JP2006149145A - 無結線式モータの駆動制御装置及び無結線式モータの駆動制御装置を使用した電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 昇圧回路を使用することなく、電圧不足を解消して、モータの高出力化を図ることができる無結線モータの駆動制御装置及び無結線モータを使用した電動パワーステアリング装置を提供する。
【解決手段】 永久磁石を配設したロータと、該ロータと対向して複数Ｎ相の電機子巻線Ｌｕ〜Ｌｗを互いに独立して配設したステータとを有する無結線式モータ１２と、各電機子巻線に個別に且つ当該電機子巻線の両端に夫々接続された一対のインバータ回路３４ａ，３４ｂと、該一対のインバータ回路３４ａ，３４ｂを所定数（例えば２Ｎ個）のＰＷＭ駆動制御信号で駆動する駆動制御回路１５とを備えている。
【選択図】 図５

Description

本発明は、ステータの電機子巻線を結線することなく独立させた無結線式モータの駆動制御装置及び無結線式モータの駆動制御装置を使用した電動パワーステアリング装置に関する。

小型車向けの電動パワーステアリング装置は、ブラシ付きＤＣモータを使用した構成が一般滴であるが、ブラシ機構による発熱による損失と耐久性から、実用化できる電流値には限界があり、電動パワーステアリング装置の高出力化の妨げとなる。
近年、高速演算可能な中央演算処理装置（ＣＰＵ）やデジタル信号処理装置（ＤＳＰ）の実用化、モータ制御技術の進化、モータ駆動用のパワーＭＯＳＦＥＴ等の半導体素子の進化により、ブラシ機構を半導体素子と高性能マイクロコンピュータに置き換えたインバータ回路及びその駆動制御装置によって、Ｙ結線型又はΔ結線型の高効率ブラシレスモータを駆動して電動パワーステアリング装置に要求される高度なトルク制御性、静音性、低フリクション性を満足できるようになり、中型車への電動パワーステアリング装置の普及に繋がっている。

電動パワーステアリング装置のモータに要求される出力性能は、大別すると、ラック推力特性を満足するために必要な最大モータトルクと、高速転舵特性を満足するために必要な最大モータ回転速度である。
モータトルクＴは、Ｔ＝Ｋｔ×Ｉｑ（Ｋｔ：トルク定数）で表され、トルクを増やすにはモータ電流又はトルク定数Ｋｔを増やすことが必要であるが、そのモータ電流は、インバータ回路部で使用されるパワーＭＯＳＦＥＴやリレーやモータハーネスの最大電流容量で制限されている。

また、トルク定数Ｋｔを増やした場合は、モータ駆動電圧が同一の場合、モータ回転速度が低くなり高速転舵特性を満足できなくなる。つまり、モータにとって、最大出力トルクと最大回転速度は相反する特性である。
上記の課題を解決ために従来、１２ボルトバッテリーとインバータ回路の間に昇圧電源を追加し、電圧不足を改善する手法が知られている。

すなわち、操舵トルクセンサで検出した操舵トルク及び車速センサで検出した車速検出値に基づいてモータに供給する目標電流値Ｉｔを算出し、目標電流値Ｉｔと電流検出値Ｉｓとの偏差を算出してフィードバック制御のための指令値Ｖを生成し、指令値Ｖに基づいて算出デューティ比Ｄｃを算出し、算出デューティ比Ｄｃが１００％等の閾値Ｄ０を超える場合、リアクトル、直列に接続されたスイッチング素子を構成するＨｉ−ＭＯＳ、リアクトル及びＨｉ−ＭＯＳとの接続点と接地との間に接続されたスイッチング素子を構成するＬｏ−ＭＯＳ及びＨｉ−ＭＯＳの出力側と接地との間に接続された平滑用コンデンサを有する昇圧チョッパで構成される昇圧回路を起動して出力デューティ比Ｄｐを算出し、閾値Ｄ０以下の場合、昇圧回路を停止して、算出デューティ比Ｄｃを出力デューティ比Ｄｐとし、算出された出力デューティ比ＤｐをＰＷＭ信号生成回路に供給するようにした電動パワーステアリング装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００３−２００８３８号公報（第１頁、図５）

しかしながら、上記特許文献１に記載の従来例にあっては、昇圧回路は、モータ駆動電圧を上げることで、モータのトルク定数Ｋｔを増やすことができ、その結果、モータ電流を低く抑えられ、モータハーネス、モータ駆動素子などの電力損失を抑えることができる。一方、バッテリーから昇圧回路への入力電流は、（昇圧回路の出力電流×出力電圧）／（入力電圧×昇圧効率）で表現され、消費電流が大きい電動パワーステアリング装置の昇圧回路は、入力エネルギーの約２０％を昇圧損失として消費してしまう。この結果、エネルギー収支を考えると、モータラインの電力損失低減効果を、昇圧回路の損失増加が相殺してしまい、モータの高出力化を妨げてしまうという未解決の課題がある。

また、入力電流が通電されるラインには、バッテリー内部抵抗、ハーネス抵抗、ヒューズ抵抗、ノイズ除去用コイル抵抗、リレー接点抵抗及び各部の接触抵抗などが存在し、これらの合計値は概ね２５ｍΩ前後となるので、バッテリー電流を増やしても、バッテリーラインの電力損失が増加してしまい、電動パワーステアリング装置の効率を低下させてしまうという未解決の課題もある。

また、１２ボルトバッテリーが許容できる出力電流にも制限があり、概ね８５Ａ程度が限界と言われているので、この点もモータの高出力化の妨げとなるという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、昇圧回路を使用することなく、電圧不足を解消して、モータの高出力化を図ることができる無結線モータの駆動制御装置及び無結線モータを使用した電動パワーステアリング装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、請求項１に係る無結線モータの駆動制御装置は、永久磁石を配設したロータと、該ロータと対向して複数Ｎ相の電機子巻線を互いに独立して配設したステータとを有する無結線式モータと、各電機子巻線に個別に且つ当該電機子巻線の両端に夫々接続された一対のインバータ回路と、該一対のインバータ回路を駆動制御する駆動制御回路とを備え、前記駆動制御回路は、前記一対のインバータ回路を所定数のＰＷＭ駆動制御信号で駆動するようにしたことを特徴としている。

また、請求項２に係る無結線式モータの駆動制御装置は、請求項１に係る発明において、前記駆動制御回路は、前記一対のインバータ回路を２Ｎ個のＰＷＭ駆動制御信号で駆動するようにしたことを特徴としている。
さらに、請求項３に係る無結線式モータの駆動制御装置は、請求項１に係る発明において、前記駆動制御回路は、２Ｎ個のＰＷＭ駆動制御信号を一対のインバータ回路に出力し、この内Ｎ本のＰＷＭ駆動制御信号を一方のインバータ回路の上アーム及び他方のインバータ回路の下アームに供給し、残りのＮ本のＰＷＭ駆動制御信号を前記一方のインバータ回路の下アーム及び前記他方のインバータ回路の上アームに供給するように構成されていることを特徴としている。

さらにまた、請求項４に係る無結線式モータの駆動制御装置は、請求項１乃至３の何れか１項に係る発明において、前記駆動制御回路は、前記各電機子巻線の端子間電圧を調整可能に構成されていることを特徴としている。
なおさらに、請求項５に係る無結線式モータの駆動制御装置は、前記請求項４に係る発明において、前記駆動制御回路は、ベクトル制御を用いて前記各電機子巻線に対する相電流指令値を算出するベクトル制御相指令値算出部と、前記各電機子巻線の相電流を検出するモータ電流検出回路と、前記相電流指令値及び前記相電流に基づいて各電機子巻線に対する駆動電流を制御する電流制御部とを備えていることを特徴としている。

また、請求項６に係る無結線式モータの駆動制御装置は、前記請求項５に係る発明において、前記電流制御部は、前記相電流指令値と前記相電流との偏差に基づいて相電圧指令値を算出する演算制御部と、該演算制御部で算出した相電圧指令値の最大値を制限する電圧制限部と、該電圧制限部で制限した相電圧指令値に基づいてデューティ指令値を算出するデューティ指令値算出部と、該デューティ指令値算出部で算出したデューティ指令値を電機子巻線数に相変換して相デューティ指令値を算出する相変換部と、該相変換部から出力される相デューティ指令値に基づいて前記一対のインバータに供給する所定数のＰＷＭ駆動制御信号を形成する駆動制御信号形成部とを備えていることを特徴としている。

