JP2006121782A - Ｄｃブラシレスモータのロータ角度検出方法及びｄｃブラシレスモータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】相電流の検出値の１階差分を用いてＤＣブラシレスモータのロータ角度を精度良く検出する方法及び装置を提供する。
【解決手段】３制御サイクル（サイクル１１，１２，２０、サイクル２１，２２，３０）における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号を、電流フィードバック制御による駆動電圧Ｖfbに重畳し、該３制御サイクル中の駆動電圧Ｖfbを一定に保持する。そして、各制御サイクルにおける１階差分電流（dＩ(0)，dＩ(1)，dＩ(2)）を用いて、ロータ角度の実施値と推定値との位相差θ_eを算出し、該位相差θ_eを用いたオブザーバの追従演算によってロータ角度の推定値θ^を算出する。
【選択図】 図５

Description

本発明は、ＤＣブラシレスモータのロータ角度を、該モータの駆動電圧に周期信号を重畳して検出する方法及び装置に関する。

ＤＣブラシレスモータから所望の出力トルクを得るためには、磁極を有するロータの電気角（以下、ロータ角度という）に対応した適切な位相で電機子に電圧を印加する必要がある。そして、ロータ角度を検出する位置検出センサを省いてＤＣブラシレスモータと駆動装置のコストダウンを図るべく、位置検出センサを用いずにロータ角度を検出する種々の方法が提案されている。

本願発明者らも、先の出願（特許文献１参照）において、いわゆるｄｑベクトル変換によりＤＣブラシレスモータの通電電流のフィードバック制御を所定制御サイクル単位で行う場合に、ｄ軸電流のみについてのフィードバック制御とｑ軸電流のみについてのフィードバック制御を交互に行ってｄ軸電流及びｑ軸電流の２階差分を算出し、該２階差分を用いてロータ角度の推定値を算出する方法を提案している。

かかる方法によれば、ｄ軸電流及びｑ軸電流の２階差分の算出値を用いて、ロータ角度の実際値と推定値の位相差の２倍角に応じた正弦参照値と余弦参照値を算出することができ、該正弦参照値と余弦参照値に基づいてロータ角度を検出することができる。
特開２００４−１２０８３４公報

上述したように、ｄ軸電流とｑ軸電流の２階差分を算出することにより、ＤＣブラシレスモータのロータ角度を検出することができる。しかし、相電流の検出値に応じたｄ軸電流とｑ軸電流の２階差分を用いた場合、以下に説明するように相電流の検出誤差の影響が大きくなることが想定される。

すなわち、ｎ番目の制御サイクルにおける相電流の検出値をＩ(n)、その時の検出誤差をＮ(n)とすると、相電流の１階差分ΔＩと２階差分ΔΔＩは、以下の式（２１）、式（２２）で表される。

そして、相電流の検出時における誤差Ｎ(n)が互いに相関がない白色雑音（平均ゼロ）と仮定すると、１階差分の分散（平均値からの誤差の２乗の期待値）Ｅ₁及び２階差分の分散Ｅ₂は、誤差の分散をσ_nとすると、以下の式（２３）、式（２４）で表される。

したがって、２階差分を用いるよりも１階差分を用いる方が、検出誤差Ｎ(n)の影響を受け難いと想定される。そこで、本発明は、相電流の検出値の１階差分を用いてＤＣブラシレスモータのロータ角度を精度良く検出する方法及び装置を提供することを目的とする。

先ず、本発明について説明する前に、本発明の前提となる基本的な考え方を図１を参照して説明する。図１はＤＣブラシレスモータ１の構成を模式的に示したものであり、突極型のロータ２を使用した場合、モータ１の３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の電機子３，４，５に印加される電圧Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wと、流れる電流Ｉ_u，Ｉ_v，Ｉ_wとの関係は、以下の式（２５）により表される。

但し、Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_w：各相電圧、Ｉ_u，Ｉ_v，Ｉ_w：各相電流、ｒ：相抵抗、Ｋe：誘起電圧定数、ｌ：電機子の自己インダクタンス、ｍ：電機子の相互インダクタンス、θ：ロータ角度、ω_re：角速度。

モータ１の回転数がほぼゼロで、誘起電圧やロータ角度の変化による影響が少なく、相抵抗による電圧も無視できるほど小さい場合、上記式（２５）は以下の式（２６）で近似される。

また、上記式（２６）を相間電流及び相間電圧による式に変形すると以下の式（２７），式（２８）が得られる。

次に、モータ１を、界磁の磁束方向であるｑ軸上のｑ軸電機子とｑ軸と直交するｄ軸上のｄ軸電機子とを有する等価回路に変換するいわゆるｄｑ変換モデルを用いた場合、ロータ角度の推定値θ^を用いて変換した、ｄ軸電圧Ｖ_d^及びｑ軸電圧Ｖ_q^とｄ軸電流Ｉ_d^及びｑ軸電流Ｉ_q^との関係は、電気角速度がほぼセロでｄ軸電機子及びｑ軸電機子の抵抗による電圧効果も無視できるレベルである場合、以下の式（29）で表される。

但し、Ｉ_d^：ｄ軸電流、Ｉ_q^：ｑ軸電流、Ｖ_d^：ｄ軸電圧、Ｖ_q^：ｑ軸電圧、Ｌ_d：ｄ軸電機子のインダクタンス、Ｌ_q：ｑ軸電機子のインダクタンス、θ_e：ロータ角度の推定値θ^と実際値θとの位相差。

以上の説明を基礎として本発明を以下に説明する。本発明のＤＣブラシレスモータのロータ角度検出方法の第１の態様は、ＤＣブラシレスモータの電機子に流れる相電流と目標電流との偏差を小さくするように、所定の制御サイクル毎に該モータの電機子に印加する駆動電圧を決定して該モータの通電制御を行うモータ制御装置において、該モータのロータ角度を検出する方法に関する。

そして、前記駆動電圧に、２以上の制御サイクルを含む所定期間における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号を重畳する第１の工程と、前記所定期間中における前記駆動電圧を一定として、前記所定期間中の隣接する制御サイクル間における前記モータの相電流の一階差分を算出する第２の工程と、前記第２の工程で算出された一階差分を用いて、前記モータのロータ角度の２倍角に応じた正弦参照値と余弦参照値とを算出する第３の工程と、前記第３の工程で算出された前記余弦参照値と前記正弦参照値とに基づいて、前記モータのロータ角度を算出する第４の工程とからなることを特徴とする。

かかる本発明によれば、前記第１の工程で前記所定期間における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号を重畳し、前記第２の工程で前記所定期間中における前記駆動電圧を一定として、前記所定期間中の隣接する制御サイクル間における前記モータの相電流の１階差分が算出される。そして、前記第３の工程において、該１階差分を用いて前記モータの２倍角に応じた前記正弦参照値と前記余弦参照値を算出することができ、これにより、前記第４の工程で、相電流の検出誤差の影響を抑制して前記正弦参照値と前記余弦参照値に基づいて前記モータのロータ角度を精度良く検出することができる。

