JP2007221627A - 発振回路、物理量トランスデューサ及び振動ジャイロセンサ - Google Patents
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Abstract
【解決手段】 発振回路10は、発振ループ内の発振振幅を制御するためのゲインコントロールアンプ20と、発振振幅に応じてゲインコントロールアンプ20のゲインを調整するための制御電圧を出力するゲイン制御回路30とを含む。制御電圧をVc、ゲインをkとした場合に、発振ループ内の発振が定常状態か起動過程かにかかわらず、Vc×kの値が一定である。
【選択図】 図2
Description
ここで、上述のように電極920に正弦波の電圧を印加するため、速度vは次式で表すことができる。なお次式において、音叉振動の振幅をa、音叉振動の周期をω0とする。
従って、(1)式に(2)式を代入すれば、コリオリ力Fcは、次式のようになる。
(3)式に示されるように、コリオリ力Fcは、質量mに比例し、角速度Ωに比例し、速度vに比例することがわかる。
発振ループ内の発振振幅を制御するためのゲインコントロールアンプと、
前記発振振幅に応じて前記ゲインコントロールアンプのゲインを調整するための制御電圧を出力するゲイン制御回路とを含み、
前記制御電圧をVc、前記ゲインをkとした場合に、
前記発振ループ内の発振が定常状態か起動過程かにかかわらず、Vc×kの値が一定である発振回路に関係する。
前記ゲイン制御回路が、
前記発振ループ内の信号を直流信号に変換するための整流回路を含み、
前記直流信号に応じて前記制御電圧を出力することができる。
前記制御電圧の電位を調整するための制御電圧調整アンプを含み、
前記ゲインコントロールアンプは、
前記制御電圧調整アンプの出力電圧に基づいて前記ゲインが調整されてもよい。
前記ゲインコントロールアンプが、
除算回路により構成されてもよい。
前記ゲインコントロールアンプは、
そのソースに前記発振ループ内の信号が供給され、そのソース及びゲートの間に第1のバイアス抵抗が接続される第1のMOSトランジスタと、
前記第1のMOSトランジスタのドレイン信号が入力され、その入力及び出力の間に帰還抵抗が接続される第1の演算増幅器と、
そのソースに前記制御電圧が供給され、そのソース及びゲートの間に第2のバイアス抵抗が接続される第2のMOSトランジスタと、
前記第2のMOSトランジスタのドレイン信号が入力され、前記第1及び第2のトランジスタのゲートを駆動する第2の演算増幅器と、
一端が前記第2のMOSトランジスタのドレインに接続され、他端に定電圧が供給される電流発生用抵抗とを含み、
前記第2のMOSトランジスタのソース電流が、前記第2のMOSトランジスタのドレイン電流と等しくなるように構成されててもよい。
前記第1のMOSトランジスタの静特性が、前記第2のMOSトランジスタの静特性が同じになるように形成されてもよい。
前記発振ループ内の発振が定常状態のときの前記ゲインコントロールアンプのゲインをk0、前記電流発生用抵抗の抵抗値をRi、前記帰還抵抗の抵抗値をRrとした場合に、Rr/Riがk0であってもよい。
共振子と、
前記共振子からの電流を電圧に変換し、該電圧を前記ゲインコントロールアンプの入力電圧として出力する電流電圧変換器とを含むことができる。
前記共振子が、
水晶振動子であってもよい。
上記のいずれか記載の発振回路を含む物理量トランスデューサに関係する。
上記記載の発振回路と、
前記共振子とカップリングさせた状態で、外的作用によって変化する物理量を出力する物理量出力回路とを含む物理量トランスデューサに関係する。
上記記載の発振回路と、
前記共振子とカップリングさせた状態で、回転によって変化する電荷量を出力する物理量出力回路とを含む振動ジャイロセンサに関係する。
図1に、本実施形態の発振回路の原理的な構成を示す。
図4において、第2のバイアス抵抗R4の抵抗値が第2のトランジスタT2のソース・ドレイン間抵抗rds2に比べて非常に大きいものとする。即ち、第2のバイアス抵抗R4の抵抗値をそのままR4とすると、R4>>rds2である。従って、制御信号入力端子Zを介して入力される電流I1は、第2のトランジスタT2のソース電流、ドレイン電流となる。第2の演算増幅器U2のバーチャルショートにより、第2のトランジスタのドレイン電流が電流発生用抵抗R5に入力される。従って、電流I2は、次のようになる。
(5)式では、電流発生用抵抗R5の抵抗値をR5、制御信号入力端子Yの入力電圧をVyとしている。
次に、(6)式に(5)式を代入する。
一方、ゲインコントロールアンプ20の出力端子OUTの電圧VOUTは、帰還抵抗R6の抵抗値をR6(=Rr)として、入力端子INの電圧VINを用いて次のように表すことができる。
ここで、(4)式、(7)式を用いると、(8)式は、次のようになる。
=(−R6/R5)×VIN×Vy/Vz ・・・(9)
図2に示すようにVz=Vc、Vy=Vrefであるため、発振の定常状態では入力電圧VINが一定であることを考慮すると、このとき、ゲインコントロールアンプ20の出力電圧は、制御電圧Vcに反比例した電圧を出力することができることを意味する。
以上のように構成することで、本実施形態によれば、発振の安定状態のみならず、発振の起動過程であっても、発振条件を満たすようにゲインコントロールアンプ20のゲインが制御されるため、簡素な構成で、安定した発振制御を行う発振回路の発振の起動時間が長くなることを防止できる。
また、位相条件は、図7の位相変化部950により変化する位相θに対して、次式が成立しなければならない。
そこで、図6に示す発振回路100のmは、次のように求められる。
