JPWO2018207719A1 - 可変速モータ装置 - Google Patents

Abstract

２つの３相インバータはダブルエンデッド３相コイルにHブリッジモード及びスターモードを与える。２つのインバータの一方は、スターモードにおいて中性点電圧を出力する。Hブリッジモードにおいて、各相コイルは、交互に切り替えられるPWMレグ及び電位固定レグに接続される。もう１つの例において、３相インバータ及び３相整流器はダブルエンデッド３相コイルにモータモード及び発電モードを与える。短絡トランジスタが３相整流器を短絡する時、３相整流器は中性点となる。もう１つの例において、３相整流器はさらに星形接続３相コイルに接続される。【選択図】なし

Description

本発明は、可変速モータ装置に関し、特に、ダブルエンデッド３相コイルをもつ車両用の可変速電気機械に関する。

ダブルエンデッド３相コイルが２個の３相インバータにより駆動されるダブルインバータ式モータ装置が知られている。しかし、このダブルインバータ式モータ装置は複雑な配線及び３相インバータの追加を必要とする。このため、現状のダブルインバータ式モータ装置が標準の３相インバータ駆動モータ装置と競争することは容易ではない。

特許文献１は、ダブルインバータ式モータ装置を提案している。１つの相コイルに接続される２個のレグは、互いに反対位相でPWM駆動される。特許文献２は、ダブルインバータ式モータ装置のステータコイルに第３高調波電流を注入することを提案している。

特許文献３は、３相整流器及び短絡トランジスタがさらに追加されたダブルインバータ式モータ装置を提案する。このモータ装置によれば、３つの相コイルの各第１端子は第１の３相インバータに接続され、３つの相コイルの各第２端子は第２の３相インバータ及び３相全波整流器に並列に接続される。短絡トランジスタは３相整流器の一対の直流端子を短絡する。

スターモードにおいて、第２の３相インバータはオフされ、短絡トランジスタがオンされる。これにより、３つの相コイルの各第２端子は、星形接続３相コイルの中性点をなす。デルタモードにおいて、短絡トランジスタはオフされる。２つの３相インバータは、互いに電気角１２０度異なる２つの３相電圧を出力する。これにより、３つの相コイルはデルタ形接続をなす。結局、このモータ装置は星形接続とデルタ形接続とを切り替えることができる。

しかし、このモータ装置は、標準の３相モータ装置と比べて、３相整流器、短絡トランジスタ、及びもう１つの３相インバータの追加を必要とする。このモータ装置の欠点は製造コスト及び電力損失の増加である。

本出願人により出願された特許文献４及び５は、第２の３相コイルがさらに追加されたダブルインバータ式極数倍増モータ装置を提案する。極数倍増可能なこのモータ装置によれば、第１の３相コイルの各第１端子は第１の３相インバータに接続され、第１の３相コイルの各第２端子は第２の３相インバータに接続される。さらに、第２の３相コイルは、第２の３相インバータに接続される。

このモータ装置は、極数が倍増される倍極モードと、それらが倍増されない標準モードをもつ。第１の３相コイルは倍極モードにおいて標準モードと比べて反対の起電力を発生する。このモータ装置によれば、２つの３相コイルは倍極モードにおいて直列接続され、標準モードにおいて並列接続される。このモータ装置は倍極モードにおいて極数及び巻数の両方を倍増することができる。

しかし、このモータ装置によれば、２つの３相コイルを並列接続する時、１つの３相コイルの巻数を他の１つの３相コイルの巻数と一致させることが困難となる。さらに、ステータ及びロータは極数切替のための複雑な構造を必要とする。

特開２００９-３０３２９８号公報 特開２０１５-１２２９５０号公報 特開２０１４-５４０９４号公報 WO２０１７/０８１９００号公報 特開２０１８-２６９９５号公報

本発明の一つの目的は、電力損失の低減が可能なダブルエンデッド３相コイル式モータ装置を提供する事である。本発明のもう１つの目的は、車両用モータ装置の分野において標準的な３相モータ装置と競争可能なダブルエンデッド３相コイル式モータ装置を提供する事である。

本発明の第１の様相によれば、２つの３相インバータはダブルエンデッド３相コイルに接続される。コントローラは、ダブルエンデッド３相コイルの３つの相コイルを互いに独立に駆動するHブリッジモードを有する。コントローラはさらに、２つの３相インバータの一方が本質的に中性点電圧を出力するスターモードを有する。これにより、低速トルク及び有効速度範囲を改善することができる。さらに、インバータの電力損失を低減することができる。

好適な１つの態様において、中性点電圧を出力する３相インバータの３つのレグは、本質的に同じ制御信号により同期制御される。これにより、電流リップルを低減することができる。好適なもう１つの態様において、２つの３相インバータの各レグは、PWM期間と及び電位固定期間を所定のインタバルで切り替える。これにより、２つの３相インバータの間の温度差を低減することができる。

好適なもう１つの態様において、ステータコイルは、前記２つの３相インバータの一方に接続される第２の３相コイルを有する。この第２の３相コイルは、星形接続３相コイル又は第２のダブルエンデッド３相コイルからなる。この第２のダブルエンデッド３相コイルは、第３の３相インバータに接続される。コントローラは、これら２つの３相コイルを本質的に直列接続する直列モードと、これら２つの３相コイルを本質的に並列接続する並列モードとをもつ。これにより、低速トルク及び有効速度範囲が改善される。

好適なもう１つの態様において、ステータコイルはさらに第２の３相コイルをもつ。ダブルエンデッド３相コイル及び第２の３相コイルは、タンデムモータの２つのステータコアに別々に集中巻きで巻かれる。２つのステータコアのステータポールは周方向において互いに半ステータポールピッチシフトしている。２つのステータコアは、共通の籠形コイルに対面する。

本発明の第２の様相によれば、２つの３相インバータはダブルエンデッド３相コイルに接続される。コントローラは、ダブルエンデッド３相コイルの３つの相コイルを互いに独立に駆動するHブリッジモードを有する。このHブリッジモードにおいて、ダブルエンデッド３相コイルの各相コイルは、PWMレグ及び電位固定レグに接続される。PWMレグはパルス幅変調法によりスイッチングされる。電位固定レグの２つのアームトランジスタのどちらかは、オン状態を常に持続する。

本発明の第３の様相によれば、ダブルエンデッド３相コイルは、３相インバータと３相整流器に接続される。３相整流器の一対の直流端子は、逆流防止ダイオードを通じて３相インバータの一対の直流端子に接続される。３相整流器の一対の直流端子は、短絡トランジスタにより短絡される。短絡トランジスタがオンされるモータモードにおいて、３相インバータはダブルエンデッド３相コイルに３相電流を供給する。短絡トランジスタがオフされる発電モードにおいて、３相インバータ及び３相整流器は、ダブルエンデッド３相コイルにより発電された３相電圧を整流する。

本発明の第４の様相によれば、ダブルエンデッド３相コイルは、３相インバータと３相整流器に接続される。さらに、３相整流器は星形接続３相コイルに接続される。モータモードにおいて、３相インバータは、本質的に直列接続されたダブルエンデッド３相コイル及び星形接続３相コイルに３相電流を供給する。発電モードにおいて、３相インバータは中性点電圧を出力する。これにより、ダブルエンデッド３相コイル及び星形接続３相コイルは、本質的に並列接続される。