また、前記第２の工程において、前記正弦参照値と前記余弦参照値は、以下の式（３０）〜式（３４）により算出されることを特徴とする請求項１記載のロータ角度検出方法。

但し、Ｖs：正弦参照値、Ｖc：余弦参照値、ｌ：モータの各相の自己インダクタンスの直流分、ｍ：モータの角相間の相互インダクタンスの直流分、dＩ(i+1)〜dＩ(i+n)…前記周期信号の前記所定期間中にｎ＋１個の制御サイクルが含まれる場合の、隣接する制御サイクル間の相電流の１階差分、ｉ：前記所定期間が始まる制御サイクルの番号。

但し、θ：モータのロータ角度。

但し、ｊ=1,2,…,n、dＩ_u(i+j)：Ｕ相の相電流の１階差分、Ｗ相の相電流の１階差分。

但し、Ｖh_uv(i+j)：周期信号の前記所定期間におけるｊ番目の制御サイクルのＵ相とＶ相の相間電圧、Ｖh_wv(i+j)：周期信号の前記所定期間におけるｊ番目の制御サイクルのＷ相とＶ相の相間電圧。

ここで、上記式（２７）を離散時間系で表すと、以下の式（３５）のようになる。

但し、Ｖfb_u(i)，Ｖfb_v(i)，Ｖfb_w(i)：ｉ番目の制御サイクルにおける前記駆動電圧、Ｖh_u(i)，Ｖh_v(i)，Ｖh_w(i)：ｉ番目の制御サイクルにおける前記周期信号の出力電圧、ΔＴ：制御サイクルの時間。

また、前記周期信号は、以下の式(３６)を満たすｎ個の制御サイクルを１周期とする信号である。

ここで、Ｖfbがゼロの場合を考えると、上記式（３５）は、以下の式（３７）の形になる。

そこで、ｃ(i)を以下の式（３８）のようにおくと、上記式（３７）から、以下の式（３９）、式（４０）の関係が成り立つ。

ここで、前記所定期間における駆動電圧が一定値Ｖfbであるとすると、以下の式（４１）のようになる。

そのため、上記式（４０）の右辺の第１項は０となり、以下の式（４２）が得られる。

したがって、上記式（３０）により、正弦参照値Ｖsと余弦参照値Ｖcを算出することができ、以下の式（４３）によりロータ角度θを算出することができる。

また、本発明のＤＣブラシレスモータの制御装置の第１の態様は、ＤＣブラシレスモータの電機子に流れる相電流を検出する電流検出手段と、所定の制御サイクル毎に、該電流検出手段により検出される相電流と所定の目標電流との偏差が減少するように該モータの電機子に印加する駆動電圧を決定して該モータの通電制御を行う通電制御手段とを備えたＤＣブラシレスモータの制御装置の改良に関する。

そして、前記駆動電圧に、２以上の制御サイクルを含む所定期間における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号を重畳する周期信号重畳手段と、前記駆動信号に前記周期信号が重畳されたときに、前記所定期間における前記駆動電圧を一定として、隣接する制御サイクル間における前記モータの相電流の１階差分を算出し、該１階差分を用いて前記モータの２倍角に応じた正弦参照値と余弦参照値を算出して、該正弦参照値と該余弦参照値に基づいて前記モータのロータ角度を算出するロータ角度検出手段とを備えたことを特徴とする。

かかる本発明によれば、前記ロータ角度検出手段は、前記周期信号重畳手段により、前記所定期間における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号が前記駆動信号に重畳されたときに、前記所定期間中における前記駆動電圧を一定として、前記所定期間中の隣接する制御サイクル間の前記モータの相電流の１階差分を算出する。そして、該１階差分を用いて前記モータのロータの２倍角に応じた前記正弦参照値と前記余弦参照値を算出することができ、これにより、前記ロータ角度検出手段は、相電流の検出誤差の影響を抑制して前記正弦参照値と前記余弦参照値に基づいて前記モータのロータ角度を精度良く検出することができる。

また、前記ロータ角度検出手段は、前記本発明のＤＣブラシレスモータのロータ角度の検出方法における場合と同様に、上記式（３０）〜式（３４）により前記正弦参照値と前記余弦参照値を算出することができる。

また、本発明のＤＣブラシレスモータのロータ角度検出方法の第２の態様は、ＤＣブラシレスモータを、該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、前記モータの電機子に流れる相電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段により検出される相電流と前記モータのロータ角度とに基づいて、前記ｑ軸電機子に流れるｑ軸電流と前記ｄ軸電機子に流れるｄ軸電流とを算出するｄｑ電流算出手段と、前記ｑ軸電機子に流れる電流の指令値であるｑ軸指令電流とｑ軸電流との偏差及び前記ｄ軸電機子に流れる電流の指令値であるｄ軸指令電流とｄ軸電流との偏差を小さくするように、所定の制御サイクル毎に前記ｄ軸電機子に印加するｄ軸電圧及び前記ｑ軸電機子に印加するｑ軸電圧を決定して、前記モータの通電制御を行うモータ制御装置において、前記モータのロータ角度を検出する方法の改良に関する。

そして、前記ｄ軸駆動電圧と前記ｑ軸駆動電圧に、２以上の制御サイクルを含む所定期間における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号を重畳する第１の工程と、前記所定期間中における前記ｄ軸駆動電圧と前記ｑ軸駆動電圧を一定として、前記所定期間中の隣接する制御サイクル間における前記モータの相電流の一階差分に対応したｄ軸電流の一階差分とｑ軸電流の一階差分を、所定のロータ角度推定値を用いて算出する第２の工程と、前記第２の工程で算出されたｄ軸電機子の一階差分とｑ軸電機子の一階差分とを用いて、前記モータのロータ角度の実際値と前記ロータ角度推定値との位相差の２倍角に応じた正弦参照値と余弦参照値とを算出する第３の工程と、前記第３の工程で算出された前記余弦参照値及び前記正弦参照値と、前記第１の工程における前記ロータ角度推定値とに基づいて、前記モータのロータ角度を算出する第４の工程とからなることを特徴とする。

かかる本発明によれば、前記第１の工程で前記所定期間における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号を重畳し、前記第２の工程で前記所定期間中における前記ｄ軸駆動電圧と前記ｑ軸駆動電圧を一定として、前記所定期間中の隣接する制御サイクル間における前記モータの相電流の１階差分に応じたｄ軸電流の１階差分とｑ軸電流の１階差分が算出される。そして、前記第３の工程において、該ｄ軸電流の１階差分とｑ軸電流の１階差分を用いて前記モータのロータ角度の実際値と推定値との位相差の２倍角に応じた前記正弦参照値と前記余弦参照値を算出することができ、これにより、前記第４の工程で、前記正弦参照値及び前記余弦参照値相電流と前記ロータ角度推定値とに基づいて、相電流の検出誤差の影響を抑制して前記モータのロータ角度を精度良く検出することができる。

また、前記第３の工程において、前記正弦参照値と前記余弦参照値は、以下の式（４４）〜式（４８）により算出されることを特徴とする請求項１記載のＤＣブラシレスモータのロータ角度検出方法。

但し、Ｖs_dq：正弦参照値、Ｖc_dq：余弦参照値、dＩ_dq(i+1)〜dＩ_dq(i+n)…前記周期信号の前記所定期間中にｎ＋１個の制御サイクルが含まれる場合の、隣接する制御サイクル間のｄ軸電流及びｑ軸電流の１階差分、ｉ：前記所定期間が始まる制御サイクルの番号。

