ２(ｔ)を発生させるように構成されている。

また、出力信号生成部７ｂにおいて、同期検波回路７２ｂは、図１１に示すように、コンパレータ７２３が省略され、波形整形器４６の出力によってスイッチ７２４を直接駆動するように構成されている。また、差動増幅器７１ｂでは、演算増幅器ＯＰ_DS の出力端子と反転入力端子との間に、抵抗Ｒ_DS2 の代わりに、直列接続された一対の抵抗Ｒ_DS2A，Ｒ_DS2Bが接続され、演算増幅器ＯＰ_DSの非反転入力端子と第２基準電圧ＶrefBの印加端との間に、抵抗Ｒ_DS4 の代わりに、直列接続された一対の抵抗Ｒ_DS4A，Ｒ_DS4Bが接続されている（以下、この部位を「差動増幅部」と称する）。更に、差動増幅器７１ｂでは、演算増幅器ＯＰ_DS の出力電圧ＶＤＳの振幅を、電源電圧ＶＣＣの大きさに応じて変化させる可変利得器７１１が追加されている。

そして、抵抗Ｒ_DS1 ，Ｒ_DS2A ，Ｒ_DS3 ，Ｒ_DS4Aには、温度係数の小さい（±数十ｐｐｍ／℃以内）薄膜抵抗が用いられ、抵抗Ｒ_DS2B ，Ｒ_DS4Bには、温度係数の大きい（＋数千ｐｐｍ／℃）拡散抵抗が用いられている。

このように構成された差動増幅器７１ｂの差動増幅部のゲインｋ_DSは、（７２）式で表される（（５８）（５９）式参照）。但し、差動増幅器７１ｂを構成する各抵抗は、（７３）〜（７５）式に示す関係を有するように設定されている。

ｋ_DS＝（Ｒ_DSFA＋Ｒ_DSFB）／Ｒ_DSI （７２）
Ｒ_DSI ＝Ｒ_DS1 ＝Ｒ_DS3 （７３）
Ｒ_DSFA＝Ｒ_DS2A＝Ｒ_DS4A （７４）
Ｒ_DSFB＝Ｒ_DS2B＝Ｒ_DS4B （７５）
つまり、抵抗Ｒ_DSI ，Ｒ_DSFA と比較して抵抗Ｒ_DSFBは、十分に大きな温度係数を有し、その結果、差動増幅器７１ｂのゲインｋ_DSは正の温度係数を有することになる。しかも、そのゲインｋ_DSの温度特性は、抵抗比Ｒ_DS2A／Ｒ_DS2B，Ｒ_DS4A／Ｒ_DS4Bの設定を変更することで調整することが可能である。

一方、可変利得器７１１は、図１２に示すように、第１基準電圧ＶrefAが印加される端子Ｉ１＿ＲＥＦ、及び印加された第１基準電圧ＶrefAの大きさに応じた第１基準電流Ｉ１を発生させるための抵抗Ｒ_I1#REF等を備えた第１の定電流回路７１３と、第２基準電圧ＶrefBが印加される端子Ｉ２＿ＲＥＦ、及び印加された第２基準電圧ＶrefBの大きさに応じた第２基準電流Ｉ２を発生させるための抵抗Ｒ_I2#REF等を備えた第２の定電流回路７１５と、差動増幅部の出力電圧ＶＤＳを印加する端子ＩＰ、第２基準電圧ＶrefBが印加される端子ＩＮ、及び印加された出力電圧ＶＤＳと第１基準電圧ＶrefAとの差（即ち、出力電圧ＶＤＳの振幅）に応じた大きさの電流信号を発生させるための抵抗Ｒ_IN等を備えた電流信号生成回路７１７と、第２基準電圧ＶrefBが印加される端子OUT#REF 、電流信号生成回路７１７が生成した電流信号を電圧信号に変換するための抵抗ＲＯ、抵抗ＲＯにより変換された電圧信号を出力するための端子ＯＵＴ等を備えたＩＶ変換回路７１９とからなる。