さらに、請求項７に係る無結線式モータの駆動制御装置は、請求項５に係る発明において、前記駆動制御信号形成部は、前記相変換部から出力される相デューティ指令値に基づいて一方のインバータに対する第１の相デューティ指令値を演算する第１の演算部と、前記相デューティ指令値に基づいて他方のインバータに対する第２の相デューティ指令値を演算する第２の演算部と、前記第１の演算部から出力される第１の相デューティ指令値に基づいて前記一方のインバータに対するＰＷＭ駆動制御信号を形成する第１のＰＷＭ回路と、前記第２の演算部から出力される第２の相デューティ指令値に基づいて前記他方のインバータに対するＰＷＭ駆動制御信号を形成する第２のＰＷＭ回路とを備えていることを特徴としている。

さらにまた、請求項８に係る無結線式モータの駆動制御装置は、前記請求項７に係る発明において、前記第１の演算部及び前記第２の演算部の何れか一方は、デューティ比５０％の相デューティ指令値を対応するＰＷＭ回路に出力するように構成されていることを特徴としている。
なおさらに、請求項９に係る電動パワーステアリング装置は、前記請求項７に係る発明において、前記相デューティ指令値に対するゲインを設定するゲイン設定部を有し、前記第２の演算部は、前記相変換部から出力される相デューティ指令値に前記ゲインを乗算した値に基づいて前記第２の相デューティ指令値を演算するように構成されていることを特徴としている。

さらにまた、請求項１０に係る電動パワーステアリング装置は、請求項９に係る発明において、前記ゲイン設定部は、前記電流制御部で形成されるｑ軸相電圧指令値に基づいてゲインを設定するように構成されていることを特徴としている。
なおさらに、請求項１１に係る電動パワーステアリング装置は、請求項４乃至１０の何れか１項に記載の無結線式モータの駆動装置を使用したことを特徴としている。

また、請求項１２に係る電動パワーステアリング装置は、操舵トルクを検出する操舵トルク検出部と、永久磁石を配設したロータ及び該ロータと対向して複数Ｎ相の電機子巻線を互いに独立して配設したステータを有し、操舵系に対して操舵補助力を発生する無結線式モータと、各電機子巻線に個別に且つ当該電機子巻線の両端に夫々接続された一対のインバータ回路と、前記操舵トルク検出部で検出した操舵トルクに基づいて前記一対のインバータ回路に対して所定数の駆動制御信号を出力する駆動制御回路とを備えていることを特徴としている。

さらに、請求項１３に係る電動パワーステアリング装置は、前記請求項１２に係る発明において、前記駆動制御回路は、２Ｎ個のＰＷＭ駆動制御信号を一対のインバータ回路に出力し、この内Ｎ本の駆動制御信号を一方のインバータ回路の上アーム及び他方のインバータ回路の下アームに供給し、残りのＮ本の駆動制御信号を前記一方のインバータ回路の下アーム及び前記他方のインバータ回路の上アームに供給するように構成されていることを特徴としている。

さらにまた、請求項１４に係る電動パワーステアリング装置は、前記請求項１２又は１３に係る発明において、前記駆動制御回路は、ベクトル制御を用いて前記操舵トルク検出値に基づいて前記各電機子巻線に対する相電流指令値を算出するベクトル制御相指令値算出部と、前記各電機子巻線の相電流を検出するモータ電流検出回路と、前記相電流指令値及び前記相電流に基づいて各電機子巻線に対する駆動電流を制御する電流制御部とを備えていることを特徴としている。

なおさらに、請求項１５に係る電動パワーステアリング装置は、前記請求項１４に係る発明において、前記電流制御部は、前記相電流指令値と前記相電流との偏差に基づいて相電圧指令値を算出する演算制御部と、該演算制御部で算出した相電圧指令値の最大値を制限する電圧制限部と、該電圧制限回路で制限した相電圧指令値に基づいてデューティ指令値を算出するデューティ指令値算出部と、該デューティ指令値算出部で算出したデューティ指令値を電機子巻線数に相変換して相デューティ指令値を算出する相変換部と、該相変換部から出力される相デューティ指令値に基づいて前記一対のインバータに供給する所定数のＰＷＭ駆動制御信号を形成する駆動制御信号形成部とを備えていることを特徴としている。

また、請求項１６に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１４に係る発明において、前記駆動制御信号形成部は、前記相変換部から出力される相デューティ指令値に基づいて一方のインバータに対する第１の相デューティ指令値を演算する第１の演算部と、前記相デューティ指令値に基づいて他方のインバータに対する第２の相デューティ指令値を演算する第２の演算部と、前記第１の演算部から出力される第１の相デューティ指令値に基づいて前記一方のインバータに対するＰＷＭ駆動制御信号を形成する第１のＰＷＭ回路と、前記第２の演算部から出力される第２の相デューティ指令値に基づいて前記他方のインバータに対するＰＷＭ駆動制御信号を形成する第２のＰＷＭ回路とを備えていることを特徴としている。

さらに、請求項１７に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１６に係る発明において、前記第１の演算部及び前記第２の演算部の何れか一方は、デューティ比５０％の相デューティ指令値を対応するＰＷＭ回路に出力するように構成されていることを特徴としている。
さらにまた、請求項１８に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１６に係る発明において、前記相デューティ指令値に対するゲインを設定するゲイン設定部を有し、前記第２の演算部は、前記相変換部から出力される相デューティ指令値に前記ゲインを乗算した値に基づいて前記第２の相デューティ指令値を演算するように構成されていることを特徴としている。

なおさらに、請求項１９に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１６に係る発明において、前記無結線式モータの回転速度を検出する回転速度検出部を有し、前記ゲイン設定部は、前記操舵トルク検出部で検出した操舵トルクと前記回転速度検出部で検出したモータ回転速度とに基づいて前記ゲインを設定するように構成されていることを特徴としている。

また、請求項２０に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１９に係る発明において、記ゲイン設定部は、前記ゲインをパラメータとして前記操舵トルクとモータ回転速度との関係を表すゲイン算出テーブルを備えていることを特徴としている。
さらに、請求項２１に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１８に係る発明において、前記ゲイン設定部は、前記電流制御部で形成されるｑ軸相電圧指令値に基づいてゲインを演算するように構成されていることを特徴としている。

本発明によれば、ステータに所定相数の電機子巻線を互いに独立して配設し、独立した各電機子巻線に個別に駆動信号を供給する構成の無結線式モータと、各電機子巻線の両端に接続した一対のインバータ回路とを設け、一対のインバータ回路を１つの駆動制御回路で駆動制御することが可能となり、全体の回路構成を簡略化することができるという効果が得られる。

また、駆動制御回路で、各電機子巻線の端子間電圧を調整可能に構成することにより、任意の端子間電圧を発生させることができ、無結線式モータの出力特性を調整することができるという効果が得られる。
また、無結線式モータを駆動する駆動制御装置を、ベクトル制御をもとに各相電流指令値を算出すると共に、電流フィードバック制御することにより、小型で、トルクリップルが小さく、出力が大きい無結線式モータの駆動制御装置を提供することができるという効果が得られる。
さらに、無結線式モータを使用して電動パワーステアリング装置を構成することにより、ステアリングホイールの急操舵時にも滑らかに追従する操舵補助力を発生してステアリングホイールの操作を違和感なく、且つ騒音の少ない電動パワーステアリング装置を提供することができるという効果が得られる。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の第１の実施形態を示す全体構成図であって、図中、１は、ステアリングホイールであり、このステアリングホイール１に運転者から作用される操舵力が入力軸２ａと出力軸２ｂとを有するステアリングシャフト２に伝達される。このステアリングシャフト２は、入力軸２ａの一端がステアリングホイール１に連結され、他端は操舵トルク検出手段としての操舵トルクセンサ３を介して出力軸２ｂの一端に連結されている。

そして、出力軸２ｂに伝達された操舵力は、ユニバーサルジョイント４を介してロアシャフト５に伝達され、さらに、ユニバーサルジョイント６を介してピニオンシャフト７に伝達される。このピニオンシャフト７に伝達された操舵力はステアリングギヤ８を介してタイロッド９に伝達され、図示しない転舵輪を転舵させる。ここで、ステアリングギヤ８は、ピニオンシャフト７に連結されたピニオン８ａとこのピニオン８ａに噛合するラック８ｂとを有するラックアンドピニオン形式に構成され、ピニオン８ａに伝達された回転運動をラック８ｂで直進運動に変換している。
ステアリングシャフト２の出力軸２ｂには、操舵補助力を出力軸２ｂに伝達する操舵補助機構１０が連結されている。この操舵補助機構１０は、出力軸２ｂに連結した減速ギヤ１１と、この減速ギヤ１０に連結された操舵補助力を発生する電動機としての無結線式モータ１２とを備えている。