但し、Ｌ_d：ｄ軸電機子のインダクタンス、Ｌ_q：ｑ軸電機子のインダクタンス。

但し、j=1,2,…,n、dＩ_d(i+j)：ｄ軸電機子に流れる電流の１階差分、dＩ_q(i+j)：ｑ軸電機子に流れる電流の１階差分。

但し、Ｖh_d(i+j)：前記周期信号の前記所定周期におけるｊ番目の制御サイクルのｄ軸電機子への出力電圧、Ｖh_q(i+j)：前記周期信号の前記所定周期におけるｊ番目の制御サイクルのｑ軸電機子への出力電圧。

ここで、上記式（２９）を離散時間系で表すと、以下の式（４９）のようになる。

但し、Ｖfb_d：ｉ番目の制御サイクルにおけるｄ軸駆動電圧、Ｖfb_q：ｉ番目の制御サイクルにおけるｑ軸駆動電圧、Ｖh_d(i)：ｉ番目の制御サイクルにおける前記周期信号のｄ軸駆動電圧への重畳電圧、Ｖh_q(i)：ｉ番目の制御サイクルにおける前記周期信号のｑ軸駆動電圧への重畳電圧、ΔＴ：制御サイクルの時間。

また、前記周期信号は、以下の式(５０)を満たすｎ個の制御サイクルを１周期とする信号である。

ここで、ｄ軸駆動電圧Ｖfb_d(i)とｑ軸駆動電圧Ｖfb_q(i)がゼロの場合を考えると、上記式（４９）は以下の式（５１）の形になる。

そこで、c_dq(i)を以下の式（５２）のようにおくと、上記式（５１）から、以下の式（５３）、式（５４）の関係が成り立つ。

ここで、前記所定期間におけるｄ軸駆動電圧，ｑ軸駆動電圧が一定値Ｖfb_dqとすると、以下の式（５５）のようになる。

そのため、前記式（５４）の右辺の第１項はゼロとなり、以下の式（５６）が得られる。

したがって、上記式（４４）により、正弦参照値Ｖs_dqと余弦参照値Ｖc_dqを算出することができ、以下の式（５７）によりロータ角度の実際値と推定値との位相差を算出することができる。

但し、θ_e：ロータ角度の推定値と実際値との位相差。

そして、上記式（５７）によりされた位相差θ_eと前記ロータ角度推定値とから、前記モータのロータ角度を検出することができる。

また、本発明のＤＣブラシレスモータの制御装置の第２の態様は、ＤＣブラシレスモータを、該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、前記モータの電機子に流れる相電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段により検出される相電流を前記ｑ軸電機子に流れるｑ軸電流と前記ｄ軸電機子に流れるｄ軸電流とに変換するｄｑ電流変換手段と、前記ｑ軸電機子に流れる電流の指令値であるｑ軸指令電流とｑ軸電流との偏差及び前記ｄ軸電機子に流れる電流の指令値であるｄ軸指令電流とｄ軸電流との偏差を小さくするように、所定の制御サイクル毎に前記ｄ軸電機子に印加するｄ軸駆動電圧及び前記ｑ軸電機子に印加するｑ軸駆動電圧を決定して、前記モータの通電制御を行う通電制御手段とを備えたモータ制御装置の改良に関する。

そして、前記ｄ軸駆動電圧と前記ｑ軸駆動電圧に、２以上の制御サイクルを含む所定期間における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号を重畳する周期信号重畳手段と、前記所定期間中における前記ｄ軸駆動電圧と前記ｑ軸駆動電圧を一定として、前記所定期間中の隣接する制御サイクル間における前記モータの相電流の一階差分に対応したｄ軸電流の一階差分とｑ軸電流の一階差分を、所定のロータ角度推定値を用いて算出し、該ｄ軸電流電流の一階差分と該ｑ軸電流の一階差分とを用いて、前記モータのロータ角度の実際値と前記推定値との位相差の２倍角に応じた正弦参照値と余弦参照値とを算出して、該正弦参照値及び該余弦参照値と、前記ロータ角度推定値とに基づいて前記モータのロータ角度を算出するロータ角度検出手段とを備えたことを特徴とする。

かかる本発明によれば、前記ロータ角度検出手段は、前記周期信号重畳手段により、前記所定期間における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号が前記ｄ軸駆動電圧及び前記ｑ軸駆動電圧に重畳されたときに、前記所定期間中における前記ｄ軸駆動電圧及び前記ｑ軸駆動電圧を一定として、前記所定期間中の隣接する制御サイクル間の前記モータの相電流の１階差分に対応したｄ軸電流の１階差分及びｑ軸電流の１階差分を算出する。そして、該ｄ軸電流の１階差分及びｑ軸電流の１階差分を用いて、前記モータのロータ角度の実際値と前記ロータ角度推定値との位相差の２倍角に応じた前記正弦参照値と前記余弦参照値を算出することができ、これにより、前記ロータ角度検出手段は、前記正弦参照値及び前記余弦参照値と前記ロータ角度推定値とに基づいて、相電流の検出誤差の影響を抑制して前記モータの角度を精度良く検出することができる。

また、前記ロータ角度検出手段は、前記本発明のＤＣブラシレスモータのロータ角度検出方法の第２の態様における場合と同様に、上記式（４４）〜式（４８）により前記正弦参照値と前記余弦参照値を算出することができる。

本発明の実施の形態について、図１〜図９を参照して説明する。図１はＤＣブラシレスモータの構成図、図２は第１の実施の形態におけるモータ制御装置の構成図、図３は図２に示したモータ制御装置における周期信号の出力態様の説明図、図４は図２に示したモータ制御装置におけるロータ角度検出処理のフローチャート、図５は図４のフローチャートに対応したタイミングチャート、図６は第２の実施の形態におけるモータ制御装置の構成図、図７は図６に示したモータ制御装置における周期信号の出力態様の説明図、図８は図６に示したモータ制御装置におけるロータ検出処理のフローチャート、図９は図８のフローチャートに対応したタイミングチャートである。

［第１の実施の形態］先ず、図１〜図５を参照して、本発明の第１の実施の形態について説明する。図２に示したＤＣブラシレスモータの制御装置１０（以下、単に制御装置１０という）は、図１に示したＤＣブラシレスモータ１（以下、単にモータ１という）の３相（Ｕ、Ｖ，Ｗ）の電機子３，４，５に流れる電流をフィードバック制御するものであり、モータ１をロータ２の界磁極の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と該ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有するｄｑ座標系による等価回路に変換して扱う。

そして、制御装置１０は、外部から与えられるｄ軸指令電流Ｉd_cとｑ軸指令電流Ｉq_cとに応じて、ｄ軸電機子に流れる電流（以下、ｄ軸電流という）とｑ軸電機子に流れる電流（以下、ｑ軸電流という）をフィードバック制御する。

制御装置１０は、ｄ軸電機子への印加電圧Ｖfb_d（以下、ｄ軸駆動電圧という）とｑ軸電機子への印加電圧Ｖfb_q（以下、ｑ軸駆動電圧という）とを、モータ１のＵ，Ｖ，Ｗの３相の電機子に印加する駆動電圧Ｖfb_u，Ｖfb_v，Ｖfb_wに変換するｄｑ／３相変換部２０、駆動電圧Ｖfb_u及びＶfbwにロータ角度検出用の周期信号Ｖh_u及びＶh_wを重畳する周期信号重畳部２１（本発明の周期信号重畳手段に相当する）、及び駆動電圧Ｖfb_u，Ｖfb_v，Ｖfb_w（周期信号Ｖh_u及びＶh_wが重畳されているときは、Ｖfb_u＋Ｖh_u，Ｖfb_v＋Ｖh_v，Ｖfb_w＋Ｖh_w）に応じた電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwがモータ１のＵ，Ｖ，Ｗの各相の電機子に印加されるように、複数のスイッチング素子をブリッジ接続して構成されたインバータ回路からなるパワードライブユニット２２を備えている。