好適な態様において、ダブルエンデッド３相コイル及び星形接続３相コイルは、タンデム配置された２つのステータコアに別々に巻かれる。２つのステータコアは、互いに異なるランデル型ロータコアに別々に対面する。２つのランデル型ロータコアの一方に巻かれた界磁コイルに供給される界磁電流の方向はモード切替時に反転される。

図１は第１実施例のモータ装置を示す配線図である。 図２はモード選択ルーチンを示すフローチャートである。 図３はスターモードにおける３相電圧の平均波形を示すタイミングチャートである。 図４はスターモードを示す模式配線図である。 図５はスターモードを示す模式配線図である。 図６はHブリッジモードを示す模式配線図である。 図７はHブリッジモードを示す模式配線図である。 図８はHブリッジモードを示す模式配線図である。 図９はHブリッジモードを示す模式配線図である。 図１０はHブリッジモードを示す模式配線図である。 図１１はHブリッジモードを示す模式配線図である。 図１２はHブリッジモードを示す模式配線図である。 図１３はHブリッジモードを示す模式配線図である。 図１４は６個のレグの状態を示すタイミングチャートである。 図１５は従来の３相モータ装置を示す模式配線図である。 図１６はHブリッジモードを示す模式配線図である。 図１７は第２実施例の直列モードを示す配線図である。 図１８は第２実施例の並列モードを示す配線図である。 図１９は第３実施例の直列スターモードを示す配線図である。 図２０は第３実施例の直列Hブリッジモードを示す配線図である。 図２１は第３実施例の並列スターモードを示す配線図である。 図２２は第３実施例の並列Hブリッジモードを示す配線図である。 図２３はタンデム集中巻き誘導モータを示す断面図である。 図２４は籠形ロータを示す軸方向断面図である。 図２５は前ステータコアを示す側面図である。 図２６は後ステータコアを示す側面図である。 図２７は倍極モードにおける磁極面の配置を示す周方向展開図である。 図２８は６つの相磁界を示すベクトル図である。 図２９は前ステータコアを示す側面図である。 図３０は後ステータコアを示す側面図である。 図３１は倍相モードにおける磁極面の配置を示す周方向展開図である。 図３２は相磁界ベクトルを示すベクトル図である。 図３３は第４実施例のモータモードを示す配線図である。 図３４は第４実施例の発電モードを示す配線図である。 図３５は第５実施例のモータモードを示す配線図である。 図３６は第５実施例の発電モードを示す配線図である。 図３７はスタータジエネレータを示す軸方向断面図である。 図３８はロータポールの配置を示す展開図である。 図３９はロータ回路を示す配線図である。 図４０は端子リングを示す側面図である。 図４１はモータモードにおけるステータコイルの配置を示す展開図である。 図４２は発電モードにおけるステータコイルの配置を示す展開図である。

第１実施例
第１実施例のダブルエンデッド３相コイル式モータ装置が図１-図１６を参照して説明される。図１は、トラクションモータとして用いられるダブルエンデッド３相コイル式モータ装置を示す配線図である。３相同期モータ又は３相誘導モータからなるトラクションモータはステータコイル１をもつ。ダブルエンデッド３相コイルからなるステータコイル１は、U相コイル１U、V相コイル１V、及びW相コイル１Wからなる。ステータコイル１は、２つの３相インバータ３及び４に接続される。

インバータ３はレグ３U、３V及び３Wからなる。インバータ４はレグ４U、４V及び４Wからなる。良く知られているように、６個のレグ３U-４Wはそれぞれ、直列接続された上アームスイッチおよび下アームスイッチからなる。アームスイッチはそれぞれ、逆並列ダイオードをもつIGBTからなる。U相コイル１Uはレグ３U及び４Uの交流端子を接続する。V相コイル１Vはレグ３V及び４Vの交流端子を接続する。W相コイル１Wはレグ３W及び４Wの交流端子を接続する。

DCリンク電圧Vdがインバータ３及び４に印加されている。レグ３Uは相電圧VUを出力し、レグ３Vは相電圧VVを出力し、レグ３Wは相電圧VWを出力する。レグ４Uは相電圧VU２を出力し、レグ４Vは相電圧VV２を出力し、レグ４Wは相電圧VW２を出力する。コントローラ１００はインバータ３及び４をパルス幅変調（PWM）制御する。

コントローラ１００は、スターモード及びHブリッジモードをもつ。図２はコントローラ１００のモード選択ルーチンを示すフローチャートである。ステップS１００は、所定値を超える高トルク値が要求されるか否かを判定する。高トルク値が要求される時、スターモードが実行され（S１０２）、そうでなければ、Hブリッジモードが実行される（S１０４）。

スターモードが図３-図５を参照して説明される。図３は、スターモードにおける３相電圧VU、VV、及びVWの平均波形を示すタイミングチャートである。中性点として動作するインバータ４の３つのレグ４U、４V、及び４Wは中性点電圧Vnを出力する。この中性点電圧Vnは、従来の星形（Wye)接続３相コイルの中性点電圧を意味する。共通のPWMデユーティ比がレグ４U、４V、及び４Wに与えられる。これにより、レグ４U、４V、及び４Wは、互いに等しい平均出力電圧Vnを出力する。

レグ４U、４V、及び４Wの各上アームトランジスタは同期してスイッチングされる。同様に、レグ４U、４V、及び４Wの各下アームトランジスタは同期してスイッチングされる。図４は、レグ４U、４V、及び４Wの各上アームトランジスタがオンされている期間の一例を示す。図４において、相コイル１Uからレグ４Uに流れるU相電流IUの一部は、レグ４Vを通じて相コイル１Vに流れるV相電流IVとなる。このU相電流IUの他部は、レグ４Wを通じて相コイル１Wに流れるW相電流IWとなる。

図５は、レグ４U、４V、及び４Wの各下アームトランジスタがオンされている期間の一例を示す。図５において、相コイル１Uからレグ４Uに流れるU相電流IUの一部は、レグ４Vを通じて相コイル１Vに流れるV相電流IVとなる。このU相電流IUの他部は、レグ４Wを通じて相コイル１Wに流れるW相電流IWとなる。

結局、レグ４U、４V、４Wが互いに等しいPWMデユーティ比で同期スイッチングされる時、相電圧VU２、VV２、及びVW２は平均出力電圧Vnとなる。相電圧VU２、VV２、及びVW２が等しいことは、インバータ４がいわゆる中性点を形成することを意味する。したがって、このスターモードは、従来の星形接続３相コイルと実質的に同じ回路構成となる。このスターモードにおいて、インバータ４は、図３に示される中性点電圧Vnを出力することが好適であるが、たとえば０.５Vdのような振幅をもつ中間直流電圧を出力することも可能である。

次に、Hブリッジモードが、図６-図１４を参照して説明される。このHブリッジモードによれば、各相コイルのそれぞれに接続される２つのレグの１つがPWM制御される。このレグはPWMレグと呼ばれる。この２つのレグの他の１つはDCリンク電圧Vd又は０Vに固定される。このレグは電位固定レグと呼ばれる。言い換えれば、電位固定レグは、直流電源の高電位（Vd)又は低電位（０V)を出力する。各PWMサイクル期間は電流供給期間Tsとフリーホィーリング期間Tfとの和に等しい。PWMデユーティ比は（Ts/（Ts＋Tf））となる。