操舵トルクセンサ３は、ステアリングホイール１に付与されて入力軸２ａに伝達された操舵トルクを検出するもので、例えば、操舵トルクを入力軸２ａ及び出力軸２ｂ間に介挿した図示しないトーションバーの捩れ角変位に変換し、この捩れ角変位をポテンショメータで検出するように構成されている。この操舵トルクセンサ３は、図２に示すように、入力される操舵トルクが零のときには、“０”の中立電圧Ｖ₀ となり、この状態から右切りすると、操舵トルクの増加に応じて中立電圧Ｖ₀ より正方向に増加する電圧となり、操舵トルクが零の状態から左切りすると操舵トルクの増加に応じて中立電圧Ｖ₀ より負方向に減少する電圧となるトルク検出値Ｔを出力するように構成されている。

また、無結線式モータ１２は、図３に示すように、ハウジング２１に対して一対の軸受２２，２３を介して回転軸２４が回転可能に支持されている。一対の軸受２２，２３間で回転軸２４の周囲には、円板状の複数枚の電磁鋼板２５，２６を積層して形成されるロータコア２７が装着され、このロータコア２７の外周面には、ロータマグネット２８が固定されている。ロータマグネット２８は、界磁発生用永久磁石としてセグメントマグネットが使用されている。また、図４に示すように、ロータマグネット１８の外側には、一端に形成されたフランジ部２９ａをロータマグネット２８の端面と当接させ、ロータマグネット２８の飛散及びずれを防止する円筒状のマグネットカバー２９が設けられている。そして、これら回転軸２４、ロータコア２７、ロータマグネット２８及びマグネットカバー２９はロータ２０を構成している。

ハウジング２１内には、ロータ２０と半径方向に対向するようにしてステータ３１が配設されており、ハウジング２１の内周面に固定された環状のステータコア３２と、ステータコア３２に巻回された電機子巻線としての励磁コイル３３とを有する。この励磁コイル３３は、図５に示すように、例えば三相の励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗで構成され、これら励磁コイルＬｕ〜Ｌｗは、互いに結線されることなく独立して巻装され、各励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの両端間に一対のインバータ回路３４ａ及び３４ｂが接続されて、個別に駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが供給される。

インバータ回路３４ａは、図５に示すように、励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに対応して直列に接続されたＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｕｂ、Ｑｖａ，Ｑｖｂ及びＱｗａ，Ｑｗｂを並列に接続された構成を有し、スイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｕｂの接続点、Ｑｖａ，Ｑｖｂの接続点及びＱｗａ，Ｑｗｂの接続点が夫々励磁巻線Ｌｕ、Ｌｖ及びＬｗの一方の端子ｔｕａ、ｔｖａ及びｔｗａに接続されている。

また、インバータ回路３４ｂも、インバータ回路３４ａと同様に、励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに対応して直列に接続されたＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｕｂ、Ｑｖａ，Ｑｖｂ及びＱｗａ，Ｑｗｂを並列に接続された構成を有し、スイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｕｂの接続点、Ｑｖａ，Ｑｖｂの接続点及びＱｗａ，Ｑｗｂの接続点が夫々励磁巻線Ｌｕ、Ｌｖ及びＬｗの他方の端子ｔｕｂ、ｔｖｂ及びｔｗｂに接続されている。

そして、インバータ回路３４ａの上アームを構成するスイッチング素子Ｑｕａ、Ｑｖａ及びＱｗａのゲートに増幅回路Ａｕａ、Ａｖａ及びＡｗａを介して後述する駆動制御回路１５から出力されるＰＷＭ（パルス幅変調）信号ＰｕＨ、ＰｖＨ及びＰｗＨが供給され、下アームを構成するスイッチング素子Ｑｕｂ、Ｑｖｂ及びＱｗｂのゲートに増幅回路Ａｕｂ、Ａｖｂ及びＡｗｂを介して後述する駆動制御回路１５から出力されるＰＷＭ（パルス幅変調）信号ＰｕＬ、ＰｖＬ及びＰｗＬが供給されている。

同様に、インバータ回路３４ｂの上アームを構成するスイッチング素子Ｑｕａ′、Ｑｖａ′及びＱｗａ′のゲートに増幅回路Ａｕａ′、Ａｖａ′及びＡｗａ′を介して後述する駆動制御回路１５から出力されるＰＷＭ（パルス幅変調）駆動制御信号ＰｕＬ、ＰｖＬ及びＰｗＬが供給され、下アームを構成するスイッチング素子Ｑｕｂ′、Ｑｖｂ′及びＱｗｂ′のゲートに増幅回路Ａｕｂ′、Ｑｖｂ′及びＡｗｂ′を介して後述する駆動制御回路１５から出力されるＰＷＭ（パルス幅変調）駆動制御信号ＰｕＨ、ＰｖＨ及びＰｗＨが供給されている。
結局、駆動制御回路１５から出力される励磁コイル数の相数Ｎ（３以上の整数）の２倍の本数のＰＷＭ信号ＰｕＨ〜ＰｗＨ及びＰｕＬ〜ＰｗＬによって一対のインバータ回路３４ａ及び３４ｂが逆位相で駆動される。

また、一方の軸受２２の近傍には、ロータ２０の位相検知部３５が配置されている。この位相検知部３５は、回転軸２４に取付けられた環状の位相検出用永久磁石３６と、この永久磁石３６と対向し、ハウジング２１側に固定された位相検出素子３７とから構成されている。この位相検知部３５は、モータ１２が機械的な整流子（ブラシとコンミテータ）を含まないブラシレスモータであるため、ロータ２０の位相を検知して、駆動制御回路１５の制御により位相に応じて励磁コイル３３に通電するためのものである。また、位相検知部としては、レゾルバやエンコーダなどを適用することもできる。

そして、操舵トルクセンサ３から出力されるトルク検出値Ｔは、図６に示すように駆動制御回路１５に入力される。この駆動制御回路１５には、例えば１２ボルトのバッテリー１６からイグニッションキー１７を介して電力が供給され、トルク検出値Ｔの他に車速センサ１８で検出した車速検出値Ｖと、モータ電流検出部１９ｕ〜１９ｗで検出した無結線式モータ１２の各励磁コイルＬｕ〜Ｌｗに流れる駆動電流Ｉｕ〜Ｉｗと、位相検知部３５で検出したロータ２０の位相検知信号が入力される。

この駆動制御回路１５は、図６に示すように、操舵トルクセンサ３で検出した操舵トルク検出値Ｔと車速センサ１８で検出した車速検出値Ｖとが入力され、これらに基づいてベクトル制御演算によって指令電流指令値Ｉｑ及びＩｄを出力するベクトル制御相指令値算出部４０と、各励磁コイルＬｕ〜Ｌｗの相電流Ｉｄｑ及びＩｄｄを検出するモータ電流検出回路４３と、ベクトル制御相指令値演算部４０から出力される相電流指令値Ｉｑ及びＩｄとモータ電流検出回路４３で検出した相電流検出値Ｉｄｑ及びＩｄｄとに基づいて一対のインバータ３４ａ及び３４ｂに対するＰＷＭ駆動制御電流を形成する電流制御部４４とを備えている。

ベクトル制御相指令値算出部４０は、操舵トルクセンサ３で検出した操舵トルク検出値Ｔと車速センサ１８で検出した車速検出値Ｖとが入力され、これらに基づいて車速検出値Ｖをパラメータとして操舵トルク検出値Ｔと操舵補助力指令値Ｔ^*との関係を表す操舵補助力指令値算出テーブルを参照して操舵補助力指令値を算出する操舵補助力算出部４１と、この基本操舵補助力算出部４１で算出した操舵補助力指令値Ｔ^*が入力され、これに基づいて無結線式モータ１２に対するｄ−ｑ軸上での相電流指令値Ｉｑ及びＩｄを決定して出力するベクトル電流指令値決定部４２とを有する。

また、モータ電流検出回路４３は、モータ電流検出部１９ｕ〜１９ｗから入力される駆動電流Ｉｕ〜Ｉｗを３相−２相座標変換してｄ−ｑ軸上のモータ検出電流Ｉｄｑ及びＩｄｄを出力する３相／２相座標変換部４５を有する。そして、位相検知部３５で検出したロータ位相検出値を電気角変換部４７で電気角θに変換し、この電気角θがベクトル電流指令値決定部４２及び３相／２相座標変換部４５に供給されている。