さらに、制御装置１０は、モータ１のＵ相の電機子に流れる電流を検出するＵ相電流センサ２３、モータ１のＷ相の電機子に流れる電流を検出するＷ相電流センサ２４、Ｕ相電流センサ２３の検出電流値Ｉ_uとＷ相電流センサ２４の検出電流値Ｉ_wとに応じてｄ軸電流の検出値であるｄ軸実電流Ｉ_dとｑ軸電流の検出値であるｑ軸実電流Ｉ_qとを算出する３相／ｄｑ変換部２６、モータ１のロータ角度θを検出する角度検出部２５（本発明のロータ角度検出手段に相当する）、及びｄ軸とｑ軸間で干渉し合う速度起電力の影響を打ち消す処理を行なう非干渉演算部２７を備える。

そして、制御装置１０は、ｄ軸指令電流Ｉd_cとｄ軸実電流Ｉ_dを第１減算器２８で減算し、その減算結果に第１のＰＩ演算部２９でＰＩ（比例積分）処理を施し、第１加算器３０で非干渉成分を加算して、以下の式（５８）によりｄ軸指令電流Ｉd_cとｄ軸実電流Ｉ_dの偏差に応じたｄ軸電圧Ｖfb_dを生成する。

但し、Ｋp：比例ゲイン、Ｋi：積分ゲイン。

また、制御装置１０は、同様にして、ｑ軸指令電流Ｉq_cとｑ軸実電流Ｉ_qを第２減算器３１で減算し、その減算結果に第２のＰＩ演算部３２でＰＩ処理を施し、第２加算器３３で非干渉成分を加算して、以下の式（５９）によりｑ軸指令電流Ｉq_cとｑ軸実電流Ｉ_qとの偏差に応じたｑ軸電圧Ｖfb_qを生成する。

但し、Ｋp：比例ゲイン、Ｋi：積分ゲイン。

そして、制御装置１０は、ｄ軸駆動電圧Ｖfb_dとｑ軸駆動電圧Ｖfb_qとをｄｑ／３相変換部２０に入力する。ｄｑ／３相変換部２０は、以下の式（６０）により、３相の駆動電圧Ｖfb_u，Ｖfb_v，Ｖfb_wを算出してパワードライブユニット２２に出力する。

これにより、パワードライブユニット２２を介して、ｄ軸指令電流Ｉd_cとｄ軸実電流Ｉ_dとの偏差、及びｑ軸指令電流Ｉq_cとｑ軸実電流Ｉ_qとの偏差を小さくする３相の駆動電圧Ｖfb_u，Ｖfb_v，Ｖfb_wがモータ１の電機子に印加されて、モータ１の電機子に流れる電流がフィードバック制御される。

なお、このように、ｄ軸指令電流Ｉd_cとｄ軸実電流Ｉ_dとの偏差、及びｑ軸指令電流Ｉq_cとｑ軸実電流Ｉ_qとの偏差を小さくするように、３相の駆動電圧Ｖfb_u，Ｖfb_v，Ｖfb_wを決定してモータ１の相電流を制御する構成が、本発明の通電制御手段に相当する。

ここで、ｄｑ／３相変換部２０によりｄ軸駆動電圧Ｖfb_dとｑ軸駆動電圧Ｖfb_qを３相の駆動電圧Ｖfb_u，Ｖfb_v，Ｖfb_wに変換する際には、モータ１のロータ角度θが必要となる。また、３相／ｄｑ変換部２６によりＵ相電流センサ２３の検出電流値ＩuとＷ相電流センサ２４の検出電流値Ｉwをｄ軸実電流Ｉ_dとｑ軸実電流Ｉ_qに変換する際にも、モータ１のロータ角度θが必要となる。

そして、制御装置１０は、レゾルバ等の位置検出センサを用いずに、第３加算器３４，第４加算器３５，及び第５加算器３６において、周期信号重畳部２１により駆動電圧Ｖfb_u，Ｖfb_v，Ｖfb_wに周期信号Ｖh_u，Ｖh_v，Ｖh_wを重畳することによって、ロータ角度θの検出処理を実行する。

なお、本実施の形態における周期信号Ｖh_u，Ｖh_v，Ｖh_wは、図３（ａ）に示したように、３制御サイクル（Ｔ₁₁，Ｔ₁₂，Ｔ₁₃）を１周期として、１周期で各相の出力電圧の総和がゼロとなるように出力パターンが設定されている。また、他の出力パターンとしては、例えば図３（ｂ）に示したように、４制御サイクル（Ｔ₂₁，Ｔ₂₂，Ｔ₂₃，Ｔ₂₄）を１周期とし、１周期中の２制御サイクル（Ｔ₂₁とＴ₂₂、Ｔ₂₃とＴ₂₄）毎に出力電圧の総和がゼロとなるように設定してもよい。また、周期信号Ｖh_u，Ｖh_v，Ｖh_wの１周期の長さは２制御サイクル以上であればよい。

以下、図４に示したフローチャートに従って、制御装置１０におけるモータ１のロータ角度θの検出処理について説明する。制御装置１０は、カウンタ変数ptrの初期値を０とし、周期信号重畳部２１により駆動電圧Ｖfb_u，Ｖfb_v，Ｖfb_wに周期信号Ｖh_u，Ｖh_v，Ｖh_wを重畳して、図４のフローチャートを繰り返し実行する。

角度検出部２５は、ＳＴＥＰ１でＵ相電流センサ２３とＷ相電流センサ２４により検出される相電流Ｉ_u，Ｉ_wを取り込み、ＳＴＥＰ２で前回の制御サイクルにおける相電流Ｉ_u，Ｉ_wとの１階差分dＩ_u，dＩ_wを算出して保持する。そして、続くＳＴＥＰ３でカウンタ変数ptrが１であったときはＳＴＥＰ４に進んでＳＴＥＰ４〜ＳＴＥＰ６の処理を行い、ＳＴＥＰ３でカウンタ変数ptrが１でなかったときにはＳＴＥＰ７に分岐する。

ここで、カウンタ変数ptrはＳＴＥＰ１２で各制御サイクル毎にインクリメントされ、ＳＴＥＰ１３でptr＝３になったときにＳＴＥＰ１４でクリア（ptr＝０）される。そのため、制御サイクルが周期信号Ｖh_u，Ｖh_v，Ｖh_wの１周期に相当する３制御サイクルが経過する毎にＳＴＥＰ３でptr＝１となって、ＳＴＥＰ４〜ＳＴＥＰ６の処理が実行される。