図６-図１３は、U相コイル１Uに接続されるレグ３U及び４Uの動作を示す配線図である。図６-図９は、レグ３UからU相コイル１UへU相電流を流す正半波期間を示す配線図である。図１０-図１３は、レグ４UからU相コイル１UへU相電流を流す負半波期間を示す配線図である。レグ３V及び４Vの動作及びレグ３W及び４Wの動作は本質的にレグ３U及び４Uと同じである。レグ３Uは上アームトランジスタ３UU及び下アームトランジスタ３ULをもつ。レグ４Uは上アームトランジスタ４UU及び下アームトランジスタ４ULをもつ。

PWMモードP１を示す図６及び図７において、レグ３UはPWMレグとなり、レグ４Uは電位固定レグとなる。レグ４Uの下アームトランジスタ４ULが常にオンされる。図６は上アームトランジスタ３UUがオンされる電流供給期間Tsを示し、図７は下アームトランジスタ３ULがオンされるフリーホィーリング期間Tfを示す。

PWMモードP２を示す図８及び図９において、レグ４UはPWMレグとなり、レグ３Uは電位固定レグとなる。レグ３Uの上アームトランジスタ３UUが常にオンされる。図８は下アームトランジスタ４ULがオンされる電流供給期間Tsを示し、図９は上アームトランジスタ４UUがオンされるフリーホィーリング期間Tfを示す。

PWMモードP３を示す図１０及び図１１において、レグ４UはPWMレグとなり、レグ３Uは電位固定レグとなる。レグ３Uの下アームトランジスタ３ULが常にオンされる。図１０は上アームトランジスタ４UUがオンされる電流供給期間Tsを示し、図１１は下アームトランジスタ４ULがオンされるフリーホィーリング期間Tfを示す。

PWMモードP４を示す図１２及び図１３において、レグ３UはPWMレグとなり、レグ４Uは電位固定レグとなる。レグ４Uの上アームトランジスタ４UUが常にオンされる。図１２は下アームトランジスタ３ULがオンされる電流供給期間Tsを示し、図１３は上アームトランジスタ３UUがオンされるフリーホィーリング期間Tfを示す。

図１４は、６個のレグ３U-４Wの状態を示すタイミングチャートである。６個のレグ３U-４Wは、電気角３６０度に等しい１つのPWMサイクル期間においてPWMレグとなり、次のPWMサイクル期間において電位固定レグとなる。電位固定レグが形成されるPWMサイクル期間の半分において電位固定レグの上アームトランジスタがオンされる。電位固定レグが形成されるPWMサイクル期間の残りの半分において電位固定レグの下アームトランジスタがオンされる。

Hブリッジモードの効果が図１５及び図１６を参照して説明される。図１５は従来の星形接続３相コイル３７を駆動する３相インバータ３０を示す模式配線図である。３相インバータ３０は、U相レグ３１、V相レグ３２、及びW相レグ３３からなる。３相コイル３７は、U相コイル３４、V相コイル３５、及びW相コイル３６からなる。相コイル３４-３６はそれぞれ、並列接続された２つのコイル２００からなる。コイル２００はそれぞれ、所定の巻数値Nをもつ。３つのレグ３１-３３の各アームスイッチは、並列接続された２つのトランジスタ３００をもつ。

図１６は、Hブリッジモードを示す模式配線図である。相コイル１U-１Wはそれぞれは、直列接続された２つのコイル２００からなる。図１６に示されるHブリッジモードは、図１５に示される従来の３相インバータと比べて電源電圧の利用率が２倍となる。したがって、図１５に示される各コイル２００に流れる電流は、図１６に示される各コイル２００に流れる電流と等しくなる。

言い換えれば、Hブリッジモードは、従来の星形接続３相コイルと比べて２倍の巻数をもつことができる。図１６に示されるダブルエンデッド３相コイルは、２つの３相インバータ３及び４を必要とする。しかし、３相インバータ３及び４はそれぞれ、図１５に示される３相インバータ３０の半分の電流容量をもつことができる。結局、ダブルエンデッド３相コイルを駆動する２つのインバータ３及び４は、星形接続３相コイルを駆動する従来の３相インバータと等しい回路規模をもつことが理解される。

このHブリッジモードのインバータ損失は、従来の３相インバータと比べて大幅に低減される。これは、２つの３相インバータ３及び４のどちらかが電位固定レグとなり、２つの３相インバータ３及び４の他方だけがPWMスイッチングされるからである。

次に、スターモードの効果が説明される。スターモードにおけるステータコイル１の巻数値はHブリッジモードと比べて１７３％となる。これにより、直流電源の電流を増加することなく、トルクを大幅に増加することができる。好適には、スターモードは、トラクションモータの低速高トルク領域において選択される。

第２実施例
第２実施例のダブルエンデッド３相コイル式モータ装置が図１７及び図１８を参照して説明される。図１７及び図１８は、トラクションモータとして用いられるダブルエンデッド３相コイル式モータ装置を示す配線図である。このモータ装置よれば、第２ステータコイル２が、図１に示される第１実施例のモータ装置に追加される。この第２ステータコイルは、星形接続された３つの相コイル２U、２V、及び２Wからなる。相コイル２Uはレグ４Uの交流端子に接続される。相コイル２Vはレグ４Vの交流端子に接続される。相コイル２Wはレグ４Wの交流端子に接続される。第２ステータコイル２の中性点は中性点電位Vnをもつ。コントローラ１００は直列モード及び並列モードをもつ。

直列モードが図１７を参照して説明される。この直列モードにおいて、U相コイル１Uの逆起電力VU１は、U相コイル２Uの逆起電力VU２と同じ方向をもつ。同様に、V相コイル１Vの逆起電力VV１は、V相コイル２Vの逆起電力VV２と同じ方向をもつ。W相コイル１Wの逆起電力VW１は、W相コイル２Wの逆起電力VW２と同じ方向をもつ。この直列モードにおいて、インバータ４は停止され、インバータ３は３相電圧をステータコイル１及び２に印加する。６個の相コイル１U-２Wは互いに等しい巻数をもつ。したがって、この直列モードによれば、インバータ３は、ステータコイル１と比べて２倍の巻数をもつ星形接続３相コイルに接続される。

並列モードが図１８を参照して説明される。この並列モードにおいて、U相コイル１Uの逆起電力VU１は、U相コイル２Uの逆起電力VU２と反対の方向をもつ。同様に、V相コイル１Vの逆起電力VV１は、V相コイル２Vの逆起電力VV２と反対の方向をもつ。W相コイル１Wの逆起電力VW１は、W相コイル２Wの逆起電力VW２と反対の方向をもつ。この並列モードにおいて、インバータ３は、図４及び図５に示されるスターモードにより駆動される。これにより、インバータ３の各レグ３U、３V、及び３Wはそれぞれ、中性点電圧Vnを出力する。したがって、ステータコイル１は、星形接続３相コイルとなる。その結果、インバータ４は、並列接続されたステータコイル１及び２に３相電流を供給することができる。