さらに、電流制御部４４は、ベクトル制御相指令値算出部４０のベクトル電流指令値決定部４２から出力される相電流指令値Ｉｑ及びＩｄからモータ電流検出回路４３の３相／２相座標変換部４５から出力される相電流検出値Ｉｄｑ及びＩｄｄを減算器４６ｑ及び４６ｄで減算して偏差ΔＩｑ及びΔＩｄを算出し、算出した偏差ΔＩｑ及びΔＩｄが個別にＰＩ制御部４９ｑ及び４９ｄに供給される。

このため、ＰＩ制御部４９ｑ及び４９ｄでは、下記（１）式及び（２）式の演算を行って電圧指令値Ｖｑ及びＶｄを算出する。
Ｖｑ＝Ｋｐ×ΔＩｑ＋Ｋｉ×∫ΔＩｑ／ｄｔ ……（１）
Ｖｄ＝Ｋｐ×ΔＩｄ＋Ｋｉ×∫ΔＩｄ／ｄｔ ……（２）
ここで、Ｋｐは比例ゲイン、Ｋｉは積分ゲインである。ここで、減算器４６ｑ及び４６ｄとＰＩ制御部４９ｑ及び４９ｄとで演算制御部が構成されている。

そして、ＰＩ制御部４９ｑ及び４９ｄから出力される電圧指令値Ｖｑ及びＶｄが電圧制限部としてのリミッタ５０に供給されて、電源電圧Ｖｑ及びＶｄを正負の電源電圧（バッテリ電圧±Ｖｂ）の範囲に制限し、この制限した電圧指令値Ｖｑ_LIM及びＶｄ_LIMをデューティ指令値算出部としての乗算器５１ｑ及び５１ｄに供給する。
この乗算器５１ｑ及び５１ｄでは、制限された電圧指令値Ｖｑ_LIM及びＶｄ_LIMに１／２Ｖｂ（Ｖｂ：バッテリー電圧）を乗算することにより、除算を行ってデューティ指令値Ｄｑ及びＤｄを算出し、これらデューティ指令値Ｄｑ及びＤｄを相変換部としての２相−３相座標変換部５２でＵ相、Ｖ相及びＷ相の各相デューティ指令値Ｄｔｕ、Ｄｔｖ及びＤｔｗを算出する。

そして、２相−３相座標変換部５２から出力される各相デューティ指令値Ｄｔｕ、Ｄｔｖ及びＤｔｗを一対のインバータ３４ａ及び３４ｂに対するＰＷＭ駆動制御信号を形成する駆動制御信号形成部５３に供給する。
この駆動制御信号形成部５３は、入力される正負の相デューティ指令値Ｄｔｊ（ｊ＝ｕ，ｖ，ｗ）を加算器５４に供給して、これに入力されている５０％の中間デューティ指令値Ｄｎに加算することにより励磁コイルＬｊに対する０〜１００％の相デューティ指令値Ｄｊに変換するデューティ指令値変換部５３ｊと、これらデューティ指令値変換部５３ｊから出力される相デューティ指令値Ｄｊが入力され、これら相デューティ指令値Ｄｊに応じたデューティ比のパルス信号でなるＰＷＭ駆動制御信号ＰｕＨ〜ＰｗＨとそのオン・オフが反転されたＰＷＭ駆動制御信号ＰｕＬ〜ＰｗＬを形成するＰＷＭ回路としてのＰＷＭパルスジェネレータ５５とを有する。

そして、ＰＷＭパルスジェネレータ５５から出力されるＰＷＭ駆動制御信号ＰｕＨ〜ＰｗＨ及びＰｕＬ〜ＰｗＬを前述した図５に示すようにインバータ回路３４ａ及び３４ｂに出力する。このように、１つのＰＷＭジェネレータ５５によってインバータ回路３４ａ及び３４ｂが互いに逆位相に駆動されるので、ＰＷＭ信号は従来の６個の信号がそのまま使用できる。

次に、上記第１の実施形態の動作を説明する。
今、イグニッションキー１７がオフ状態であるときには駆動制御回路１５及びインバータ回路３４ａ及び３４ｂにバッテリー１６の電力が供給されておらず、インバータ回路３４ａ及び３４ｂの各スイッチング素子Ｑｕａ〜Ｑｗｂ及びＱｕａ′〜Ｑｗｂ′がオフ状態を維持し、無結線式モータ１２の各励磁コイルＬｕ〜Ｌｗに通電されることがなく、無結線式モータ１２が停止状態にある。

この車両の停止状態で、イグニッションキー１７をオン状態とすると、バッテリー１６の電力が駆動制御回路１５及びインバータ回路３４ａ，３４ｂに供給されて、これらが作動状態となる。
この状態で、ステアリングホイール１を操舵していない状態では、操舵トルクセンサ３で検出される操舵トルク検出値Ｔが零であり、車両が停止状態であるので、車速センサ１８で検出される車速検出値Ｖも零となっており、操舵補助力算出部４１で零の操舵補助力指令値Ｔ^*が算出され、これがベクトル電流指令値決定部４２に供給されることにより、このベクトル電流指令値決定部４２から共に零の指令電流Ｉｑ及びＩｄが出力される。

一方、無結線式モータ１２が停止状態にあるので、電流検出器１９ｕ〜１９ｗで検出されるモータ電流Ｉｕ〜Ｉｗも零となっており、これが３相／２相座標変換部４５に供給されるので、この３相／２相座標変換部４５から出力されるｄ−ｑ軸検出電流Ｉｄｑ及びＩｄｄも零となり、加算器４６ｑ及び４６ｄから出力される偏差ΔＩｑ及びΔＩｄも零となる。

このため、ＰＩ制御部４９ｑ及び４９ｄから出力される電圧指令値Ｖｑ及びＶｄも零となり、これらがリミッタ５０を介して乗算器５１ｑ及び５１ｄに供給され、これら乗算器５１ｑ及び５１ｄで２倍のバッテリー電圧Ｖｂで除算することにより、正及び負値をとるデューティ指令値Ｄｑ及びＤｄを算出するが、これらデューティ指令値Ｄｑ及びＤｄも零となり、これが２相／３相座標変換部５２に供給されてＵ相、Ｖ相及びＷ相の各相デューティ指令値Ｄｔｕ、Ｄｔｖ及びＤｔｗを算出する。この場合の各相デューティ指令値Ｄｔｕ、Ｄｔｖ及びＤｔｗも零となり、これらがデューティ指令値変換部５３ｕ、５３ｖ及び５３ｗに供給されるので、これらデューティ指令値変換部５３ｕ、５３ｖ及び５３ｗから共に５０％の相デューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ及びＤｗがＰＷＭパルスジェネレータ５５に供給される。このため、ＰＷＭパルスジェネレータ５５からデューティ比が略５０％のＰＷＭ駆動制御信号ＰｕＨ〜ＰｗＨ及びそのオン・オフが反転されたＰｕＬ〜ＰｗＬがインバータ回路３４ａ及び３４ｂに出力される。

このため、例えば無結線式モータ１２の励磁コイルＬｕについて見ると、図７に示すように、インバータ回路３４ａ及び３４ｂのスイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｕｂの直列回路とスイッチング素子Ｑｕｂ′及びＱｕａ′の直列回路とがバッテリー電圧Ｖｂと接地との間に並列に接続され、両直列回路のスイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｕｂの接続点及びスイッチング素子Ｑｕｂ′及びＱｕａ′の接続点に夫々励磁コイルＬｕの一方の端子ｔｕａ及び他方の端子ｔｕｂを接続した所謂Ｈブリッジ回路が構成される。

このとき、スイッチング素子Ｑｕａ及びＱｕｂ′に供給されるＰＷＭ信号ＰｕＨとスイッチング素子Ｑｕｂ及びＱｕａ′に供給されるＷＭ信号ＰｕＬとが共にデューティ比が略５０％で互いにオン・オフが反転し、両者間にデッドタイムが設けられているので、励磁コイルＬｕには電流が流れることはなく、同様に励磁コイルＬｖ及びＬｗにも電流が流れることはないので、無結線式モータ１２は停止状態を継続する。