角度検出部２５は、ＳＴＥＰ４で、今回と前回及び前々回の制御サイクルにおけるＳＴＥＰ２の処理で算出された１階差分dＩ_u，dＩ_wを用いて、正弦参照値Ｖsと余弦参照値Ｖcを算出する。具体的には、上記式（３０）で、ｎを周期信号Ｖh_u，Ｖh_v，Ｖh_wの１周期中に含まれる制御サイクルの個数である３に置き換えた以下の式（６１）により、角度検出部２５は正弦参照値Ｖsと余弦参照値Ｖcを算出する。

但し、Ｖs：正弦参照値、Ｖc：余弦参照値、ｌ：モータの各相の自己インダクタンスの直流分、ｍ：モータの角相間の相互インダクタンスの直流分、dＩ(i+1)〜dＩ(i+3)：ptr＝2,0,1となる制御サイクルにおいて算出された相電流の１階差分。

また、角度検出部２５は、以下の式（６２）のオブザーバによる追従演算によって、ロータ角度の推定値θ^を算出する。

但し、θ^(n+1)：n+1番目の制御サイクルにおけるロータ角度の推定値、ω^(n+1)：n+1番目の制御サイクルにおける角速度の推定値、Δｔ：制御サイクルの時間、θ^(n)：ｎ番目の制御サイクルにおけるロータ角度の推定値、ω^(n)：n番目の制御サイクルにおける角速度の推定値、Ｋ1，Ｋ2，Ｋ~：演算ゲイン、offset：電流位相制御用のオフセット値。

そこで、角度検出部２５は、ＳＴＥＰ５において、以下の式（６３）により、上記式（６２）で必要となるロータ角度の実際値θと推定値θ^との位相差θ_e（＝θ−θ^）を算出する。

また、上記式（６３）の√（Ｖs²+Ｖc²）の正規化演算は時間がかかるので、下記の式（６４）により近似してもよい。

続くＳＴＥＰ６で、３相／ｄｑ変換部２６により算出されるＩ_d，Ｉ_qが電流フィードバック制御用に保持される。そして、ＳＴＥＰ７でカウンタ変数ptrが０となったときに、ＳＴＥＰ８に進み、上記式（５８），式（５９）により、ｄ軸駆動電圧Ｖfb_dとｑ軸駆動電圧Ｖfb_qが算出される。また、ＳＴＥＰ９で、上記式（６２）により推定角度θ^が更新される。一方、ＳＴＥＰ７でptr＝０であったときにはＳＴＥＰ１０に分岐し、ＳＴＥＰ８〜ＳＴＥＰ９の処理は実行されない。そのため、ｄ軸駆動電圧Ｖfb_d及びｑ軸駆動電圧Ｖfb_qと、推定角度θ^は、周期信号Ｖh_u，Ｖh_v，Ｖh_wの１周期毎に更新され、周期信号Ｖh_u，Ｖh_v，Ｖh_wの１周期中は、ｄ軸駆動電圧Ｖfb_d及びｑ軸駆動電圧Ｖfb_dと推定角度θ^は一定に保持される。

続くＳＴＥＰ１０で、ｄｑ／３相変換部２０により、ｄ軸駆動電圧Ｖfb_dとｑ軸駆動電圧Ｖfb_qが、３相駆動電圧Ｖfb_u，Ｖfb_v，Ｖfb_wに変換され、ＳＴＥＰ１１で、周期信号重畳部２１により３相駆動電圧Ｖfb_u，Ｖfb_v，Ｖfb_wに周期信号Ｖh_u，Ｖh_v，Ｖh_wが重畳されて、パワードライブユニット２２に出力される。そして、これにより、パワードライブユニット２２からモータ１に３相電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwが出力される。そして、続くＳＴＥＰ１２〜ＳＴＥＰ１５により、上述したカウンタ変数ptrのインクリメント又はクリア処理が行われて、１制御サイクルが終了する。

なお、ＳＴＥＰ１１で、周期信号重畳部２１により周期信号Ｖh_u，Ｖh_v，Ｖh_wを重畳する処理が本発明の第１の工程に相当し、ＳＴＥＰ４２で、角度検出部２５により相電流の１階差分を算出する処理が本発明の第２の工程に相当する。また、ＳＴＥＰ４で、角度検出部２５により正弦参照値Ｖsと余弦参照値Ｖcを算出する処理が本発明の第３の工程に相当し、ＳＴＥＰ９で、角度検出部２５により推定角度を更新する処理が本発明の第４の工程に相当する。

図５は、以上説明した図４のフローチャートによる処理を繰り返し実行して、ロータ角度θを検出する場合のタイミングチャートである。サイクル１０で処理が開始され、ptr＝０〜２に対応した３制御サイクル（サイクル１１，１２，２０、サイクル２１，２２，３０、…）が、周期信号Ｖh（Ｖh_u，Ｖh_v，Ｖh_w）の１周期であり、周期信号が、Ｖh(1)（ptr＝１のとき）→Ｖh(2)（ptr＝２のとき）→Ｖh(0)（ptr＝０のとき）と切換わっている。

そして、ｄ軸駆動電圧Ｖfb_dとｑ軸駆動電圧Ｖfb_qが算出されて、３相駆動電圧Ｖfb（Ｖfb_u，Ｖfb_v，Ｖfb_w）が変更されるのはptr＝０の制御サイクルであるから、周期信号がＶh(1)→Ｖh(2)→Ｖh(0)と切換わる間、３相駆動電圧Ｖfbは一定（サイクル１１，１２，２０の間はＶfb(0)、サイクル２１，２２，３０の間はＶfb(1)）に保持されている。

そして、ptr＝１である制御サイクル２１と制御サイクル３２で、ロータ角度の実際値と推定値との位相差θ_eが算出され（図４のＳＴＥＰ５の処理）、ptr＝０である制御サイクル２１と制御サイクル３１で、駆動電圧Ｖfbとロータ角度の推定値θ^が更新されている（図４のＳＴＥＰ８〜ＳＴＥＰ９の処理）。このように、駆動電圧Ｖfbの更新とロータ角度の推定値θ^の更新を同じタイミングで行なうことによって、駆動電圧Ｖfbを出力する際のロータ角度のずれを排除している。

また、図中ａは相電流の変化を示し、ｂは相電流のフィードバック制御の応答を示している。そして、周期信号Ｖhの重畳による相電流のフィードバック制御に対する影響は、図中Ｐ₁，Ｐ₂，Ｐ₂のタイミングで算出される駆動電圧Ｖhによりキャンセルされる。

なお、本第２の実施の形態では上記式（６１）により正弦参照値Ｖsと余弦参照値Ｖcを算出したが、正弦参照値Ｖsと余弦参照値Ｖcの算出式は、周期信号Ｖhの態様等に応じて決定される。

［第２の実施の形態］次に、図６〜図９を参照して、本発明の第２の実施の形態について説明する。図６に示したＤＣブラシレスモータの制御装置４０（以下、単に制御装置４０という）は、図２に示した制御装置１０と同様にモータ１の相電流をフィードバック制御するものであり、制御装置１０と同様に構成については同一の符号を付して説明を省略する。

制御装置４０においては、ロータ角度の検出方法が制御装置１０と相違し、ｄ軸駆動電圧Ｖfb_dとｑ軸駆動電圧Ｖfb_qに周期信号Ｖh_dとＶh_qを重畳する周期信号重畳部５１（本発明の周期重畳手段に相当する）が備えられている。そして、角度検出部５０（本発明のロータ角度検出手段に相当する）は、周期信号重畳部５１により周期信号Ｖh_dとＶh_qが重畳されたときに、Ｕ相電流センサ２３とＷ相電流センサ２４で検出される相電流Ｉ_uとＩ_wに基づいてロータ角度θを検出する。