結局、ステータコイル１の逆起電力を反転することにより、並列モードは直列モードと比べて巻数を半減することができる。ステータコイル１の逆起電力を反転することは、ステータコイル１に供給される第１の３相電流が、ステータコイル２に供給される第２の３相電流と比べて反対位相をもつことを意味する。これにより、モータ装置の有効速度範囲又は低速トルクを改善することができる。

第３実施例
第３実施例のダブルエンデッド３相コイル式モータ装置が図１９及び図２０を参照して説明される。図１９及び図２０は、トラクションモータとして用いられるダブルエンデッド３相コイル式モータ装置を示す配線図である。このモータ装置によれば、第３の３相インバータ５が、図１７及び図１８に示される第２実施例のモータ装置に追加される。ステータコイル２はダブルエンデッド３相コイルからなる。第３インバータ５は、U相レグ５U、V相レグ５V、及びW相レグ５Wからなる。レグ５UはU相コイル２Uに接続され、レグ５VはV相コイル２Vに接続され、レグ５WはW相コイル２Wに接続される。すなわち、ダブルエンデッド３相コイルからなるステータコイル１は３相インバータ３及び４に接続される。同様に、ダブルエンデッド３相コイルからなるステータコイル２は３相インバータ４及び５に接続される。コントローラ１００は直列スターモード、直列Hブリッジモード、並列スターモード、及び並列Hブリッジモードをもつ。

直列スターモードが図１９を参照して説明される。この直列スターモードにおいて、U相コイル１Uの逆起電力VU１は、U相コイル２Uの逆起電力VU２と同じ方向をもつ。同様に、V相コイル１Vの逆起電力VV１は、V相コイル２Vの逆起電力VV２と同じ方向をもつ。W相コイル１Wの逆起電力VW１は、W相コイル２Wの逆起電力VW２と同じ方向をもつ。この直列スターモードにおいて、インバータ４は停止され、インバータ３は３相電圧をステータコイル１及び２に印加する。さらに、インバータ５は、図４及び図５に示されるスターモードにより駆動される。これにより、インバータ５の各レグ５U、５V、及び５Wはそれぞれ、中性点電圧Vnを出力する。ステータコイル２は、星形接続３相コイルとなる。その結果、インバータ３は、相毎に直列接続されたステータコイル１及び２に３相電流を供給することができる。結局、各相コイル１U-２Wがそれぞれ、巻数値Nをもつ時、インバータ３は、相コイルの巻数値が２Nである星形接続３相コイルに接続される。

直列Hブリッジモードが図２０を参照して説明される。この直列Hブリッジモードにおいて、U相コイル１Uの逆起電力VU１は、U相コイル２Uの逆起電力VU２と同じ方向をもつ。同様に、V相コイル１Vの逆起電力VV１は、V相コイル２Vの逆起電力VV２と同じ方向をもつ。W相コイル１Wの逆起電力VW１は、W相コイル２Wの逆起電力VW２と同じ方向をもつ。この直列Hブリッジモードにおいて、インバータ４は停止され、インバータ３及び５は、図６-図１４に示されるHブリッジモードで運転される。

並列スターモードが図２１を参照して説明される。この並列スターモードにおいて、U相コイル１Uの逆起電力VU１は、U相コイル２Uの逆起電力VU２と反対の方向をもつ。同様に、V相コイル１Vの逆起電力VV１は、V相コイル２Vの逆起電力VV２と反対の方向をもつ。W相コイル１Wの逆起電力VW１は、W相コイル２Wの逆起電力VW２と反対の方向をもつ。この並列スターモードにおいて、インバータ３及び５はそれぞれ、図４及び図５に示されるスターモードにより駆動される。これにより、インバータ３のレグ３U、３V、及び３Wはそれぞれ、中性点電圧Vnを出力する。さらに、インバータ５のレグ５U、５V、及び５Wはそれぞれ、中性点電圧Vnを出力する。ステータコイル１及び２はそれぞれ、星形接続３相コイルとなる。インバータ４は、相毎に並列接続されたステータコイル１及び２に３相電圧を印加する。結局、各相コイル１U-２Wがそれぞれ、巻数値Nをもつ時、インバータ４は、相コイルの巻数値がNである星形接続３相コイルに接続される。

並列Hブリッジモードが図２２を参照して説明される。この並列Hブリッジモードにおいて、U相コイル１Uの逆起電力VU１は、U相コイル２Uの逆起電力VU２と反対の方向をもつ。同様に、V相コイル１Vの逆起電力VV１は、V相コイル２Vの逆起電力VV２と反対の方向をもつ。W相コイル１Wの逆起電力VW１は、W相コイル２Wの逆起電力VW２と反対の方向をもつ。この並列Hブリッジモードにおいて、インバータ３及び４は図６-図１４に示されるHブリッジモードで運転される。さらに、インバータ４及び５も図６-図１４に示されるHブリッジモードで運転される。インバータ３及び５は同期動作する。結局、この実施例によれば、相コイルの逆起電力に応じてモータの等価的な巻数値を４段階に変更することができる。

第２実施例及び第３実施例に好適なモータが図２３-図３２を参照して説明される。図２３は、タンデム集中巻き誘導モータを示す断面図である。ハウジング５０に収容された前モータ７及び後モータ８が共通の回転軸１２の軸方向にタンデム配置されている。前モータ７は前ステータコア７１、ステータコイル１、前ロータコア７３、及び共通の籠形コイル９を有する。前ステータコア７１はハウジング５０に固定されている。ステータコイル１は前ステータコア７１に巻かれている。前ロータコア７３は回転軸１２に固定されている。後モータ８は後ステータコア８１、ステータコイル２、後ロータコア８３、及び共通の籠形コイル９を有する。後ステータコア８１はハウジング５００に固定されている。ステータコイル２が後ステータコア８１に巻かれている。後ロータコア８３は回転軸１２に固定されている。

ステータコア７１及び８１は、ハウジング５０に固定された非磁性のスペーサ１５を挟んでいる。ロータコア７３及び８３は、回転軸１２に固定された非磁性のスペーサ１６を挟んでいる。環状のスペーサ１５及び１６は省略可能である。ステータコイル１及び２の各一つのコイルエンドは、スペーサ１５及び１６により形成されたアイドルスペースに収容されている。

図２４は籠形ロータを示す軸方向断面図である。ダイキャスト成形により形成された籠形コイル９は多数の導体バー９１及び２個のエンドリング９２からなる。ほぼ軸方向に延在する各導体バー９１はロータコア７３及び８３の各スロットに別々に収容されている。各導体バー９１はそれぞれ、ロータコア７３及び８３の各一つのスロットを順番に貫通している。環状のエンドリング９２の一方は導体バー９１の前端に接続され、他方は導体バー９１の後端に接続されている。各エンドリング９２は、放射状に形成された翼部９３をもつ。回転する翼部９３は、矢印により示される空気流を形成する。

このタンデム誘導モータは、ステータ極数を切替える極数切替技術を採用する。この極数切替技術は、ステータ極数を倍増する倍極モードと、ステータ相数を倍増する倍相モードとからなる。倍極モードが図２５-図２８を参照して説明される。図２５は前ステータコア７１を示す側面図である。前ステータコア７１は環状のヨーク７５から径方向内側へ突出する６個のステータポール７２をもつ。ステータポール７２は前突極と呼ばれる。各ステータポール７２はそれぞれ、前ロータコア７３に対面する磁極面７４をもつ。ステータコイル１の３つの相コイル１U、１V、及び１Wが６個のステータポール７２に順番に集中巻きされている。互いに隣接する２つのステータポール７２の間の機械角は６０度である。