この無結線式モータ１２の停止状態からステアリングホイール１２を例えば右操舵して据え切り状態とすると、これによって操舵トルクセンサ３で大きな正値の操舵トルク検出値Ｔが出力されると共に、車速検出値Ｖが“０”となることにより、操舵補助力算出部４１から大きな正値の操舵補助力指令値Ｔ^*が出力され、これがベクトル電流指令値決定部４２に供給されて相電流指令値Ｉｑ及びＩｄを決定する。このとき、励磁コイルＬｕ〜Ｌｗには通電されていないので、３相／２相座標変換部４５から出力される相電検出値Ｉｄｑ及びＩｄｄは零を維持しているので、減算器４６ｑ及び４６ｄから指令電流Ｉｑ及びＩｄに応じた偏差ΔＩｑ及びΔＩｄがＰＩ制御部４９ｑ及び４９ｄに出力される。

これらＰＩ制御部４９ｑ及び４９ｄでは、前記（１）式及び（２）式のＰＩ演算を行って、比較的大きな値の電圧指令値Ｖｑ及びＶｄを算出し、これらがリミッタ５０に出力される。
リミッタ５０では、電圧指令値Ｖｑ及びＶｄをバッテリ電圧＋Ｖｂ及び−Ｖｂに制限し、この制限された電圧指令値が乗算器５１ｑ及び５１ｄでバッテリ電圧の２倍の電圧２Ｖｂで除算することにより、正値の例えば５０％に近いデューティ指令値Ｄｑ及びＤｄが出力され、これらが２相／３相座標変換部５２に供給されて１２０°位相がずれたＵ相、Ｖ相及びＷ相の各相デューティ指令値Ｄｔｕ、Ｄｔｖ及びＤｔｗを算出する。

この各相デューティ指令値Ｄｔｕ、Ｄｔｖ及びＤｔｗが相デューティ指令値変換部５３ｕ、５３ｖ及び５３ｗに供給されるので、これら相デューティ指令値変換部５３ｕ、５３ｖ及び５３ｗで１００％に近い相デューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ及びＤｗが出力され、これらがＰＷＭジェネレータ５５に供給されるので、このＰＷＭジェネレータ５５から無結線式モータ１２を正転駆動するＰＷＭ駆動制御信号ＰｕＨ，ＰｖＨ及びＰｗＨ及びこれらのオン・オフが反転されたＰＷＭ駆動制御信号ＰｕＬ，ＰｖＬ及びＰｗＬがインバータ回路３４ａ及び３４ｂに互いに逆位相となるように供給される。

このため、励磁コイルＬｕについてみると、ＰＷＭ駆動制御信号ＰｕＨのデューティ比がＰＷＭ駆動制御信号ＰｕＬのデューティ比より大きいときには、図７において、バッテリー１７からの駆動電流が実線矢印で示すように、スイッチング素子Ｑｕａ、励磁コイルＬｕ及びスイッチング素子Ｑｕａ′をその順に通って流れることになり、これによって無結線式モータ１２がステアリングホイール１の右操舵を補助するように例えば正転駆動されて、大きな操舵補助力を発生し、ステアリングホイール１の据え切りを軽い操舵力で行うことができる。このときの、励磁コイルＬｕの電圧波形は、図８に示すように、励磁コイルＬｕにおける一方の端子ｔｕａの端子電圧Ｖａが細い実線で示すように例えば０〜１０ボルトの範囲の正弦波となり、他方の端子ｔｕｂの端子電圧Ｖｂが破線で示すように端子電圧Ｖａに対して１８０°の位相差を有する正弦波となるので、励磁コイルＬｕの両端電圧Ｖａｂは太い実線図示のようにバッテリー電圧の＋１０〜−１０ボルトの範囲の正弦波となり、従来例のように昇圧回路を設けることなくバッテリ電圧Ｖｂの約２倍まで有効利用することができ、高出力駆動することができる。

この結果、電動パワーステアリング装置で最大出力を確保しながら最大回転速度を増加させることができ、急操舵時にモータ回転速度が不足することを解消することができる。
しかも、上記効果を一対のインバータ回路３４ａ及び３４ｂに対して駆動制御回路１５から出力される通常の励磁コイルをＹ結線又はΔ結線した結線式モータを駆動する１つのインバータ回路を適用する場合と同様の６本のＰＷＭ信号で駆動することができ、一対のインバータ回路３４ａ及び３４ｂを個別の駆動制御回路で駆動する場合に比較して、マイクロコンピュータ、デジタル信号処理装置、モータ駆動ＩＣ等のコスト低減と選択の自由度とを向上させることができる。

また、ステアリングホイール１を左切りする据え切り状態とした場合には、そのときの操舵トルク検出値Ｔに応じた操舵補助トルクを発生するように無結線式モータ１２が逆転駆動されて、軽い操舵を行うことができ、また、車両が停車状態から走行状態となったときには、そのときの車速検出値Ｖが増加するにつれて操舵トルク検出値Ｔに対する操舵補助トルク指令値Ｔ^*が小さい値となり、無結線式モータ１２で発生する操舵補助力も小さく抑制される。

次に、本発明の第２の実施形態を図９及び図１０について説明する。
この第２の実施形態は、無結線式モータ１２の高出力駆動とＰＷＭ駆動制御信号のデューティ比の分解能が影響する微小電流制御領域の緻密な電流制御駆動とを両立させるようにしたものである。
すなわち、第２の実施形態では、図９に示すように、駆動制御回路１５に図１０（ｃ）に示すデューティ比が５０％で互いにオン・オフが反転されたパルス信号Ｐ１及びＰ２を形成するパルス信号生成回路６１を設けると共に、例えばモータ角速度ωが設定閾値ωｓ以下であるときにローレベル、設定閾値ωｓを超えているときにハイレベルの選択信号ＳＬを出力する選択信号形成回路６２を設け、さらにインバータ回路３４ｂの増幅器Ａｕａ′〜Ａｗａ′及びＡｕｂ′〜Ａｗｂ′の入力側に駆動制御回路１５から出力されるＰＷＭ駆動制御信号Ｐｕｂ〜Ｐｗｂ及びＰｕａ〜Ｐｗａとパルス信号Ｐ１及びＰ２とを選択する信号選択回路６３ａ及び６３ｂが設けられていることを除いては前述した第１の実施形態における図５と同様の構成を有し、図５との対応部分には同一符号を付しその詳細説明はこれを省略する。

ここで、信号選択回路６３ａは、図１０（ａ）に示すように、一方の非反転入力側にＰＷＭ駆動制御信号ＰｕＬ，ＰｖＬ及びＰｗＬが入力され、他方の非反転入力端に選択信号ＳＬが入力されたアンドゲート６４ｕ、６４ｖ及び６４ｗと、一方の非反転入力側にパルス信号Ｐ１が入力され、他方の反転入力側に選択信号ＳＬが入力されたアンドゲート６５と、一方の入力側にアンドゲート６４ｕ、６４ｖ及び６４ｗの出力信号が個別に入力され、他方の入力側にアンドゲート６５の出力信号が入力されたオア回路６６ｕ、６６ｖ及び６６ｗとを備えている。そして、選択信号ＳＬがローレベルであるときに、駆動制御回路１５から出力されるＰＷＭ駆動制御信号ＰｕＬ、ＰｖＬ及びＰｗＬを、選択信号ＳＬがハイレベルであるときに、駆動制御回路１５のパルス信号生成回路６１から出力されるパルス信号Ｐ１を夫々ＰＷＭ駆動制御信号ＰｕＬ′、ＰｖＬ′及びＰｗＬ′としてインバータ回路３４ｂの上アームを構成するスイッチング素子Ｑｕａ′、Ｑｖａ′及びＱｗａ′に出力する。

また、信号選択回路６３ｂは、図１０（ｂ）に示すように、一方の非反転入力側にＰＷＭ駆動制御信号ＰｕＨ，ＰｖＨ及びＰｗＨが入力され、他方の非反転入力端に選択信号ＳＬが入力されたアンドゲート６７ｕ、６７ｖ及び６７ｗと、一方の非反転入力側にパルス信号Ｐ２が入力され、他方の反転入力側に選択信号ＳＬが入力されたアンドゲート６８と、一方の入力側にアンドゲート６７ｕ、６７ｖ及び６７ｗの出力信号が個別に入力され、他方の入力側にアンドゲート６８の出力信号が入力されたオア回路６９ｕ、６９ｖ及び６９ｗとを備えている。そして、選択信号ＳＬがローレベルであるときに、駆動制御回路１５から出力されるＰＷＭ信号ＰｕＨ、ＰｖＨ及びＰｗＨを、選択信号ＳＬがハイレベルであるときに、駆動制御回路１５のパルス信号生成回路６１から出力されるパルス信号Ｐ２を夫々ＰＷＭ信号ＰｕＨ′、ＰｖＨ′及びＰｗＨ′としてインバータ回路３４ｂの下アームを構成するスイッチング素子Ｑｕｂ′、Ｑｖｂ′及びＱｗｂ′に出力する。