k=g(Vc) ・・・(14)
ここで、比PV2、PVc、Pkを次のように定義する。
PVc=Vc/Vc0 ・・・(16)
Pk=k/k0 ・・・(17)
発振振幅を一定に制御するためには、次の関係式が成り立つ必要がある。
従って、発振振幅を一定に制御する場合、ゲインコントロールアンプ20について、制御電圧Vcに対するゲインkの変化を示すVc−k特性は、いわゆる1/x特性を示す。しかしながら、ゲインコントロールアンプ20のVc−k特性は、通常、線形性を有する。よって(14)式は1次関数である。
Pk=−PVc+2 ・・・(20)
図8に、比較例におけるVc−k特性の一例を示す。
従って、(9)式は、次式のようになる。
即ち、発振ループ内の発振が定常状態のときのゲインコントロールアンプ20のゲインをk0、電流発生用抵抗R5の抵抗値をR5(=Ri)、帰還抵抗R6の抵抗値をR6(=Rr)とした場合に、R6/R5(=Rr/Ri)がk0である。
次に、本実施形態の発振回路の適用例として、物理量トランスデューサについて説明する。
次に、本実施形態における物理量トランスデューサの一例として、振動ジャイロセンサについて説明する。
30、110、130 ゲイン制御回路、 34 全波整流回路、 40 共振子、
50 電流電圧変換器、 60 位相調整回路、 114 反転バッファ、
132 制御電圧調整アンプ、 200 物理量トランスデューサ、
220、320 発振駆動回路、 230 物理量出力回路、
300 振動ジャイロセンサ、 310 振動子、 330 位相シフタ、
340 コンパレータ、 350 差動アンプ、 360 同期検波器、
370 LPF、 380 出力アンプ、 AGND 基準電源電圧、
R1 第1のバイアス抵抗、 R4 第2のバイアス抵抗、 R5 電流発生用抵抗、
R6 帰還抵抗、 rds1 第1のトランジスタのソース・ドレイン間抵抗、
rds2 第2のトランジスタのソース・ドレイン間抵抗、
T1 第1のトランジスタ、 T2 第2のトランジスタ、 U1 第1の演算増幅器、
U2 第2の演算増幅器、 Vc 制御電圧、 det1、det2 検出信号、
drv 駆動信号、 fb フィードバック信号、 sync 同期信号、
syncin 同期検波入力信号、 syncout 同期検波出力信号
Claims (12)
- 発振ループ内の発振振幅を制御するためのゲインコントロールアンプと、
前記発振振幅に応じて前記ゲインコントロールアンプのゲインを調整するための制御電圧を出力するゲイン制御回路とを含み、
前記制御電圧をVc、前記ゲインをkとした場合に、
前記発振ループ内の発振が定常状態か起動過程かにかかわらず、Vc×kの値が一定であることを特徴とする発振回路。 - 請求項1において、
前記ゲイン制御回路が、
前記発振ループ内の信号を直流信号に変換するための整流回路を含み、
前記直流信号に応じて前記制御電圧を出力することを特徴とする発振回路。 - 請求項2において、
前記制御電圧の電位を調整するための制御電圧調整アンプを含み、
前記ゲインコントロールアンプは、
前記制御電圧調整アンプの出力電圧に基づいて前記ゲインが調整されることを特徴とする発振回路。 - 請求項1乃至3のいずれかにおいて、
前記ゲインコントロールアンプが、
除算回路により構成されることを特徴とする発振回路。 - 請求項4において、
前記ゲインコントロールアンプは、
そのソースに前記発振ループ内の信号が供給され、そのソース及びゲートの間に第1のバイアス抵抗が接続される第1のMOSトランジスタと、
前記第1のMOSトランジスタのドレイン信号が入力され、その入力及び出力の間に帰還抵抗が接続される第1の演算増幅器と、
そのソースに前記制御電圧が供給され、そのソース及びゲートの間に第2のバイアス抵抗が接続される第2のMOSトランジスタと、
前記第2のMOSトランジスタのドレイン信号が入力され、前記第1及び第2のMOSトランジスタのゲートを駆動する第2の演算増幅器と、
一端が前記第2のMOSトランジスタのドレインに接続され、他端に定電圧が供給される電流発生用抵抗とを含み、
前記第2のMOSトランジスタのソース電流が、前記第2のMOSトランジスタのドレイン電流と等しくなるように構成されていることを特徴とする発振回路。 - 請求項5において、
前記第1のMOSトランジスタの静特性が、前記第2のMOSトランジスタの静特性が同じになるように形成されていることを特徴とする発振回路。 - 請求項6において、
前記発振ループ内の発振が定常状態のときの前記ゲインコントロールアンプのゲインをk0、前記電流発生用抵抗の抵抗値をRi、前記帰還抵抗の抵抗値をRrとした場合に、Rr/Riがk0であることを特徴とする発振回路。 - 請求項1乃至7のいずれかにおいて、
共振子と、
前記共振子からの電流を電圧に変換し、該電圧を前記ゲインコントロールアンプの入力電圧として出力する電流電圧変換器とを含むことを特徴とする発振回路。 - 請求項8において、
前記共振子が、
水晶振動子であることを特徴とする発振回路。 - 請求項1乃至9のいずれか記載の発振回路を含むことを特徴とする物理量トランスデューサ。
- 請求項8又は9記載の発振回路と、
前記共振子とカップリングさせた状態で、外的作用によって変化する物理量を出力する物理量出力回路とを含むことを特徴とする物理量トランスデューサ。 - 請求項8又は9記載の発振回路と、
前記共振子とカップリングさせた状態で、回転によって変化する電荷量を出力する物理量出力回路とを含むことを特徴とする振動ジャイロセンサ。
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