図２６は後ステータコア８１を示す側面図である。後ステータコア８１は環状のヨーク８５から径方向内側へ突出する６個のステータポール８２をもつ。ステータポール８２は後突極と呼ばれる。各ステータポール８２はそれぞれ、後ロータコア８３に対面する磁極面８４をもつ。ステータコイル２の３つの相コイル２U、２V、及び２Wが６個のステータポール８２に順番に集中巻きされている。互いに隣接する２つのステータポール８２の間の機械角は６０度である。

ステータポール８２はステータポール７２に対して半ポールピッチに相当する機械角３０度だけ周方向へシフトされている。各導体バー９１のスキュー角はゼロである。導体バー９１が所定のスキュー角をもつ時、ステータポール７２はステータポール８２と比べて周方向へシフトされることができる。

図２７は倍極モードにおける磁極面７４及び８４の配置を示す周方向展開図である。この配置は倍極配列と呼ばれる。磁極面７４及び８４内に図示される破線はステータポール７２及び８２の最小の周方向幅を示す。相コイル２Vは周方向において相コイル１U及び１Wの中間位置に配置されている。相コイル２Uは周方向において相コイル１W及び１Vの中間位置に配置されている。相コイル２Wは周方向において相コイル１V及び１Uの中間位置に配置されている。言い換えれば、ステータコイル１及び２の互いに同相の２つの相コイルの間の周方向距離はステータポールピッチの１．５倍に等しい。

ステータコイル１及び２が磁極面７４及び８４に形成するこれらの相磁界U、V、Wは回転磁界を形成する。したがって、この回転磁界の電気角３６０度はステータポールピッチの１．５倍に相当する。磁極面７４及び８４はそれぞれ、電気角１８０度にほぼ相当する周方向幅をもつ。互いに隣接する２つの磁極面７４の間のスロットはほぼ電気角６０度に相当する周方向幅をもつ。

相コイル１Uを流れる電流IUは磁極面７４に相磁界Uを形成する。相コイル１Wを流れる相電流IWは磁極面７４に相磁界Wを形成する。相コイル１Vを流れる相電流IVは磁極面７４に相磁界Vを形成する。同様に、相コイル２Uを流れる相電流IUは磁極面８４に相磁界Uを形成する。相コイル２Wを流れる相電流IWは磁極面８４に相磁界Wを形成する。相コイル２Vを流れる相電流IVは磁極面８４に相磁界Vを形成する。

電気角３６０度は角度位置P１-P６により６個の角度領域に分割される。互いに隣接する２つの角度位置の間の電気角は６０度である。相磁界-Vが第１領域（P１-P２)に合成され、相磁界Uが第２領域（P２-P３)に形成され、相磁界-Wが第３領域（P３-P４)に合成される。相磁界Vが第４領域（P４-P５)に形成され、相磁界-Uが第５領域（P５-P６)に合成され、相磁界Wが第６領域（P６-P１)に形成される。図２８は６つの相磁界-V、U、-W、V、-U、及びWを示すベクトル図である。互いに電気角６０度だけ離れた６個の相磁界ベクトルが電気角３６０度の範囲内に形成される。

倍相モードが図２９-図３２を参照して説明される。図２９は前ステータコア７１を示す側面図である。図３０は後ステータコア８１を示す側面図である。図２９は図２５と本質的に同じであり、図３０は図２６と本質的に同じである。しかし、各相コイル１U-２Wに供給される各相電流の位相が変更される。-U相電流-IUはU相電流IUと反対位相をもち、-V相電流-IVはV相電流IVと反対位相をもち、-W相電流-IWはW相電流IWと反対位相をもつ。

図３１は倍相モードにおける磁極面７４及び８４の配置を示す周方向展開図である。この配置は倍相配列と呼ばれる。相電流IUが相コイル１Uに供給され、相電流IVが相コイル１Wに供給され、相電流IWが相コイル１Vに供給される。さらに、相電流-IUが相コイル２Uに供給され、-相電流-IWが相コイル２Vに供給され、相電流-IVが相コイル２Wに供給される。その結果、３つの磁極面７４は相磁界U、V、及びWを順番に形成し、３つの磁極面８４は相磁界-U、ーV、及び-Wを順番に形成する。

電気角３６０度は角度位置P１-P１２により１２個の角度領域に分割される。角度位置P１-P１２のうち互いに隣接する２つの間の電気角は３０度である。相磁界（U-V）が第１領域（P１-P２)に合成される。相磁界Uが第２領域（P２-P３)に形成される。相磁界（U-W）が第３領域（P３-P４)に合成される。相磁界-Wが第４領域（P４-P５)に形成される。相磁界（V-W）が第５領域（P５-P６)に合成される。相磁界Vが第６領域（P６-P７)に形成される。同様に、相磁界（V-U）が第７領域（P７-P８)に合成される。相磁界-Uが第８領域（P８-P９)に形成される。相磁界（W-U）が第９領域（P９-P１０)に合成される。相磁界Wが第１０領域（P１０-P１１)に形成される。相磁界（W-V）が第１１領域（P１１-P１２)に合成される。相磁界-Vが第１２領域（P１２-P１)に形成される。結局、この倍相モードによれば、１２個の相磁界ベクトルが電気角３６０度内に形成される。図３２はこれらの相磁界ベクトルを示すベクトル図である。

コントローラ１００は倍極モードと倍相モードの切替制御を実行する。極数切替技術と呼ばれるこの切替制御は、６個の相コイル１U-２Wに供給する各相電流の位相を調節することにより実行される。倍極モードは低速高トルク領域で選択される。第２実施例の直列モード及び第３実施例の直列スターモード及び直列Hブリッジモードは、倍極モードとともに実行されることが好適である。同様に、第２実施例の並列モード及び第３実施例の並列スターモード及び並列Hブリッジモードは、倍相モードとともに実行されることが好適である。倍極モードは、倍相モードと比べて、ステータコイルの極数及び巻数をそれぞれ倍増することができる。

この切替制御がさらに説明される。図２７及び図３１に示されるこの切替制御において、相コイル２U、２V、及び２Wを流れる相電流が反転される。言い換えれば、図２７及び図３１に示される相コイル２U、２V、及び２Wからなるステータコイル２は、図１７及び図１８に示されるステータコイル１に相当する。したがって、図２７及び図３１に示される相コイル１U、１V、及び１Wからなるステータコイル１は、図１７及び図１８に示されるステータコイル２に相当する。

さらに、倍極モードを示す図２７において、W相電流IWが相コイル１W及び２Wに供給され、V相電流IVが相コイル１V及び２Vに供給される。倍相モードを示す図３１において、V相電流IVが相コイル１Wに供給され、-V相電流-IVが相コイル２Wに供給される。さらに、W相電流IWが相コイル１Vに供給され、-W相電流-IWが相コイル２Vに供給される。これにより、回転磁界の回転方向の反転が防止される。