この第２の実施形態によれば、ステアリングホイール１を急操舵することにより、モータ角速度ωが設定閾値ωｓを超えた場合には、選択信号形成回路６２で選択信号ＳＬをハイレベルとすることにより、各信号選択回路６３ａ及び６３ｂでアンドゲート６４ｕ〜６４ｗ及び６７ｕ〜６７ｗが開かれてＰＷＭ信号ＰｕＬ〜ＰｗＬ及びＰｕＨ〜ＰｗＨが選択されて、これらがインバータ回路３４ｂに供給されるので、前述した第１の実施形態と同様にバッテリー電圧Ｖｂの２倍の電圧で無結線式モータ１２を高出力且つ高速回転駆動することができる。

しかしながら、ステアリングホイール１を比較的緩やかに操舵していて、モータ角速度ωが設定閾値ωｓ以下であるときには、選択信号形成回路６２で選択信号ＳＬがローレベルに制御されるので、信号選択回路６３ａ及び６３ｂでパルス信号生成回路６１で生成されたデューティ比が５０％で互いにオン・オフが反転されたパルス信号Ｐ１及びＰ２が選択され、これらがインバータ回路３４ｂに供給される。

このため、インバータ回路３４ｂの直列回路を構成するスイッチング素子の一方がオン状態であるときに他方がオフ状態となり、仮想的にモータ駆動電圧の半分を固定出力する電源回路として動作し、図１１に示すように、励磁コイルＬｕの端子ｔｕｂ、励磁コイルＬｖの端子ｔｖｂ及び励磁コイルＬｗの端子ｔｗｂを互いに接続した通常のＹ結線式モータと等価な構成となる。このため、励磁コイルＬｕ〜Ｌｗの両端電圧Ｖｕ〜Ｖｗは図１２に示すようにバッテリー電圧Ｖｂの半分の＋１／２Ｖｂ及び−１／２Ｖｂの範囲の正弦波となり、ＰＷＭ駆動制御信号ＰｕＨ〜ＰｗＨ及びＰｕＬ〜ＰｗＬのデューティ比の分解能が顕著に現れることになり、微小電流領域の制御性を向上させることができる。

次に、本発明の第３の実施形態を図１３及び図１４について説明する。
この第３の実施形態は、無結線式モータ１２の励磁コイルＬｕ〜Ｌｗの端子間電圧を所定段階に変更できるようにしたものである。
すなわち、第３の実施形態では、前述した第１の実施形態における駆動制御回路１５の相デューティ変換部５３ｕ〜５３ｗが、図１３に示すように、前述した加算器５４で構成される第１の演算部７０Ａと、この第１の演算部７０Ａと並列に設けられた第２の演算部７０Ｂとで構成され、第１の演算部７０Ａで算出される相デューティ指令値ＤＱｊａがインバータ回路３４ａを駆動制御するＰＷＭパルスジェネレータ５５ａに供給され、第２の演算部７０Ｂで算出される相デューティ指令値Ｄｊｂがインバータ回路３４ｂを駆動制御するＰＷＭパルスジェネレータ５５ｂに供給されることを除いては前述した第１の実施形態と同様の構成を有し、図６との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。

ここで、第２の演算部７０Ｂは、相デューティ指令値Ｄｔｊ（ｊ＝ｕ，ｖ，ｗ）をゲインＫ倍する可変利得増幅器７１とその出力に５０％のデューティ指令値を加算する加算器７２との直列回路で構成され、この可変利得増幅器７１のゲインＫがゲイン設定器７３で操舵トルク検出値Ｔ及び電気角変換部４７から出力される電気角θを角速度変換部４８で変換したモータ角速度ωに基づいて設定される。

ここで、ゲイン設定器７３は、入力された操舵トルク検出値Ｔとモータ角速度ωとに基づいて図１４に示すゲイン算出マップを参照してゲインＫを算出する。このゲイン算出マップは、図１４に示すように、横軸に操舵トルク検出値Ｔをとり、縦軸にモータ角速度ωをとって構成されている。そして、モータ角速度ωが零で操舵トルク検出値Ｔが最大トルクＴｍａｘの１／３程度の所定値Ｔ１及び操舵トルク検出値Ｔが零でモータ角速度ωが最大角速度ωｍａｘの１／５程度のモータ角速度ω１を結ぶ線Ｌ１と横軸及び縦軸で囲まれる領域であるときにゲインＫが“０．５”に設定される。また、モータ角速度ωが零で操舵トルク検出値Ｔが最大トルクＴｍａｘの２／３程度の所定値Ｔ２及び操舵トルク検出値Ｔが零でモータ角速度ωが最大角速度ωｍａｘの１／２程度の所定値ω２を結ぶ線Ｌ１に平行な線Ｌ２と線Ｌ１、横軸及び縦軸とで囲まれる領域であるときにゲインＫが“０”に設定される。さらに、モータ角速度ωが零で操舵トルク検出値Ｔが最大トルクＴｍａｘに近い所定値Ｔ３及び操舵トルク検出値Ｔが零でモータ角速度ωが最大角速度ωｍａｘの４／５程度の所定値ω３を結ぶ線Ｌ２に平行な線Ｌ３と線Ｌ２、横軸及び縦軸とで囲まれる領域であるときにゲインＫが“−０．５”に設定される。さらに、操舵トルク検出値Ｔがモータ角速度ω零〜ω１より小さいω０までの間最大トルクＴｍａｘを維持する線Ｌ４と、この線Ｌ４の上端と操舵トルク検出値Ｔが零でモータ角速度ωが最大角速度ωｍａｘの点とを結ぶ線Ｌ３に平行な線Ｌ５と、線Ｌ３、横軸及び縦軸とで囲まれる領域であるときにゲインＫが“−１”に設定される。

次に、上記第３の実施形態の動作を説明する。
今、車両が比較的高速で走行している状態で、ステアリングホイール１を緩やかに操舵した場合には、操舵トルクセンサ３で検出する操舵トルク検出値ｔが小さく、モータ角速度ωも遅く、ゲイン設定器７３で、図１４に示すゲイン算出マップを参照したときに、ゲインＫ＝０．５が選択されたものとすると、例えば図１５に示すように励磁コイルＬｕを例にとると、励磁コイルＬｕの一方の端子ｔｕａの端子電圧をＶｕａ、他方の端子ｔｕｂの端子電圧をＶｕｂとし、励磁コイルＬｕの端子間電圧をＶｕａｂとしたときに、端子電圧Ｖｕａが図１５に示すように、所定振幅Ａの正弦波であるものとすると、他方の端子電圧Ｖｕｂは、端子電圧ＶｕａにゲインＫを乗算した値はＶｕｂ＝Ｋ・Ｖｕａ＝０．５Ｖｕａとなり、図１６に示すように、振幅が端子電圧Ｖｕａの半分の正弦波となる。このため、励磁コイルＬｕの端子間電圧Ｖｕａｂは、下記（３）式で表されるので、この端子間電圧Ｖｕａｂも端子電圧Ｖｕａの半分の振幅の正弦波となる。
Ｖｕａｂ＝Ｖｕａ−Ｖｕｂ＝（１−Ｋ）Ｖｕａ …………（３）

このため、分解能を従来のＹ結線式モータの分解能より向上させることができる。
この緩い操舵状態からステアリングホイール１に作用させる操舵トルク及び又は操舵速度を高めて、ゲイン設定器７３で算出されるゲインＫが“０”に設定されると図１６に示すように前述した第２の実施形態における選択信号ＳＬをローレベルとした場合と同様に従来のＹ結線式モータと同様の端子電圧Ｖｕａと同一の振幅の端子間電圧Ｖｕａｂが得られ、通常の分解能が得られる。