なお、本実施の形態における周期信号Ｖh_d，Ｖh_qは、図７（ａ）に示したように、３制御サイクル（Ｔ₁₁，Ｔ₁₂，Ｔ₁₃）を１周期として、１周期で各相の出力電圧の総和がゼロとなるように出力パターンが設定されている。また、他の出力パターンとしては、例えば図７（ｂ）に示したように、４制御サイクル（Ｔ₂₁，Ｔ₂₂，Ｔ₂₃，Ｔ₂₄）を１周期とし、１周期中の２制御サイクル（Ｔ₂₁とＴ₂₂、Ｔ₂₃とＴ₂₄）毎に出力電圧の総和がゼロとなるように設定してもよい。また、周期信号Ｖh_d，Ｖh_qの１周期の長さは２制御サイクル以上であればよい。

以下、図８に示したフローチャートに従って、制御装置４０におけるモータ１のロータ角度の検出処理について説明する。制御装置４０は、カウンタ変数ptrを０とし、周期信号重畳部５１により、ｄ軸駆動電圧Ｖfb_dとｑ軸駆動電圧Ｖfb_qに周期信号Ｖh_dとＶh_qを重畳して、図８のフローチャートを繰り返し実行する。

角度検出部５０は、ＳＴＥＰ３０で、Ｕ相電流センサ２３とＷ相電流センサ２４により検出される相電流Ｉ_u，Ｉ_wを取り込み、ＳＴＥＰ３１で前回の制御サイクルにおける相電流Ｉ_u，Ｉ_wとの１階差分dＩ_u，dＩ_wを算出する。そして、次のＳＴＥＰ２で該１階差分dＩ_u，dＩ_wを３相／ｄｑ変換したdＩ_d，dＩ_qを算出し、これを保持する。

また、次のＳＴＥＰ３３でカウンタ変数ptrが１であったときはＳＴＥＰ３４に進んでＳＴＥＰ３４〜ＳＴＥＰ３７の処理を行い、ＳＴＥＰ３３でカウンタ変数ptrが１でなかったときにはＳＴＥＰ３８に分岐する。

ここで、カウンタ変数ptrはＳＴＥＰ４３で各制御サイクル毎にインクリメントされ、ＳＴＥＰ４４でptr＝３になったときにＳＴＥＰ４５でクリア（ptr＝０）される。そのため、周期信号Ｖh_d，Ｖh_qの１周期に相当する３制御サイクルが経過する毎にＳＴＥＰ３３でptr＝１となって、ＳＴＥＰ３４〜ＳＴＥＰ３７の処理が実行される。

角度検出部５０は、ＳＴＥＰ３４で、今回と前回及び前々回の制御サイクルのＳＴＥＰ３２で算出された１階差分dＩ_d，dＩ_qを用いて、正弦参照値Ｖs_dqと余弦参照値Ｖc_dqを算出する。具体的には、上記式（４４）で、ｎを周期信号のＶhd，Ｖhqの１周期中に含まれる制御サイクルの個数である３に置き換えた以下の式（６５）により、角度検出部５０は正弦参照値Ｖs_dqと余弦参照値Ｖc_dqを算出する。

但し、Ｖs_dq：正弦参照値、Ｖc_dq：余弦参照値、dＩ_dq(i+1)〜dＩ_dq(i+3)：ptr＝2,0,1となる制御サイクルにおいて算出されたｄ軸電流及びｑ軸電流の１階差分。

また、角度検出部５０は、以下の式（６６）又は式（６７）のオブザーバによる追従演算によって、ロータ角度の推定値θ^を算出する。

但し、θ^(n+1)：n+1番目の制御サイクルにおけるロータ角度の推定値、ω^(n+1)：n+1番目の制御サイクルにおける角速度の推定値、Δｔ：１制御サイクルの時間、θ^(n)：ｎ番目の制御サイクルにおけるロータ角度の推定値、ω^(n)：n番目の制御サイクルにおける角速度の推定値、Ｋ1，Ｋ2，Ｋ~：演算ゲイン、offset：電流位相制御用のオフセット値。

そこで、角度検出部５０は、ＳＴＥＰ３５において、以下の式（６８）又は式（６９）により、上記式（６６），式（６７）で必要となるロータ角度の実際値θと推定値θ^との位相差θ_e（＝θ−θ^）を算出する。

また、上記式（６９）の√（Ｖs_dq ²+Ｖc_dq ²）の正規化演算は時間がかるので、下記の式（７０）により近似してもよい。

続くＳＴＥＰ３６で、３相／ｄｑ変換部２６により算出されるＩ_d，Ｉ_qが電流フィードバック制御用に保持される。そして、ＳＴＥＰ３７で、３相／ｄｑ変換部２６において使用されるロータ角度θ^が更新される。

次のＳＴＥＰ３８でカウンタ変数ptrが０となったときに、ＳＴＥＰ３９に進み、上記式（５８）、式（５９）により、ｄ軸駆動電圧Ｖfb_dとｑ軸駆動電圧Ｖfb_qが算出される。また、ＳＴＥＰ４０で角度検出部５０が上記式（６７）により推定角度θ^を更新する。一方、ＳＴＥＰ３８でptrがゼロでなかったときにはＳＴＥＰ４１に分岐し、ＳＴＥＰ３９〜ＳＴＥＰ４０の処理は実行されない。

そのため、ｄ軸駆動電圧Ｖfb_d及びｑ軸駆動電圧Ｖfb_qと推定角度θ^は、周期信号Ｖh_d，Ｖh_qの１周期毎（３制御サイクル毎）に更新され、周期信号Ｖh_d，Ｖh_qの１周期中は、ｄ軸駆動電圧Ｖfb_d及びｑ軸駆動電圧Ｖfb_qと推定角度θ^は一定に保持される。また、上述したように、３相／ｄｑ変換部２６で用いられるロータ角度は、ptr＝１となったときにＳＴＥＰ３７で更新される。そのため、ＳＴＥＰ４０で更新された推定角度θは、次の制御サイクルから３相／ｄｑ変換部２６で用いられる。

このように、ｄｑ変換用ロータ角度の更新を遅らせているのは、ＳＴＥＰ３９においてｄ軸駆動電圧Ｖfb_d及びＶfb_qを算出した時点におけるロータ角度と、ＳＴＥＰ３２でｄ軸電流の１階差分dＩ_d及びｑ軸電流の１階差分dＩ_qを算出する時点におけるロータ角度を一致させるためである。ＳＴＥＰ３９とＳＴＥＰ３２におけるロータ角度を一致させることにより、差分電流dＩ_d，dＩ_q算出時のロータ角度変化による誤差を防ぐことができる。

続くＳＴＥＰ４１で、周期信号重畳部５１によりｄ軸駆動電圧Ｖfb_d及びｑ軸駆動電圧Ｖfb_qに周期信号Ｖh_d，Ｖh_qが算出され、ＳＴＥＰ４２でｄｑ／３相変換部２０によりｄ軸駆動電圧Ｖfb_d及びｑ軸駆動電圧Ｖfb_qが、３相駆動電圧Ｖfb_u，Ｖfb_v，Ｖfb_wに変換されてパワードライブユニット２２に出力される。そして、続くＳＴＥＰ４４〜ＳＴＥＰ４６により、上述したカウンタ変数ptrのインクリメント又はクリア処理が行われて、１制御サイクルが終了する。