第４実施例
第４実施例のダブルエンデッド３相コイル式モータ装置が図３３及び図３４を参照して説明される。図３３は、スタータジエネレータとして用いられるダブルエンデッド３相コイル式モータ装置を示す配線図である。このモータ装置よれば、図１に示される３相インバータ３の代わりに短絡整流器４Aが採用される。この短絡整流器４Aは、３相整流器４０、逆流防止ダイオード４１-４２、及び短絡トランジスタ４３からなる。このモータ装置はモータモード及び発電モードとをもつ。バッテリ３００は４８Vのバッテリ電圧をインバータ３に印加する。

３相整流器４０は、U相ダイオードレグ４U、V相ダイオードレグ４V、及びW相ダイオードレグ４Wからなる。この３相整流器４０は、図１に示されるインバータ３の６個のトランジスタを省略した回路構成をもつ。逆流防止ダイオード４１のアノード電極は３相整流器４０の高電位側の直流端子に接続され、そのカソード電極はインバータ３の高電位側の直流端子に接続されている。逆流防止ダイオード４２のカソード電極は３相整流器４０の低電位側の直流端子に接続され、そのアノード電極はインバータ３の低電位側の直流端子に接続されている。短絡トランジスタ４３は、３相整流器４０の２つの直流端子を短絡する。

エンジン始動のために採用されるモータモードが図３３を参照して説明される。このモータモードによれば、短絡トランジスタ４３がオンされ、インバータ３は３相電圧をステータコイル１に印加する。短絡トランジスタ４３がオンされているため、３相整流器４０及び短絡トランジスタ４３は、ダブルエンデッド３相コイルであるステータコイル１を星形接続３相コイルに変更する。言い換えれば、短絡整流器４Aは、星形接続３相コイルの中性点を形成する。

３相整流器４０及び短絡トランジスタ４３の電圧降下が無視される時、短絡整流器４Aの電位は、星形接続３相コイルの中性点電位Vnとなる。中性点電位Vnはバッテリ３００の正極電圧（４８V）よりも低いため、逆流防止ダイオード４１はオフされる。中性点電位Vnはバッテリ３００の負極電圧（０V）よりも高いため、逆流防止ダイオード４２はオフされる。結局、短絡整流器４Aは、図４及び図５に示されるインバータ４の中性点形成動作と同じ動作を実行する。ステータコイル１が星形接続されるため、電流増加無しにエンジン始動トルクを向上することができる。

発電モードが図３４を参照して説明される。この発電モードによれば、短絡トランジスタ４３がオフされる。その結果、ステータコイル１が発生する３相電圧は、３相インバータ３及び３相整流器４０によりHブリッジモードで整流される。図３４は、U相コイル１Uの発電電圧の振幅が最大となる位相期間の発電電流IGを示す。発電電流IGはレグ３U、相コイル１U、レグ４Uを通じてバッテリ３００に供給される。

このスタータジエネレータによれば、発電モードにおけるステータコイル１の銅損は、上記されたHブリッジモードによる巻数低減により大幅に低減される。この実施例の特徴は、Hブリッジモードを採用する発電モードにおいて整流動作を実行する３相整流器４０が、ダブルエンデッド３相コイルを星形接続３相コイルに変更するための短絡整流器４Aの一部を成す点にある。低速領域において星形接続コイルを使用するモータモードを使用することにより、発電動作を実行することができる。

第５実施例
第５実施例のダブルエンデッド３相コイル式モータ装置が図３５及び図３６を参照して説明される。図３５は、スタータジエネレータとして用いられるもう一つのダブルエンデッド３相コイル式モータ装置を示す配線図である。このモータ装置よれば、第２ステータコイル２が、図３３に示される第４実施例のモータ装置に追加される。この第２ステータコイル２は、星形接続された３つの相コイル２U、２V、及び２Wからなる。相コイル２Uはレグ４Uの交流端子に接続される。相コイル２Vはレグ４Vの交流端子に接続される。相コイル２Wはレグ４Wの交流端子に接続される。第２ステータコイル２の中性点は中性点電位Vnをもつ。図３３に示される短絡トランジスタ４３及び逆流防止ダイオード４１-４２は省略される。コントローラ１００はモータモード及び発電モードをもつ。

モータモードが図３５を参照して説明される。このモータモードにおいて、U相コイル１Uの逆起電力VU１は、U相コイル２Uの逆起電力VU２と同じ方向をもつ。同様に、V相コイル１Vの逆起電力VV１は、V相コイル２Vの逆起電力VV２と同じ方向をもつ。W相コイル１Wの逆起電力VW１は、W相コイル２Wの逆起電力VW２と同じ方向をもつ。このモータモードにおいて、インバータ３は３相電圧をステータコイル１及び２に印加する。６個の相コイル１U-２Wは互いに等しい巻数をもつ。したがって、このモータモードによれば、インバータ３は、ステータコイル１と比べて２倍の巻数をもつ星形接続３相コイルに接続されることが理解される。

発電モードが図３６を参照して説明される。この発電モードにおいて、U相コイル１Uの逆起電力VU１は、U相コイル２Uの逆起電力VU２と反対の方向をもつ。同様に、V相コイル１Vの逆起電力VV１は、V相コイル２Vの逆起電力VV２と反対の方向をもつ。W相コイル１Wの逆起電力VW１は、W相コイル２Wの逆起電力VW２と反対の方向をもつ。この発電モードにおいて、インバータ３は、図４及び図５に示されるスターモードにより駆動される。これにより、インバータ３の各レグ３U、３V、及び３Wはそれぞれ、中性点電圧Vnを出力する。ステータコイル１は、星形接続３相コイルとなる。その結果、３相整流器４は、並列接続されたステータコイル１及び２の３相発電電圧を整流する。この実施例によれば、発電モードの銅損は、モータモードの銅損と比べて１/４となる。低速領域において星形接続コイルを使用するモータモードを使用することにより、発電動作を実行することができる。

第５実施例に好適なスタータジエネレータが図３７-図４２を参照して説明される。このスタータジエネレータはエンジン始動モード（モータモード）及び発電モードをもつ。図３７はこのスタータジエネレータを示す軸方向断面図である。ステータコイル１はステータコア７１に集中巻きされ、ステータコイル２はステータコア８１に集中巻きされている。前モータ７は、界磁コイル７３０が巻かれたランデル型ロータコア７３をもつ。後モータ８は、界磁コイル８３０が巻かれたランデル型ロータコア８３をもつ。ランデル型ロータコア７３及び８３はそれぞれ、従来のランデル型ロータコアと本質的に同じである。

ロータコア７３はコア７３１及びコア７３２からなる。コア７３１及び７３２はそれぞれ、ボス部から延在するL字状のロータポール７３３をもつ。ロータコア８３はコア８３１及びコア８３２からなる。コア８３１及び８３２はそれぞれ、ボス部から延在するL字状のロータポール８３３をもつ。コア７３２及び８３１は一体に作製されることができる。界磁コイル７３０はロータポール７３３を磁化し、界磁コイル８３０はロータポール８３３を磁化する。

図３８はロータポール７３３及び８３３の配置を示す展開図である。コア７３１のロータポール７３３及びコア８３２のロータポール８３３は、周方向において奇数番目の位置に配置される。コア７３２のロータポール７３３及びコア８３１のロータポール８３３は周方向において偶数番目の位置に配置される。コア７３１のロータポール７３３はN極をもち、コア７３２のロータポール７３３はS極をもつ。コア８３１のロータポール８３３は、エンジン始動モードにおいてS極をもち、発電モードにおいてN極をもつ。コア８３２のロータポール８３３は、エンジン始動モードにおいてN極をもち、発電モードにおいてS極をもつ。