この状態からさらにステアリングホイール１に作用させる操舵トルク及び又は操舵速度を増加させて、ゲイン設定器７３で算出されるゲインＫを−０．５に設定すると、励磁コイルＬｕの端子間電圧Ｖｕａｂは、端子電圧Ｖｕａの１．５倍となり、バッテリー電圧Ｖｂの１．５倍の端子間電圧を励磁コイルＬｕに印加することができる。
さらに、ステアリングホイール１に作用させる操舵トルク及び又は操舵速度を増加させて、ゲイン設定器７３で算出されるゲインＫを−１に設定すると、前述した第１の実施形態及び第２の実施形態と同様に端子電圧Ｖｕａの２倍の端子間電圧Ｖｕａｂを励磁コイルＬｕに印加することができ、より大きな出力特性で且つ高速回転で無結線式モータ１２を駆動することができる。

このように、上記第３の実施形態によると、操舵トルク検出値Ｔとモータ角速度ωとに基づいてゲインＫを設定することにより、無結線式モータ１２の励磁コイルＬｕ〜Ｌｗの端子間電圧を端子電圧Ｖｕａ〜Ｖｗａの０．５倍、１倍、１．５倍及び２倍に変更することができ、ステアリングホイール１の操舵状態に応じた最適の出力性能及び回転速度性能を発揮することができる。

なお、上記第３の実施形態においては、ゲイン設定演算器７３で図１４に示すゲイン算出マップを参照してゲインＫを設定する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、ゲインＫを下記（４）式に示すように操舵トルク検出値Ｔ及びモータ角速度ωの関数として方程式に基づいてゲインＫを算出するようにしてもよい。
Ｋ＝ｆ（Ｔ，ω）＝ａＴ＋ｂω＋ｃ …………（４）
ここで、ａ，ｂ，ｃは定数である。

また、上記第３の実施形態においては、ゲイン設定器７３で操舵トルク検出値Ｔ及びモータ角速度ωに基づいてゲインＫを設定するようにした場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図１３で点線図示のようにＰＩ制御部４５ｑから出力される電圧指令値Ｖｑをゲイン設定器７３に供給して、この電圧指令値Ｖｑに基づいてゲインＫを設定するようにしてもよい。

さらに、上記第３の実施形態においては、駆動制御回路１５で２つのＰＷＭパルスジェネレータ４５５ａ及び５５ｂを駆動制御する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、第２の演算部７０Ｂを省略した駆動制御回路と、第１の演算部７０Ａを省略した駆動制御回路との２つの駆動制御回路でＰＷＭパルスジェネレータ５５ａ及び５５ｂを個別に駆動制御するようにしてもよく、駆動制御回路の機能に対応するプログラムを有する２つのマイクロコンピュータで個別にＰＷＭパルスジェネレータ５５ａ及び５５ｂを駆動するようにしてもよく、さらには２つのモータを個別に制御可能なマイクロコンピュータを適用してＰＷＭパルスジェネレータ５５ａ及び５５ｂを駆動制御するようにしてもよい。

さらにまた、上記第３の実施形態においては、第２の演算部７０Ｂに可変利得増幅器７１及び加算器７２で構成した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図１７に示すように、各相デューティ変換部５３ｕ〜５３ｗで、第２の演算部７０Ｂを省略して前述した第１の実施形態と同様の構成とし、これに代えてデューティ比を５０％に固定するデューティ指令値Ｄｎを出力する共通の第２の演算部７０Ｃを設け、このデューティ指令値ＤｎをＰＷＭパルスジェネレータ５５ｂに供給し、このＰＷＭパルスジェネレータ５５ｂからデューティ比５０％のＰＷＭ駆動制御信号ＰｂＨ及びそのオン・オフを反転させたＰＷＭ駆動制御信号ＰｂＬを増幅器ＡｂＨ及びＡｂＬを介してインバータ回路３４ｂの上アームを構成するスイッチング素子Ｑｕａ′、Ｑｖａ′及びＱｗａ′及び下アームを構成するスイッチング素子Ｑｕｂ′、Ｑｖｂ′及びＱｗｂ′に個別に供給することにより、前述した第２の実施形態と同様に従来のＹ結線式モータと同様の駆動制御を行うようにしてもよい。

さらにまた、上記各実施形態においては、ＰＷＭ信号ＰｕＨ〜ＰｗＨ及びＰｕＬ〜ＰｗＬ、パルス信号Ｐ１，Ｐ２を、説明を簡単にするため、完全にオン・オフを反転させた反転信号であるものとして説明したが、実際には、インバータ回路３４ａ及び３４ｂでの直列回路の短絡状態が発生することを防止するために、一方の信号がオン状態からオフ状態に反転したときに他方の信号がオフ状態からオン状態に反転するまでの間にデットタイムを設けるようにしている。

なおさらに、上記各実施形態においては、駆動制御回路１５でベクトル制御する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、ベクトル電流指令値演算部４０のベクトル電流指令値決定部４２から出力される電流指令値Ｉｑ及びＩｄを２相／３相座標変換部で３相電流指令値Ｉｕ^*、Ｉｖ^*及びＩｗ^*に変換し、電流制御部４４で３相電流指令値Ｉｕ^*、Ｉｖ^*及びＩｗ^*と無結線式モータ１２の各相電流を検出する電流センサ１９ｕ、１９ｖ及び１９ｗで検出した相電流とに基づいて電流フィードバック制御するようにしてもよく、さらにはベクトル電流指令値決定部４２を省略して、操舵補助力算出部４１から出力される操舵補助トルク指令値Ｔ^*と無結線式モータ１２の各相の誘起電圧に対応する電流指令値を算出する相電流目標値算出部から出力される相電流目標値とを乗算器で乗算して各相電流指令値を算出するようにしてもよい。

また、上記各実施形態においては、無結線式モータが３相モータである場合について説明したが、これに限定されるものではなく、４相以上の多相モータに本発明を適用することができる。この場合、前述した第１及び第２の実施形態では、駆動制御回路１５では相数Ｎに対して２Ｎ本のＰＷＭ駆動制御信号をインバータ回路３４ａ及び３４ｂに出力するようにすればよい。
さらに、上記各実施形態においては、駆動制御回路１５をハードウェアで構成する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、駆動制御回路１５の機能を有するプログラムを格納したマイクロコンピュータを適用してソフトウェアで制御するようにしてもよい。

本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の第１の実施形態を示すシステム構成図である。 操舵トルクセンサから出力される操舵トルク検出値の出力特性を示す特性図である。 無結線式モータを示す断面図である。 図３のロータを示す斜視図である。 無結線式モータの駆動回路を示すブロック図である。 無結線式モータのインバータを駆動する駆動制御回路を示すブロック図である。 無結線式モータの励磁コイルの駆動状態を示す回路図である。 励磁コイルの端子電圧及び端子間電圧特性を示す特性図である。 本発明の第２の実施形態を示す無結線式モータの駆動回路を示すブロック図である。 信号選択回路の具体的構成を示すブロック図及びパルス信号波形図である。 第２の実施形態の動作の説明に供するＹ結線と等価な状態を示すブロック図である。 図１１の状態における各励磁コイルの両端電圧特性を示す特性線図である。 本発明の第３の実施形態を示す駆動制御回路のブロック図である。 ゲイン演算に使用するゲイン算出マップを示す特性線図である。 励磁コイルの端子電圧及び端子間電圧の説明に供する説明図である。 ゲインＫを変更した場合の端子電圧波形及び端子間電圧波形を示す説明図である。 第３の実施形態の変形例を示すブロック図である。

符号の説明

１…ステアリングホイール、２…ステアリングシャフト、３…操舵トルクセンサ、８…ステアリングギヤ、１０…操舵補助機構、１２…無結線式モータ、１５…駆動制御回路、１６…バッテリー、１７…イグニッションキー、１８…車速センサ、１９ｕ，１９ｗ…モータ電流検出器、２０…ロータ、２１…ハウジング、２７…ロータコア、２８…ロータマグネット、３１…ステータ、３３…励磁コイル、Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ…三相励磁コイル、３４ａ，３４ｂ…インバータ回路、３５…位相検知部、４０…ベクトル制御相指令値算出部、４１…操舵補助力算出部、４２…ベクトル電流指令値決定部、４３…モータ電流検出回路、４４…電流制御部、４９ｑ，４９ｄ…ＰＩ制御部、５０…リミッタ、５１ｑ，５１ｄ…乗算器、５２…２相−３相座標変換部、５３ｕ〜５３ｗ…相デューティ変換部、６１…パルス信号生成装置、６２…選択信号形成回路、６３ａ，６３ｂ…信号選択回路、７０Ａ…第１の演算部、７０Ｂ，７０Ｃ…第２の演算部、Ｋ７１…可変利得増幅器、７３…ゲイン設定部

Claims (21)