図９は以上説明した図８のフローチャートによる処理を繰り返し実行して、ロータ角度θを検出した場合のタイミングチャートである。サイクル５０で処理が開始され、ptr＝１，２，０に対応した３制御サイクル（サイクル５１，５２，６０、サイクル６１，６２，７０、…）が、周期信号Ｖh_dq（Ｖh_d，Ｖh_q）の１周期であり、周期信号が、Ｖh_dq(0)（ptr＝１のとき）→Ｖh_dq(1)（ptr＝２のとき）→Ｖh_dq(2)（ptr＝０のとき）と切換わっている。

そして、ｄ軸駆動電圧Ｖfb_d及びｑ軸駆動電圧Ｖfb_q（以下、まとめてｄｑ駆動電圧Ｖfb_dqという）が算出される（図８のＳＴＥＰ３９の処理）のはptr＝０となる制御サイクルであるから、周期信号Ｖh_dqがＶh_dq(0)→Ｖh_dq(1)→Ｖh_dq(2)と切換わる間、ｄｑ駆動電圧Ｖfb_dqは一定（サイクル５１，５２，５３の間はＶfb_dq(0)、サイクル６１，６２，６３の間はＶfb_dq(1)）に維持されている。

そして、ptr＝１である制御サイクル６１と制御サイクル７１で、ロータ角度の実際値と推定値との位相差θ_eが算出（図８のＳＴＥＰ３５の処理）されると共に、ｄｑ電流変換用のロータ角度が更新され（図８のＳＴＥＰ３７の処理）。また、ptr＝０である制御サイクル６１と制御サイクル７１で、ｄｑ駆動電圧Ｖfb_dqとロータ角度の推定値θ^が更新されている（図８のＳＴＥＰ３９〜ＳＴＥＰ４０の処理）。このように、ｄｑ駆動電圧Ｖfb_dqの更新とロータ角度θ^の更新を同じタイミングで行なうことによって、ｄｑ駆動電圧Ｖfb_dqを出力する際のロータ角度のずれを排除している。

また、図中ｃはｄｑ電流の変化を示し、ｄはｄｑ電流のフィードバック制御の応答を示している。そして、周期信号Ｖh_dqの重畳によるｄｑ電流のフィードバック制御の影響は、図中Ｐ₁₂，Ｐ₁₃のタイミングで算出されるｄｑ駆動電圧Ｖfb_dqによりキャンセルされる。

なお、本第２の実施の形態では上記式（６５）により正弦参照値Ｖs_dqと余弦参照値Ｖc_dqを算出したが、正弦参照値Ｖs_dqと余弦参照値Ｖc_dqの算出式は、周期信号Ｖh_dqの態様に応じて決定される。

ＤＣブラシレスモータの構成図。 第１の実施の形態におけるモータ制御装置の構成図。 図２に示したモータ制御装置における周期信号の出力態様の説明図。 図２に示したモータ制御装置におけるロータ角度検出処理のフローチャート。 図４のフローチャートに対応したタイミングチャート。 第２の実施の形態におけるモータ制御装置の構成図。 図６に示したモータ制御装置における周期信号の出力態様の説明図。 図６に示したモータ制御装置におけるロータ検出処理のフローチャート。 図８のフローチャートに対応したタイミングチャートである。

符号の説明

１…ＤＣブラシレスモータ、２…ロータ、３…Ｕ相の電機子、４…Ｖ相の電機子、５…Ｗ相の電機子、１０…（第１の実施の形態の）モータ制御装置、２０…ｄｑ／３相変換部、２１…（第１の実施の形態の）周期信号重畳部、２２…パワードライブユニット、２３…Ｕ相電流センサ、２４…Ｗ相電流センサ、２５…（第１の実施の形態の）角度検出部、２６…３相／ｄｑ変換部、２７…非干渉演算部、４０…（第２の実施の形態の）モータ制御装置、５０…（第２の実施の形態の）角度検出部、５１…（第２の実施の形態の）周期信号重畳部

Claims (8)

1. ＤＣブラシレスモータの電機子に流れる相電流と目標電流との偏差を小さくするように、所定の制御サイクル毎に該モータの電機子に印加する駆動電圧を決定して該モータの通電制御を行うモータ制御装置において、該モータのロータ角度を検出する方法であって、
   前記駆動電圧に、２以上の制御サイクルを含む所定期間における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号を重畳する第１の工程と、
   前記所定期間中における前記駆動電圧を一定として、前記所定期間中の隣接する制御サイクル間における前記モータの相電流の一階差分を算出する第２の工程と、
   前記第２の工程で算出された一階差分を用いて、前記モータのロータ角度の２倍角に応じた正弦参照値と余弦参照値とを算出する第３の工程と、
   前記第３の工程で算出された前記余弦参照値と前記正弦参照値とに基づいて、前記モータのロータ角度を算出する第４の工程とからなることを特徴とするＤＣブラシレスモータのロータ角度検出方法。
2. 前記第２の工程において、前記正弦参照値と前記余弦参照値は、以下の式（１）〜式（５）により算出されることを特徴とする請求項１記載のロータ角度検出方法。
   

   

   但し、Ｖs：正弦参照値、Ｖc：余弦参照値、ｌ：モータの各相の自己インダクタンスの直流分、ｍ：モータの角相間の相互インダクタンスの直流分、dＩ(i+1)〜dＩ(i+n)…前記周期信号の前記所定期間中にｎ＋１個の制御サイクルが含まれる場合の、隣接する制御サイクル間の相電流の１階差分、ｉ：前記所定期間が始まる制御サイクルの番号。
   

   

   但し、θ：モータのロータ角度。
   

   

   但し、ｊ=1,2,…,n、dＩ_u(i+j)：Ｕ相の相電流の１階差分、dＩ_w(i+j)：Ｗ相の相電流の１階差分。
   

   

   

   但し、Ｖh_uv(i+j)：周期信号の前記所定期間におけるｊ番目の制御サイクルのＵ相とＶ相の相間電圧、Ｖh_wv(i+j)：周期信号の前記所定期間におけるｊ番目の制御サイクルのＷ相とＶ相の相間電圧。
3. ＤＣブラシレスモータの電機子に流れる相電流を検出する電流検出手段と、所定の制御サイクル毎に、該電流検出手段により検出される相電流と所定の目標電流との偏差が減少するように該モータの電機子に印加する駆動電圧を決定して該モータの通電制御を行う通電制御手段とを備えたＤＣブラシレスモータの制御装置において、
   前記駆動電圧に、２以上の制御サイクルを含む所定期間における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号を重畳する周期信号重畳手段と、
   前記駆動信号に前記周期信号が重畳されたときに、前記所定期間における前記駆動電圧を一定として、隣接する制御サイクル間における前記モータの相電流の１階差分を算出し、該１階差分を用いて前記モータの２倍角に応じた正弦参照値と余弦参照値を算出して、該正弦参照値と該余弦参照値に基づいて前記モータのロータ角度を算出するロータ角度検出手段とを備えたことを特徴とするＤＣブラシレスモータの制御装置。
4. 前記ロータ角度検出手段は、以下の式（６）〜式（１０）により、前記正弦参照値と前記余弦参照値を算出することを特徴とする請求項３記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
   