図３９は界磁コイル７３０及び８３０に界磁電流を供給するロータ回路を示す配線図である。このロータ回路は単相フルブリッジ（Hブリッジ）１１およびダイオード回路１３からなる。ハウジング５０に固定されたHブリッジ１１は２つのスイッチレグ１１１および１１２からなる。ダイオード回路１３は、電圧降下用のダイオードペア１３０、２つの並列ダイオード１３１および１３２、及び直列ダイオード１３３からなる。逆並列接続された２個のダイオードからなるダイオードペア１３０は省略されることができる。

界磁コイル８３０の一端はダイオードペア１３０およびスリップリング１７を通じてスイッチレグ１１１の出力端子に接続されている。スリップリング１７は並列ダイオード１３１のアノード電極に接続されている。界磁コイル８３０の他端は並列ダイオード１３２のアノード電極及び界磁コイル７３０の一端に接続されている。界磁コイル７３０の他端は、並列ダイオード１３１のカソード電極及び直列ダイオード１３３のカソード電極に接続されている。直列ダイオード１３３のアノード電極及び並列ダイオード１３２のカソード電極はスリップリング１８を通じてスイッチレグ１１２の出力端子に接続されている。

図４０はダイオード回路１３を内蔵する端子リング１９を示す側面図である。回転軸１２に固定されたこの端子リング１９は、界磁コイル７３０及び８３０の各一端が別々に接続される２つの端子１３４をもつ。さらに、端子リング１９は、スリップリング１７及び１８に別々に接続される２つの端子（図示せず）をもつ。Hブリッジ１１はハウジング５に固定されている。

エンジン始動モード（モータモード）において、界磁電流はスイッチレグ１１１からスイッチレグ１１２へ流れる。これにより、界磁コイル８３０及び７３０は並列接続される。このため、界磁電流はエンジン始動初期において急速に立ち上がることができる。界磁電流は発電モードにおいてスイッチレグ１１２からスイッチレグ１１１へ流れる。これにより、２つの界磁コイル８３０及び７３０は直列接続される。エンジン始動モード及び発電モードにおいて、界磁コイル７３０を流れる界磁電流の方向は不変であり、界磁コイル８３０を流れる界磁電流の方向は反対となる。したがって、エンジン始動モード及び発電モードの間のモード切替が指令される時、ロータポール８３３の極性は反転される。

図４１及び図４２はステータコイル１及び２の配置を示す展開図である。ステータコイル１は互いに電気角１２０度離れた相コイル１U、１V、及び１Wからなる。ステータコイル２は互いに電気角１２０度離れた相コイル２U、２V、及び２Wからなる。相コイル１U-１Wはステータポール７４に順番に巻かれている。相コイル２U-２Wはステータポール８４に順番に巻かれている。相コイル１U及び２Uは同じ周方向位置をもち、相コイル１V及び２Vは同じ周方向位置をもち、相コイル１W及び２Wは同じ周方向位置をもつ。相コイル１Uは逆起電力VU１を発生し、相コイル１Vは逆起電力VV１を発生し、相コイル１Wは逆起電力VW１を発生する。同様に、相コイル２Uは逆起電力VU２を発生し、相コイル２Vは逆起電力VV２を発生し、相コイル２Wは逆起電力VW２を発生する。

エンジン始動モード（モータモード）における各逆起電力が図４１を参照して説明される。コア７３１及び８３２のロータポール７３３及び８３３はN極をもち、コア７３２及び８３１のロータポール７３３及び８３３はS極をもつ。これにより、逆起電力VU１及びVU２は互いに同相となり、逆起電力VV１及びVV２は互いに同相となり、逆起電力VW１及びVW２は互いに同相となる。結局、ステータコイル１及び２が互いに同相の３相逆起電力を発生するこのエンジン始動モードは、従来の３相集中巻きモータと同じ３相逆起電力を発生する。

発電モードにおける逆起電力が図４２を参照して説明される。この発電モードにおいて、これらの逆起電力は各相の発電電圧を意味する。コア７３１及び８３１のロータポール７３３及び８３３はN極をもち、コア７３２及び８３２のロータポール７３３及び８３３はS極をもつ。これにより、逆起電力VU１及びVU２は互いに反対相となり、逆起電力VV１及びVV２は互いに反対相となり、VW１及びVW２は互いに反対相となる。したがって、この発電モードによれば、６つの逆起電力ベクトルが電気角３６０度の範囲内に形成される。言い換えれば、この発電モードにおいて、タンデムステータは倍相配列をもつ。

エンジン始動モードにおいて、インバータ３はステータコイル１及び２に３相電流を供給する。インバータ３は３相矩形波電圧を出力することが好適である。ステータコイル１及び２は実質的に一つの合成星形コイルを構成する。この合成星形コイルのU相コイルは、直列接続された相コイル１U及び２Uからなる。相コイル１U及び２Uの逆起電力はエンジン始動モードにおいて互いに同じ方向となる。この合成星形コイルのV相コイルは、直列接続された相コイル１V及び２Vからなる。相コイル１V及び２Vの逆起電力はエンジン始動モードにおいて互いに同じ方向となる。この合成星形コイルのW相コイルは、直列接続された相コイル１W及び２Wからなる。相コイル１W及び２Wの逆起電力はエンジン始動モードにおいて互いに同じ方向となる。

上記説明された実施例の各特徴が更に説明される。各実施例は、簡素な構造及び低損失をもつ２レベル電圧源３相インバータを採用する。図１に示される第１実施例の２つの３相インバータはHブリッジモード及びスターモードを実行する。２つの３相インバータのどちらかは、スターモードにおいて実質的に星形接続３相コイルの中性点となる。これにより、ステータコイルの巻数を実質的に切替えることができる。

さらに、第１実施例は、２つの３相インバータの一方をPWM駆動し、その他方の上アームトランジスタと下アームトランジスタとを電気角１８０度毎に交代にオンするHブリッジモードを開示する。

図１７に示される第２実施例は、２つの３相インバータの一方に接続される星形接続３相コイルからなる第２のステータコイルをもつ。２つのステータコイルの逆起電力の方向は直列モードにおいて相毎に同じであり、並列モードにおいて相毎に反対である。好適には、この逆起電力の方向切替は、モータの極数切替により実行される。これにより、極数及び巻数の倍増が可能な可変速モータ装置を実現することができる。図１９に示される第３実施例よれば、

第２のダブルエンデッド３相コイル及び第３の３相インバータが第１実施例に追加される。第２実施例及び第３実施例に好適なステータ極数の切替は、ロータ極数の切替を要求する。図２３に示されるタンデム集中巻きモータは銅損の増加無しにこの問題を解決する。

図３３に示される第３実施例は、３相インバータおよび３相整流器に接続されるダブルエンデッド３相コイルを開示する。３相整流器は、３相インバータとともにHブリッジモードを実行する。更に、３相整流器は短絡回路の一部からなる。