このように構成された可変利得器７１１の入出力特性は、各端子ＩＰ，ＩＮ，ＯＵＴ，ＯＵＴ＿ＲＥＦ，Ｉ１＿ＲＥＦ，Ｉ２＿ＲＥＦの電圧を、それぞれＶ_IP，Ｖ_IN，Ｖ_OUT，Ｖ_OUT#REF，Ｖ_I1#REF，Ｖ_I2#REFとすると、（７６）式で表される。但し、Ｇ_VGは、可変利得器７１１のゲインであり（７７）式で表される。

Ｖ_OUT＝Ｇ_VG・（Ｖ_IP−Ｖ_IN）＋Ｖ_OUT#REF
＝Ｇ_VG・（ＶＤＳ−ＶrefB）＋ＶrefB （７６）

つまり、可変利得器７１１のゲインＧ_VGは、第２基準電圧ＶrefB、ひいては電源電圧ＶＣＣに比例して変化するように設定されている。
従って、本実施形態のジャイロセンサによれば、温度変化による可動部１１の振動状態の変化に基づいて、センス信号ＶＳ(ｔ)に現れる温度特性の変化を、差動増幅部を構成する各抵抗値の設定で決まる差動増幅部のゲインの温度特性によって相殺することができるため、第１実施形態における振幅一定制御を実行しなくても、差動増幅部にて増幅されたセンス信号ＶＤＳの感度を一定に保つことができる。

しかも、この差動増幅部の出力ＶＤＳを入力とする可変利得器７１１のゲインＧ_VGが電源電圧ＶＣＣに比例して変化するため、電源電圧ＶＣＣの変動によってＡＤ変換の変換比率が変化したとしても、これと同じ比率で差動増幅器７１ｂの出力ＶＳの感度、ひいては出力信号Ｖ_YAW の感度を変化させることができる。

つまり、本実施形態のジャイロセンサによれば、第１実施形態のジャイロセンサと同様の効果を、より簡易な構成にて実現することができる。
なお、本実施形態において、可変利得器７１１が調整手段に相当する。

ところで、可変利得器７１１は、図１２や（７６）式からもわかるように、差動増幅器として使用することが可能であるため、図１３に示すように、差動増幅器７１ｂは、演算増幅器ＯＰ_DSを中心に構成した演算増幅部を省略して、可変利得器７１１の端子ＩＰ，ＩＮに、ＣＶ変換アンプ３３，３４からのセンス信号ＶＳ１（ｔ），ＶＳ２（ｔ）が印加されるように接続し、端子ＯＵＴからの出力をゲインの温度特性を任意に設定可能な増幅回路により増幅するように構成してもよい。

但し、増幅回路は、端子ＯＵＴからの出力が抵抗Ｒ_SIを介して反転入力端子に印加されると共に、非反転入力端子に第２基準電圧ＶrefBが印加され、出力端子と反転入力端子との間に抵抗Ｒ_SFA，Ｒ_SFBが直列接続された演算増幅器ＯＰ_S からなる。また、抵抗Ｒ_SI，Ｒ_SFAには、温度係数の小さい薄膜抵抗を用い、抵抗Ｒ_SFBには、温度係数の大きい拡散抵抗を用いる。

このように構成された差動増幅器７１ｂは、図１１に示したものより簡易な構成（抵抗が３本減）にて、これと同等の機能を果たすことができる。
また、図１１，図１３に示した差動増幅器７１ｂの演算増幅器ＯＰ_DS，ＯＰ_Sを中心とした増幅回路を、図１４（ａ）（ｂ）に示すように、温度特性が特に考慮されていない通常の増幅回路（Ｒ_DS2A，Ｒ_DS2B→Ｒ_DS2、Ｒ_DS4A，Ｒ_DS4B→Ｒ_DS4、Ｒ_SFA，Ｒ_SFB→Ｒ_SF）にて構成し、その代わりに、可変利得器７１１のＩＶ変換回路７１９に、温度特性を持たせるようにしてもよい。

この場合、ＩＶ変換回路７１９は、図１４（ｃ）に示すように、抵抗Ｒ_Oの代わりに、温度係数の小さい薄膜抵抗からなる抵抗Ｒ_OA、温度係数の大きい拡散抵抗からなる抵抗Ｒ_OBを直列接続したものを用いるようにすればよく、可変利得器７１１のゲインは、（７８）式で表されることになる。