1. 永久磁石を配設したロータと、該ロータと対向して複数Ｎ相の電機子巻線を互いに独立して配設したステータとを有する無結線式モータと、各電機子巻線に個別に且つ当該電機子巻線の両端に夫々接続された一対のインバータ回路と、該一対のインバータ回路を駆動制御する駆動制御回路とを備え、前記駆動制御回路は、前記一対のインバータ回路を所定数のＰＷＭ駆動制御信号で駆動するようにしたことを特徴とする無結線式モータの駆動制御装置。
2. 前記駆動制御回路は、前記一対のインバータ回路を２Ｎ個のＰＷＭ駆動制御信号で駆動するようにしたことを特徴とする請求項１に記載の無結線式モータの駆動制御装置。
3. 前記駆動制御回路は、２Ｎ個のＰＷＭ駆動制御信号を一対のインバータ回路に出力し、この内Ｎ本のＰＷＭ駆動制御信号を一方のインバータ回路の上アーム及び他方のインバータ回路の下アームに供給し、残りのＮ本のＰＷＭ駆動制御信号を前記一方のインバータ回路の下アーム及び前記他方のインバータ回路の上アームに供給するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の無結線式モータの駆動制御装置。
4. 前記駆動制御回路は、前記各電機子巻線の端子間電圧を調整可能に構成されていることを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の無結線式モータの駆動制御装置。
5. 前記駆動制御回路は、ベクトル制御を用いて前記各電機子巻線に対する相電流指令値を算出するベクトル制御相指令値算出部と、前記各電機子巻線の相電流を検出するモータ電流検出回路と、前記相電流指令値及び前記相電流に基づいて各電機子巻線に対する駆動電流を制御する電流制御部とを備えていることを特徴とする請求項４に記載の無結線式モータの駆動制御装置。
6. 前記電流制御部は、前記相電流指令値と前記相電流との偏差に基づいて相電圧指令値を算出する演算制御部と、該演算制御部で算出した相電圧指令値の最大値を制限する電圧制限部と、該電圧制限部で制限した相電圧指令値に基づいてデューティ指令値を算出するデューティ指令値算出部と、該デューティ指令値算出部で算出したデューティ指令値を電機子巻線数に相変換して相デューティ指令値を算出する相変換部と、該相変換部から出力される相デューティ指令値に基づいて前記一対のインバータに供給する所定数のＰＷＭ駆動制御信号を形成する駆動制御信号形成部とを備えていることを特徴とする請求項５に記載の無結線式モータの駆動制御装置。
7. 前記駆動制御信号形成部は、前記相変換部から出力される相デューティ指令値に基づいて一方のインバータに対する第１の相デューティ指令値を演算する第１の演算部と、前記相デューティ指令値に基づいて他方のインバータに対する第２の相デューティ指令値を演算する第２の演算部と、前記第１の演算部から出力される第１の相デューティ指令値に基づいて前記一方のインバータに対するＰＷＭ駆動制御信号を形成する第１のＰＷＭ回路と、前記第２の演算部から出力される第２の相デューティ指令値に基づいて前記他方のインバータに対するＰＷＭ駆動制御信号を形成する第２のＰＷＭ回路とを備えていることを特徴とする請求項５に記載の無結線式モータの駆動制御装置。
8. 前記第１の演算部及び前記第２の演算部の何れか一方は、デューティ比５０％の相デューティ指令値を対応するＰＷＭ回路に出力するように構成されていることを特徴とする請求項７に記載の無結線式モータの駆動制御装置。
9. 前記相デューティ指令値に対するゲインを設定するゲイン設定部を有し、前記第２の演算部は、前記相変換部から出力される相デューティ指令値に前記ゲインを乗算した値に基づいて前記第２の相デューティ指令値を演算するように構成されていることを特徴とする請求項７に記載の無結線式モータの駆動制御装置。
10. 前記ゲイン設定部は、前記電流制御部で形成されるｑ軸相電圧指令値に基づいてゲインを設定するように構成されていることを特徴とする請求項９に記載の無結線モータの駆動制御装置。
11. 前記請求項４乃至１０の何れか１項に記載の無結線式モータの駆動装置を使用したことを特徴とする電動パワーステアリング装置。
12. 操舵トルクを検出する操舵トルク検出部と、永久磁石を配設したロータ及び該ロータと対向して複数Ｎ相の電機子巻線を互いに独立して配設したステータを有し、操舵系に対して操舵補助力を発生する無結線式モータと、各電機子巻線に個別に且つ当該電機子巻線の両端に夫々接続された一対のインバータ回路と、前記操舵トルク検出部で検出した操舵トルクに基づいて前記一対のインバータ回路に対して所定数の駆動制御信号を出力する駆動制御回路とを備えていることを特徴とする電動パワーステアリング装置。
13. 前記駆動制御回路は、２Ｎ個のＰＷＭ駆動制御信号を一対のインバータ回路に出力し、この内Ｎ本の駆動制御信号を一方のインバータ回路の上アーム及び他方のインバータ回路の下アームに供給し、残りのＮ本の駆動制御信号を前記一方のインバータ回路の下アーム及び前記他方のインバータ回路の上アームに供給するように構成されていることを特徴とする請求項１２に記載の無結線式モータの駆動制御装置。
14. 前記駆動制御回路は、ベクトル制御を用いて前記操舵トルク検出値に基づいて前記各電機子巻線に対する相電流指令値を算出するベクトル制御相指令値算出部と、前記各電機子巻線の相電流を検出するモータ電流検出回路と、前記相電流指令値及び前記相電流に基づいて前記一対のインバータ各電機子巻線に対する駆動電流を制御する電流制御部とを備えていることを特徴とする請求項１２又は１３記載の電動パワーステアリング装置。
15. 前記電流制御部は、前記相電流指令値と前記相電流との偏差に基づいて相電圧指令値を算出する演算制御部と、該演算制御部で算出した相電圧指令値の最大値を制限する電圧制限部と、該電圧制限回路で制限した相電圧指令値に基づいてデューティ指令値を算出するデューティ指令値算出部と、該デューティ指令値算出部で算出したデューティ指令値を電機子巻線数に相変換して相デューティ指令値を算出する相変換部と、該相変換部から出力される相デューティ指令値に基づいて前記一対のインバータに供給する所定数のＰＷＭ駆動制御信号を形成する駆動制御信号形成部とを備えていることを特徴とする請求項１４に記載の電動パワーステアリング装置。
16. 前記駆動制御信号形成部は、前記相変換部から出力される相デューティ指令値に基づいて一方のインバータに対する第１の相デューティ指令値を演算する第１の演算部と、前記相デューティ指令値に基づいて他方のインバータに対する第２の相デューティ指令値を演算する第２の演算部と、前記第１の演算部から出力される第１の相デューティ指令値に基づいて前記一方のインバータに対するＰＷＭ駆動制御信号を形成する第１のＰＷＭ回路と、前記第２の演算部から出力される第２の相デューティ指令値に基づいて前記他方のインバータに対するＰＷＭ駆動制御信号を形成する第２のＰＷＭ回路とを備えていることを特徴とする請求項１４に記載の電動パワーステアリング装置。
17. 前記第１の演算部及び前記第２の演算部の何れか一方は、デューティ比５０％の相デューティ指令値を対応するＰＷＭ回路に出力するように構成されていることを特徴とする請求項１６に記載の電動パワーステアリング装置。
18. 前記相デューティ指令値に対するゲインを設定するゲイン設定部を有し、前記第２の演算部は、前記相変換部から出力される相デューティ指令値に前記ゲインを乗算した値に基づいて前記第２の相デューティ指令値を演算するように構成されていることを特徴とする請求項１６に記載の電動パワーステアリング装置。
19. 前記無結線式モータの回転速度を検出する回転速度検出部を有し、前記ゲイン設定部は、前記操舵トルク検出部で検出した操舵トルクと前記回転速度検出部で検出したモータ回転速度とに基づいて前記ゲインを設定するように構成されていることを特徴とする請求項１６に記載の電動パワーステアリング装置。
20. 前記ゲイン設定部は、前記ゲインをパラメータとして前記操舵トルクとモータ回転速度との関係を表すゲイン算出テーブルを備えていることを特徴とする請求項１９に記載の電動パワーステアリング装置。
21. 前記ゲイン設定部は、前記電流制御部で形成されるｑ軸相電圧指令値に基づいてゲインを演算するように構成されていることを特徴とする請求項１８に記載の電動パワーステアリング装置。

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