図３５に示される第５実施例によれば、星形接続３相コイルが第４実施例に追加される。直列モードにおいて、２つのステータコイルは実質的に直列接続される。３相インバータは中性点として動作する並列モードにおいて、２つのステータコイルは実質的に並列接続される。

第５実施例は、２つのステータコイルの１つの逆起電力の方向反転を要求する。この逆起電力の方向反転は、図３７に示されるランデル式タンデムモータにより簡単に実現することができる。

結局、各実施例に記載される３相インバータおよび３相整流器からなる３相コンバータは、Hブリッジモードを実行することができ、かつ、スターモードにおいて中性点となることができるという共通の特徴をもつ。

Claims (23)

1. ダブルエンデッド３相コイルを含むステータコイルを駆動する２つの３相インバータと、前記３相インバータをパルス幅変調で制御するコントローラとを備える可変速モータ装置において、
   前記コントローラは、Hブリッジモード及びスターモードを有し、
   前記ダブルエンデッド３相コイルの３つの相コイルは、前記Hブリッジモードにおいて互いに独立に駆動され、
   前記２つの３相インバータの一方は、前記スターモードにおいて互いに本質的に等しい中間電圧を前記３つの相コイルに個別に印加することを特徴とする可変速モータ装置。
2. 前記中間電圧は、星形接続３相コイルの中性点電圧に本質的に等しい請求項１記載の可変速モータ装置。
3. 前記中間電圧を出力する前記３相インバータの３つのレグは、本質的に同じ制御信号により同期制御される請求項１記載の可変速モータ装置。
4. 前記ダブルエンデッド３相コイルの各相コイルは、前記Hブリッジモードにおいて前記２つの３相インバータのPWMレグ及び電位固定レグに接続され、
   前記PWMレグは、パルス幅変調（PWM）で制御され、
   前記電位固定レグは、高電位DCリンク電圧にほぼ等しい電圧及び低電位DCリンク電圧のどちらかにほぼ等しい電圧を交互に出力する請求項１記載の可変速モータ装置。
5. 前記２つの３相インバータの６個のレグはそれぞれ、PWMレグ電圧を出力するPWMモード、前記高電位DCリンク電圧を実質的に出力する高電位固定モード、及び前記低電位DCリンク電圧を実質的に出力する低電位固定モードを順番に前記Hブリッジモードにおいて実行する請求項４記載の可変速モータ装置。
6. 前記ステータコイルは、前記２つの３相インバータの一方に接続される第２の３相コイルをさらに有する請求項１記載の可変速モータ装置。
7. 前記第２の３相コイルは、星形接続３相コイルからなる請求項６記載の可変速モータ装置。
8. 前記コントローラは、直列モード及び並列モードを有し、前記直列モードは、前記ダブルエンデッド3相コイル及び前記第２の3相コイルを本質的に直列接続し、前記並列モードは、前記スターモードを採用することにより前記ダブルエンデッド3相コイル及び前記第２の３相コイルを本質的に並列接続する請求項７記載の可変速モータ装置。
9. 前記第２の３相コイルは、第３の３相インバータに接続される第２のダブルエンデッド３相コイルからなる請求項６記載の可変速モータ装置。
10. 前記コントローラは、直列モード及び並列モードを有し、前記直列モードは、前記2つのダブルエンデッド3相コイルを本質的に直列接続し、前記並列モードは、前記2つのダブルエンデッド3相コイルを本質的に並列接続する請求項９記載の可変速モータ装置。
11. 前記ダブルエンデッド３相コイル及び前記第２の３相コイルは、共通の回転軸に沿って隣接配置された２つのステータコアに別々に巻かれている請求項６記載の可変速モータ装置。
12. 前記ダブルエンデッド３相コイル及び前記第２の３相コイルは、集中巻きにより前記２つのステータコアのステータポールに巻かれ、
    前記２つのステータコアの前記ステータポールは、前記回転軸の周方向において互いに半ステータポールピッチだけシフトされている請求項１１記載の可変速モータ装置。
13. 前記２つのステータコアは、共通の籠形コイルに対面する請求項１１記載の可変速モータ装置。
14. ダブルエンデッド３相コイルを駆動する３相インバータ及び３相整流器と、前記３相インバータを制御するコントローラとを備える可変速モータ装置において、
    前記３相整流器の２つの直流端子は、逆流防止ダイオードを通じて前記３相インバータの２つの直流端子に個別に接続され、かつ、短絡トランジスタにより短絡可能であることを特徴とする可変速モータ装置。
15. 前記コントローラは、モータモード及び発電モードを有し、
    前記モータモードは、前記短絡トランジスタをオンし、かつ、前記３相インバータから前記ダブルエンデッド３相コイルに３相電流を供給し、
    前記発電モードは、前記短絡トランジスタをオフし、かつ、前記３相インバータ及び前記３相整流器により前記ダブルエンデッド３相コイルの３相発電電圧を整流する請求項１４記載の可変速モータ装置。
16. ダブルエンデッド３相コイルを含むステータコイルを駆動する３相インバータ及び３相整流器と、前記３相インバータを制御するコントローラとを備える可変速モータ装置において、
    前記ステータコイルは、前記３相整流器に接続される星形接続３相コイルをさらに有することを特徴とする可変速モータ装置。
17. 前記コントローラは、モータモード及び発電モードを有し、
    前記モータモードは、前記ダブルエンデッド３相コイル及び前記星形接続３相コイルを本質的に直列接続し、
    前記発電モードは、前記ダブルエンデッド３相コイル及び前記星形接続３相コイルを本質的に並列接続し、
    前記３相インバータは、前記発電モードにおいて本質的に中性点電圧を出力する請求項１６記載の可変速モータ装置。
18. 前記ダブルエンデッド３相コイル及び前記星形接続３相コイルは、共通の回転軸に沿って隣接配置された２つのステータコアに別々に巻かれている請求項１７記載の可変速モータ装置。
19. 前記２つのステータコアは、互いに異なるランデル型ロータコアに対面する請求項１８記載の可変速モータ装置。
20. ダブルエンデッド３相コイルを含むステータコイルを駆動する２つの３相インバータと、前記３相インバータをパルス幅変調で制御するコントローラとを備える可変速モータ装置において、
    前記コントローラは、前記ダブルエンデッド３相コイルの３つの相コイルを互いに独立に駆動するHブリッジモードを有し、
    前記ダブルエンデッド３相コイルの各相コイルは、前記Hブリッジモードにおいて前記２つの３相インバータのPWMレグ及び電位固定レグに接続され、
    前記PWMレグは、パルス幅変調（PWM）で制御され、
    前記電位固定レグは、ほぼ高電位DCリンク電圧及びほぼ低電位DCリンク電圧のどちらかを出力することを特徴とする可変速モータ装置。
21. 前記２つの３相インバータの６個のレグはそれぞれ、PWMレグ電圧を出力するPWMモード、前記高電位DCリンク電圧を実質的に出力する高電位固定モード、及び前記低電位DCリンク電圧を実質的に出力する低電位固定モードを順番に前記Hブリッジモードにおいて実行する請求項２１記載の可変速モータ装置。
22. 前記ステータコイルは、前記２つの３相インバータの一方に接続される第２の３相コイルをさらに有する請求項２０記載の可変速モータ装置。
23. 前記第２の３相コイルは、星形接続３相コイルからなる請求項２２記載の可変速モータ装置。

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