また、本実施形態では、差動増幅器７１ｂのゲインに温度特性を持たせるように構成したが、調整・増幅回路７４のゲインに温度特性を持たせるように構成してもよい。
［第４実施形態］
次に、第４実施形態について説明する。

本実施形態のジャイロセンサは、第３実施形態のものとは、構成が一部異なるだけであるため、この相違する部分を中心に説明する。
即ち、本実施形態のジャイロセンサにおいて、駆動信号制御部４ｃは、図１５（ａ）に示すように、差動増幅器４１，位相シフタ４２，波形整形器４６に加えて、差動増幅器４１が出力する合成モニタ信号ＶＭ(ｔ)を全波整流する全波整流器４４を備え、また、出力信号生成部７ｃは、同期検波回路７２ｂ，ＬＰＦ７３，調整・増幅回路７４に加えて、差動増幅器７１の代わりに、全波整流器４４の出力である検出信号Ｖ_FWR （（５０）式参照）に従ってゲインが変化する差動増幅器７１ｃを備えている。

なお、差動増幅器７１ｃは、図１６に示すように、可変利得器７１１と、可変利得器７１１の端子ＯＵＴからの出力が抵抗Ｒ_SIを介して反転入力端子に印加されると共に、非反転入力端子に第２基準電圧ＶrefBが印加され、出力端子と反転入力端子との間に抵抗Ｒ_SFが接続された演算増幅器ＯＰ_Sとからなる。

このうち、可変利得器７１１は、図１２にて示したものと全く同様に構成され、端子ＩＰ，ＩＮに、ＣＶ変換アンプ３３，３４からのセンス信号ＶＳ１（ｔ），ＶＳ２（ｔ）が印加され、端子ＯＵＴ＿ＲＥＦ，Ｉ２＿ＲＥＦに、第２基準電圧ＶrefBが印加され、端子Ｉ１＿ＲＥＦに、全波整流器４４からの検出信号Ｖ_FWR が印加されるように接続されている。

この可変利得器７１１のゲインＧ_VGは、（７９）式で表される。

つまり、可変利得器７１１のゲインＧ_VGは、可動部１１のｘ軸方向への変位の振幅ｘＤａに比例した検出信号Ｖ_FWR に反比例し、第２基準電圧ＶrefB（＝ＶＣＣ／２）に比例して変化する。

従って、何らかの原因で振幅ｘＤａが小さくなり、検出信号Ｖ_FWR も小さくなると、ゲインＧ_VGが大きくなり、逆に、振幅ｘＤａが大きくなり、検出信号Ｖ_FWR も大きくなると、ゲインＧ_VGが小さくなるため、振幅ｘＤａの変化に基づくセンシングエレメント１の素子感度の変動を、ゲインにて補償することができる。

また、ゲインＧ_VGは、電源電圧ＶＣＣに応じて変化するため、電源電圧ＶＣＣの変動によってＡＤ変換の変換比率が変化したとしても、これと同じ比率でセンス信号ＶＳ（ｔ）の感度、ひいては出力信号Ｖ_YAW の感度を変化させることができる。

なお、本実施形態においては、全波整流器４４，差動増幅器７１ｃが、補償手段及び調整手段に相当する。
ところで、本実施形態では、全波整流器４４は、差動増幅器４１の出力である合成モニタ信号ＶＭ(ｔ)を整流するように構成されているが、図１５（ｂ）に示すように、位相シフタ４２の出力であるシフト信号Ｖ_PS(ｔ)を整流するように構成してもよい。この場合、第２実施形態と同様の効果を得ることができる。

また、本実施形態では、検出信号Ｖ_FWR に基づいて差動増幅器７１ｃのゲインを調整するように構成したが、調整・増幅回路７４のゲインを調整するように構成してもよい。