   

   但し、Ｖs：正弦参照値、Ｖc：余弦参照値、ｌ：モータの各相の自己インダクタンスの直流分、ｍ：モータの角相間の相互インダクタンスの直流分、dＩ(i+1)〜dＩ(i+n)…前記周期信号の前記所定期間中にｎ＋１個の制御サイクルが含まれる場合の、隣接する制御サイクル間の相電流の１階差分、ｉ：前記所定期間が始まる制御サイクルの番号。
   

   

   但し、θ：モータのロータ角度。
   

   

   但し、ｊ=1,2,…,n、dＩ_u(j)：Ｕ相の相電流の１階差分、dＩ_w(j)：Ｗ相の相電流の１階差分。
   

   

   

   但し、Ｖh_uv(i+j)：周期信号の前記所定期間におけるｊ番目の制御サイクルのＵ相とＶ相の相間電圧、Ｖh_wv(i+j)：周期信号の前記所定期間におけるｊ番目の制御サイクルのＷ相とＶ相の相間電圧。
5. ＤＣブラシレスモータを、該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、前記モータの電機子に流れる相電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段により検出される相電流と前記モータのロータ角度とに基づいて、前記ｑ軸電機子に流れるｑ軸電流と前記ｄ軸電機子に流れるｄ軸電流とを算出するｄｑ電流算出手段と、前記ｑ軸電機子に流れる電流の指令値であるｑ軸指令電流とｑ軸電流との偏差及び前記ｄ軸電機子に流れる電流の指令値であるｄ軸指令電流とｄ軸電流との偏差を小さくするように、所定の制御サイクル毎に前記ｄ軸電機子に印加するｄ軸電圧及び前記ｑ軸電機子に印加するｑ軸電圧を決定して、前記モータの通電制御を行うモータ制御装置において、前記モータのロータ角度を検出する方法であって、
   前記ｄ軸駆動電圧と前記ｑ軸駆動電圧に、２以上の制御サイクルを含む所定期間における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号を重畳する第１の工程と、
   前記所定期間中における前記ｄ軸駆動電圧と前記ｑ軸駆動電圧を一定として、前記所定期間中の隣接する制御サイクル間における前記モータの相電流の一階差分に対応したｄ軸電流の一階差分とｑ軸電流の一階差分を、所定のロータ角度推定値を用いて算出する第２の工程と、
   前記第２の工程で算出されたｄ軸電機子の一階差分とｑ軸電機子の一階差分とを用いて、前記モータのロータ角度の実際値と前記ロータ角度推定値との位相差の２倍角に応じた正弦参照値と余弦参照値とを算出する第３の工程と、
   前記第３の工程で算出された前記余弦参照値及び前記正弦参照値と、前記第１の工程における前記ロータ角度推定値とに基づいて、前記モータのロータ角度を算出する第４の工程とからなることを特徴とするＤＣブラシレスモータのロータ角度検出方法。
6. 前記第３の工程において、前記正弦参照値と前記余弦参照値は、以下の式（１１）〜式（１５）により算出されることを特徴とする請求項１記載のＤＣブラシレスモータのロータ角度検出方法。
   

   

   但し、Ｖs_dq：正弦参照値、Ｖc_dq：余弦参照値、dＩ_dq(i+1)〜dＩ_dq(i+n)…前記周期信号の前記所定期間中にｎ＋１個の制御サイクルが含まれる場合の、隣接する制御サイクル間のｄ軸電流及びｑ軸電流の１階差分、ｉ：前記所定期間が始まる制御サイクルの番号。
   

   

   但し、Ｌ_d：ｄ軸電機子のインダクタンス、Ｌ_q：ｑ軸電機子のインダクタンス。
   

   

   但し、j=1,2,…,n、dＩ_d(i+j)：ｄ軸電機子に流れる電流の１階差分、dＩ_q(i+j)：ｑ軸電機子に流れる電流の１階差分。
   

   

   

   但し、Ｖh_d(i+j)：前記周期信号の前記所定周期におけるｊ番目の制御サイクルのｄ軸電機子への出力電圧、Ｖh_q(i+j)：前記周期信号の前記所定周期におけるｊ番目の制御サイクルのｑ軸電機子への出力電圧。
7. ＤＣブラシレスモータを、該モータの界磁の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱い、前記モータの電機子に流れる相電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段により検出される相電流を前記ｑ軸電機子に流れるｑ軸電流と前記ｄ軸電機子に流れるｄ軸電流とに変換するｄｑ電流変換手段と、前記ｑ軸電機子に流れる電流の指令値であるｑ軸指令電流とｑ軸電流との偏差及び前記ｄ軸電機子に流れる電流の指令値であるｄ軸指令電流とｄ軸電流との偏差を小さくするように、所定の制御サイクル毎に前記ｄ軸電機子に印加するｄ軸駆動電圧及び前記ｑ軸電機子に印加するｑ軸駆動電圧を決定して、前記モータの通電制御を行う通電制御手段とを備えたモータ制御装置において、
   前記ｄ軸駆動電圧と前記ｑ軸駆動電圧に、２以上の制御サイクルを含む所定期間における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号を重畳する周期信号重畳手段と、
   前記所定期間中における前記ｄ軸駆動電圧と前記ｑ軸駆動電圧を一定として、前記所定期間中の隣接する制御サイクル間における前記モータの相電流の一階差分に対応したｄ軸電流の一階差分とｑ軸電流の一階差分を、所定のロータ角度推定値を用いて算出し、該ｄ軸電流電流の一階差分と該ｑ軸電流の一階差分とを用いて、前記モータのロータ角度の実際値と前記推定値との位相差の２倍角に応じた正弦参照値と余弦参照値とを算出して、該正弦参照値及び該余弦参照値と、前記ロータ角度推定値とに基づいて前記モータのロータ角度を算出するロータ角度検出手段とを備えたことを特徴とするＤＣブラシレスモータの制御装置。
8. 前記ロータ角度検出手段は、以下の式（１６）〜式（２０）により、前記正弦参照値と前記余弦参照値を算出することを特徴とする請求項７記載のＤＣブラシレスモータの制御装置。
   

   

   但し、Ｖs_dq：正弦参照値、Ｖc_dq：余弦参照値、dＩ_dq(i+1)〜dＩ_dq(i+n)…前記周期信号の前記所定期間中にｎ＋１個の制御サイクルが含まれる場合の、隣接する制御サイクル間のｄ軸電流及びｑ軸電流の１階差分、ｉ：前記所定期間が始まる制御サイクルの番号。
   

   

   但し、Ｌ_d：ｄ軸電機子のインダクタンス、Ｌ_q：ｑ軸電機子のインダクタンス。
   

   

   但し、j=1,2,…,n、dＩ_d(i+j)：ｄ軸電機子に流れる電流の１階差分、dＩ_q(i+j)：ｑ軸電機子に流れる電流の１階差分。
   

   

   

   但し、Ｖh_d：前記周期信号の前記所定周期におけるｊ番目の制御サイクルのｄ軸電機子への出力電圧、Ｖh_q：前記周期信号の前記所定周期におけるｊ番目の制御サイクルのｑ軸電機子への出力電圧。

Images