第１実施形態のジャイロセンサの構成を示すブロック図である。 センシングエレメントの動作を説明するための図面である。 第１及び第２基準電圧発生部の詳細構成を示す回路図である。 駆動バッファ及び高電圧発生部の詳細構成を示す回路図である。 ＣＶ変換アンプの詳細構成を示す回路図である。 駆動信号制御部の詳細構成を示す回路図である。 出力信号生成部の詳細を示す回路図である。 第２実施形態のジャイロセンサの構成の主要部（第１実施形態との相違部分）を示すブロック図である。 位相シフタの特性を示すグラフである。 第３実施形態のジャイロセンサの構成の主要部（第１実施形態との相違部分）を示すブロック図である。 差動増幅器及び同期検波回路の詳細構成を示す回路図である。 可変利得器の詳細構成を示す回路図である。 差動増幅器の他の構成例を示す回路図である。 差動増幅器の他の構成例を示す回路図である。 第４実施形態及びその変形例のジャイロセンサ構成の主要部（第３実施形態との相違部分）を示すブロック図である。 差動増幅器の詳細構成を示す回路図である。 従来のジャイロセンサの構成を示すブロック図である。

符号の説明

１…センシングエレメント、２…検出回路、３…ＣＶ変換部、４，４ａ，４ｂ，４ｃ、４ｄ…駆動信号制御部、５，５ｂ…駆動バッファ、６…高電圧発生部、７，７ｂ，７ｃ…出力信号生成部、８…第１基準電圧発生部、９…第２基準電圧発生部、１１…可動部、１２…可動電極、１３ａ，１３ｂ…駆動電極、１５ａ，１５ｂ…モニタ電極、１７ａ，１７ｂ…センス電極、３１〜３４…ＣＶ変換アンプ、４１，７１，７１ｂ，７１ｃ…差動増幅器、４２…位相シフタ、４３…可変利得器、４４…全波整流器、４５…誤差増幅器、４６…波形整形器、５１，７１９…ＩＶ変換回路、５２〜５４，４５２，７２２，７４１…反転増幅回路、５５，９１，４５１，７４２…分圧回路、６１…昇圧回路、６２，８２…非反転増幅回路、７２，７２ｂ…同期検波回路、７４…調整・増幅回路、８１…バンドギャップレファレンス回路、９２，７２１，７４３…バッファ回路、４４１…全波整流回路、４４２…平滑回路、７２３…コンパレータ、７１１…可変利得器、７１３，７１５…定電流回路、７１７…電流信号生成回路、７２４…スイッチ、７４４…加算増幅回路。

Claims (3)

1. 予め設定された可動平面に沿って変位可能な可動部と、該可動部に接続された可動電極と、前記可動平面内の予め設定された駆動方向に沿って前記可動部を振動させる静電気力を、前記可動部との間に発生させるための駆動電極と、前記駆動方向に沿った前記可動部の変位に応じて容量が変化するモニタ用可変容量キャパシタを前記可動部と共に形成するモニタ電極と、前記可動平面内にて前記駆動方向に直交する直交方向に沿った前記可動部の変位に応じて容量が変化するセンス用可変容量キャパシタを前記可動部と共に形成するセンス電極とを備えたセンシングエレメントを用いて、前記可動平面に直交する軸を中心とした回転の角速度を検出する静電駆動・容量検出型のジャイロセンサであって、
   外部から供給される電源電圧の大きさによらず一定値となる固定基準電圧を発生させる基準電圧発生手段と、
   前記固定基準電圧を増幅することで、前記可動電極に印加するバイアス電圧を生成するバイアス電圧生成手段と、
   前記駆動電極に印加され、前記固定基準電圧に比例したオフセット電圧を有する駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、
   前記固定基準電圧に比例したオフセット電圧を有し、前記モニタ用可変容量キャパシタの容量変化に従って電圧レベルが変化するモニタ信号、及び前記センス用可変容量キャパシタの容量変化に従って電圧レベルが変化するセンス信号を生成する容量・電圧変換手段と、
   前記モニタ信号に基づいて、前記可動部の振動が継続するように前記駆動信号の位相を制御する位相制御手段と、
   前記モニタ信号の振幅又は該モニタ信号を微分してなるシフト信号の振幅が、前記電源電圧に比例した目標値と一致するように前記駆動信号の振幅を制御する振幅制御手段と、
   前記電源電圧に比例したオフセット電圧を有し、前記センス信号に基づいて電圧レベルが変化する出力信号を生成する出力信号生成手段と、
   を備えることを特徴とするジャイロセンサ。
2. 予め設定された可動平面に沿って変位可能な可動部と、該可動部に接続された可動電極と、前記可動平面内の予め設定された駆動方向に沿って前記可動部を振動させる静電気力を、前記可動部との間に発生させるための駆動電極と、前記駆動方向に沿った前記可動部の変位に応じて容量が変化するモニタ用可変容量キャパシタを前記可動部と共に形成するモニタ電極と、前記可動平面内にて前記駆動方向に直交する直交方向に沿った前記可動部の変位に応じて容量が変化するセンス用可変容量キャパシタを前記可動部と共に形成するセンス電極とを備えたセンシングエレメントを用いて、前記可動平面に直交する軸を中心とした回転の角速度を検出する静電駆動・容量検出型のジャイロセンサであって、
   外部から供給される電源電圧の大きさによらず一定値となる固定基準電圧を発生させる基準電圧発生手段と、
   前記固定基準電圧を増幅することで、前記可動電極に印加するバイアス電圧を生成するバイアス電圧生成手段と、
   前記駆動電極に印加され、前記固定基準電圧に比例したオフセット電圧を有する駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、
   前記固定基準電圧に比例したオフセット電圧を有し、前記モニタ用可変容量キャパシタの容量変化に従って電圧レベルが変化するモニタ信号、及び前記センス用可変容量キャパシタの容量変化に従って電圧レベルが変化するセンス信号を生成する容量・電圧変換手段と、
   前記モニタ信号に基づいて、前記可動部の振動が継続するように前記駆動信号の位相を制御する位相制御手段と、
   前記電源電圧に比例したオフセット電圧を有し、前記センス信号に基づいて電圧レベルが変化する出力信号を生成する出力信号生成手段と、
   前記モニタ信号の振幅又は該モニタ信号を微分してなるシフト信号の振幅に基づいて、前記出力信号生成手段が前記センス信号の増幅に用いるゲインを変化させることにより、前記可動部の振動状態の変動に基づく前記センス信号の変動を補償する補償手段と、
   前記電源電圧の大きさに基づいて、前記出力信号生成手段が前記センス信号の増幅に用いる増幅回路のゲインを変化させることにより、前記出力信号の感度を調整する調整手段と、
   を備えることを特徴とするジャイロセンサ。
3. 予め設定された可動平面に沿って変位可能な可動部と、該可動部に接続された可動電極と、前記可動平面内の予め設定された駆動方向に沿って前記可動部を振動させる静電気力を、前記可動部との間に発生させるための駆動電極と、前記駆動方向に沿った前記可動部の変位に応じて容量が変化するモニタ用可変容量キャパシタを前記可動部と共に形成するモニタ電極と、前記可動平面内にて前記駆動方向に直交する直交方向に沿った前記可動部の変位に応じて容量が変化するセンス用可変容量キャパシタを前記可動部と共に形成するセンス電極とを備えたセンシングエレメントを用いて、前記可動平面に直交する軸を中心とした回転の角速度を検出する静電駆動・容量検出型のジャイロセンサであって、
   外部から供給される電源電圧の大きさによらず一定値となる固定基準電圧を発生させる基準電圧発生手段と、
   前記固定基準電圧を増幅することで、前記可動電極に印加するバイアス電圧を生成するバイアス電圧生成手段と、
   前記駆動電極に印加され、前記固定基準電圧に比例したオフセット電圧を有する駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、
   前記固定基準電圧に比例したオフセット電圧を有し、前記モニタ用可変容量キャパシタの容量変化に従って電圧レベルが変化するモニタ信号、及び前記センス用可変容量キャパシタの容量変化に従って電圧レベルが変化するセンス信号を生成する容量・電圧変換手段と、
   前記モニタ信号に基づいて、前記可動部の振動が継続するように前記駆動信号の位相を制御する位相制御手段と、
   前記電源電圧に比例したオフセット電圧を有し、前記センス信号に基づいて電圧レベルが変化する出力信号を生成する出力信号生成手段と、
   前記電源電圧の大きさに基づいて、前記出力信号生成手段にて前記センス信号の増幅に用いられる増幅回路のゲインを変化させることにより、前記出力信号の感度を調整する調整手段と、
   を備え、
   前記出力信号生成手段にて前記センス信号の増幅に用いられる増幅回路のゲインの温度特性が、前記センス信号の温度特性を相殺するように設定されていることを特徴とするジャイロセンサ。

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